KR20140021967A - 블로커-톨러런스 광대역 잡음-제거 수신기들 - Google Patents

블로커-톨러런스 광대역 잡음-제거 수신기들 Download PDF

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KR20140021967A
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후만 다라비
데이빗 머피
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브로드콤 코포레이션
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Abstract

좁은-대역 오프-칩 무선 주파수(RF) 필터링의 관련된 단점들 때문에, 최소의 게인(gain) 압축 및 잡음 인자 감소를 가진 블로커(blocker)들을 견딜 수 있도록 설계된 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드가 제시된다. 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드는 기저대역 필터링 이전에 추가된 잡음 및 전압 게인을 최소화하는데 기여하는 두 개의 별개의 하향-변환 경로들을 포함하고, 이것은 좁은-대역 오프-칩 RF 필터링을 제거하는데 중요한 인자들이다.

Description

블로커-톨러런스 광대역 잡음-제거 수신기들{BLOCKER-TOLERANT WIDEBAND NOISE-CANCELING RECEIVERS}
본 발명은 일반적으로 RF 수신기들, 특히, RF 수신기 프론트-엔드(front-end)들에 관한 것이다.
무선 주파수(RF, radio frequency) 수신기 디자인에는 두 개의 일반적으로 구현된 프론트-엔드 아키텍처; 즉, 호모다인(homodyne) 아키텍처 및 헤테로다인(heterodyne) 아키텍처가 있다. 호모다인 아키텍처는 희망하는 채널을 RF로부터 기저대역으로 직접 하향-변환(down-convert)하는데 반면, 헤테로다인 아키텍처는 희망하는 채널을 기저대역으로 하향-변환하기 전에 하나 이상의 중간 주파수들(intermediate frequency)들로 하향-변환한다. 일반적으로, 이 프론트-엔드 아키텍처들의 각각은 종종 RF 신호를 수신하기 위해 안테나, 수신된 RF 신호의 대역외(out-of band) 간섭들을 삭제하기 위해 대역-통과 필터(band-pass filter), 필터링된 RF 신호에 게인(gain)을 제공하기 위해 저잡음 증폭기(LNA, low noise amplifier), 및 하나 이상의 다운 변환 단계들을 이용한다.
위에서 언급된 것과 같은 수신기 프론트-엔드의 각각의 구성요소는 전체 시스템의 잡음의 원인이 된다. 구성요소의 잡음은 그것의 잡음 인자(F)에 의해 특정지어질 수 있고, 잡음 인자는 구성요소의 입력에서의 신호-대-잡음 비(SNR, signal-to-noise ratio)의 구성요소의 출력에서의 SNR에 대한 비율에 의해 주어진다:
FCOMPONENT = SNRIN/SNROUT
전체 수신기 프론트-엔드의 잡음은 연속하는 구성요소들 복합체로부터의 잡음과 같이 입력부터 출력까지 증가한다. 일반적으로, 수신기 프론트-엔드의 전체 잡음 인자는 이전의 구성요소들의 직렬이 된 게인에 의해 나눠진 각각의 구성요소의 잡음 인자의 합에 비례하고, 다음과 같이 주어지고:
Figure pat00001
여기서, Fn 및 An은 각각 수신기 프론트-엔드의 n 번째 구성요소의 잡음 인자 및 게인을 나타낸다. 위의 식은 각각의 연속하는 구성요소에 의해 원인이 된 잡음은 그것을 앞서는 구성요소들의 직렬이 된 게인에 의해 감소되므로, 첫 번째 게인 구성요소의 잡음 인자 F1 및 게인 A1 이 수신기 프론트-엔드의 전체적인 잡음 인자에 대해 지배적인 영향을 가질 수 있다는 것을 나타낸다.
적절한 감도(sensitivity)를 제공하기 위해, 수신기 프론트-엔드의 제1 게인 구성요소의 잡은 인자 F1를 낮게, 게인 A1을 높게 유지하는 것이 종종 중요하다. 수신기 프론트-엔드의 감도는 검출될 수 있는 최소 신호 레벨을 결정하고 수신기 프론트-엔드의 전체 잡음 인자에 의해 제한된다. 따라서, 많은 수신기 디자인에서, 프론트-엔드의 첫 번째 게인 구성요소는 전체 RF 수신기에 낮은 잡음의 원인이 되면서 높은 게인을 제공할 수 있는 LNA이다.
LNA들은 작은 신호 입력들에 대해 비교적으로 선형의 게인을 제공한다. 그러나 충분히 큰 입력 신호들에 대해, LNA들은 게인 압축이 형태에서 비선형의 행동을 나타낼 수 있고; 즉, 충분히 큰 입력 신호들에 대해, LNA의 게인은 0에 근접한다. 블록커(blocker)들로 지칭되는 큰 대역 외 간섭들은 수신된 RF 신호의 비교적 약한 바라는 신호를 수반할 수 있게 때문에 LNA 게인 압축은 RF 수신기 디자인에서 직면한 공통 이슈이다. 이 큰 대역 외 간섭들이 LNA에 도착하기 전에 약화되지 않으면, LNA의 선형성에 심각하게 영향을 미칠 수 있고 수신기 프론트-엔드의 감도를 저하시킬 수 있다.
따라서, 대역-통과 필터는 큰 대역 외 간섭들을 약화시키기 위해 LNA 앞에 수신기 프론트-엔드에서 인습적으로 이용된다. 이 필터들은 일반적으로 많은 오늘날 통신 표준들에 의해 요구되는 높은 품질 인자(quality factor)(Q-인자)를 제공하는 표면 탄성 파(SAW, surface acoustic wave) 필터들과 같은 기계적 공진 기기(mechanically resonant device)들일 수 있다. 대역-통과 필터와 같은 동조 회로의 Q-인자는 그것의 3 dB 주파수 대역폭에 대한 그것의 공진 주파수(또는 중심 주파수)의 비율이다. SAW 필터들은 일반적으로 RF 수신기를 지닌 반도체 기반 상의 모놀리식(monolithic) 통합을 따르지 않는다. 그러나, SAW 필터들은 실리콘-기반 인덕터(inductor)들의 제한된 Q-인자 때문에 많은 RF 수신기 디자인에 관습으로 남아 있다.
