CN103595426B

CN103595426B - 阻断耐受型宽频噪声消除接收器

Info

Publication number: CN103595426B
Application number: CN201310349827.9A
Authority: CN
Inventors: 艾哈迈德礼萨·罗福加兰; 胡曼·道劳比; 戴维·墨菲
Original assignee: Zyray Wireless Inc
Current assignee: Zyray Wireless Inc
Priority date: 2012-08-13
Filing date: 2013-08-12
Publication date: 2016-12-28
Anticipated expiration: 2033-08-12
Also published as: TW201409949A; TWI521893B; EP2698923B1; US20140045443A1; US9219507B2; CN103595426A; KR20140021967A; US20160043757A1; EP2698923A1

Abstract

本公开涉及阻断耐受型宽频带噪声消除接收器，由于窄带片外射频（RF）滤波相关的劣势，本发明公开了一种具有最小增益压缩和噪声系数劣化的被设计为耐受阻断的混频器前置接收器前端。混频器前置接收器前端包括两个单独的下变频路径，该路径在基带滤波之前有助于最小化新增的噪声和电压增益，这是去除窄带片外RF滤波的关键因素。

Description

阻断耐受型宽频噪声消除接收器

技术领域

本申请通常涉及RF接收器，特别是涉及RF接收器前端。

背景技术

在射频（RF）接收器设计中，存在两种通常应用的前端架构；即，零差架构和外差架构。零差架构将期望的信道直接地从RF向下变频至基带，而外差架构在向下变频至基带之前，将期望的信道向下变频成一个或更多中频（IFs）。通常，这些前端架构中的每一个经常利用天线接收RF信号，利用带通滤波器抑制所接收的RF信号中的带外干扰，利用低噪声放大器（LNA）对滤波后的RF信号提供增益，并应用一个或多个下变频级。

接收器前端中的每一个部件（如上述提到的那些）增加整个系统的噪声。可通过它的噪声系数（F）表征部件的噪声，通过部件的输入上的信噪比（SNR）对部件的输出上的SNR的比率给出所述噪声系数：

F_COMPONENT=SNR_IN/SNR_OUT

整体的前端接收器的噪声随着来自连续的部件组合的噪声从输入到输出增加。通常，接收器前端的整体噪声系数与每一个部件的噪声系数除以先前的部件的级联增益后的总和成正比，且通过下列公式给出：

F_{TOTAL} = F_{1} + \frac{F_{2 - 1} - 1}{A_{1}} + \frac{F_{3 - 1} - 1}{A_{1} A_{2}} + . . . + \frac{F_{n - 1} - 1}{A_{1} A_{2} . . . A_{n - 1}}

其中，F_n和A_n分别地代表接收器前端中的第n个部件的噪声系数和增益。上述等式显示，第一个增益部件的噪声系数F₁和增益A₁可对接收器前端的整体噪声系数具有显性效果，因为每一个连续的部件提供的噪声由被在该部件之前的级联增益削弱。

因此，为了提供足够的灵敏度，往往重要的是，保持接收器前端中的第一增益部件的噪声系数F₁低和增益A₁高。接收器前端的灵敏度决定可探测到的最小的信号水平，并受接收器前端的总体噪声系数的限制。因而，在很多接收器设计中，前端中的第一增益部件是LNA，其可提供高的增益，同时向总体RF接收器提供低的噪声。

LNAs为小信号输入提供相对线性的增益。然而，对于足够大的输入信号，LNAs在增益压缩的形式中可呈现非线性的的表现；即，对于足够大的输入信号，LNA的增益接近零。LNA增益压缩是RF接收器设计中遇到的普遍的问题，因为在接收的RF信号中会有被称为阻断的大的带外干扰伴随相对弱的期望信号。如果在到达LNA之前不减弱这些大的带外干扰，那么其可能严重地影响LNA的线性，且降低接收器前端的灵敏度。

因此，按照惯例，在接收器前端中在LNA之前应用带通滤波器，减弱大的带外干扰。这些滤波器一般是机械谐振装置，如表面声波（SAW）滤波器，该滤波器提供很多现今通信标准需要的高品质因素（Q-因素）。已谐调的电路（如带通滤波器）的Q-因素是其谐振频率（或中心频率）与其3dB频率带宽的比率。SAW滤波器通常适合于具有RF接收器的半导体基板上的单片集成电路。然而，由于基于硅的电感器中的有限的Q-因素，在很多RF接收器设计中，SAW滤波器仍然是常见的。

