JP2017508325A - 局部発振器信号生成 - Google Patents

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Abstract

直交関係にある局部発振器信号群を生成するための局部発振器信号生成回路（１５０）が、差動モードソース信号を生成するように構成されるソース信号生成器（１５３）と、ソース信号生成器（１５３）の出力（１５６）へ連結され、差動モードソース信号をバッファリングするように構成されるバッファステージ（１５８）と、バッファステージ（１５８）の出力（１６８）へ連結され、バッファリングされた差動モードソース信号から同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を生成するように構成される直交生成ステージ（１７０）と、を含む。バッファステージ（１５８）は、バッファステージ（１５８）の入力（１５７）へ連結される入力（１６２）を有するプライマリ差動増幅器（１５９）と、プライマリ差動増幅器（１５９）の出力（１６３）へ連結される入力（１６４）及びバッファステージ（１５８）の出力（１６８）へ連結される出力（１６５）を有するセカンダリ差動増幅器（１６０）と、を含む。【選択図】図２

Description

本開示は、局部発振器生成に関し、より具体的には、局部発振器信号生成回路、当該局部発振器信号生成回路を含む無線受信機及び無線送受信機、当該無線受信機を含む集積回路、当該無線送受信機を含む集積回路、並びに局部発振器信号を生成する方法、に関する。
携帯電話のための無線受信機は、単一のキャリア周波数において単一の変調キャリアを有する無線周波数（ＲＦ）信号を受信するように設計され得る。こうした無線受信機は、受信された信号を２つの局部発振器信号を用いてそれぞれＩ及びＱと表記される同相ベースバンド信号及び直交ベースバンド信号へダウンコンバートする、ダイレクト・コンバージョンアーキテクチャを有し得る。このダウンコンバージョンは、Ｉ／Ｑダウンコンバージョンとして知られている。双方の局部発振器信号は、受信された所望の信号のキャリア周波数に等しい互いに同じ周波数を有するが、９０度の位相差を有する。この位相差により、受信された情報の損失が防止される。ダイレクト・コンバージョン受信機におけるダウンコンバージョンの後では、ベースバンドにおける所望信号の帯域幅は、対応する受信されたＲＦ信号の帯域幅の約半分に減じられる。
典型的に、ダイレクト・コンバージョンアーキテクチャを有する無線受信機は、アンテナへ連結するためのＲＦバンドパスフィルタと、低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、受信チェーンと、を含む。受信チェーンは、Ｉ／Ｑダウンコンバージョンのための一対のミキサと、サンプリングに起因するエイリアシングによる信号品質の劣化を防ぐために、アナログ−デジタル変換に先だって不所望な信号を減衰させるために同相ベースバンド信号及び直交ベースバンド信号をフィルタリングするためのアナログベースバンドローパスフィルタと、同相ベースバンド信号及び直交ベースバンド信号をデジタル化するためのアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）と、デジタル化された信号を処理するためのデジタルプロセッサと、を含む。典型的に、無線受信機は、周波数シンセサイザを用いてソース信号を生成し、周波数分割器を用いてソース信号の周波数を分割することにより、同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を生成する。
局部発振器信号が高いスペクトル純度を有すること、すなわち、局部発振器信号が、受信される所望信号のキャリア周波数以外の周波数においてスプリアス信号を有意なレベルで含まないこと、が重要である。ダイレクト・コンバージョンアーキテクチャを有する受信機において、こうした周波数におけるスプリアス信号は、ＲＦにおいて不所望な信号又は干渉信号をもたらす可能性がある。その不所望な信号又は干渉信号は、スプリアス信号と同じ周波数を有し、ダウンコンバート後の所望信号によって占められる周波数の範囲内へダウンコンバートされることにより、所望信号の信号対ノイズ比を劣化させることになる。より一般的には、スプリアス信号の周波数に対して所望信号の帯域幅までの分だけ異なる周波数を有するＲＦにおける不所望な信号又は干渉信号が、ダウンコンバート後の所望信号により占められる周波数の範囲内へとダウンコンバートされる可能性がある。ダイレクト・コンバージョンアーキテクチャ以外のアーキテクチャを用いる受信機においても、局部発振器信号のスペクトル純度は重要であるかもしれず、そこでもダウンコンバート後の所望信号により占められる周波数の範囲内へと他の周波数の不所望なＲＦ信号が潜在的にダウンコンバートされ得る
局部発振器信号のスペクトル純度のこうした問題は、キャリアアグリゲーションのために用いられる受信機において特に深刻になる可能性がある。キャリアアグリゲーション（ＣＡ）という用語は、いくつもの変調キャリア信号を同時に受信することを意味する。ＣＡ受信機は、現代の携帯電話及びラップトップにおいて、データ速度を高めるために使用されている。帯域内ＣＡにおいては、所望の変調キャリア信号（本明細書では短く「所望のチャネル」とも称される）はすべて、単一の受信周波数帯域、すなわち、１つのＲＦフィルタの通過帯域内にある。受信機が少なくとも部分的に集積回路内に実装される場合には、そのＲＦフィルタはオフチップであってもよい。帯域内ＣＡにおいては、単一のオフチップのＲＦフィルタ及び１つのＬＮＡが使用され得る、というのも、所望のチャネルはすべて、当該フィルタ及びＬＮＡの通過帯域内にあるためである。この場合、集積回路は、２つ以上の所望のチャネルを受信するために１つのＲＦ入力のみを必要とする。