비록 SAW 필터들이 큰 대역 외 간섭들의 뛰어난 약화 및 정확한 통과-대역 위치를 제공할 수 있을지라도, 그들은 몇몇 관련된 단점들이 갖는다. 첫째, 이 필터들은 그들의 통과-대역에서 약 1-2 dB의 삽입 손실을 갖는다. 이것은 직접적으로 잡음 인자를 추가하고 RF 수신기의 감도를 떨어뜨린다. 둘째, 이 필터들은 특히, 이 필터들 여러 개가 요구될 수 있는(예를 들어, 각각의 지원되는 대역에 대해 하나씩) 멀티-대역 어플리케이션들에서 언제나 비용 및 회로 보드(circuit board) 영역을 추가한다. 마지막으로, 좁은-대역 오프-칫(off-chip) SAW 필터들의 사용은 전력, 속도 및 유연성(flexibility)의 관련된 장점들에 대해 많은 관심을 계속해서 생성하는 소프트웨어-정의된 무선(SDR, Software Defined Radio)들의 개념과 양립할 수 없다.
셀룰러 표준들 GSM, UMTS 및 LTE, 무선 네트워킹 표준들 Wi-Fi 및 WiMAX, 모바일 TV 표준 DVB-H, 네비게이션 표준 GPS, 및 단거리 통신 표준들 블루투쓰 및 RFID와 같은 모바일 어플리케이션들은 일반적으로 400 MHz부터 6 GHz까지 완전히 포괄하는 무선 스펙트럼의 상이한 부분들을 사용한다. 모바일 기기들의 트렌드는 많은(전부가 아니라면) 이 모바일 어플리케이션들을 하나의 모바일 기기로 통합하는 것이여 왔고, 계속해서 그럴 것이다. 이 어플리케이션들의 모든 것에 대해 별개의 수신기 프론트-엔드를 추가하는 것보다 소프트웨어에 의해 제어되는 유연한 수신기 하드웨어의 사용이 모바일 기기를 더 작고 더 전력 효율적이고 더 저렴하게 만들 것이다. 소프트웨어로 기능이 이동하는 이 트렌드가 SDR들의 기본 아이디어이다. SAW 필터들은 그들이 좁은 대역이고 그들의 통과-대역들이 일반적으로 프로그래머블(programmable)하지 않기 때문에 SDR들의 개념과 양립하지 않는다.
본 발명의 목적은 광대역 잡음-제거 수신기 프론트-엔드를 제공하는 것이다.
일 측면에 따르면, 안테나로부터 무선-주파수(RF, radio-frequency) 전압 신호 및 RF 전류 신호에 의해 표현된 RF 신호를 수신하는 수신기 프론트-엔드가 제공되고, 상기 수신기 프론트-엔드는:
제1 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 FR 전류 신호를 국부 발진기(LO, local oscillator) 신호와 혼합하도록 구성된 제1 패시브 믹서(passive mixer), 및 제1 출력 신호를 제공하기 위해 제1 게인(gain)을 상기 제1 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제1 트랜스임피던스 증폭기(transimpedance amplifier)를 포함하는 메인(main) 하향-변환 경로; 및
상기 RF 전압 신호를 대응하는 전류 신호로 변환하도록 구성된 상호 컨덕턴스 셀(transconductance cell), 제2 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 대응하는 전류 신호를 상기 LO 신호와 혼합하도록 구성된 제2 패시브 믹서, 및 제2 출력 신호를 제공하기 위해 제2 게인을 상기 제2 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제2 트랜스임피던스 증폭기를 포함하는 보조 하향-변환 경로를 포함한다.
바람직하게, 상기 제1 게인은 상기 제2 게인에 비례한다.
바람직하게, 상기 제1 게인은 상기 안테나와 관련된 소스(source) 임피던스(impedance)와 상기 제2 게인의 곱에 비례한다.
바람직하게, 상기 상호 컨덕턴스 셀은 인버터(inverter)이다.
바람직하게, 상기 수신기 프론트-엔드는:
상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 차동의 신호의 두 엔드(end)들로 처리하도록 구성된 기저대역 프로세싱 블록을 더 포함한다.
바람직하게, 상기 수신기 프론트-엔드는:
인피던스 정합(impedance matching) 저항기로부터의 잡음이 삭제되고 상기 RF 신호가 강화되도록 상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 구별하여 감지하도록 구성된 기저대역 프로세싱 블록을 더 포함한다.
바람직하게, 상기 기저대역 프로세싱 블록은 상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 저주파-통과 필터링(low pass filter)하고 디지털화하도록 더 구성된다.
바람직하게, 상기 제1 패시브 믹서는 제1 고조파 제거(harmonic rejection) 믹서 내에 포함되고, 상기 제2 패시브 믹서는 제2 고조파 제거 믹서 내에 포함된다.
바람직하게, 상기 수신기 프론트-엔드는 상기 제1 출력 신호를 필터링하도록 구성된 저주파-통과 필터를 더 포함한다.
바람직하게, 상기 저주파-통과 필터는 스위치드 캐퍼시터 필터이다.
일 측면에 따르면, 안테나로부터 무선-주파수(RF, radio-frequency) 전압 신호 및 RF 전류 신호에 의해 표현된 RF 신호를 수신하는 수신기 프론트-엔드가 제공되고, 상기 수신기 프론트-엔드는:
제1 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전류 신호를 하향-변환하도록 구성된 제1 패시브 믹서(passive mixer);
가상 접지(virtual ground)의 제1 합산 노드(summing node)에서 상기 제1 패시브 믹서로부터 상기 제1 하향-변환된 신호를 수신하고 제1 출력 신호를 제공하기 위해 제1 게인(gain)을 상기 제1 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제1 트랜스임피던스 증폭기(transimpedance amplifier);
제2 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전압 신호에 대응하는 전류 신호를 하향-변환하도록 구성된 제2 패시브 믹서; 및
가상 접지(virtual ground)의 제2 합산 노드에서 상기 제2 패시브 믹서로부터 상기 제2 하향-변환된 신호를 수신하고 제2 출력 신호를 제공하기 위해 제2 게인을 상기 제2 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제2 트랜스임피던스 증폭기를 포함한다.
바람직하게, 상기 제1 게인은 상기 제2 게인에 비례한다.
바람직하게, 상기 제1 게인은 상기 안테나와 관련된 소스(source) 임피던스(impedance)와 상기 제2 게인의 곱에 비례한다.
바람직하게, 상기 수신기 프론트-엔드는:
상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 차동의 신호의 두 엔드(end)들로 처리하도록 구성된 기저대역 프로세싱 블록을 더 포함한다.