尽管SAW滤波器可提供大的带外干扰的极好的削弱和精确的通带位置，但SAW滤波器也具有几个相应的劣势。首先，在这些滤波器通带中，这些滤波器具有大约1到2dB的插入损耗。这直接地增加到噪声系数并降低RF接收器的灵敏度。第二，这些滤波器总是增加成本和电路板面积，特别是在其中可需要多个这些滤波器的多频带应用中（例如，对于每个所支持的频带都有一个）。最后，窄带片外SAW滤波器的应用不能与软件定义的无线电的概念兼容（SDR），所述软件定义的无线电继续在电力、速度、和灵活性中其相关的优势得到关注。

例如，诸如蜂窝标准GSM、UMTS、和LTE、无线网络标准Wi-Fi和WiMAX、移动TV标准DVB-H、导航标准GPS、和短程通信标准蓝牙技术和RFID这样的移动应用，通常利用从400MHz一直跨度到6GHz的无线电频谱的不同的部分。移动设备的趋势已经并将多个（如果不是所有的）这样移动应用结合至单一的移动设备。而不是为每一个这样的应用增加单独的接收器前端，由软件控制的灵活的接收器硬件的应用可使得更移动设备更小、具有更高的功率效率、并且更便宜。将这些功能转移到软件的趋势是SDR的基本理念。SAW滤波器不与SDR的概念兼容，因为它们是窄带，且它们的通带通常是不可编程的。

发明内容

根据本发明的一个方面，提出了一种用于接收通过来自天线的RF电压信号和RF电流信号表征的射频（RF）信号的接收器前端，接收器前端包括：主下变频路径，包括：第一无源混频器，被配置为混合RF电流信号与本振（LO）信号，以提供第一向下变频的信号；以及跨阻抗放大器，被配置为将第一增益应用于所示第一向下变频的信号，以提供第一输出信号；该接收器前端还包括辅助下变频路径，包括：跨导单元，被配置为将RF电压信号转变成相应的电流信号；第二无源混频器，被配置为将相应的电流信号与LO信号混合，以提供第二向下变频的信号；以及第二跨阻抗放大器，被配置为将第二增益施加至第二向下变频的信号，以提供第二输出信号。

根据本公开的一个方面，其中，第一增益基本上与第二增益成比例。

根据本公开的一个方面，其中，第一增益基本上成比例于第二增益和与天线关联的源阻抗（source impedance）的乘积。

根据本公开的一个方面，其中，跨导单元是逆变器。

根据本公开的一个方面的一个实施方式，该接收器前端，还包括：基带处理模块，被配置为处理作为差分信号的两端的第一输出信号和第二输出信号。

根据本公开的一个方面的另一个实施方式，该接收器前端，还包括：基带处理模块，被配置为差分地感应第一输出信号和第二输出信号，以消除来自阻抗匹配电阻器的噪声并加强RF信号。

根据本公开的一个方面，，其中，基带处理模块还被配置为低通滤波并数字化第一输出信号和第二输出信号。

根据本公开的一个方面，其中，第一无源混频器被包括在第一谐波抑制混频器内，和第二无源混频器被包括在第二谐波抑制混频器内。

根据本公开的一个方面，该接收器前端还包括被配置为滤波第一输出信号的低通滤波器。

根据本公开的一个方面，其中，低通滤波器是开关电容器滤波器。

根据本公开的另一个方面，提出了一种用于接收通过来自天线的RF电压信号和RF电流信号表征的射频（RF）信号的接收器前端，RF接收器前端包括：第一无源混频器，被配置为向下变频RF电流信号，以提供第一向下变频的信号；第一跨阻抗放大器，被配置为在虚拟接地的第一求和节点接收来自第一无源混频器的第一向下变频的信号，并将第一增益施加于第一向下变频的信号，以提供第一输出信号；第二无源混频器，被配置为向下变频与RF电压信号对应的电流信号，以提供第二向下变频的信号；以及第二跨阻抗放大器，被配置为在虚拟接地的第二求和节点接收来自第二无源混频器的第二向下变频的信号和将第二增益施加于第二向下变频的信号，以提供第二输出信号。

