WO2012133516A1 - 受信回路およびそのフィルタリング方法 - Google Patents

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WO2012133516A1
WO2012133516A1 PCT/JP2012/058106 JP2012058106W WO2012133516A1 WO 2012133516 A1 WO2012133516 A1 WO 2012133516A1 JP 2012058106 W JP2012058106 W JP 2012058106W WO 2012133516 A1 WO2012133516 A1 WO 2012133516A1
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signal
frequency
selector
mixer
output
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PCT/JP2012/058106
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English (en)
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Inventor
正樹 狐塚
Original Assignee
日本電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
    • H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes

Definitions

  • the present invention is based on the priority claim of Japanese Patent Application No. 2011-069489 (filed on Mar. 28, 2011), the entire contents of the same application are incorporated and described herein by reference. It shall be.
  • the present invention relates to a receiving circuit and a filtering method, and more particularly to a receiving circuit corresponding to a plurality of wireless standards and a filtering method thereof.
  • wireless integrated circuits such as digital terrestrial television broadcasting and wireless local area networks (LANs) are mounted on portable terminals.
  • the carrier frequency of terrestrial digital television broadcasting is 862 MHz or less
  • the signal bandwidth is 8 MHz
  • the carrier frequency of wireless LAN is 5 GHz or less
  • the signal bandwidth is 40 MHz or less
  • most major wireless standards are 5 GHz or less of carrier frequency
  • the bandwidth is 100 MHz or less.
  • Non-Patent Documents 1 and 2 a wireless standard having a carrier frequency of 5 GHz or less and a signal bandwidth of 100 MHz or less
  • compliance with a plurality of standards is in progress (for example, Non-Patent Documents 1 and 2).
  • a communication standard using ultra-wide band such as UWB or millimeter wave
  • the frequency of a signal to be handled is high, and it is difficult to cope with a general-purpose circuit. Therefore, as shown in FIG. 11, a plurality of signal processing systems are juxtaposed as shown in FIG. 11 in order to realize a reception IC that can meet the wireless standard using ultra-wide band such as UWB in addition to digital terrestrial television broadcasting and wireless LAN. Configuration is realistic.
  • the receiving apparatus of FIG. 11 is configured of a first receiving system 110a that handles a specific ultra-wideband wireless standard and a second receiving system 110b that handles major wireless standards such as a wireless LAN.
  • the first reception system 110a is, for example, a reception system dedicated to UWB, and a band used in UWB is selected in advance by a band selection filter outside the IC.
  • the second receiving system 110b is a general-purpose receiving system capable of supporting a wireless standard having, for example, a carrier frequency of 5 GHz or less and a signal bandwidth of 100 MHz or less, and the band of 5 GHz or less is outside the IC in advance. Is selected by the band selection filter of
  • a radio frequency (RF) signal is input to a low noise amplifier (LNA) 103a in the IC via the antenna 101a and the band selection filter 102a.
  • LNA low noise amplifier
  • orthogonal demodulation is performed simultaneously with frequency conversion to the baseband (Baseband: BB), and channel selection filters 105a and 105b and variable gain amplifiers (VGA) 106a and 106b are further added.
  • Signal processing such as filtering and amplitude adjustment is performed. Thereafter, they are converted into digital signals by analog-to-digital converters (ADCs) 107a and 107b, respectively, and various digital processes are performed by the digital baseband unit 109.
  • ADCs analog-to-digital converters
  • the second reception system 110b is different from the first reception system 110a in that the RF filter 108 is inserted at the rear stage of the LNA 103b.
  • the first reception system 110a for example, jamming signals outside the band used for UWB are eliminated in advance, while in the second reception system 110b, various carrier frequencies of 5 GHz or less are used. It is due to the signal being input. That is, in order to avoid interference in the circuit in the subsequent stage, an RF filter 108 that passes only the signal of the desired carrier frequency is required.
  • Patent Document 1 discloses an intermediate frequency generation method of a wireless unit in a TDMA communication method or a TDD communication method.
  • a first mixer with a first station frequency signal is provided on one side of a common band pass filter for transmission and reception, and a second mixer with a second station frequency signal is provided on the other side.
  • said 3rd mixer While providing, while providing the 3rd mixer by 2nd station origin frequency signal in the other side of said common band pass filter, providing the 4th mixer with 1st station origin frequency signal in 1 side, said 3rd mixer Is configured to mix the same frequency signal as the second local oscillation frequency signal and the second intermediate frequency signal, and the transmission signal is transmitted to the first intermediate frequency between the common band pass filter and the fourth mixer.
  • a quadrature modulator that modulates by a signal is inserted.
  • the conventional receiving apparatus has a problem that the area of the circuit is increased, which leads to an increase in cost. That is, in the reception circuit integrated in the IC, a total of three types of channel selection filters 105a and 105b of the first reception system, an RF filter 108 of the second reception system, and channel selection filters 105c and 105d are included. is necessary.
  • the filter circuit uses a large number of passive elements such as capacitances, resulting in a large area. The area is not negligible with respect to the area of the entire receiving apparatus.
  • An object of the present invention is to provide a small-area receiving circuit and its filtering method.
  • a receiver circuit converts a first signal of a first frequency input from the outside into a frequency and outputs the first signal, and the first mixer outputs the first signal.
  • a first selector for selecting either a signal or a second signal of a second frequency input from the outside, and a filter for removing a predetermined frequency band of the signal selected by the first selector
  • a second selector for selecting an output to the outside or an output to a circuit at a later stage of the signal whose frequency band has been removed, and frequency-converting and outputting the signal output by the second selector.
  • a second mixer which is a circuit of the latter stage, the second frequency being equal to the carrier frequency of the radio signal.
  • a receiver circuit includes: a first mixer for frequency-converting and outputting a first component of a first signal of a first frequency input from the outside; Either a second mixer that frequency-converts and outputs a second component of the signal, or a first component of the frequency-converted first signal, or a second signal of a second frequency externally input
  • a first selector for selecting one of the two, a second selector for selecting one of the second component of the first signal subjected to frequency conversion, and the second signal, and the first selector
  • a first filter for removing the first frequency band of the signal selected by the second filter, a second filter for removing the second frequency band of the signal selected by the second selector, and the first frequency band Output of the signal from which the An output by the third selector to be selected, a fourth selector to select the output of the signal from which the second frequency band has been removed, to the outside or to the circuit of the subsequent stage, and the third selector
  • a third mixer and a fourth mixer which are circuits
  • a filtering method is a filtering method of a signal in a receiving circuit, which is obtained by frequency converting a signal that is externally input and whose frequency is a first frequency.
  • a signal or a second signal input from the outside and having a second frequency equal to the carrier frequency of the radio signal is selected, a predetermined frequency band of the selected signal is removed, and the frequency band is selected. It selects and outputs whether the signal from which is removed is output to the outside or frequency converted and output to the outside.
  • the chip area can be reduced.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of a receiving circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The circuit diagram which shows an example of the mixer of the 1st Embodiment of this invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a selector according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of a receiving circuit according to a second embodiment of the present invention.
  • a receiver circuit includes a first mixer (10 in FIG. 1) that frequency-converts and outputs a first signal of a first frequency input from the outside, and a first mixer Selected by the first selector (11 in FIG. 1) for selecting either the signal output by the signal or the second signal of the second frequency input from the outside, and the first selector A filter (12 in FIG. 1) that removes a predetermined frequency band of the signal, and a second selector (FIG. 1) that selects an output to the outside of the signal whose frequency band has been removed or an output to a subsequent circuit. 13) and a second mixer (14 in FIG. 1), which is a circuit of a subsequent stage, frequency-converts and outputs the signal output by the second selector, and the second frequency is Equal to the carrier frequency.
  • the filter may function as an input and an output with respect to the first and second selectors, respectively.
  • the frequency band may be determined according to which of the first and second signals the signal selected by the first selector is frequency converted.
  • a receiver circuit frequency-converts and outputs a first component of a first signal of a first frequency input from the outside, and a first mixer (60 in FIG. 6)
  • a second mixer (61 in FIG. 6) for frequency-converting and outputting a second component of the first signal, a first component of the first signal subjected to frequency-conversion, or a first input from the outside
  • a first selector (62 in FIG. 6) for selecting any one of the second signals of two frequencies, and either the second component of the first frequency-converted signal or the second signal
  • a second selector (63 in FIG. 6) which selects one, a first filter (64 in FIG.
  • the fourth selector which selects the output to the outside or the output of the circuit in the subsequent stage, and the signal output by the third selector or the signal output by the fourth selector It is provided with a third mixer (68 in FIG. 6) and a fourth mixer (69 in FIG. 6) which are circuits of the latter stage that perform frequency conversion.
  • the first frequency band is determined according to whether the signal selected by the first selector is the signal output from the first mixer or the second signal, and the second frequency band May be determined according to which of the signal output by the second mixer and the second signal the signal selected by the second selector is.
  • the receiver circuit further includes a first switch (80 in FIG. 8) that enables the second signal to be input to the third mixer and the fourth mixer, and the third mixer and the fourth mixer One of the two signals, the signal output by the third selector, and the signal output by the fourth selector may be frequency-converted.