바람직하게, 상기 수신기 프론트-엔드는:
인피던스 정합(impedance matching) 저항기로부터의 잡음이 삭제되고 상기 RF 신호가 강화되도록 상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 구별하여 감지하도록 구성된 기저대역 프로세싱 블록을 더 포함한다.
바람직하게, 상기 기저대역 프로세싱 블록은 상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 저주파-통과 필터링(low pass filter)하고 디지털화하도록 더 구성된다.
바람직하게, 상기 제1 패시브 믹서는 제1 고조파 제거(harmonic rejection) 믹서 내에 포함되고, 상기 제2 패시브 믹서는 제2 고조파 제거 믹서 내에 포함된다.
바람직하게, 상기 수신기 프론트-엔드는 상기 제1 출력 신호를 필터링하도록 구성된 저주파-통과 필터를 더 포함한다.
바람직하게, 상기 저주파-통과 필터는 스위치드 캐퍼시터 필터이다.
일 측면에 따르면, 안테나로부터 무선-주파수(RF, radio-frequency) 전압 신호 및 RF 전류 신호에 의해 표현된 RF 신호를 수신하는 수신기 프론트-엔드가 제공되고, 상기 수신기 프론트-엔드는:
제1 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전류 신호를 하향-변환하고 제1 게인(gain)을 상기 제1 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 메인(main) 하향-변환 경로; 및
제2 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전압 신호에 대응하는 전류 신호를 하향-변환하고 제2 게인을 상기 제2 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 보조 하향-변환 경로를 포함하고,
상기 제1 게인은 상기 안테나와 관련된 소스(source) 임피던스(impedance)와 상기 제2 게인의 곱에 비례한다.
본 발명에 따르면, 필터의 통과-대역을 조절될 수 있는 광대역 잡음-제거 수신기 프론트-엔드를 제공된다.
여기 포함되고 명세서의 일부를 형성하는 수반하는 도면들은 본 발명의 실시예들을 나타내고, 상세한 설명과 함께, 실시예들의 원리들을 설명하고 당업자가 실시예들을 만들고 사용할 수 있도록 기여한다.
도 1은 수신기 프론트-엔드에 적용될 잡음 삭제 기법을 나타낸다.
도 2는 본 발명의 실시예들에 따라 도 1에 도시된 잡음 삭제 기법을 이용하는 두 개의 별개의 하향-변환 경로들을 가진 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(mixer-first receiver front end)를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따라 고차 고조파 효과(higher-order harmonic effect)에 의해 발생된 간섭을 제한하도록 설계된 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드를 나타낸다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 8-상 고조차 제거 믹서(eight-phase harmonic rejection mixer)에서 사용을 위한 예시적인 LO 신호들의 파형도(waveform diagram)를 나타낸다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 싱글-밸런스드 패시브 믹서(single-balanced passive mixer)를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 더블-밸런스드 패시브 믹서(double-balanced passive mixer)를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 싱글-엔디드 저주파 통과 필터(single-ended low-pass filter)를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 차동의 저주파 통과 필터(differential low-pass filter)를 나타낸다.
본 발명의 실시예들은 수반하는 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 구성요소가 처음으로 나타나는 도면은 일반적으로 대응하는 참조번호에서 가장 왼쪽 숫자(들)로 표시된다.
다음 설명에서, 본 발명의 실시예들의 철저한 이해를 제공하기 위해 수많은 특정 세부사항들이 제시된다. 그러나, 구조들, 시스템들 및 방법들을 포함하여 실시예들은 이 특정 세부사항들 없이 실행될 수 있다는 것은 당업자에게 자명할 것이다. 여기서 설명과 표현은 그들의 작업의 본질을 관련 분야의 다른 기술자들에게 가장 효율적으로 전달하기 위해 관련 분야의 경험자 또는 기술자에 의해 사용되는 공통 수단들이다. 다른 예들에서, 잘 알려진 방법들, 프로시저들, 구성요소들, 및 회로부는 불필요하게 발명의 측면들을 모호하게 하는 것을 피하기 위해 자세히 설명되지 않았다.
상세한 설명에서 "일 실시예", "실시예", "예시적인 실시예" 등에 대한 참조들은 설명된 실시예가 특정 특성, 구조 또는 특징을 포함할 수 있으나 모든 실시예가 특정 특성, 구조 또는 특징을 필연적으로 포함하지 않을 수 있다는 것을 나타낸다. 더욱이, 이런 관용구들은 필연적으로 동일한 실시예를 지칭하고 있지 않다. 더욱이, 특정 특성, 구조, 또는 특징이 일 실시예와 관련되어 설명될 때, 명시적으로 설명되었든 아니든 다른 실시예들과 관련된 이런 특성, 구조 또는 특징에 영향을 준다는 것은 당업자의 지식 이내에 있다는 것이 제안된다.
1. 개요
위에서 언급된 좁은-대역 오프-칫(narrow-band off-chip) RF 필터링의 관련된 단점들 때문에, 최소한의 게인(gain) 압축과 잡음 인자(factor) 저하를 가진 블로커(blocker)들을 용인하도록 설계된 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(mixer-first receiver front-end)가 여기서 설명된다. 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드는 기저대역 필터링 이전에 추가된 잡음 및 전압 게인을 최소화하는 걸 돕는 두 개의 별개의 하향-변환 경로들을 포함하고, 이것은 아래에서 설명되는 바와 같이 좁은 대역 오프-칩 RF 필터링을 제거하는데 중요한 인자들이다.
2. 믹서-퍼스트 수신기 프론트 - 엔드
믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드에서, 수신된 RF 신호의 하향-변환은 블로커들을 제거하기 위한 RF 신호의 임의의 기본적인 필터링 이전에 수신된 RF 신호의 하향-변환이 수행된다. RF 신호가 하향-변환 전에 블로커들을 제거하기 위한 기본적인 필터링을 수신하지 않으므로, 하향-변환된 신호가 블로커들을 제거하기 위해 필터링될 수 있을 때까지 프론트-엔드가 하향-변환 이전, 동안, 및 이후에 RF 신호의 최소한의 전압 게인을 기여하는 것이 중요하다. 하향-변환된 신호가 필터링될 수 있을 때까지 전압 게인을 최소화하는 것은 블로커들로 인한 증폭 요소(amplifying element)들의 게인 압축을 방지한다. 더욱이, RF 신호가 기저대역 필터링 전에 실질적으로 전압 게인을 수신하지 않으므로, 종종 약한 RF 신호에 의해 전달되는 정보를 압도하지 않기 위해 하향-변환 이전 및 동안 RF 신호에 최소한의 잡음이 추가되는 것이 중요하다.