根据本公开的另一个方面，其中，第一增益基本上与第二增益成比例。

根据本公开的另一个方面，其中，第一增益基本上成比例于第二增益和与天线关联的源阻抗的乘积。

根据本公开的另一个方面的一个实施方式，该接收器前端还包括：基带处理模块，被配置为处理作为差分信号的两端的第一输出信号和第二输出信号。

根据本公开的另一个方面的另一个实施方式，该接收器前端还包括：基带处理模块，被配置为差分地感应第一输出信号和第二输出信号，以消除来自阻抗匹配电阻器的噪声并加强RF信号。

根据本公开的另一个方面，其中，基带处理模块还被配置为低通滤波并数字化第一输出信号和第二输出信号。

根据本公开的另一个方面，其中，第一无源混频器被包括在第一谐波抑制混频器内，第二无源混频器被包括在第二谐波抑制混频器内。

根据本公开的另一个方面，还包括被配置为滤波第一输出信号的低通滤波器。

根据本公开的另一个方面，其中，低通滤波器是开关电容器滤波器。

根据本公开的又一个方面，提出了一种用于接收通过来自天线的RF电压信号和RF电流信号表征的射频（RF）信号的接收器前端，RF前端包括：主下变频路径，被配置为向下变频RF电流信号，以提供第一向下变频的信号并将第一增益施加于第一向下变频的信号；以及辅助向下变频路径，被配置为向下变频与RF电压信号对应的电流信号，以提供第二向下变频的信号，并将第二增益施加于第二向下变频的信号，其中，第一增益基本上成比例于第二增益和与天线关联的源阻抗的乘积成比例。

附图说明

本文包括并入的并形成说明书的一部分的附图示出了本公开的实施方式，并且与描述一起，进一步用于解释实施方式的原理并且能够使本领域技术人员做出和应用实施方式。

图1示出了应用于接收器前端的噪声消除技术。

图2根据本公开的实施方式示出了具有利用图1所示的噪声消除技术的两个独立的下变频路径的混频器前置（mixer-first）接收器前端。

图3根据本公开的实施方式示出被设计为限制由高阶谐波作用引起的干扰的混频器前置接收器前端。

图4根据本公开的实施方式示出用于八相位（phase）谐波抑制混频器的示例性的LO信号的波形图。

图5根据本公开的实施方式示出单平衡式无源混频器。

图6根据本公开的实施方式示出双平衡式无源混频器。

图7根据本公开的实施方式示出示例性的单端型低通滤波器。

图8根据本公开的实施方式示出示例性的差分低通滤波器。

将参考附图描述本公开的实施方式。一般通过相应的附图标记中的最左边的数字指示其中第一次出现该元件的图。

具体实施方式

在以下描述中，为了提供对本公开的实施方式的彻底的理解，陈述了许多具体的细节。然而，本领域的技术人员将显然可见的是，可在没有这些具体的细节的情况下实施包括结构、系统、和方法的实施方式。此处的描述和表现是本领域专家或技术人员最有效地向本领域的其他技术人员传达其成果实质所用的普通手段。在其他实例中，没有详细地描述已知的方法、程序、部件、和电路，以便避免对本发明方面的不必要的模糊。

在说明书中，对“一个实施方式”、“一实施方式”、“示例性实施方式”等等引用指的是实施方式可包括具体的特征、结构或特性，但是每一个实施方式不一定包括具体的特征、结构、或特性。此外，这样的短语不一定指的是相同的实施方式。进一步地，当结合实施方式描述具体的特征、结构、或特性时，应该认识到结合无论是否明确地描述的其他实施方式对这样的特征、结构、或特性发生影响是在本领域的技术人员的知识范围内的。

1.概述

由于上述提到的窄带片外RF滤波相应的劣势，此处描述设计为耐受阻断的具有最小的增益压缩和噪声系数劣化的混频器前置接收器前端。混频器前置接收器前端包括两个单独的下变频路径，所述路径有助于在基带滤波之前最小化增加的噪声和电压增益，这两条路径是如下解释地去除窄带片外RF滤波的关键因素。