  • a first switch 80 in FIG. 8 that enables the second signal to be input to the third mixer and the fourth mixer, and the third mixer and the fourth mixer
  • One of the two signals, the signal output by the third selector, and the signal output by the fourth selector may be frequency-converted.
  • either the signal output from the first mixer (60 in FIG. 9) or the signal output from the third mixer (68 in FIG. 9) is input to the third filter (70 in FIG. 9)
  • the second selector (63a in FIG. 10) is any of the second component of the frequency-converted first signal, the second signal, and the signal output by the first filter. It is also possible to select one of the signals.
  • the chip area can be suppressed by combining the channel selection filter of the first reception system and the RF filter of the second reception system into one in the conventional configuration. Further, the frequency of the local oscillator can be lowered and power consumption of the drive circuit and the like can be suppressed by adopting a reception method in which frequency conversion is performed a plurality of times in accordance with a corresponding wireless standard.
  • FIG. 1 shows the configuration of a receiving circuit according to a first embodiment of the present invention.
  • the receiver circuit of this embodiment frequency-converts and outputs the first signal IN1 of the first frequency input from the outside, and the signal output by the mixer 10 or the second signal input from the outside ,
  • a filter 12 for removing a predetermined frequency band of the signal selected by the selector 11, and an external component of the signal from which the frequency band has been removed.
  • a selector 13 for selecting either the output to the signal OUT1 or the output to the mixer 14 and the mixer 14 for frequency-converting the signal output by the selector 13 and outputting it as a signal OUT2.
  • the mixer 10 corresponds to a first mixer
  • the selector 11 corresponds to a first selector
  • the selector 13 corresponds to a second selector
  • the mixer 14 corresponds to a second mixer.
  • the signal bandwidth of UWB is 528 MHz.
  • the reception method is a direct conversion method in which the RF signal is directly converted to baseband, and the pass bandwidth of the filter 12 is 264 MHz, which is half the signal bandwidth.
  • the selector 11 selects the signal output from the mixer 10, and the selector 13 is set to select the output as the signal OUT1 to the outside.
  • the input UWB signal IN 1 is frequency-converted by the mixer 10 and input to the filter 12 via the selector 11.
  • the filter 12 operates as a channel selection filter and suppresses disturbance waves of adjacent channels.
  • the filter 12 outputs only the desired channel signal as the signal OUT1 through the selector 13.
  • the carrier frequency is 230 MHz and the passband width is 8 MHz.
  • the reception method is a direct conversion method, and the pass bandwidth of the filter 12 is 264 MHz as described above.
  • the selector 11 selects the second signal IN 2, and the selector 13 is set to select the output to the mixer 14.
  • the input digital terrestrial television broadcast signal is input to the filter 12 through the selector 11.
  • the filter 12 operates as an RF filter that selects only a signal of a predetermined carrier frequency, and outputs a desired signal to the mixer 14 via the selector 13.
  • the band of the filter 12 is wide with respect to the carrier frequency, but in the RF filter, it is not necessary to suppress even an interference signal close to the carrier frequency, so this deviation is not a problem.
  • the desired signal is frequency-converted by the mixer 14 and then output to the outside as a signal OUT2.
  • the filter 12 serves as both a channel selection filter in the UWB receiver and an RF filter in the terrestrial digital television broadcast receiver, and one filter, which conventionally required two filters, is used. It can be put together. That is, it is possible to obtain an effect that the chip area can be suppressed as compared with the prior art.
  • the receiving circuit of this embodiment can cope with not only the direct conversion method but also the dual conversion method in which frequency conversion is performed twice.
  • the operation of the dual conversion system will be described by way of an example in which a signal of a wireless LAN with a carrier frequency of 4980 MHz and a signal bandwidth of 20 MHz is received as the first signal IN1.
  • the selector 11 selects the signal from the mixer 10 and the selector 13 is set to select the output to the mixer 14.
  • the input signal of the wireless LAN is input to the mixer 10 as the first signal IN 1, frequency-converted to an intermediate frequency band, and input to the filter 12 via the selector 11.
  • interference signals outside the intermediate frequency band are suppressed.
  • the signal output from the filter 12 is output to the mixer 14 via the selector 13, and after being frequency-converted from the intermediate frequency to the baseband by the mixer 14, the signal is output to the outside as a signal OUT2.
  • the frequency of the local oscillation signal used in the mixer 10 can be suppressed to a low level as compared with the direct conversion system. Therefore, the power consumption of the drive circuit operating at the local oscillation frequency of the mixer 10 can be suppressed.
  • the local oscillation frequency used in mixer 14 is equal to the intermediate frequency and sufficiently lower than the carrier frequency, the power consumption of the drive circuit operating at the local oscillation frequency in mixer 14 can be ignored. Therefore, by adopting the dual conversion method, it is possible to reduce the power consumption of the entire receiving apparatus as compared to the direct conversion method.
  • frequency conversion may be performed by a digital circuit, and only interference wave removal may be performed.
  • a digital circuit receiving a terrestrial digital audio broadcast signal having a carrier frequency of 90 MHz and a signal bandwidth of 430 kHz as the second signal IN2.
  • the selector 11 selects the second signal IN2, and the selector 13 is set to select an output to the outside as the signal OUT1.
  • the input terrestrial digital audio broadcast signal is input to the filter 12 through the selector 11 as the second signal IN2.
  • the filter 12 suppresses unnecessary interference signals.
  • the signal output from the filter 12 is output to the outside as a signal OUT1 through the selector 13.
  • the 90 MHz band radio signal is converted from an analog signal to a digital signal externally, and various data processing such as demodulation is performed.
  • the filter 12 functions as an anti-aliasing filter that removes an interference signal at a frequency higher than the Nyquist band of the analog-to-digital converter at the subsequent stage.
  • the processing such as frequency conversion, interference signal removal, and amplitude adjustment is all performed by digital signal processing, and these processing can be performed with higher accuracy as compared with the case of analog processing.
  • the signal processing content can be flexibly changed. That is, this system can flexibly cope with a plurality of wireless standards having relatively low radio frequencies.
  • the filter 12 is preferably a variable filter whose bandwidth is variable according to whether the signal input from the selector 11 is the first signal IN1 or the second signal IN2. Also, it may be a variable filter whose characteristics such as low pass, band pass, high pass, and band elimination can be changed according to the corresponding wireless standard and communication environment.
  • the intermediate frequency it is preferable to select the intermediate frequency so that the ratio of the local oscillation frequency in the mixer 10 to the local oscillation frequency in the mixer 14 becomes an integer when operating in the dual conversion system.
  • local oscillation signals of the mixers 10 and 14 can be easily generated by performing integer division on the basis of a single local oscillation signal.
  • the ratio of the local oscillation frequency in the mixer 10 to the local oscillation frequency in the mixer 14 is preferably a power of two.
  • 1: 2 or 1: 4 is optimal. This makes it possible to greatly simplify the circuit configuration since a simple two-frequency divider can be used.
  • the mixer 10 (14) includes NMOS transistors Q1 to Q6 and resistance elements R1 and R2.
  • the sources are commonly connected to the drains of the NMOS transistor Q1, the respective gates are connected to the port B, and the differential pairs are connected to the power supply via the respective resistive elements R1 and R2.
  • sources are commonly connected to the drain of the NMOS transistor Q2, their gates are connected to the port B in opposite phase, and their drains are connected to the power supply through the resistance elements R1 and R2. Construct a differential pair.
  • the drains of the NMOS transistors Q3 and Q5 are commonly the one end of the port C, and the drains of the NMOS transistors Q4 and Q6 are the other end of the port C in common.
  • the sources of the MOS transistors Q1 and Q2 are grounded, and their gates are connected to the port A.
  • the mixer 10 (14) having such a configuration is called a Gilbert cell mixer that mixes differential signals of the ports A and B and outputs the result to the port C as a differential signal, and is generally used in an RF circuit.
  • the received RF signal and the local oscillation signal are differentially input to ports A and B, respectively, and the baseband signal is differentially output from port C.
  • the mixer 10 (14) includes NMOS transistors Q11 to Q14.
  • the NMOS transistor Q11 has a source connected to one end of the port A, a gate connected to one end of the port B, and a drain connected to one end of the port C.
  • the NMOS transistor Q12 has a source connected to the other end of the port A, a gate connected to one end of the port B, and a drain connected to the other end of the port C.
  • the source is connected to the other end of the port A, the gate is connected to the other end of the port B, and the drain is connected to one end of the port C.
  • the NMOS transistor Q14 has a source connected to one end of the port A, a gate connected to the other end of the port B, and a drain connected to the other end of the port C.
  • the mixer 10 (14) having such a configuration is a passive mixer that mixes the differential signals of the ports A (C) and B and outputs the mixed signal to the port C (A) as a differential signal. It has the advantage of high linearity.
  • the input or output signals of ports A, B and C are the same as in FIG.
  • the selector 11 (13) is composed of an inverting element (inverter) INV and transfer gates TG1 and TG2 using an NMOS transistor and a PMOS transistor, and shows only one of the pair corresponding to the differential signal.