본 발명의 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드는 기저 대역 필터링 이전에 추가된 잡음 및 전압 게인을 최소화하는 것을 돕는 두 개의 별개의 하향-변환 경로들을 포함하고, 따라서 좁은 대역 오프-칩 RF 필터링이 생략되는 것을 허용한다. 본 발명의 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드의 특정 실시예들을 논의하기 전에, 프론트-엔드에 의해 이용되는 잡음 삭제 기법이 설명된다.
도 1은 본 발명의 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드에 의해 이용되는 잡음 삭제 기법의 개념을 명확히 나타낸다. 도 1에 도시된 바와 같이, 수신기 프론트-엔드(100)는 안테나(102)를 포함하고, 이것은 소스 출력 저항(RS)(106), 및 입력 정합(matching) 저항(RIN)(108)과 직렬인 전압 소스(104)에 의해 표현될 수 있다. 입력 정합 저항(108)은 일반적으로 안테나(102)와 관련된 소스 출력 저항(106)에 매치(match)하기 위해 포함된다. 정합 저항(보통 임피던스 정합이라 불림)을 제공하는 것은 신호 반사들을 피하고 안테나(102)로부터 수신기 프론트-엔드(100)의 다른 다운-스트림 요소들로의 전력 이송을 최대화하는 것을 돕는다. 그러나, 모든 저항 요소들과 마찬가지로, 입력 정합 저항(108)은 열 잡음을 생성하고, 이것은 안테나(102)에 의해 수신된 종종 약한 RF 신호를 압도할 수 있다. 입력 정합 저항(108)에 의해 생성된 열 잡음은 도 1에
Figure pat00002
의 평균 제곱 값을 가진 직렬 전압 소스로 도시된다.
수신기 프론트-엔드(100)는 입력 정합 저항(108)에 의해 생성된 열 잡음을 삭제하기 위해 두 개의 게인 경로들을 포함한다. 제1 게인 경로는 어떤 게인 α에 의해 곱해진 소스 입력 저항(106)과 입력 정합 저항(108) 사이에서 측정된 전압
Figure pat00003
과 동일한 제1 출력 저항 VOUT1을 제공하는 전압 제어된 전압 소스(110)를 포함한다. 제2 게인 경로는 어떤 게인 rm에 의해 곱해진 입력 정합 저항(108)을 통해 흐르는 전류
Figure pat00004
과 동일한 제2 출력 저항 VOUT2를 제공하는 전류 제어된 전압 소스(112)를 포함한다.
안테나(102)에 의해 수신된 RF 신호가 전압
Figure pat00005
과 전류
Figure pat00006
둘 다에서 서로 같은 위상에서 나타나는 반면, 입력 정합 저항(108)에 의해 생성된 열 잡음은 전압
Figure pat00007
과 전류
Figure pat00008
에서 서로 180 도 다른 위상에서 나타난다는 것이 보여질 수 있다. 이것이 주어졌을 때, VOUT1 및 VOUT2가 함께 합산될 때(또는 α 및 rm의 상대적 극성들에 따라 달리 잠재적으로 감지됨), 안테나(102)에 의해 수신된 RF 신호는 강화되는 반면 입력 정합 저항(108)에 의해 생성된 열 저항은 본질적으로 삭제되도록 rm 및 α는 두 개의 전압 신호들 VOUT1 및 VOUT2의 규모를 조정하도록 결정될 수 있다. 예를 들어, 도 1에 도시된 프론트-엔드(100)의 예시적인 구성에 기반하여, rm을 -α*Rs와 같게 설정함에 의해, VOUT1 및 VOUT2가 함께 합산될 때(또는 α 및 rm의 상대적 극성들에 따라 달리 잠재적으로 감지됨), 안테나(102)에 의해 수신된 RF 신호는 강화되는 반면 입력 정합 저항(108)에 의해 생성된 열 저항은 본질적으로 삭제되도록 두 개의 전압 신호들 VOUT1 및 VOUT2의 규모는 조정될 수 있다.
도 2는 위에서 설명된 잡음 삭제 기법을 이용하는 본 발명의 실시예에 따른 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)를 나타낸다. 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)는 무선 RF 신호들을 수신하는 몇몇 상이한 기기들, 예를 들어, 셀 폰들, 무선 모뎀들, 무선 라우터들 및 액세스 포인트들 등에서 사용될 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)는 안테나(202), 두 개의 하향-변환 경로들(204 및 206), 및 기저대역 프로세싱 블록(208)을 포함한다. 안테나(202)는 예를 들어 50 옴(Ohm)일 수 있는 소스 출력 저항(RS)(212)과 직렬인 전압 소스(210)에 의해 표현될 수 있다. 소스 출력 저항(212)은 신호 반사들을 피하고 안테나(202)로부터 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)의 다른 다운-스트림 요소들로의 전압 이송을 최대화하기 위해 입력 정합 저항(RIN)(214)과 매치된다.
동작 중, 두 개의 하향-변환 경로들(204 및 206)은 안테나(202)에 의해 수신된 RF 신호를 기저대역 또는 몇몇 IF로 하향-변환하고, RF 신호의 전압 게인을 실질적으로 피하는 반면 입력 정합 저항(214)에 의해 제공된 열 잡음을 실질적으로 삭제하기 위해 도 1의 위에서 설명된 잡음 삭제 기법을 이용한다. 메인(main) 하향-변환 경로(204)는 입력 정합 저항(214)을 통해 흐르는 저항 신호
Figure pat00009
을 국부 발진기(LO, local oscillator) 신호(218)의 주파수와 실질적으로 동일한 양만큼 하향-변환하는 패시브 믹서(216)를 포함한다. 전류 신호
Figure pat00010
는 안테나(202)에 의해 수신된 RF 신호와 입력 정합 저항(214)에 의해 생성된 열 잡음 신호를 둘 다 포함한다. 보조 하향-변환기 경로(206)는 소스 입력 저항(212)과 입력 정합 저항(214) 사이에서 측정된 전압 신호
Figure pat00011
를 패시브 믹서(216)에 의해 사용되는 동일한 LO 신호(218)의 주파수와 실질적으로 동일한 양만큼 하향-변환하는 패시브 믹서(220)를 포함한다. LO 신호(218)의 주파수는 예를 들어, 수신된 RF 신호의 스펙트럼에서 바라던 채널의 위치에 기반하여 넓은 주파수 영역에 걸쳐 조정될 수 있다. 전류 신호
Figure pat00012
와 같이, 전압 신호
Figure pat00013
는 안테나(202)에 의해 수신된 RF 신호 및 입력 정합 저항(214)에 의해 생성된 열 잡음 신호를 둘 다 포함한다. 추가적인 상호 컨덕턴스 셀(transconductance cell)(GM)(222)이 전압 신호
Figure pat00014
을 대응하는 전류 신호로 변환하기 위해 보조 하향-변환 경로(206)에 포함된다. 상호 컨덕턴스 셀(222)은 예를 들어, 인버터(inverter)로 구현될 수 있다.