連像的帯域内ＣＡにおいては、少なくとも２つの所望チャネルがあり、周波数領域において所望のチャネルはすべて隣接し、又は互いに隣り合っている。非連続的帯域内ＣＡにおいては、所望のチャネルがすべて隣接しているわけではなく、周波数領域において一部のチャネル間にスペースがある。所望のチャネル同士の間に妨害信号（blocking signal）が存在する可能性もある。妨害信号は、例えば、他のユーザ又は他の携帯電話事業者のために割り当てられるチャネルであり得る。
一般的に、上述の単一の受信チェーンは、連続的又は非連続的帯域内ＣＡに適さないことがある。例えば、妨害信号が、不連続な所望チャネル間に存在しかつ受信チェーンのアナログ及び／又はデジタル信号処理回路によって許容できない電力レベルを有する場合、単一の受信チェーンは、非連続的帯域内ＣＡに適さない。このような場合、信号処理は、周波数領域において、２つ以上の並列の受信チェーンへ分割されねばならず、それらの受信チェーンの各々は、所望チャネルの異なるサブセットをダウンコンバートするために、一対の同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を必要とし、各対は異なる周波数を有する。ただし、デジタル処理のためには、それらの受信チェーンによって単一のデジタルプロセッサが共用され得る。受信機は、並列の受信チェーンと同じ数だけ同相局部発振器信号と直交局部発振器信号との対を必要とする。この場合、局部発振器信号の複数の対は各々、高いスペクトル純度を有することが求められる。
改良された局部発振器信号生成が必要である。
第１の観点によれば、
差動モードソース信号を生成するように構成されるソース信号生成器と、
ソース信号生成器の出力へ連結され、差動モードソース信号をバッファリングするように構成されるバッファステージと、
バッファステージの出力へ連結され、バッファリングされた差動モードソース信号から同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を生成するように構成される直交生成ステージと、
を含み、
バッファステージは、
バッファステージの入力へ連結される入力を有するプライマリ差動増幅器と、
プライマリ差動増幅器の出力へ連結される入力、及び、バッファステージの出力へ連結される出力、を有するセカンダリ差動増幅器と、
を含む、
局部発振器信号生成回路、が提供される。
第２の観点によれば、
差動モードソース信号を生成することと、
バッファステージにおいて差動モードソース信号をバッファリングすることと、
直交生成ステージを用いて、バッファリングされた差動モードソース信号から同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を生成することと、
を含み、
バッファリングすることは、
プライマリ差動増幅器において、バッファステージの入力に現れるプライマリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去することと、
プライマリ差動増幅器の出力へ連結される入力及びバッファステージの出力へ連結される出力を有するセカンダリ差動増幅器において、セカンダリ差動増幅器の入力に現れるセカンダリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去することと、
を含む、
方法、が提供される。
プライマリ差動増幅器及びセカンダリ差動増幅器は、差動モードソース信号を直交生成ステージへ十分に高いレベルで与えることができるようにすることで、例えばデジタル回路を使用する直交生成ステージの信頼性の高いかつ電力効率のよい動作を可能にし得る。プライマリ差動増幅器は、バッファステージの入力に現れるプライマリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去し得るが、これは、直交生成ステージへ与えられる差動モードソース信号のレベルに対して、共通モードスプリアス信号のレベルを低減することを可能にし得る。セカンダリ差動増幅器は、当該第２の増幅器の入力に現れるセカンダリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去し得るが、これは、直交生成ステージへ与えられる差動モードソース信号のレベルに対して、プライマリ差動増幅器によって生成される３次の相互変調積のレベルをさらに低減することを可能にし得る。共通モードスプリアス信号は、セカンダリ差動増幅器の入力において、プライマリ差動増幅器の入力におけるそのレベルに対して、低減されたレベルを有し得るため、セカンダリ差動増幅器によって生成される３次の相互変調積のレベルは低減され得る。
プライマリ差動増幅器は、少なくとも１０ｄＢの共通モード除去比を有するように構成され得る。セカンダリ差動増幅器は、少なくとも１０ｄＢの共通モード除去比を有するように構成され得る。これらの値は、高いスペクトル純度を有する局部発振器信号を生成することができるようにする。