  • the selector 11 (13) is composed of an inverting element (inverter) INV and transfer gates TG1 and TG2 using an NMOS transistor and a PMOS transistor, and shows only one of the pair corresponding to the differential signal.
  • INV inverting element
  • the transfer gate TG1 includes an NMOS transistor Q21 and a PMOS transistor Q22 which commonly connect the drain and the source.
  • the respective sources of the NMOS transistor Q21 and the PMOS transistor Q22 are connected to the port A1, and the respective drains are connected to the port B1.
  • the transfer gate TG2 includes an NMOS transistor Q23 and a PMOS transistor Q24 which commonly connect the drain and the source.
  • the sources of the NMOS transistor Q23 and the PMOS transistor Q24 are connected to the port A0, and the drains thereof are connected to the port B1.
  • the gates of the NMOS transistor Q21 and the PMOS transistor Q24 are connected to the port C1, and the gates of the PMOS transistor Q22 and the NMOS transistor Q23 are connected to the output of the inverting element INV which inverts the logic value of the port C1.
  • the transfer gate TG1 when the voltage at the port C1 is at low level, the transfer gate TG1 becomes conductive, the transfer gate TG2 becomes open, and between the port A0 and the port B1 Short circuit condition.
  • the transfer gate TG1 when the voltage of the port C1 is at high level, the transfer gate TG1 is in the open state, the transfer gate TG2 is in the conductive state, and the port A1 and the port B1 are shorted.
  • Such selectors 11 (13) are provided corresponding to each of the differential signals. If it is necessary to operate selector 11 (13) so as not to select any of ports A0 and A1, add a logic circuit (not shown) for controlling transfer gates TG1 and TG2 to be open simultaneously. Configure to Further, by arranging three or more sets of transfer gates and controlling each with separate signals, it is possible to configure a selector that selects one path from three or more paths.
  • the filter 12 is an active filter including operational amplifiers OP1 and OP2, capacitive elements C2 to C5, and resistive elements R6 to R13.
  • the operational amplifier OP1 connects the capacitive element C2 and the resistive element R9 in parallel between the non-inverted output end and the non-inverted input end, and connects the capacitive element C3 and the resistive element R10 in parallel between the inverted output end and the inverted input end
  • the non-inverting input end is connected to one end of the input port IN via the resistive element R6, and the inverting input end is connected to the other end of the input port IN via the resistive element R7.
  • the capacitive element C4 is connected between the non-inverted output end and the non-inverted input end
  • the capacitive element C5 is connected between the inverted output end and the inverted input end
  • the non-inverted input end is a resistive element It is connected to the inverting output terminal of the operational amplifier OP1 through R12
  • the inverting input terminal is connected to the non-inverting output terminal of the operational amplifier OP1 through the resistance element R13
  • the non-inversion output terminal is the operational amplifier through the resistance element R8 Connected to the non-inverted input end of OP1 and connected the inverted output end to the inverted input end of the operational amplifier OP1 via the resistance element R11, the non-inverted output end and the inverted output end to one end and the other end of the output port OUT respectively Connecting.
  • the filter 12 having such a configuration is a second-order low-pass filter that passes the low frequency band of the differential signal of the input port IN and outputs it to the output port OUT as a differential signal.
  • the pass bandwidth can be changed.
  • a Gm-C filter using a voltage-current converter and a capacitor, an LC filter using an inductor and a capacitor, and the like can also be used. In either case, the pass band width can be changed by controlling the element values (voltage current conversion gain, inductance, capacitance value).
  • FIG. 6 shows the configuration of a receiving circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • the receiver circuit of this embodiment frequency-converts and outputs the first component of the first signal IN1 of the first frequency input from the outside, and the second component of the first signal has a frequency A mixer 61 for converting and outputting, and a selector 62 for selecting any one of the first component of the frequency-converted first signal IN1 or the second signal IN2 of the second frequency input from the outside.
  • a selector 63 for selecting one of the first component of the first signal subjected to frequency conversion and the second signal, and removing the first frequency band of the signal selected by the selector 62.
  • the filter 64 the filter 65 for removing the second frequency band of the signal selected by the selector 63, the output of the signal from which the first frequency band has been removed, to the outside as the signal OUT1, or to the subsequent circuit
  • mixers 68 and 69 which are circuits of the latter stage that frequency-converts and outputs.
  • Mixers 68 and 69 respectively output signals OUT2 and OUT4 to the outside.
  • the mixers 60, 61, 68 and 69 correspond to the first, second, third and fourth mixers, respectively, and the selectors 62, 63, 66 and 67 correspond to the first, second and the third, respectively.
  • the filters 64 and 65 correspond to the first and second filters, respectively.
  • the stop bands of the filters 64 and 65 correspond to the first and second frequency bands, respectively.
  • the receiver circuit of this embodiment performs orthogonal demodulation at the same time as frequency conversion by using local oscillation signals whose frequencies are mutually equal and the phases are mutually different by 90 degrees in the mixers 60 and 61, and the I-phase is used as the first component.
  • the baseband signal of the component of (In-phase) and the component of Q phase (Quadrature-phase) as a second component is obtained.
  • baseband signals of I phase and Q phase are obtained as the signals OUT 2 and OUT 4.
  • both of the filters 64 and 65 can be used in parallel or only one of them can be used. Specifically, if both of the selectors 62 and 63 select the second signal IN2 and both the selectors 66 and 67 select the output to the mixers 68 and 69, the filters 64 and 65 are arranged in parallel. As a result, the noise is lower than when only one of the filters is used. In this state, if the selectors 63 and 67 are opened, only the filter 64 is used and the circuit of the filter 65 can be cut off. That is, power consumption can be reduced as compared to the case where both filters are used.
  • the mixers 60 and 61 perform frequency conversion to an intermediate frequency without performing quadrature demodulation, and the mixers 68 and 69 simultaneously perform quadrature demodulation on the intermediate frequency. It is also possible to perform frequency conversion from to baseband.
  • the selectors 62 and 63 select the outputs from the mixers 60 and 61, respectively, and the selectors 66 and 67 are set to select the outputs to the mixers 68 and 69, respectively.
  • the mixers 60 and 61 use a common local oscillation signal, and the mixers 68 and 69 use local oscillation signals whose phases are different by 90 degrees.
  • I-phase and Q-phase baseband signals are obtained as the signals OUT2 and OUT4, respectively.
  • the filters 64 and 65 are variable filters whose bandwidth is variable according to whether the input signal is the first signal IN1 or the second signal IN2. Also, it may be a variable filter whose characteristics such as low pass, band pass, high pass, and band elimination can be changed according to the corresponding wireless standard and communication environment.
  • the intermediate frequency it is preferable to select the intermediate frequency so that the ratio of the local oscillation frequency in the mixers 60 and 61 to the local oscillation frequency in the mixers 68 and 69 is an integer when operating in the dual conversion system.
  • local oscillation signals of the mixers 68 and 69 and the mixers 68 and 69 can be easily generated by performing integer division on the basis of a single local oscillation signal.
  • the ratio of the local oscillation frequency in the mixers 60 and 61 to the local oscillation frequency in the mixers 68 and 69 is a power of two. In particular, 1: 2 or 1: 4 is optimal. This makes it possible to greatly simplify the circuit configuration since a simple two-frequency divider can be used.
  • FIG. 7 shows the configuration of a receiving circuit according to a third embodiment of the present invention.
  • the receiving circuit of this embodiment is different from the receiving circuit of the second embodiment in that filters 70 and 71 are added to the subsequent stages of the mixers 68 and 69, respectively.
  • the filters 70 and 71 correspond to the third and fourth filters, respectively, and the stop bands of the filters 70 and 71 correspond to the third and fourth frequency bands, respectively.
  • the receiving circuit of this embodiment for example, when receiving the first signal IN1, channel selection is performed by the filters 64 and 65, and when receiving the second signal IN2, the interference waves are removed by the filters 64 and 65, and the filter Channel selection can be performed at 70 and 71.
  • channel selection can be performed by the filters 70 and 71.
  • filters 70 and 71 have complex bands capable of suppressing an image signal. It may be a pass filter.
  • FIG. 8 shows the configuration of a receiving circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the receiving circuit of this embodiment differs from the receiving circuit of the second embodiment in that a switch 80 is added to the path where the second signal IN2 is input to the mixers 68 and 69.
  • the switch 80 corresponds to a first switch.
  • the mixer 68 frequency-converts the signal selected by the selector 66 or the second signal IN 2 input via the switch 80, and the mixer 69 selects the signal selected by the selector 67 or the switch 80. Frequency-converts the second signal IN2 input via the
  • the receiving circuit of this embodiment can simultaneously receive both the first signal IN1 and the second signal IN2. That is, selectors 62 and 63 are set to select the signals of mixers 60 and 61, selectors 66 and 67 select the output to the outside, and switch 80 is in the conductive state. At this time, the I-phase component of the first signal IN1 is output to the outside as a signal OUT1 through the mixer 60, the selector 62, the filter 64, and the selector 66, and the Q-phase component of the first signal IN1 is a mixer It is outputted to the outside as a signal OUT3 through the selector 61, the selector 63, the filter 65 and the selector 67.