도 1에서 언급된 바와 같이, 열 잡음 신호 및 RF 신호가 전류 신호
Figure pat00015
및 전압 신호
Figure pat00016
둘 다에서 나타날지라도,
Figure pat00017
의 RF 신호는
Figure pat00018
의 RF 신호와 같은 위상에 있는 반면,
Figure pat00019
의 열 잡음 신호는
Figure pat00020
의 열 잡음 신호와 180 도 다른 위상에 있다는 것이 보여질 수 있다. 이것이 주어졌을 때, VOUT1과 VOUT2가 함께 합산될 때(또는 전달 함수들에 의해 적용된 게인들의 상대적 극성들에 따라 달리 잠재적으로 감지됨), 안테나(202)에 의해 수신된 RF 신호는 강화되는 반면 입력 정합 저항(214)에 의해 생성된 열 저항은 본질적으로 삭제되도록 트랜스임피던스(transimpedance) 연산 증폭기(operational amplifier)들(224 및 226)은 각각 패시브 믹서들(218 및 220)의 출력에서 하향-변환된 전류 신호들을 두 개의 전압 신호들 VOUT1 및 VOUT2로 변환하고 스케일하는데 사용될 수 있다.
일반적으로, 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 226)의 전달 함수들은 그들의 피드백(feedback) 네트워크들에 기반하여 결정된다. 적어도 하나의 실시예에서, 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 226)은 도 2에 도시된 바와 같이 그들의 피드백 네트워크들에서 병렬로 저항 요소와 용량성 요소(capacitive element)를 포함한다. 용량성 요소들 CMAIN 및 CAUX은 안전성 목적으로 포함될 수 있고, 저항 요소들 RMAIN 및 RAUX은 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 226) 각각에 대한 전류-대-전압 변환 게인을 설정하기 위해 포함될 수 있다. 일반성을 잃지 않고, 용량성 요소들 CMAIN 및 CAUX이 무시되면, 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 226)이 충분한 개루프(open-loop) 게인들을 갖는다고 가정하면, 전류-대-전압 변환 게인들은 -RMAIN 및 -RAUX과 실질적으로 동일하다는 것은 보여질 수 있다.
도 2에 도시된 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)의 예시적인 구성에 기반하여, RMAIN을 -RAUX*Rs와 같게 설정함에 의해, VOUT1과 VOUT2가 함께 합산될 때(또는 α 및 rm의 상대적 극성들에 따라 달리 잠재적으로 감지됨), 안테나(202)에 의해 수신된 RF 신호는 강화되는 반면 입력 정합 저항(214)에 의해 생성된 열 저항은 본질적으로 삭제되도록 두 개의 전압 신호들 VOUT1 및 VOUT2의 규모는 조정될 수 있다. 그러나, RMAIN 및 RAUX에 대한 다른 설정들이 가능하고 다른 RF 수신기 프론트-엔드 구성들을 위해 사용될 수 있다.
(양방향인) 패시브 믹서들(216 및 220) 및 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 226)을 이용함에 의해, 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 226)의 네거티브 합산 노드(negative summing node)들에서 가상 접지는 이상적으로 안테나(202)로부터 RF 신호가 수신되는 패시브 믹서들(216 및 220)의 RF 사이드에서 나타나고, 그에 의해 블로커들을 제거하기 위해 기저대역 또는 IF 필터링 이전에 전압 스윙(swing)을 억제한다. 따라서, 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)는 전압 게인을 최소화하면서, 잡음을 억제하기 때문에, 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)는 고려되는 블로커를 잘 견딜 수 있다. 추가적으로, 패시브 믹서(216)는 양방향이기 때문에, 트랜스임피던스 연산 증폭기(224)의 잡음은 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)의 입력에서 상향-변환하고, 입력 정합 저항(214)에 의해 생성된 열 잡음과 함께 삭제된다. 전류 소스와 같은 상호 컨덕턴스 셀(222)에 의해 작동될 때 트랜스임피던스 연산 증폭기(226)의 잡음은 무시할 만큼 기여한다.
위에서 설명된 바와 같은 하향-변환 경로들(204 및 206)에 의한 안테나(202)에 의해 수신된 RF 신호의 하향-변환 다음에, 기저대역 프로세싱 블록(208)이 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들을 이용하여 VOUT1 및 VOUT2를 프로세스한다. 예를 들어, 기저대역 프로세싱 블록(208)은 블로커들 및 다른 간섭을 제거하기 위해, 별개로 또는 함께 합산된 후(또는 감산된 후), VOUT1 및 VOUT2를 저주파-통과 필터링할 수 있다. 추가적으로, 기저대역 프로세싱 블록(208)은 하나 이상의 아날로그-대-디지털 변환기들(ADCs, analog-to-digital converters)을 사용하여, 별개로 또는 함께 합산된 후(또는 감산된 후), VOUT1 및 VOUT2의 디지털화를 더 수행할 수 있다. ADC들은 예를 들어, 델타-시그마(delta-sigma) ADC들 일 수 있다. 추가로, 기저대역 프로세싱 블록(208)은 서로에 대해 임의의 순서로 VOUT1 및 VOUT2의 저주파-통가 필터링 및 디지털화를 수행할 수 있다. 더욱이, 기저대역 프로세싱 블록(208)은 정보를 복원하기 위해 VOUT1 및 VOUT2 내에 포함된 하향-변환된 RF 신호를 복조할 수 있다.