2.混频器前置接收器前端

在混频器前置接收器前端中，在RF信号的任何实质的滤波以去除阻断之前执行对所接收的RF信号的下变频。因为RF信号没有在下变频之前接收去除阻断的实质的滤波，所以是重要的，前端在下变频之前、下变频期间、和下变频之后对RF信号的电压增益进行最小化，直到可滤波下变频后的信号以去除阻断。最小化电压增益直到可滤波下变频后的信号，防止了由于阻断而造成的放大元件的增益压缩。此外，因为实际上，RF信号在基带滤波之前没有接收电压增益，所以在下变频之前和期间向RF信号添加最小的噪声是重要的，以免压制由常常微弱的RF信号携带的信息。

本发明的混频器前置接收器前端包括两个单独的下变频路径，所述路径有助于在基带滤波之前最小化添加的噪声和电压增益，因此允许摒弃窄带片外RF滤波。在讨论本公开的混频器前置接收器前端的具体的实施方式之前，描述了由前端利用的噪声消除技术。

图1具体示出由本公开的混频器前置接收器前端利用的噪声消除技术的概念。如图1显示的，接收器前端100包括：天线102，可由电压源104串联源输出电阻（Rs）106表征；以及输入匹配电阻（R_IN）108。一般包括输入匹配电阻108以匹配与天线102关联的源输出电阻106。假如匹配电阻（通常称为阻抗匹配）有助于避免信号反射和最大化从天线102至接收器前端100的其他下游元件的功率输送。然而，正如所有的电阻部件，输入匹配电阻108产生可压制天线102所接收的常常是微弱的RF信号的热噪声。在图1中示出了由输入匹配电阻108产生的热噪声，串联电压源具有平均平方值

接收器前端100包括消除由输入匹配电阻108产生的热噪声的两个增益路径。第一增益路径包括电压控制的电压源110，该电压源提供第一输出电压V_OUT1，第一输出电压V_OUT1等于在源输出电阻106和输入匹配电阻108之间测量的电压乘以某些增益α的。第二增益路径包括电流控制的电压源112，该电压源提供第二输出电压V_OUT2，第二输出电压V_OUT2等于流过输入匹配电阻108的电流乘以某些增益r_m。

可以显示出，由输入匹配电阻108产生的热噪声出现在彼此异相180度的电压和电流两者中，而由天线102接收的RF信号出现在彼此同相的电压和电流两者中。考虑到这点，可确定r_m和α，以便调整两个电压信号V_OUT1和V_OUT2的幅度，这样，当将V_OUT1和V_OUT2相加时（或取决于α和r_m的相对极性，潜在差分地感应到），充分地消除由输入匹配电阻108产生的热噪声，同时加强由天线102接收的RF信号。例如，基于在图1中图示的前端100的示例性的配置，通过将r_m设定等于–α*R_S，调整两个电压信号V_OUT1和V_OUT2的幅度，这样，当将V_OUT1和V_OUT2相加时（或取决于α和r_m的相对极性，潜在差分地感应到），基本上消除由输入匹配电阻108产生的热噪声，同时加强由天线102接收的RF信号。

图2示出根据本公开的实施方式的混频器前置接收器前端200，该前端利用上述描述的噪声消除技术。混频器前置接收器前端200可用于多个不同的设备，以便接收无线RF信号，如手机、无线调制解调器、无线路由器和接入点等等。如图2显示的，混频器前置接收器前端200包括天线202，两个下变频路径204和206，以及基带处理模块208。可通过电压源210与源输出电阻（Rs）212串联来表征天线202，例如，该源输出电阻可能是50 Ohms。通过输入匹配电阻（R_IN）214匹配源输出电阻212，以避免信号反射，并最大化从天线202到混频器前置接收器前端200的其他下游元件的功率输送。