  • the I-phase component of the second signal IN2 is output to the outside as the signal OUT2 through the switch 80 and the mixer 68, and the Q-phase component of the second signal IN2 is output through the switch 80 and the mixer 69. It is output to the outside as a signal OUT4.
  • I- and Q-phase basebands are obtained for each of the first and second signals IN1 and IN2. That is, simultaneous reception can be performed for a plurality of wireless standards such as UWB and terrestrial digital broadcasting.
  • the operation when the switch 80 is in the open state is similar to that of the second embodiment.
  • FIG. 9 shows the configuration of a receiving circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
  • the receiving circuit of this embodiment is, compared with the third embodiment, a selector 90 which selects and outputs either the output of the mixer 60 or the output of the mixer 68, the output of the mixer 61, or the mixer The difference is that a selector 91 for selecting and outputting one of the 69 outputs is added.
  • the selectors 90 and 91 correspond to the fifth and sixth selectors, respectively.
  • the selectors 62, 63 select the second signal IN2 or open for any path, and the selectors 90, 91 are set to select the outputs of the mixers 60, 61, respectively.
  • the first signal IN1 is frequency-converted to the baseband by the mixers 60 and 61 and simultaneously orthogonally demodulated, and then output to the filters 70 and 71 through the selectors 90 and 91, respectively.
  • the receiver circuit of this embodiment is effective when the carrier frequency is high but the signal bandwidth is narrow, and power consumption can be reduced by blocking the circuits of the filters 64 and 65 and the mixers 68 and 69 which are not used. be able to.
  • FIG. 10 shows the configuration of a receiving circuit according to a sixth embodiment of the present invention.
  • the receiving circuit of this embodiment differs from the second embodiment in that the selector 63 is replaced with a selector 63a.
  • the selector 63 a selects one of the three signals of the output of the mixer 61, the second signal IN 2, and the output of the filter 64, and outputs the selected one to the filter 65.
  • the selector 62 selects the second signal IN2
  • the selector 66 is open, and the selector 63a is connected to the output of the filter 64
  • the selector 67 is set to be connected to the mixers 68, 69.
  • the filters 64 and 65 are cascaded, the order of the filters is doubled and steeper cutoff characteristics can be obtained. That is, even in the condition where a larger disturbing signal is present, the disturbing signal can be sufficiently suppressed and only the desired signal can be received.
  • the selector 62 selects the output of the mixer 60
  • the selector 66 is in the open state
  • the selector 63a is connected to the output of the filter 64
  • the first signal IN1 can also be received.
  • the selector 67 selects the output to the mixers 68 and 69, and the mixers 68 and 69 perform quadrature demodulation in a dual conversion scheme.
  • the selector 67 needs to select an output to the outside to perform quadrature demodulation on the outside.
  • the operation when the selector 63a selects the mixer 61 or the second signal IN2 is similar to that of the second embodiment.

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Abstract

　チップ面積を小さくする。外部から入力された第１の周波数の第１の信号を周波数変換して出力する第１のミキサと、第１のミキサによって出力された信号、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、第１の選択器によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタと、周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第２の選択器と、第２の選択器によって出力された信号を周波数変換して出力する、後段の回路である第２のミキサを備え、第２の周波数は、無線信号の搬送波周波数に等しい。

Description

受信回路およびそのフィルタリング方法
　［関連出願についての記載］
　本発明は、日本国特許出願：特願２０１１－０６９４８９号（２０１１年０３月２８日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
　本発明は、受信回路およびフィルタリング方法に関し、特に複数の無線規格に対応する受信回路およびそのフィルタリング方法に関する。
　近年、携帯端末には地上デジタルテレビ放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）などの無線用集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ：　ＩＣ）が搭載されている。地上デジタルテレビ放送の搬送波周波数は８６２ＭＨｚ以下、信号帯域幅は８ＭＨｚであり、無線ＬＡＮの搬送波周波数は５ＧＨｚ以下、信号帯域幅は４０ＭＨｚ以下であり、主要な無線規格はほとんど、搬送波周波数５ＧＨｚ以下、信号帯域幅１００ＭＨｚ以下である。一方で、さらに高速な無線通信の実現に向けて、搬送波周波数が最大１０ＧＨｚ、信号帯域幅５００ＭＨｚ以上を利用するＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ　Ｗｉｄｅｂａｎｄ）や、搬送波周波数６０ＧＨｚ、信号帯域幅数ＧＨｚ以上を利用するＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ（Ｗｉｒｅｌｓｓ　Ｈｉｇｈ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）やＷｉＧｉｇ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｇｉｇａｂｉｔ）などの研究が行われている。今後、これらの複数の規格に１チップで対応することのできる無線用ＩＣの実現が望まれる。
　現在、搬送波周波数５ＧＨｚ以下、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以下の無線規格については、複数規格対応が進んでいる（例えば、非特許文献１、２）。一方で、ＵＷＢやミリ波などの超広帯域を利用する通信規格については、取り扱う信号の周波数が高く、汎用の回路での対応が困難になっている。したがって、地上デジタルテレビ放送や無線ＬＡＮに加えて、ＵＷＢなどの超広帯域を利用する無線規格にも対応できる受信用ＩＣを実現するには、図１１に示すように、複数の信号処理系統を並置した構成が現実的である。
　図１１の受信装置は、特定の超広帯域の無線規格を扱う第１の受信系１１０ａと、無線ＬＡＮなどの主要な無線規格を扱う第２の受信系１１０ｂで構成される。第１の受信系１１０ａは、例えばＵＷＢ専用の受信系であり、ＵＷＢで使用される帯域があらかじめＩＣ外の帯域選択フィルタによって選択されている。また、第２の受信系１１０ｂは、例えば搬送波周波数が５ＧＨｚ以下、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以下であるような無線規格に対応できるような汎用の受信系であり、５ＧＨｚ以下の帯域が、あらかじめＩＣ外の帯域選択フィルタによって選択されている。