セカンダリ差動増幅器の出力は、ハイパスフィルタを介してバッファステージの出力へ連結され得る。同様に、上記方法において、バッファリングすることは、プライマリ差動増幅器においてプライマリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去し及びセカンダリ差動増幅器においてセカンダリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去した後に、セカンダリ差動増幅器の出力に現れるソース信号をハイパスフィルタにおいてフィルタリングすること、を含んでよい。この特徴は、プライマリ差動増幅器及び／又はセカンダリ差動増幅器の２次の非線形性によって生成される低周波数の相互変調積を減衰することができるようにする。
直交生成ステージは、周波数分割器を含み得る。同様に、上記方法において、直交生成ステージを用いて、バッファリングされた差動モードソース信号から同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を生成することは、バッファリングされた差動モードソース信号を周波数分割器において分割すること、を含んでよい。この特徴は、低い複雑度で、局部発振器信号間に正確な直交関係を与える。
第３の観点によれば、第１の観点に従った局部発振器信号生成回路を含む無線受信機、が提供される。
第４の観点によれば、第３の観点に従った無線受信機を含む集積回路、が提供される。
第５の観点によれば、第３の観点に従った無線受信機と、送信機と、を含む無線送受信機、が提供される。
第６の観点によれば、第５の観点に従った無線送受信機を含む集積回路、が提供される。
第７の観点によれば、第１の局部発振器信号生成回路及び第２の局部発振器信号生成回路を含む無線受信機が提供され、当該第１及び第２の局部発振器信号生成回路のうちの少なくとも一方が第１の観点に従った回路であり、第１の局部発振器信号生成回路は、第１の局部発振器周波数を有する第１の直交関係にある局部発振器信号群を生成するように構成され、第２の局部発振器信号生成回路は、第２の局部発振器周波数を有する第２の直交関係にある局部発振器信号群を生成するように構成され、無線受信機は、少なくとも１つのキャリア信号を上記第１の直交関係にある局部発振器信号群とミキシングするように構成される第１のダウンコンバージョンステージと、別の少なくとも１つのキャリア信号を上記第２の直交関係にある局部発振器信号群とミキシングするように構成される第２のダウンコンバージョンステージと、を含む。このような無線受信機は、連続的な又は非連続的なキャリア信号を受信する、キャリアアグリゲーションモードで動作し得る。
第８の観点によれば、第７の観点に従った無線受信機と、送信機と、を含む無線送受信機、が提供される。
第８の観点に従った無線送受信機において、送信機は、第１の局部発振器周波数よりも低い送信周波数で送信するように構成されてよく、第１の局部発振器信号生成回路のソース信号は第１のソース周波数を有し、第２の局部発振器信号生成回路のソース信号は第２のソース周波数を有し、第２のソース周波数は第１のソース周波数よりも高く、また、送信周波数と第１の局部発振器周波数との差は、第１のソース周波数と第２のソース周波数との差に等しくてよい。この特徴は、キャリアアグリゲーションのために選択されることができるキャリアの選択に関して、そうした周波数の選択を禁止する必要をなくすことによって、柔軟性を与える。
第８の観点に従った無線送受信機において、送信機は、第１の局部発振器周波数よりも高い送信周波数で送信するように構成されてよく、第１の局部発振器信号生成回路のソース信号は第１のソース周波数を有し、第２の局部発振器信号生成回路のソース信号は第２のソース周波数を有し、第２のソース周波数は第１のソース周波数よりも低く、また、送信周波数と第１の局部発振器周波数との差は、第１のソース周波数と第２のソース周波数との差に等しくてよい。この特徴は、キャリアアグリゲーションのために選択されることができるキャリアの選択に関して、そうした周波数の選択を禁止する必要をなくすことによって、柔軟性を与える。
第８の観点に従った無線送受信機は、送信及び受信を同時に行うように構成されてもよい。
第９の観点によれば、第８の観点に従った無線受信機を含む集積回路、が提供される。
好ましい実施形態を、あくまで例示のために、添付の図面を参照して説明する。
アンテナへ連結される受信機のブロック略図である。 第１の局部発振器生成回路のブロック略図である。 送受信機のブロック略図である。 受信機のブロック略図である。 第２の局部発振器生成回路のブロック略図である。 受信機における信号のスペクトルを示す図である。 共通モード除去を提供する増幅器の回路図である。 ハイパスフィルタの回路図である。 別のハイパスフィルタの回路図である。
図１を参照すると、受信機１０は、ダイレクト・コンバージョンアーキテクチャを有し、バンドパスＲＦフィルタ（ＢＰＦ）１３によってアンテナ３へ連結されている。本実施形態では、受信機１０は、図１において破線で表される第１の集積回路ＩＣ１内に実装されており、いくつかの実施形態では、この第１の集積回路ＩＣ１は、送信機も含む。受信機１０は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１６と、第１の受信チェーンと、を含み、第１の受信チェーンは、第１のダウンコンバージョンステージ１２０と、同相ベースバンド信号Ｉ１をフィルタリングするように構成されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である第１の同相ＬＰＦ１３０と、直交ベースバンド信号Ｑ１をフィルタリングするように構成されるＬＰＦである第１の直交ＬＰＦ１３８と、ローパスフィルタリングされた第１の同相ベースバンド信号Ｉ１をデジタル化するように構成されるアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）である第１の同相ＡＤＣ１３３と、ローパスフィルタリングされた第１の直交ベースバンド信号Ｑ１をデジタル化するように構成されるＡＤＣである第１の直交ＡＤＣ１４１と、第１のデジタルプロセッサ１３６と、を含む。