在操作中，两个下变频路径204和206将由天线202接收的RF信号向下变频至基带或某些IF，并利用上述描述的图1中的噪声消除技术实质消除由输入匹配电阻214产生的热噪声，同时基本上避免RF信号的电压增益。主要的下变频路径204包括无源混频器216，以将流过输入匹配电阻214的电流信号下变频基本上等于本地振荡器信号（LO）218的频率的量。电流信号包括由天线202接收的RF信号和由输入匹配电阻214产生的热噪声信号。辅助下变频路径206包括无源混频器220，以将在源输出电阻212与输入匹配电阻214之间测量的电压信号下变频基本上等于由无源混频器216所使用的相同的LO信号218的频率的量。例如，可基于所接收的RF信号的光谱中的期望的信道的位置在宽频率范围上调谐LO信号218的频率。像电流信号一样，电压信号包括由天线202接收的RF信号和由输入匹配电阻214产生的热噪声信号。在辅助的下变频路径206中包括另外的跨导单元（G_M）222以将电压信号转换成对应的电流信号。例如，跨导单元222可被实施为逆变器。

尽管热噪声信号和RF信号出现在电流信号和电压信号两者中，如图1中指示的，可以显示出，中的热噪声信号与中的热噪声信号是180度异相的，而中RF信号与中的RF信号同相。虑到这点，跨阻抗运算放大器224和226可分别地用于将无源混频器218和220的输出上的向下变频的电流信号转变为并按比例缩放成两个电压信号V_OUT1和V_OUT2，以使当将V_OUT1和V_OUT2相加时（或取决于传输功能应用的增益的相对极性，潜在差分地感应到），充分地消除由输入匹配电阻214产生的热噪声，同时加强由天线202接收的RF信号。

通常，基于自身的反馈网络确定跨阻抗运算放大器224和226的转移功能。在至少一个实施方式中，如图2显示的，跨阻抗运算放大器224和226包括在自身的反馈网络中并联的电阻性元件和电容性元件。为了稳定性的目的，可包括电容性元件C_MAIN和C_AUX，且可包括电阻性元件R_MAIN和R_AUX，以分别地为跨阻抗运算放大器224和226设置电流到电压转变增益。在不失一般性的情况下，如果忽略电容性元件C_MAIN和C_AUX，可以显示出，假设跨阻抗运算放大器224和226具有足够的开环增益，电流到电压转变增益基本等于–R_MAIN和–R_AUX。

基于图2中图示的混频器前置接收器前端200的示例性的配置，通过将R_MAIN设置等于–R_AUX*R_S，可调整两个电压信号V_OUT1和V_OUT2的幅度，以使当将V_OUT1和V_OUT2相加时（或取决于α和r_m的相对极性，潜在差分地感应到），基本消除由输入匹配电阻214产生的热噪声，同时加强由天线202接收的RF信号。然而，R_MAIN和R_AUX的其他设置是可能的，且可用于其他RF接收器前端配置。

通过采用无源混频器216和220（其是双向的）和跨阻抗运算放大器224和226，跨阻抗运算放大器224和226的负求和节点的虚拟接地理想地出现在其中接收来自天线202的RF信号的无源混频器216和220的RF侧处，因此在基带或IF滤波之前抑制电压摆动以除去阻断。因而，因为混频器前置接收器前端200抑制噪声，同时最小化电压增益，可认为混频器前置接收器前端200是阻断耐受的。另外，因为无源混频器216是双向的，跨阻抗运算扩大器224的噪声在混频器前置接收器前端200的输入上向上变频，并连同由输入匹配电阻214产生的热噪声一起被消除。当通过电流源类的跨导单元222驱动时，跨阻抗运行放大器226的噪声的作用可忽略不计。

随着通过如上述的下变频路径204和206的由天线202接收的RF信号的向下变频，基带处理模块208利用一个或多个处理器和/或电路处理V_OUT1和V_OUT2。例如，基带处理模块208可独立地或在相加之后（或相减之后）低通滤波V_OUT1和V_OUT2，以去除阻断和其他干扰。另外，基带处理模块208可进一步利用一个或多个模拟变数字的转换器（ADC），单独地或在相加之后（或相减之后）执行V_OUT1和V_OUT2的数字化。例如，ADC可以是三角积分ADC。另外，基带处理模块208可以以相对于彼此的任何顺序执行V_OUT1和V_OUT2的低通滤波和数字化。进一步地，基带处理模块208可解调V_OUT1和V_OUT2内含有的向下变频的RF信号，以恢复信息。

3.具有谐波抑制混频器的混频器前置接收器前端

通过图2中的向下变频所接收的RF信号的无源混频器216和220所用的LO信号218一般接近方波形。不同于单音正弦波形，方波形在LO信号的特定倍数的基频的上含有谐波。因此，位于这些谐波上的RF信号的非期望的部分可由无源混频器216和220向下变频，并干扰基带上的RF信号的期望的部分。