　第１の受信系１１０ａでは、無線周波数（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）信号は、アンテナ１０１ａ、帯域選択フィルタ１０２ａを介して、ＩＣ内の低雑音増幅器（Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）１０３ａに入力される。続くミキサ１０４ａ、１０４ｂでは、ベースバンド（Ｂａｓｅｂａｎｄ：ＢＢ）への周波数変換と同時に直交復調が行われ、それぞれチャネル選択フィルタ１０５ａ、１０５ｂや可変利得増幅器（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＶＧＡ）１０６ａ、１０６ｂにおいて、さらなるフィルタリングや振幅調整などの信号処理が行われる。その後、それぞれアナログデジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ：ＡＤＣ）１０７ａ、１０７ｂでデジタル信号に変換され、デジタルベースバンド部１０９でさまざまなデジタル処理が行われる。
　一方、第２の受信系１１０ｂは、ＲＦフィルタ１０８がＬＮＡ１０３ｂの後段に挿入されている点が、第１の受信系１１０ａと異なっている。これは、第１の受信系１１０ａには、例えばＵＷＢで利用する帯域以外の妨害信号はあらかじめ除去されていたのに対し、第２の受信系１１０ｂには、例えば５ＧＨｚ以下のさまざまな搬送波周波数の信号が入力されることに起因している。つまり、後段の回路での混信を避けるために、所望の搬送波周波数の信号のみを通過させるＲＦフィルタ１０８が必要となる。
　以上のように、複数の信号処理系等を並置して受信装置を構成することにより、比較的容易に複数無線規格への対応が可能である。
　なお、関連して特許文献１には、ＴＤＭＡ通信方式またはＴＤＤ通信方式における無線部の中間周波数発生方式が開示されている。この中間周波数発生方式は、送信・受信で共通のバンドパスフィルタの一側に第１局発周波数信号による第１のミキサーを設けるとともに、他側に第２局発周波数信号による第２のミキサーを設ける一方、前記共通のバンドパスフィルタの他側に第２局発周波数信号による第３のミキサーを設けるとともに、一側に第１局発周波数信号による第４のミキサーを設け、前記第３のミキサーにおいては第２局発周波数信号および第２中間周波数信号と同一の周波数信号をミキシングするように構成し、前記共通のバンドパスフィルタと前記第４のミキサーとの間に送信信号を第１中間周波数信号によって変調する直交変調器を挿入してある。
特開平７－２７３６８２号公報
Ｖ．　Ｇｉａｎｎｉｎｉ，　ｅｔ　ａｌ．，　"Ａ　２ｍｍ２　０．１－ｔｏ－５ＧＨｚ　ＳＤＲ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｉｎ　４５ｎｍ　Ｄｉｇｉｔａｌ　ＣＭＯＳ，"　ＩＳＳＣＣ　Ｄｉｇ．　Ｔｅｃｈ．　Ｐａｐｅｒｓ，　ｐｐ．４０８－４０９，　Ｆｅｂ．　２００９． Ｓ．　Ｌｅｒｓｔａｖｅｅｓｉｎ，　ｅｔ　ａｌ．，　"Ａ　４８－８６０　ＭＨｚ　ＣＭＯＳ　Ｌｏｗ－ＩＦ　Ｄｉｒｅｃｔ－Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　ＤＴＶ　Ｔｕｎｅｒ，"　ＩＥＥＥ　Ｊ．　Ｓｏｌｉｄ－Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，　ｖｏｌ．　４３，　ｎｏ．　９，　ｐｐ．　２０１３－２０２４，　Ｓｅｐ．　２００８．
　以下の分析は本発明において与えられる。
　しかしながら、従来の受信装置には、回路の面積が大きくなり、コスト増加に繋がるという問題がある。すなわち、ＩＣ内に集積される受信回路においては、第１の受信系のチャネル選択フィルタ１０５ａ、１０５ｂと、第２の受信系のＲＦフィルタ１０８と、チャネル選択フィルタ１０５ｃ、１０５ｄとの計３種類が必要である。一般に、フィルタの回路は容量などの受動素子を多数用いており、面積が大きくなる。その面積は、受信装置全体の面積に対して無視できる大きさではない。本発明の目的は、小面積の受信回路およびそのフィルタリング方法を提供することにある。
　本発明の１つのアスペクト（側面）に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号を周波数変換して出力する第１のミキサと、第１のミキサによって出力された信号、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、第１の選択器によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタと、周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第２の選択器と、第２の選択器によって出力された信号を周波数変換して出力する、後段の回路である第２のミキサを備え、第２の周波数は、無線信号の搬送波周波数に等しい。
　本発明の他のアスペクト（側面）に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号の第１の成分を周波数変換して出力する第１のミキサと、第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力する第２のミキサと、周波数変換された第１の信号の第１の成分、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、周波数変換された第１の信号の第２の成分、または第２の信号のいずれか一方を選択する第２の選択器と、第１の選択器によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去する第１のフィルタと、第２の選択器によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去する第２のフィルタと、第１の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第３の選択器と、第２の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第４の選択器と、第３の選択器によって出力された信号または第４の選択器によって出力された信号を周波数変換する、後段の回路である第３のミキサおよび第４のミキサと、を備える。
　本発明の別のアスペクト（側面）に係るフィルタリング方法は、受信回路における信号のフィルタリング方法であって、外部から入力され、周波数が第１の周波数である信号を周波数変換して得られる第１の信号、または、外部から入力され、無線信号の搬送波周波数に等しい第２の周波数である第２の信号の、いずれか一方を選択し、選択された信号の所定の周波数帯域を除去し、周波数帯域が除去された信号を、外部へ出力するか、または周波数変換して外部へ出力するかを選択して出力する。
　本発明によれば、チップ面積を小さくすることができる。
本発明の第１の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第１の実施形態のミキサの一例を示す回路図。 本発明の第１の実施形態のミキサの他の例を示す回路図。 本発明の第１の実施形態の選択器の一例を示す回路図。 本発明の第１の実施形態のフィルタの一例を示す回路図。 本発明の第２の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第３の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第４の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第５の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第６の実施形態の受信回路の構成を示す図。 従来の複数無線規格対応の受信装置の構成を示す図。
　以下、本発明を実施するための形態について、概説する。なお、以下の概説に付記した図面参照符号は、専ら理解を助けるための例示であり、図示の態様に限定することを意図するものではない。
　本発明の１つの実施形態に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号を周波数変換して出力する第１のミキサ（図１の１０）と、第１のミキサによって出力された信号、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器（図１の１１）と、第１の選択器によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタ（図１の１２）と、周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第２の選択器（図１の１３）と、第２の選択器によって出力された信号を周波数変換して出力する、後段の回路である第２のミキサ（図１の１４）を備え、第２の周波数は、無線信号の搬送波周波数に等しい。
　受信回路において、フィルタは、第１および第２の選択器に対して、それぞれ入力側および出力側として機能するようにしてもよい。
　受信回路において、周波数帯域は、第１の選択器によって選択された信号が、周波数変換された第１の信号および第２の信号のいずれであるかに従って決定されるようにしてもよい。
　本発明の他の実施形態に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号の第１の成分を周波数変換して出力する第１のミキサ（図６の６０）と、第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力する第２のミキサ（図６の６１）と、周波数変換された第１の信号の第１の成分、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器（図６の６２）と、周波数変換された第１の信号の第２の成分、または第２の信号のいずれか一方を選択する第２の選択器（図６の６３）と、第１の選択器によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去する第１のフィルタ（図６の６４）と、第２の選択器によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去する第２のフィルタ（図６の６５）と、第１の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第３の選択器（図６の６６）と、第２の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第４の選択器（図６の６７）と、第３の選択器によって出力された信号または第４の選択器によって出力された信号を周波数変換する、後段の回路である第３のミキサ（図６の６８）および第４のミキサ（図６の６９）と、を備える。
　受信回路において、第１の周波数帯域は、第１の選択器によって選択された信号が、第１のミキサが出力する信号および第２の信号のいずれであるかに従って決定され、第２の周波数帯域は、第２の選択器によって選択された信号が、第２のミキサが出力する信号および第２の信号のいずれであるかに従って決定されるようにしてもよい。
　受信回路において、第３のミキサ（図７の６８）が出力する信号の第３の周波数帯域を除去する第３のフィルタ（図７の７０）と、第４のミキサ（図７の６９）が出力する信号の第４の周波数帯域を除去する第４のフィルタ（図７の７１）と、をさらに備えるようにしてもよい。
　受信回路において、第２の信号を第３のミキサおよび第４のミキサに入力可能とする第１の開閉器（図８の８０）をさらに備え、第３のミキサおよび第４のミキサは、第２の信号と、第３の選択器によって出力された信号と、第４の選択器によって出力された信号とのいずれかの信号を周波数変換するようにしてもよい。