3. 고조파 제거( harmonic rejection ) 믹서를 지닌 믹서-퍼스트 수신기 프론트 - 엔드
수신된 RF 신호를 하향-변환하기 위해 도 2의 패시브 믹서기들(216 및 220)에 의해 사용되는 LO 신호(218)는 일반적으로 대략 직각 파형이다. 단일-톤(single-tone) 사인 곡선의 파형과는 달리, 직각 파형은 LO 신호의 기본 주파수의 특정 배수들에서 고조파들을 포함한다. 따라서, 이 고조파들에 위치한 RF 신호의 바람직하지 않은 부분들은 패시브 믹서들(216 및 220)에 의해 하향-변환될 수 있고 기저대역에서 RF 신호의 바람직한 부분을 방해할 수 있다.
아래에서 설명된 도 3은 본 발명의 실시예들에 따라 고차 고조파 효과(higher-order harmonic effect)에 의해 발생된 간섭을 제한하도록 설계된 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(300)를 제공한다. 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(300)는 도 2에 도시된 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(200)와 동일한 기본 구조를 포함한다. 그러나, 하향-변환 경로들(204 및 206)에 각각 포함된 패시브 믹서들(216 및 220)은 4 개의 단일-밸런스드 패시브 믹서들로부터 구성된 8-상 패시브 고조파 제거 믹서에 의해 각각 대체되었다. 상응하여, 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 225)은 단일-밸런스드 패시브 믹서들 중 각각 하나에 각각 연결된 4 개의 트랜스임피던스 연산 증폭기들로 대체되었다. 다른 실시예들에서, 더 낮거나 더 높은 차수의 패시브 고조파 제거 믹서들이 사용될 수 있다는 것이 주목되어야 한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 각각의 하향-변환 경로(204 및 206)에 포함된 네 개의 단일-밸런스드 패시브 믹서들은 LO 신호들의 각각의 세트를 수신한다. 하향-변환 경로들(204 및 206)의 제1 각각의 패시브 믹서는 LO 신호들 0 및 4를 수신하고, 하향-변환 경로들(204 및 206)의 제2 각각의 패시브 믹서는 LO 신호들 1 및 5를 수신하고, 하향-변환 경로들(204 및 206)의 제3 각각의 패시브 믹서는 LO 신호들 2 및 6을 수신하고, 하향-변환 경로들(204 및 206)의 제4 각각의 패시브 믹서는 LO 신호들 3 및 7을 수신한다. LO 신호들 0-7에 대한 예시적인 파형들(400)은 도 4에 도시된다. 도 4에 도시된 바와 같이, 예시적인 LO 신호들은 겹쳐지지 않고 12.5%와 동일한 충격 계수(duty cycle)를 갖는다. 각각의 하향-변환 경로(204 및 206)의 4 개의 트랜스임피던스 연산 증폭기들의 출력들의 대략 가중치가 주어진 조합들을 이용함에 의해, 위에서 논의된 더 높은 차수의 고조파 영향들의 결과로 기저대역으로 접혀진 잡음의 양은 감소 및/또는 영으로 될 수 있다. 가중치를 주는 것 및 재조합이 기저대역 프로세싱 블록(208)에 의해 수행될 수 있다.
다른 실시예들에서, 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드(300)는 완전히 차동의 수신기 프론트-엔드로서 더 구성될 수 있다. 다시 말해서, 다른 실시예들에서, 믹서-퍼스트 수신기 프론트 엔드(300)는 상호 컨덕턴스 셀(222)을 차동 상호 컨덕턴스 셀로 대체함에 의해 및 각각의 하향-변환 경로(204 및 206)의 4 개의 단일-밸런스드 패시브 믹서들을 더블-밸런스드 패시브 믹서들로 대체함에 의해 안테나(202)에 의해 수신된 차동의 RF 신호를 프로세스하도록 더 구성될 수 있다.
4. 패시브 믹서들
도 5는 도 3에 도시된 단일-밸런스드 패시브 믹서들을 구현하는데 사용될 수 있는 단일-밸런스드 패시브 믹서(500)의 예시적인 구현을 나타낸다. 단일-밸런스드 패시브 믹서(500)는 스위칭 기기들 M1 및 M2를 포함한다. 일 실시예에서, 스위칭 기기들 M1 및 M2는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET, metal oxide semiconductor field effect transistor)들이다. 특히, 스위칭 기기들 M1 및 M2는 n-채널 MOSFET들(NMOS)이다. 그러나, 당업자에 의해 이해될 바와 같이, 스위칭 기기들 M1 및 M2는 다른 적절한 스위칭 기기들을 이용하여 구현될 수 있다. 도 5의 구현에서, 스위치들 M1 및 M2는 ON일 때 그들의 선형 영역에서 실질적으로 동작된다.
동작 중에, 단일-밸런스드 패시브 믹서(500)는 ωLO의 주파수를 갖는 차동의 LO 신호를 수신한다. 스위칭 기기 M1의 게이트(gate)는 LO 신호의 양극(positive end)(LO+)에 연결되고, 스위칭 기기 M2의 게이트는 LO 신호의 음극(negative end)(LO-)에 연결된다. LO 신호가 차동이고, 그것의 두 극들이 실질적으로 180 도 위상이 다르기 때문에, 스위치 기기들 M1 및 M2는 LO 신호의 주파수(ωLO)에서 상이한 시간에 NO 및 OFF가 바뀐다. ωLO의 주파수에서 상이한 시간에 트랜지스터들 M1 및 M2의 스위칭은 ±1에 의해 스위칭 기기들 M1 및 M2의 소스들에 연결된 RF 입력 신호(RFIN)를 효율적으로 크게 증식시킨다. 이 효율적인 증식은 LO 신호와 RF 입력 신호 사이의 주파수에서 합(ωRF+ωLO)과 차(ωRF-ωLO 또는 ωLO-ωRF)에 의해 RF 입력 신호의 주파수 변환을 야기한다. 주파수-변환된 RF 입력 신호는 출력(502)에서 달리 제공된다.
단일-밸런스드 패시브 믹서(500)의 사용은 LO 신호의 임의의 DC 오프셋 구성요소를 효율적으로 제거한다. DC 구성요소의 제거는 단일-밸런스드 패시브 믹서(500)의 출력(502)에서 RF 입력 신호의 바람직하지 않은 피드 스루(feed-through)를 줄이는데 기여한다.
도 6은 완전히 차동의 수신기 프론트-엔드가 요구될 때 도 3의 수신기 프론트-엔드(300)의 패시브 믹서들을 구현하기 위해 사용될 수 있는 더블-밸런스드 패시브 믹서(600)의 예시적인 구현을 나타낸다.