根据本公开的实施方式，下面描述的图3提供设计为限制由这些高阶谐波作用引起的干扰的混频器前置接收器前端300。混频器前置接收器前端300包括与图2中图示的混频器前置接收器前端200一样的基本结构。然而，由用四个单平衡式无源混频器构造的八相无源谐波抑制混频器各自取代分别在下变频路径204和206中包括的无源混频器216和220。相应地，各自利用四个跨阻抗运算放大器取代跨阻抗运算放大器224和225，其中将四个跨阻抗运算放大器各自耦接至相应的一个单平衡式无源混频器。应该注意，在其他实施方式中，可使用较低或较高的阶的无源谐波抑制混频器。

如图3中显示的，每一个下变频路径204和206中包括的四个单平衡式无源混频器接收相应的一组LO信号。下变频路径204和206中的第一相应的无源混频器接收LO信号0和4，下变频路径204和206中的第二相应的无源混频器接收LO信号1和5，下变频路径204和206中的第三相应的无源混频器接收LO信号2和6，下变频路径204和206中的第四相应的无源混频器接收LO信号3和7。在图4中显示LO信号0-7的示例性的波形400。如图4中显示的，示例性的LO信号是非重叠的，和具有基本等于12.5％的占空比。可以显示出，通过利用每一个下变频路径204和206中的四个跨阻抗运算放大器的输出的适当地加权的组合，可减少和/或清空由于上述讨论的更高阶的谐波作用而向下折至基带的噪声的量。可通过基带处理模块208执行加权和重组。

应该注意，在其他实施方式中，可进一步将混频器前置接收器前端300构造成全差分接收器前端。换句话说，在其他实施方式中，可进一步通过利用差分跨导单元取代跨导单元222，并通过利用双平衡式无源混频器取代每一个下变频路径204和206中的四个单平衡式无源混频器，来将混频器前置接收器前端300进一步构造为处理由天线202接收的差分RF信号。

4.无源混频器

图5示出可用于实施图3显示的单平衡式无源混频器的单平衡式无源混频器500的示例性的实施方式。单平衡式无源混频器500包括开关装置M1和M2。在实施方式中，开关装置M1和M2是n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管（NMOSFET）。具体地，开关装置M1和M2是n沟道MOSFET（NMOS）。然而，如本领域的技术人员应该明白的是，可利用其他适当的开关装置实施的开关装置M1和M2。在图5的实施方式中，当闭合（ON）时，开关M1和M2基本上在其线性区域中工作。

在操作中，单平衡式无源混频器500接收具有ω_LO频率的差分LO信号。将开关装置M1的栅极耦接至LO信号的正端（LO+），而开关装置M2的栅极被耦接至LO信号的负端（LO-）。因为LO信号是差分的并且其两端基本上是180度异相的，开关装置M1和M2以LO信号的频率（ω_LO）被闭合（ON）和断开（OFF）不同的次数。以ω_LO的频率开关晶体管M1和M2不同的次数有效地将耦接至开关装置M1和M2的源的RF输入信号（RF_IN）乘以±1。这种有效的倍增通过LO信号和RF输入信号之间的频率的和（ω_RF+ω_LO）和差（ω_RF-ω_LO或ω_LO-ω_RF）导致RF输入信号的变频。在输出502上差分地提供变频的RF输入信号。

单平衡式无源混频器500的应用有效地去除LO信号的任何DC偏移分量。DC分量的去除有助于减少单平衡式无源混频器500的输出502上的RF输入信号的非期望的直通（feed-through）。

图6示出双平衡式无源混频器600的示例性的实施方式，当期望全差分接收器前端时，所述混频器可用于实施图3的接收器前端300中的无源混频器。

双平衡式无源混频器600包括开关装置M1、M2、M3和M4。在实施方式中，开关装置M1到M4是金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。具体地，开关装置M1到M4是n沟道MOSFET（NMOS）。然而，如本领域的技术人员应该明白的，可利用其他适当的开关装置实施开关装置M1到M4。在图6的实施方式中，当闭合（ON）时，操作开关M1到M4基本上在其线性区域中操作。