　受信回路において、第１のミキサ（図９の６０）が出力する信号または第３のミキサ（図９の６８）が出力する信号のいずれか一方を第３のフィルタ（図９の７０）に入力可能とする第５の選択器（図９の９０）と、第２のミキサ（図９の６１）が出力する信号または第４のミキサ（図９の６９）が出力する信号のいずれか一方を第４のフィルタ（図９の７１）に入力可能とする第６の選択器（図９の９１）と、をさらに備えるようにしてもよい。
　受信回路において、第２の選択器（図１０の６３ａ）は、周波数変換された第１の信号の第２の成分と、第２の信号と、第１のフィルタによって出力された信号とのいずれかの信号を選択するようにしてもよい。
　このような受信回路によれば、従来構成における、第１の受信系のチャネル選択フィルタと、第２の受信系のＲＦフィルタを一つにまとめることで、チップ面積を抑えることができる。また、対応する無線規格に応じて、周波数変換を複数回行う受信方式にすることによって、局部発振器の周波数を低くし、駆動回路などの消費電力を抑えることができる。
　次に、本発明のいくつかの実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下で説明する全ての図面において、同一の構成要素には同一の符号を付加し、適宜説明を省略する。
［第１の実施形態］
　図１に、本発明の第１の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号ＩＮ１を周波数変換して出力するミキサ１０と、ミキサ１０によって出力された信号、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号ＩＮ２のいずれか一方を選択する選択器１１と、選択器１１によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタ１２と、周波数帯域が除去された信号の、外部へ信号ＯＵＴ１として出力、またはミキサ１４への出力のいずれか一方を選択する選択器１３と、選択器１３によって出力された信号を周波数変換して信号ＯＵＴ２として出力するミキサ１４を備える。なお、ミキサ１０が第１のミキサ、選択器１１が第１の選択器、選択器１３が第２の選択器、ミキサ１４が第２のミキサに対応する。
　以下、本実施形態の受信回路の動作を、具体的な数値を用いながら説明する。
　まず、第１の信号ＩＮ１として、例えばＵＷＢのような、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以上である無線信号を受信する場合を説明する。ＵＷＢの信号帯域幅は５２８ＭＨｚである。受信方式は、ＲＦ信号を直接ベースバンドに周波数変換するダイレクトコンバージョン方式とし、フィルタ１２の通過帯域幅は、信号帯域幅の半分である２６４ＭＨｚとする。選択器１１は、ミキサ１０が出力する信号を選択し、選択器１３は、外部へ信号ＯＵＴ１として出力を選択するように設定される。入力されるＵＷＢの信号ＩＮ１は、ミキサ１０によって周波数変換され、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。フィルタ１２は、チャネル選択フィルタとして動作し、隣接するチャネルの妨害波を抑圧する。フィルタ１２は、所望チャネル信号のみを選択器１３を介して外部に信号ＯＵＴ１として出力する。
　次に、第２の信号ＩＮ２として、例えば地上デジタルテレビ放送のような、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以下であるような無線信号を受信する場合の動作を説明する。ここでは、搬送波周波数が２３０ＭＨｚ、通過帯域幅が８ＭＨｚである場合を考える。ＵＷＢの場合と同様、受信方式はダイレクトコンバージョン方式とし、フィルタ１２の通過帯域幅は、前述のまま２６４ＭＨｚとする。選択器１１は、第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器１３は、ミキサ１４への出力を選択するように設定される。入力される地上デジタルテレビ放送の信号は、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。フィルタ１２は所定の搬送波周波数の信号のみを選択するＲＦフィルタとして動作し、選択器１３を介してミキサ１４に所望信号を出力する。なお、この数値例では、搬送波周波数に対してフィルタ１２の帯域が広いが、ＲＦフィルタでは、搬送波周波数に近接する妨害信号までも抑圧する必要はないため、この程度のずれは問題ではない。フィルタ１２の後段では、所望信号はミキサ１４で周波数変換されたのち信号ＯＵＴ２として外部に出力される。
　以上の動作例において、フィルタ１２は、ＵＷＢの受信装置におけるチャネル選択フィルタと、地上デジタルテレビ放送の受信装置におけるＲＦフィルタの両方の役割を兼ねており、従来は２個必要であったフィルタを１個にまとめることができる。すなわち、従来に比較してチップ面積を抑えることができるという効果が得られる。
　さらに、本実施形態の受信回路は、ダイレクトコンバージョン方式だけでなく、周波数変換を２回行うデュアルコンバージョン方式にも対応できる。デュアルコンバージョン方式の動作について、第１の信号ＩＮ１として搬送波周波数４９８０ＭＨｚ、信号帯域幅２０ＭＨｚの無線ＬＡＮの信号を受信する場合を例にとって説明する。デュアルコンバージョン方式の動作時、選択器１１は、ミキサ１０からの信号を選択し、選択器１３は、ミキサ１４への出力を選択するように設定される。入力される無線ＬＡＮの信号は、第１の信号ＩＮ１としてミキサ１０に入力され、中間周波数帯に周波数変換され、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。ここで、ミキサ１０では、４９８０ＭＨｚのＲＦ信号と、４７１６（＝４９８０－２６４）ＭＨｚの局部発振信号が混合され、２６４ＭＨｚの中間周波数の信号が出力される。続くフィルタ１２では、中間周波数帯以外の妨害信号は抑圧される。なお、４９８０ＭＨｚの所望信号に対してイメージ周波数に当たる５２４４（＝４９８０＋２６４）ＭＨｚに位置する妨害信号は、あらかじめ外部のフィルタによって十分抑圧されているので混信の問題はない。フィルタ１２が出力する信号は、選択器１３を介してミキサ１４へ出力され、ミキサ１４で中間周波数からベースバンドに周波数変換された後、信号ＯＵＴ２として外部に出力される。
　以上で説明したデュアルコンバージョン方式では、ダイレクトコンバージョン方式と比較して、ミキサ１０で用いられる局部発振信号の周波数を低く抑えることができる。したがって、ミキサ１０の局部発振周波数で動作する駆動回路の消費電力を抑えることができる。一方、ミキサ１４で用いられる局部発振周波数は、中間周波数と等しく、搬送波周波数と比較して十分低いため、ミキサ１４における局部発振周波数で動作する駆動回路の消費電力は無視できる。したがって、デュアルコンバージョン方式にすることにより、ダイレクトコンバージョン方式と比較して受信装置全体での消費電力を抑えることができるという効果が得られる。
　また、本実施形態の受信回路は、周波数変換をデジタル回路で行うこととし、妨害波除去のみを行うようにすることもできる。このような動作について、第２の信号ＩＮ２として搬送波周波数９０ＭＨｚ、信号帯域幅４３０ｋＨｚの地上デジタル音声放送の信号を受信する場合を例にとって説明する。この例では、フィルタ１２の帯域は、９０ＭＨｚにするのが望ましいが、後段の回路のダイナミックレンジや標本化周波数によっては、それより広くても問題はない。この時、選択器１１は、第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器１３は、信号ＯＵＴ１として外部への出力を選択するように設定される。入力される地上デジタル音声放送の信号は、第２の信号ＩＮ２として、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。フィルタ１２では、不要な妨害信号が抑圧される。フィルタ１２が出力する信号は、選択器１３を介して信号ＯＵＴ１として外部へ出力される。その後、９０ＭＨｚ帯の無線信号は、外部で、アナログ信号からデジタル信号に変換され、復調などの様々なデータ処理が行われる。
　以上で説明した方式では、フィルタ１２は、後段のアナログデジタル変換器のナイキスト帯域以上の周波数にある妨害信号を除去するアンチエイリアスフィルタとして機能する。また、周波数変換、妨害信号除去、振幅調整などの処理は、全てデジタル信号処理で行っており、これらの処理をアナログで行う場合と比較して、より高精度に行うことができる。さらにまた、処理をソフトウェアで更新できるような場合には、信号処理内容を柔軟に変更することもできる。すなわち、この方式では、比較的低い無線周波数である複数の無線規格に柔軟に対応することができる。
　なお、搬送波周波数や信号帯域幅、フィルタの通過帯域幅、中間周波数などの数値例は、必ずしも上述の値である必要はない。
　また、フィルタ１２は、選択器１１から入力される信号が、第１の信号ＩＮ１か第２の信号ＩＮ２かに応じて帯域幅が可変であるような可変フィルタであることが望ましい。また、対応する無線規格や通信環境に応じて、低域通過型、帯域通過型、高域通過型、帯域除去型といった特性を変えられる可変フィルタでもよい。
　さらに、ここではダイレクトコンバージョン方式とデュアルコンバージョン方式の動作例について説明した。しかしながら、これらに限定されること無く、搬送波周波数と比較してわずかに異なる局部発振周波数を用いる低中間周波数方式などの他の受信方式にも適用することが可能である。
　また、デュアルコンバージョン方式での動作時において、ミキサ１０における局部発振周波数と、ミキサ１４における局部発振周波数との比が、整数となるように中間周波数を選択するとよい。これにより、単一の局部発振信号を元に整数分周することで、容易にミキサ１０とミキサ１４の局部発振信号を生成することができる。特に、ミキサ１０における局部発振周波数と、ミキサ１４における局部発振周波数との比は、２のべき乗であることが望ましい。さらに、１：２か、１：４が最適である。これにより、単純な２分周器が利用できるため、回路構成を大幅に簡易化することができる。
　次に、ミキサ１０、１４について説明する。本実施形態におけるミキサ１０、１４の具体的な一つの回路例を図２に示す。図２において、ミキサ１０（１４）は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ６、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４は、ソースを共通にＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接続し、それぞれのゲートをポートＢに接続し、それぞれのドレインを抵抗素子Ｒ１、Ｒ２を介して電源に接続する差動対を構成する。ＮＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６は、ソースを共通にＮＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続し、それぞれのゲートを逆相となるポートＢに接続し、それぞれのドレインを抵抗素子Ｒ１、Ｒ２を介して電源に接続する差動対を構成する。ＮＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ５のドレインは共通にポートＣの一端となり、ＮＭＯＳトランジスタＱ４、Ｑ６のドレインは共通にポートＣの他端となる。ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２は、ソースを接地し、それぞれのゲートをポートＡに接続する。
　このような構成のミキサ１０（１４）は、ポートＡ、Ｂの差動信号をミキシングしてポートＣに差動信号として出力するギルバートセルミキサと呼ばれ、一般にＲＦ回路で利用されている。受信ＲＦ信号、局部発振信号は、それぞれ、差動でポートＡ、Ｂに入力され、ベースバンド信号は、差動で、ポートＣから出力される。