더블-밸런스드 패시브 믹서(600)는 스위칭 기기들 M1, M2, M3 및 M4를 포함한다. 일 실시예에서, 스위칭 기기들 M1-M4는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET, metal oxide semiconductor field effect transistor)들이다. 특히, 스위칭 기기들 M1-M4는 n-채널 MOSFET들(NMOS)이다. 그러나, 당업자에 의해 이해될 바와 같이, 스위칭 기기들 M1-M4는 다른 적절한 스위칭 기기들을 이용하여 구현될 수 있다. 도 6의 구현에서, 스위치들 M1-M4는 ON일 때 그들의 선형 영역에서 실질적으로 동작된다.
동작 중에, 더블-밸런스드 패시브 믹서(600)는 ωLO의 주파수를 갖는 차동의 LO 신호를 수신한다. 더블-밸런스드 패시브 믹서(600)는 두 개의 단일-밸런스드 패시브 믹서들(602 및 604)로부터 본질적으로 형성된다. 스위칭 기기들 M1 및 M3의 게이트(gate)들은 LO 신호의 양극(positive end)(LO+)에 연결되고, 스위칭 기기 M3 및 M4의 게이트들은 LO 신호의 음극(negative end)(LO-)에 연결된다. LO 신호가 차동이고, 그것의 두 극들이 실질적으로 180 도 위상이 다르기 때문에, 스위칭 기기 쌍 M1과 M2 및 스위칭 기기 쌍 M3 및 M4는 LO 신호의 주파수(ωLO)에서 상이한 시간에 NO 및 OFF가 바뀐다. ωLO의 주파수에서 스위칭은 ±1에 의해 스위칭 기기들 M1 및 M2의 소스들에 연결된 양성 RF 입력 신호(RFIN +), 및 스위칭 기기들 M3 및 M4의 소스들에 연결된 음성 RF 입력 신호(RFIN -)를 효율적으로 크게 증식시킨다. 이 효율적인 증식은 동상의(in-phase) LO 신호와 차동 RF 입력 신호 사이의 주파수에서 합(ωRF+ωLO)과 차(ωRF-ωLO 또는 ωLO-ωRF)에 의해 차동 RF 입력 신호의 주파수 변환을 야기한다. 주파수-변환된 RF 입력 신호는 출력(606)에서 달리 제공된다.
단일-밸런스드 패시브 믹서(600)의 사용은 차동 RF 입력 신호의 임의의 DC 오프셋 구성요소 뿐만 아니라 LO 신호의 임의의 DC 오프셋 구성요소를 효율적으로 제거한다. DC 구성요소들의 제거는 더블-밸런스드 패시브 믹서(600)의 출력(606)에서 RF 입력 신호 및 LO 신호의 바람직하지 않은 피드 스루(feed-through)를 줄이는데 기여한다.
5. 저주파-통과 필터
도 7은 위에서 제시된 바와 같이 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드에서 사용될 수 있는 저주파 통과 필터의 예시적인 구현을 나타낸다. 특히, 도 7은 예를 들어 도 2에 도시된 싱글 엔드 트랜스임피던스 연산 증폭기들(single-ended transimpedance operational amplifiers)(224 및 226) 중 하나일 수 있는 싱글 엔드 트랜스임피던스 연산 증폭기(702) 및 저주파-통과 필터(704)를 나타낸다. 저주파-통과 필터(704)는 트랜스임피던스 연산 증폭기들(224 및 226) 중 하나로부터의 출력으로서 제공되는 하향-변환된 신호의 간섭들 또는 블로커들을 약화시키는데 사용될 수 있다.
저주파 통과 필터(704)는 특히 저항기 R1 및 캐퍼시터 C1을 포함하고, 저주파-통과 필터(704)의 필터링된 출력은 R1과 C1의 직렬 연결 사이로 이동된다. 일 실시예에서, 저항기 R1 및/또는 캐퍼시터 C1은 저주파-통과 필터의 통과-대역의 특징들이 조절될 수 있도록 프로그래머블하게 만들어진다.
저주파-통과 필터(704)가 고조파 제거 믹서들을 구현하는 도 3에 도시된 것과 유사하게 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드에서 사용될 때, 각각의 저주파-통과 필터(704)는 각각의 트랜스임피던스 연산 증폭기의 출력에 놓일 수 있거나 저주파-통과 필터(704)는 고조파 재조합이 수행된 후 신호들을 필터링하는데 사용될 수 있다. 후자의 예에서, 하나 또는 두 개의(동상 및 직각 위상 구성요소들이 있음) 저주파-통과 필터들(704)이 사용될 수 있다. 다른 실시예들에서, 저주파-통과 필터(704)는 저주파-통과 기능을 구현하는 스위치드 캐퍼시터 필터에 의해 대체될 수 있다는 것은 더 주목되어야 한다. 이런 필터의 스위칭 주파수는 필터의 통과-대역을 조절하기 위해 프로그래머블하게 만들어질 수 있다.
도 8은 위에서 제시된 바와 같이 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드에서 사용도리 수 있는 저주파 통과 필터의 다른 예시적인 구현을 나타낸다. 특히, 도 8은 예를 들어, 도 3에 도시된 차동 트랜스임피던스 연산 증폭기들 중 하나 일 수 있는 차동 트랜스임피던스 연산 증폭기(802), 및 차동 저주파-통과 필터(804)를 나타낸다. 차동 저주파-통과 필터(804)는 도 3에 도시된 트랜스임피던스 연산 증폭기들 중 하나로부터의 출력으로서 제공되는 하향-변환된 신호의 간섭들 또는 블로커들을 약화시키는데 사용될 수 있다.
저주파 통과 필터(804)는 특히 저항기들 R1 및 R2, 및 캐퍼시터 C1을 포함하고, 차동 저주파-통과 필터(804)의 필터링된 출력은 도 8에 도시된 바와 같이 이동된다. 일 실시예에서, 저항기 R1 및 R2 및/또는 캐퍼시터 C1은 저주파-통과 필터의 통과-대역의 특징들이 조절될 수 있도록 프로그래머블하게 만들어진다.