在操作中，双平衡式无源混频器600接收具有ω_LO的频率的差分LO信号。双平衡式混频器600基本上形成自两个单平衡式无源混频器602和604。将开关装置M1和M3的栅极耦接至LO信号的正端（LO+），和将开关装置M2和M4的栅极耦接至LO信号的负端（LO-）。因为LO信号是差分的并且其两个端部本质上是180-度异相的，开关装置对M1和M2以及开关装置对M3和M4以LO信号的频率（ω_LO）被闭合（ON）和断开（OFF）不同的次数。以ω_LO频率开关有效地使得耦接至开关装置M1和M2的源的正RF输入信号（RF_IN＋）以及耦接至开关装置M3和M4的源的负RF输入信号（RF_IN-）乘以±1。这种有效的倍增通过同相LO信号和差分RF输入信号之间的频率的和（ω_RF+ω_LO）和差（ω_RF-ω_LO或ω_LO-ω_RF）导致差分RF输入信号的变频。在输出606上差分地提供变频后的RF输入信号。

双平衡式无源混频器600的应用有效地去除LO信号的任何DC偏移分量，以及差分RF输入信号的任何DC偏移分量。DC部件的去除有助于减少双平衡式无源混频器606的输出606上的RF输入信号和LO信号的非期望的直通。

5.低通滤波器

图7示出可用于如上述公开的混频器前置接收器前端的低通滤波器的示例性的实施方式。具体地，图7示出单端跨阻抗运算放大器702，例如，所述放大器可能是图2显示的一个单端跨阻抗运算放大器224和226，和低通滤波器704。低通滤波器704可用于减弱作为来自一个跨阻抗运算放大器224和226中的一个的输出提供的向下变频的信号中的干扰或阻断。

低通滤波器704具体地包括电阻器R1和电容器C1，和在R1和C1的串联耦接之间带来低通滤波器704的滤波输出。在一个实施方式中，可使电阻器R1和/或电容器C1可编程，以便可调整低通滤波器的通带的特性。

应该注意，当低通滤波器704用于类似于图3中显示的、用于实施谐波抑制混频器的混频器前置接收器前端时，可在每一个跨阻抗运算放大器的输出上放置各自的低通滤波器704，或低通滤波器704可在执行谐波重组之后用于滤波信号。在后来的实例中，可使用一个或两个（其中存在同相和正交部件）低通滤波器704。应该进一步注意，在其他实施方式中，可通过实施低通函数的开关电容滤波器取代低通滤波器704。可使得这样的滤波器的开关频率是可编程的，以便调整滤波器的通带。

图8示出可用于如上述公开的混频器前置接收器前端的低通滤波器的另一个示例性的实施。具体地，图8示出差分跨阻抗运算放大器802，例如，所述放大器可以是图3显示的差分跨阻抗运算放大器中的一个，以及差分低通滤波器804。差分低通滤波器804可用于减弱作为来自图3中显示的一个跨阻抗运算放大器的输出提供的向下变频的信号中的干扰或阻断。

差分低通滤波器804具体地包括电阻器R1和R2和电容器C1，并且，如图8所示，示出差分低通滤波器804的滤波后的输出。在一个实施方式中，使得电阻器R1和R2、和/或电容器C1可编程，以便可调整低通滤波器的通带的特性。

应该注意，当低通滤波器804用于类似于图3中显示的用于实施谐波抑制混频器的一个的混频器前置接收器前端时，可在每一个跨阻抗运算放大器的输出上放置各自的差分低通滤波器804，或差分低通滤波器804可在执行谐波重组之后用于滤波信号。在后者的实例中，可使用一个或两个（其中存在同相和正交部件）差分低通滤波器804。应该进一步注意，在其他实施方式中，可通过实施低通函数的开关电容器滤波器取代低通滤波器804。可使得这样的滤波器的开关频率是可编程的，以调整滤波器的通带。

6.结论

已经借助于示出指定的功能的实施及其关系的实施方式的功能结构块描述了本公开。为了描述的方便，此处任意地定义了这些功能结构块的范围。可选地，只要适当地执行指定的功能及其关系，可定义任意的范围。