　次に、ミキサ１０、１４の他の回路例を図３に示す。図３において、ミキサ１０（１４）は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１１～Ｑ１４を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ１１は、ソースをポートＡの一端に接続し、ゲートをポートＢの一端に接続し、ドレインをポートＣの一端に接続する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１２は、ソースをポートＡの他端に接続し、ゲートをポートＢの一端に接続し、ドレインをポートＣの他端に接続する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１３は、ソースをポートＡの他端に接続し、ゲートをポートＢの他端に接続し、ドレインをポートＣの一端に接続する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１４は、ソースをポートＡの一端に接続し、ゲートをポートＢの他端に接続し、ドレインをポートＣの他端に接続する。
　このような構成のミキサ１０（１４）は、ポートＡ（Ｃ）およびＢの差動信号をミキシングしてポートＣ（Ａ）に差動信号として出力する受動ミキサであり、利得を持たない反面、線形性が高いという利点を持つ。ここで、ポートＡ、Ｂ、Ｃの入力または出力信号は、図２と同様である。
　次に、選択器１１、１３について説明する。本実施形態における選択器１１および１３の具体的な回路例を図４に示す。図４において、選択器１１（１３）は、反転素子（インバータ）ＩＮＶと、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタを用いたトランスファゲートＴＧ１、ＴＧ２で構成され、差動信号に対応した一対の一方のみを示す。他方も同様の構成である。
　トランスファゲートＴＧ１は、ドレイン、ソースをそれぞれ共通に接続するＮＭＯＳトランジスタＱ２１、ＰＭＯＳトランジスタＱ２２を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ２１、ＰＭＯＳトランジスタＱ２２のそれぞれのソースは、ポートＡ１に接続され、それぞれのドレインはポートＢ１に接続される。トランスファゲートＴＧ２は、ドレイン、ソースをそれぞれ共通に接続するＮＭＯＳトランジスタＱ２３、ＰＭＯＳトランジスタＱ２４を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ２３、ＰＭＯＳトランジスタＱ２４のそれぞれのソースは、ポートＡ０に接続され、それぞれのドレインはポートＢ１に接続される。ＮＭＯＳトランジスタＱ２１、ＰＭＯＳトランジスタＱ２４のそれぞれのゲートは、ポートＣ１に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＱ２２、ＮＭＯＳトランジスタＱ２３のそれぞれのゲートは、ポートＣ１の論理値を反転する反転素子ＩＮＶの出力に接続される。
　以上のような構成の選択器１１（１３）は、ポートＣ１の電圧がローレベルのときは、トランスファゲートＴＧ１が導通状態となり、トランスファゲートＴＧ２が開放状態となって、ポートＡ０とポートＢ１間を短絡状態とする。一方、ポートＣ１の電圧がハイレベルのときは、トランスファゲートＴＧ１が開放状態となり、トランスファゲートＴＧ２が導通状態となって、ポートＡ１とポートＢ１間を短絡状態とする。
　このような選択器１１（１３）を差動信号のそれぞれに対応して備える。なお、選択器１１（１３）がポートＡ０、Ａ１のいずれも選択しないように動作させる必要がある場合には、トランスファゲートＴＧ１、ＴＧ２を同時に開放状態となるように制御する図示されない論理回路を追加するように構成する。また、トランスファゲートを３組以上並べ、それぞれを別々の信号で制御すれば、３つ以上の経路から１つの経路を選択する選択器を構成することもできる。
　次に、フィルタ１２について説明する。本実施形態におけるフィルタ１２の具体的な回路例を図５に示す。フィルタ１２は、演算増幅器ＯＰ１、ＯＰ２と、容量素子Ｃ２～Ｃ５と、抵抗素子Ｒ６～Ｒ１３からなる能動フィルタである。
　演算増幅器ＯＰ１は、非反転出力端と非反転入力端との間に容量素子Ｃ２および抵抗素子Ｒ９を並列接続し、反転出力端と反転入力端との間に容量素子Ｃ３および抵抗素子Ｒ１０を並列接続し、非反転入力端を抵抗素子Ｒ６を介して入力ポートＩＮの一端に接続し、反転入力端を抵抗素子Ｒ７を介して入力ポートＩＮの他端に接続する。演算増幅器ＯＰ２は、非反転出力端と非反転入力端との間に容量素子Ｃ４を接続し、反転出力端と反転入力端との間に容量素子Ｃ５を接続し、非反転入力端を抵抗素子Ｒ１２を介して演算増幅器ＯＰ１の反転出力端に接続し、反転入力端を抵抗素子Ｒ１３を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転出力端に接続し、非反転出力端を抵抗素子Ｒ８を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端に接続し、反転出力端を抵抗素子Ｒ１１を介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力端に接続し、非反転出力端および反転出力端を出力ポートＯＵＴのそれぞれ一端及び他端に接続する。
　このような構成のフィルタ１２は、入力ポートＩＮの差動信号の低域周波数を通過させて出力ポートＯＵＴに差動信号として出力する２次の低域通過型のフィルタであり、容量値または抵抗値を制御することで通過帯域幅を変えることができる。他にも、電圧電流変換器と容量を用いたＧｍ－Ｃフィルタや、インダクタと容量素子を用いたＬＣフィルタなども利用可能である。いずれも、素子値（電圧電流変換利得、インダクタンス、容量値）を制御することで、通過帯域幅を変えることができる。
［第２の実施形態］
　図６に、本発明の第２の実施形態に係る受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号ＩＮ１の第１の成分を周波数変換して出力するミキサ６０と、第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力するミキサ６１と、周波数変換された第１の信号ＩＮ１の第１の成分、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号ＩＮ２のいずれか一方を選択する選択器６２と、周波数変換された第１の信号の第１の成分、または第２の信号のいずれか一方を選択する選択器６３と、選択器６２によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去するフィルタ６４と、選択器６３によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去するフィルタ６５と、第１の周波数帯域が除去された信号の、信号ＯＵＴ１として外部への出力、または後段の回路への出力を選択する選択器６６と、第２の周波数帯域が除去された信号の、信号ＯＵＴ３として外部への出力、または後段の回路への出力を選択する選択器６７と、選択器６６および６７によって出力された信号を周波数変換して出力する、後段の回路であるミキサ６８および６９を備える。ミキサ６８および６９は、それぞれ信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４を外部に出力する。
　ここで、ミキサ６０、６１、６８、６９が、それぞれ第１、第２、第３、第４のミキサに対応し、選択器６２、６３、６６、６７が、それぞれ第１、第２、第３、第４の選択器に対応し、フィルタ６４、６５がそれぞれ第１、第２のフィルタに対応する。また、フィルタ６４、６５の阻止帯域が、それぞれ第１、第２の周波数帯域に対応する。
　本実施形態の受信回路は、ミキサ６０、６１において、周波数が互いに等しく、位相が互いに９０度異なる局部発振信号を用いることによって、周波数変換と同時に直交復調を行い、第１の成分として、Ｉ相（Ｉｎ－ｐｈａｓｅ）の成分と、第２の成分として、Ｑ相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ－ｐｈａｓｅ）の成分のベースバンド信号が得られる。同様に、ミキサ６８、６９においても、周波数変換と同時に直交復調を行うことで、Ｉ相とＱ相のベースバンド信号が信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４として得られる。
　また、第２の信号ＩＮ２の受信時には、フィルタ６４、６５の両方を並列に使うこともできるし、どちらか片方のみを使うこともできる。具体的には、選択器６２、６３はともに第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器６６、６７はともにミキサ６８、６９への出力を選択すれば、フィルタ６４、６５は並列に配置されることになり、どちらか一つのフィルタのみを用いる場合に比較して低雑音になる。この状態で、選択器６３と６７を開放状態にすれば、フィルタ６４のみが使用され、フィルタ６５の回路を遮断することができる。すなわち、両方のフィルタを利用する場合に比較して、消費電力を抑えることができる。
　さらに、第１の信号ＩＮ１をダブルコンバージョン方式で受信する場合には、ミキサ６０、６１は、直交復調を行わずに中間周波数に周波数変換を行い、ミキサ６８、６９において、直交復調と同時に中間周波数からベースバンドへ周波数変換することもできる。このとき、選択器６２、６３は、それぞれ、ミキサ６０、６１からの出力を選択し、選択器６６、６７は、それぞれ、ミキサ６８、６９への出力を選択するよう、設定する。また、ミキサ６０、６１では共通の局部発振信号を用い、ミキサ６８、６９では、互いに位相が９０度異なる局部発振信号を用いる。以上により、ミキサ６８、６９の出力として、Ｉ相とＱ相のベースバンド信号が信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４として得られる。
　なお、フィルタ６４、６５は、入力される信号が、第１の信号ＩＮ１か第２の信号ＩＮ２かに応じて帯域幅が可変であるような可変フィルタであることが望ましい。また、対応する無線規格や通信環境に応じて、低域通過型、帯域通過型、高域通過型、帯域除去型といった特性を変えられる可変フィルタでもよい。
　さらに、ここではダイレクトコンバージョン方式とデュアルコンバージョン方式の動作例について説明した。しかしながら、これに限定されることなく、搬送波周波数と比較してわずかに異なる局部発振周波数を用いる低中間周波数方式などの他の受信方式にも適用することが可能である。
　また、デュアルコンバージョン方式での動作時の、ミキサ６０、６１における局部発振周波数と、ミキサ６８、６９における局部発振周波数の比が、整数となるように中間周波数を選択することが好ましい。これにより、単一の局部発振信号を元に整数分周することで、容易にミキサ６８、６９とミキサ６８、６９の局部発振信号を生成することができる。さらに、ミキサ６０、６１における局部発振周波数と、ミキサ６８、６９における局部発振周波数の比は、２のべき乗であることが望ましい。特に、１：２か１：４が最適である。これにより、単純な２分周器が利用できるため、回路構成を大幅に簡易化することができる。
［第３の実施形態］