저주파-통과 필터(804)가 고조파 제거 믹서들을 구현하는 도 3에 도시된 것과 유사하게 믹서-퍼스트 수신기 프론트-엔드에서 사용될 때, 각각의 차동 저주파-통과 필터(804)는 각각의 트랜스임피던스 연산 증폭기의 출력에 놓일 수 있거나 차동 저주파-통과 필터(804)는 고조파 재조합이 수행된 후 신호들을 필터링하는데 사용될 수 있다. 후자의 예에서, 하나 또는 두 개의(동상 및 직각 위상 구성요소들이 있음) 차동 저주파-통과 필터들(804)이 사용될 수 있다. 다른 실시예들에서, 저주파-통과 필터(804)는 저주파-통과 기능을 구현하는 스위치드 캐퍼시터 필터에 의해 대체될 수 있다는 것은 더 주목되어야 한다. 이런 필터의 스위칭 주파수는 필터의 통과-대역을 조절하기 위해 프로그래머블하게 만들어질 수 있다.
6. 결론
본 발명은 특정 기능들 및 그들의 관계들의 구현을 설명하는 기능적인 빌딩 블록들의 도움으로 위에서 설명되었다. 이 기능적인 빌딩 블록들의 경계들은 설명의 편의를 위해 여기서 임의로 정의되었다. 특정 기능들 및 그들의 관계들이 적절히 수행되는 한 대안적인 경계들이 정의될 수 있다.

Claims (15)

  1. 안테나로부터 무선-주파수(RF, radio-frequency) 전압 신호 및 RF 전류 신호에 의해 표현된 RF 신호를 수신하는 수신기 프론트-엔드로서,
    제1 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 FR 전류 신호를 국부 발진기(LO, local oscillator) 신호와 혼합하도록 구성된 제1 패시브 믹서(passive mixer), 및 제1 출력 신호를 제공하기 위해 제1 게인(gain)을 상기 제1 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제1 트랜스임피던스 증폭기(transimpedance amplifier)를 포함하는 메인(main) 하향-변환 경로; 및
    상기 RF 전압 신호를 대응하는 전류 신호로 변환하도록 구성된 상호 컨덕턴스 셀(transconductance cell), 제2 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 대응하는 전류 신호를 상기 LO 신호와 혼합하도록 구성된 제2 패시브 믹서, 및 제2 출력 신호를 제공하기 위해 제2 게인을 상기 제2 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제2 트랜스임피던스 증폭기를 포함하는 보조 하향-변환 경로를 포함하는, 수신기 프론트-엔드.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 제1 게인은 상기 제2 게인에 비례하는, 수신기 프론트-엔드.
  3. 청구항 1 또는 2에 있어서, 상기 제1 게인은 상기 안테나와 관련된 소스(source) 임피던스(impedance)와 상기 제2 게인의 곱에 비례하는, 수신기 프론트-엔드.
  4. 청구항 1 내지 3 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 컨덕턴스 셀은 인버터(inverter)인, 수신기 프론트-엔드.
  5. 청구항 1 내지 4 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 차동의 신호의 두 엔드(end)들로 처리하도록 구성된 기저대역 프로세싱 블록을 더 포함하는, 수신기 프론트-엔드.
  6. 청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 있어서,
    인피던스 정합(impedance matching) 저항기로부터의 잡음이 삭제되고 상기 RF 신호가 강화되도록 상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 구별하여 감지하도록 구성된 기저대역 프로세싱 블록을 더 포함하는, 수신기 프론트-엔드.
  7. 청구항 6에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 블록은 상기 제1 출력 신호 및 상기 제2 출력 신호를 저주파-통과 필터링(low pass filter)하고 디지털화하도록 더 구성된, 수신기 프론트-엔드.
  8. 청구항 1 내지 7 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 패시브 믹서는 제1 고조파 제거(harmonic rejection) 믹서 내에 포함되는, 수신기 프론트-엔드.
  9. 청구항 8에 있어서, 상기 제2 패시브 믹서는 제2 고조파 제거 믹서 내에 포함되는, 수신기 프론트-엔드.
  10. 청구항 1 내지 9 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 출력 신호를 필터링하도록 구성된 저주파-통과 필터를 더 포함하는, 수신기 프론트-엔드.
  11. 청구항 10에 있어서, 상기 저주파-통과 필터는 스위치드 캐퍼시터 필터(switched capacitor filter)인, 수신기 프론트-엔드.
  12. 안테나로부터 무선-주파수(RF, radio-frequency) 전압 신호 및 RF 전류 신호에 의해 표현된 RF 신호를 수신하는 수신기 프론트-엔드로서,
    제1 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전류 신호를 하향-변환하도록 구성된 제1 패시브 믹서(passive mixer);
    가상 접지(virtual ground)의 제1 합산 노드(summing node)에서 상기 제1 패시브 믹서로부터 상기 제1 하향-변환된 신호를 수신하고 제1 출력 신호를 제공하기 위해 제1 게인(gain)을 상기 제1 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제1 트랜스임피던스 증폭기(transimpedance amplifier);
    제2 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전압 신호에 대응하는 전류 신호를 하향-변환하도록 구성된 제2 패시브 믹서; 및
    가상 접지(virtual ground)의 제2 합산 노드에서 상기 제2 패시브 믹서로부터 상기 제2 하향-변환된 신호를 수신하고 제2 출력 신호를 제공하기 위해 제2 게인을 상기 제2 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 제2 트랜스임피던스 증폭기를 포함하는, 수신기 프론트-엔드.
  13. 청구항 12에 있어서, 상기 제1 게인은 상기 제2 게인에 비례하는, 수신기 프론트-엔드.
  14. 청구항 12 또는 13에 있어서, 상기 제1 게인은 상기 안테나와 관련된 소스(source) 임피던스(impedance)와 상기 제2 게인의 곱에 비례하는, 수신기 프론트-엔드.
  15. 안테나로부터 무선-주파수(RF, radio-frequency) 전압 신호 및 RF 전류 신호에 의해 표현된 RF 신호를 수신하는 수신기 프론트-엔드로서,
    제1 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전류 신호를 하향-변환하고 제1 게인(gain)을 상기 제1 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 메인(main) 하향-변환 경로; 및
    제2 하향-변환된 신호를 제공하기 위해 상기 RF 전압 신호에 대응하는 전류 신호를 하향-변환하고 제2 게인을 상기 제2 하향-변환된 신호에 적용하도록 구성된 보조 하향-변환 경로를 포함하고,
    상기 제1 게인은 상기 안테나와 관련된 소스(source) 임피던스(impedance)와 상기 제2 게인의 곱에 비례하는, 수신기 프론트-엔드.
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