Claims

1.一种用于接收通过来自天线的差分RF电压信号和差分RF电流信号表征的差分射频RF信号的接收器前端，所述接收器前端包括：

主下变频路径，包括：第一双平衡式无源混频器，被配置为混合差分RF电流信号与差分本振LO信号，以提供第一差分向下变频的信号；以及跨阻抗放大器，被配置为将第一增益应用于所述第一差分向下变频的信号，以提供第一差分输出信号；和

辅助下变频路径，包括：差分跨导单元，被配置为将所述差分RF电压信号转变成相应的差分电流信号；第二双平衡式无源混频器，被配置为将所述相应的差分电流信号与所述差分LO信号混合，以提供第二差分向下变频的信号；以及第二跨阻抗放大器，被配置为将第二增益施加至所述第二差分向下变频的信号，以提供第二差分输出信号；

其中，所述第一双平衡式无源混频器包括第一对开关装置和第二对开关装置，所述第一对开关装置耦接在差分RF电流信号的正RF输入信号，所述第二对开关装置耦接在差分RF电流信号的负RF输入信号，其中第一对开关装置的第一开关M1和第二对开关装置的第一开关M3通过差分LO信号的正LO信号切换，所述第一对开关装置中的第二开关M2和所述第二对开关装置中的第二开关M4通过所述差分LO信号的负LO信号切换。

2.根据权利要求1所述的接收器前端，其中，所述第一增益与所述第二增益成比例。

3.根据权利要求1所述的接收器前端，其中，所述差分跨导单元是逆变器。

4.根据权利要求1所述的接收器前端，还包括：

基带处理模块，被配置为处理作为差分信号的两端的所述第一差分输出信号和所述第二差分输出信号。

5.根据权利要求1所述的接收器前端，还包括：

基带处理模块，被配置为差分地感应所述第一差分输出信号和所述第二差分输出信号，以消除来自阻抗匹配电阻器的噪声并加强RF信号。

6.一种用于接收通过来自天线的差分RF电压信号和差分RF电流信号表征的差分射频RF信号的接收器前端，所述RF接收器前端包括：

第一双平衡式无源混频器，被配置为向下变频所述差分RF电流信号，以提供第一差分向下变频的信号；

第一跨阻抗放大器，被配置为在虚拟接地的第一求和节点接收来自所述第一双平衡式无源混频器的所述第一差分向下变频的信号，并将第一增益施加于所述第一差分向下变频的信号，以提供第一差分输出信号；

第二双平衡式无源混频器，被配置为向下变频与所述差分RF电压信号对应的电流信号，以提供第二差分向下变频的信号；以及

第二跨阻抗放大器，被配置为在虚拟接地的第二求和节点接收来自所述第二双平衡式无源混频器的所述第二差分向下变频的信号，并将第二增益施加于所述第二差分向下变频的信号，以提供第二差分输出信号；

7.根据权利要求6所述的接收器前端，其中，所述第一增益基本上与所述第二增益成比例。

8.根据权利要求6所述的接收器前端，还包括：

基带处理模块，被配置为处理作为差分信号的两端的所述差分第一输出信号和所述差分第二输出信号。

9.根据权利要求6所述的接收器前端，还包括：

10.一种用于接收通过来自天线的差分RF电压信号和差分RF电流信号表征的差分射频RF信号的接收器前端，所述RF前端包括：

主下变频路径，被配置为向下变频所述差分RF电流信号，以提供第一差分向下变频的信号并将第一增益施加于所述第一差分向下变频的信号；以及

辅助向下变频路径，被配置为向下变频与所述差分RF电压信号对应的电流信号，以提供第二差分向下变频的信号，并将第二增益施加于所述第二差分向下变频的信号，

其中，所述第一增益基本上成比例于所述第二增益和与所述天线关联的源阻抗的乘积成比例；

其中，所述主下变频路径包括第一双平衡式无源混频器，所述第一双平衡式无源混频器包括第一对开关装置和第二对开关装置，所述第一对开关装置耦接在差分RF电流信号的正RF输入信号，所述第二对开关装置耦接在差分RF电流信号的负RF输入信号，其中第一对开关装置的第一开关M1和第二对开关装置的第一开关M3通过差分LO信号的正LO信号切换，所述第一对开关装置中的第二开关M2和所述第二对开关装置中的第二开关M4通过所述差分LO信号的负LO信号切换。