　図７に、本発明の第３の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第２の実施形態の受信回路と比較して、ミキサ６８、６９の後段に、それぞれフィルタ７０、７１を追加した点が異なる。フィルタ７０、７１は、それぞれ第３、第４のフィルタに対応し、フィルタ７０、７１の阻止帯域は、それぞれ第３、第４の周波数帯域に対応する。本実施形態の受信回路では、例えば、第１の信号ＩＮ１の受信時には、フィルタ６４、６５でチャネル選択を行い、第２の信号ＩＮ２の受信時には、フィルタ６４、６５で妨害波を除去し、フィルタ７０、７１でチャネル選択を行うことができる。同様にデュアルコンバージョン方式でも、フィルタ７０、７１でチャネル選択を行うことができる。
　なお、ミキサ６８、６９において、ベースバンドではなく、低い中間周波数への周波数変換を行う低中間周波数方式の受信方式の場合には、フィルタ７０、７１は、イメージ信号を抑圧することのできる複素バンドパスフィルタとしてもよい。
［第４の実施形態］
　図８に、本発明の第４の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第２の実施形態の受信回路と比較して、第２の信号ＩＮ２がミキサ６８、６９に入力される経路に開閉器８０を追加した点が異なる。ここで、開閉器８０は、第１の開閉器に対応する。また、ミキサ６８は、選択器６６によって選択された信号または開閉器８０を介して入力される第２の信号ＩＮ２を周波数変換し、ミキサ６９は、選択器６７によって選択された信号または開閉器８０を介して入力される第２の信号ＩＮ２を周波数変換する。
　本実施形態の受信回路は、第１の信号ＩＮ１と第２の信号ＩＮ２の両方を同時に受信することができる。すなわち、選択器６２、６３は、それぞれミキサ６０、６１の信号を選択するように設定し、選択器６６、６７は外部への出力を選択し、開閉器８０は、導通状態とする。このとき、第１の信号ＩＮ１のＩ相成分は、ミキサ６０、選択器６２、フィルタ６４、選択器６６を介して信号ＯＵＴ１として外部へ出力され、第１の信号ＩＮ１のＱ相成分は、ミキサ６１、選択器６３、フィルタ６５、選択器６７を介して信号ＯＵＴ３として外部へ出力される。一方、第２の信号ＩＮ２のＩ相成分は、開閉器８０、ミキサ６８を介して信号ＯＵＴ２として外部へ出力され、第２の信号ＩＮ２のＱ相成分は、開閉器８０、ミキサ６９を介して信号ＯＵＴ４として外部へ出力される。以上の動作により、第１、第２の信号ＩＮ１、ＩＮ２のそれぞれについて、Ｉ相とＱ相のベースバンドが得られる。すなわち、例えばＵＷＢと地上デジタル放送といった複数の無線規格について、同時受信を行うことができる。
　ただし、第２の信号ＩＮ２の受信経路に、ＲＦフィルタがなくなることから、ミキサ６８、６９以降の回路における混信が問題とならないように、搬送波周波数やミキサ６８、６９の局部発振信号周波数の選び方には制限がつく。例えば、搬送波周波数の高調波に位置する妨害信号が、チップ外部の帯域選択フィルタで予め除去されているようにする。
　なお、開閉器８０が開放状態にあるときの動作は、第２の実施形態と同様である。
［第５の実施形態］
　図９に、本発明の第５の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第３の実施形態と比較して、ミキサ６０の出力か、ミキサ６８の出力のいずれか一方を選択して出力する選択器９０と、ミキサ６１の出力か、ミキサ６９の出力のいずれか一方を選択して出力する選択器９１とを追加した点が異なる。選択器９０、９１は、それぞれ第５、第６の選択器に対応する。
　本実施形態の受信回路の動作について、以下に説明する。選択器６２、６３は、第２の信号ＩＮ２を選択するか、いずれの経路に対しても開放状態とし、選択器９０、９１は、それぞれミキサ６０、６１の出力を選択するよう設定する。このとき、第１の信号ＩＮ１は、ミキサ６０、６１でベースバンドに周波数変換され、同時に直交復調された後、選択器９０、９１を介してそれぞれフィルタ７０、７１へ出力され、チャネル選択が行われ、信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４として外部へそれぞれ出力される。本実施形態の受信回路は、搬送波周波数は高いものの、信号帯域幅が狭い場合に有効であり、使用されていないフィルタ６４、６５やミキサ６８、６９の回路を遮断することで、消費電力を抑えることができる。
　ここで、選択器９０、９１がミキサ６８、６９の出力を選択している状態にあるときの動作は、第３の実施形態と同様である。
［第６の実施形態］
　図１０に、本発明の第６の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第２の実施形態と比較して、選択器６３を選択器６３ａに置き換えた点が異なる。選択器６３ａは、ミキサ６１の出力、第２の信号ＩＮ２、フィルタ６４の出力の３つの信号のうちのいずれか１つを選択し、フィルタ６５に出力する。本実施形態の受信回路は、第２の信号ＩＮ２の受信時に、選択器６２は第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器６６は開放状態とし、選択器６３ａはフィルタ６４の出力に接続し、選択器６７はミキサ６８、６９に接続するように設定する。これによって、フィルタ６４、６５が縦続接続されるため、フィルタの次数が倍になり、より急峻な遮断特性を得ることができる。すなわち、より大きな妨害信号が存在する条件においても、妨害信号を十分抑圧し、所望信号のみを受信することができる。
　また、選択器６２がミキサ６０の出力を選択し、選択器６６は開放状態とし、選択器６３ａはフィルタ６４の出力に接続すれば、第１の信号ＩＮ１も受信できる。ただし、ミキサ６０、６１での直交復調はできないので、選択器６７がミキサ６８、６９への出力を選択し、ミキサ６８、６９で直交復調を行うデュアルコンバージョン方式とする。あるいは、選択器６７は、外部への出力を選択し、外部で直交復調を行うようにする必要がある。
　なお、選択器６３ａが、ミキサ６１か第２の信号をＩＮ２選択している場合の動作は、第２の実施形態と同様である。
　なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
１０、１４、６０、６１、６８、６９　ミキサ
１１、１３、６２、６３、６３ａ、６６、６７、９０、９１　選択器
１２、６４、６５、７０、７１　フィルタ
８０　開閉器
Ｃ２～Ｃ５　容量素子
ＩＮＶ　反転素子
ＯＰ１、ＯＰ２　演算増幅器
Ｑ１～Ｑ６、Ｑ１１～Ｑ１４、Ｑ２１、Ｑ２３　ＮＭＯＳトランジスタ
Ｑ２２、Ｑ２４　ＰＭＯＳトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ６～Ｒ１３　抵抗素子
ＴＧ１、ＴＧ２　トランスファゲート

Claims (10)

  1. 　外部から入力された第１の周波数の第１の信号を周波数変換して出力する第１のミキサと、
    　前記第１のミキサによって出力された信号、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、
    　前記第１の選択器によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタと、
    　前記周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第２の選択器と、
    　前記第２の選択器によって選択された信号を周波数変換して出力する、前記後段の回路である第２のミキサと、
    を備え、
    　前記第２の周波数は、無線信号の搬送波周波数に等しいことを特徴とする受信回路。
  2. 　前記フィルタは、前記第１および第２の選択器に対して、それぞれ入力側および出力側として機能することを特徴とする請求項１記載の受信回路。
  3. 　前記周波数帯域は、前記第１の選択器によって選択された信号が、前記周波数変換された前記第１の信号および前記第２の信号のいずれであるかに従って決定されることを特徴とする請求項１または２記載の受信回路。
  4. 　外部から入力された第１の周波数の第１の信号の第１の成分を周波数変換して出力する第１のミキサと、
    　前記第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力する第２のミキサと、
    　前記周波数変換された前記第１の信号の第１の成分、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、
    　前記周波数変換された前記第１の信号の第２の成分、または前記第２の信号のいずれか一方を選択する第２の選択器と、
    　前記第１の選択器によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去する第１のフィルタと、
    　前記第２の選択器によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去する第２のフィルタと、
    　前記第１の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第３の選択器と、
    　前記第２の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または前記後段の回路への出力を選択する第４の選択器と、
    　前記第３の選択器によって出力された信号または前記第４の選択器によって出力された信号を周波数変換する、前記後段の回路である第３のミキサおよび第４のミキサと、
    　を備えることを特徴とする受信回路。
  5. 　前記第１の周波数帯域は、前記第１の選択器によって選択された信号が、前記第１のミキサが出力する信号および前記第２の信号のいずれであるかに従って決定され、
    　前記第２の周波数帯域は、前記第２の選択器によって選択された信号が、前記第２のミキサが出力する信号および前記第２の信号のいずれであるかに従って決定されることを特徴とする請求項４記載の受信回路。
  6. 　前記第３のミキサが出力する信号の第３の周波数帯域を除去する第３のフィルタと、
    　前記第４のミキサが出力する信号の第４の周波数帯域を除去する第４のフィルタと、
    　をさらに備えることを特徴とする請求項４または５に記載の受信回路。
  7. 　前記第２の信号を前記第３のミキサおよび前記第４のミキサに入力可能とする第１の開閉器をさらに備え、
    　前記第３のミキサおよび前記第４のミキサは、前記第２の信号と、前記第３の選択器によって出力された信号と、前記第４の選択器によって出力された信号とのいずれかの信号を周波数変換することを特徴とする請求項４乃至６のいずれか一項に記載の受信回路。
  8. 　前記第１のミキサが出力する信号または前記第３のミキサが出力する信号のいずれか一方を前記第３のフィルタに入力可能とする第５の選択器と、
    　前記第２のミキサが出力する信号または前記第４のミキサが出力する信号のいずれか一方を前記第４のフィルタに入力可能とする第６の選択器と、
    　をさらに備えることを特徴とする請求項４乃至７のいずれか一項に記載の受信回路。
  9. 　前記第２の選択器は、前記周波数変換された前記第１の信号の第２の成分と、前記第２の信号と、前記第１のフィルタによって出力された信号とのいずれかの信号を選択することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の受信回路。
  10. 　受信回路における信号のフィルタリング方法であって、
    　外部から入力され、周波数が第１の周波数である信号を周波数変換して得られる第１の信号、または、外部から入力され、無線信号の搬送波周波数に等しい第２の周波数である第２の信号の、いずれか一方を選択し、
    　前記選択された信号の所定の周波数帯域を除去し、
    　前記周波数帯域が除去された信号を、外部へ出力するか、または周波数変換して外部へ出力するかを選択して出力することを特徴とするフィルタリング方法。
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