第１のダウンコンバージョンステージ１２０は、受信されたＲＦ信号をダウンコンバートすることによって第１の同相ベースバンド信号Ｉ１を生成するように構成されるミキサである第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２と、受信されたＲＦ信号をダウンコンバートすることによって第１の直交ベースバンド信号Ｑ１を生成するように構成されるミキサである第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６と、を含む。同じ第１の局所発振器（ＬＯ）周波数ＦＬＯ１を有しかつ９０度の位相差を有する第１の同相局部発振器信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交局部発振器信号ＬＯ１−Ｑを生成するように構成される第１のＬＯ信号生成回路１５０も、受信機１０は含む。
アンテナ３は、ＢＰＦ１３の入力１２へ連結される。ＢＰＦ１３の出力１４は、ＬＮＡ１６の入力１５へ連結される。ＬＮＡ１６の出力１７は、第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２の第１の入力１２１へ連結される。第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２の第２の入力１２３は、第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉを受信するために第１のＬＯ信号生成回路１５０の第１の出力１５１へ連結される。第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２の出力１２４は、第１の同相ＬＰＦ１３０の入力１２９へ連結される。第１の同相ＬＰＦ１３０の出力１３１は、第１の同相ＡＤＣ１３３の入力１３２へ連結される。第１の同相ＡＤＣ１３３の出力１３４は、第１のデジタルプロセッサ１３６の第１の同相入力１３５へ連結される。
ＬＮＡ１６の出力１７は、第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６の第１の入力１２５へも連結される。第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６の第２の入力１２７は、第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑを受信するために第１のＬＯ信号生成回路１５０の第２の出力１５２へ連結される。第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６の出力１２８は、第１の直交ＬＰＦ１３８の入力１３７へ連結される。第１の直交ＬＰＦ１３８の出力１３９は、第１の直交ＡＤＣ１４１の入力１４０へ連結される。第１の直交ＡＤＣ１４１の出力１４２は、第１のデジタルプロセッサ１３６の第１の直交入力１４３へ連結される。
ＢＰＦ１３の出力１４から第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２及び第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６の第１の入力１２１及び１２５への受信されるＲＦ信号のパスは、ＬＮＡ１６及び介在する連結も含めて、差動形式を有する。すなわち、これらのパスは、正の信号及び正の信号を反転させた負の信号を別個に有する差動モード信号を処理し及び案内するように構成される。同様に、第１のＬＯ信号生成回路１５０から第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２及び第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６のそれぞれの第２の入力１２３及び１２７への第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑのパスは、差動形式になっている。同様に、第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２及び第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６のそれぞれの出力１２４及び１２８から第１の同相ＡＤＣ１３３及び第１の直交ＡＤＣ１４１への第１の同相ベースバンド信号Ｉ１及び第１の直交ベースバンド信号Ｑ１のパスも、第１の同相ＬＰＦ１３０及び第１の直交ＬＰＦ１３８並びに介在する連結を含めて、差動形式になっている。複数の図において、差動形式を有する相互接続は、二重線で示されている。他の実施形態では、シングルエンドから差動への変換がＬＮＡ１６内でなされる形で、ＢＰＦ１３の出力１４からＬＮＡ１６の入力１５へ受信されるＲＦ信号のパスがシングルエンド形式を有していてもよい。
図２を参照すると、第１のＬＯ信号生成回路１５０は、第１のソース信号生成器１５３と、バッファステージ１５８と、直交生成ステージ１７０と、を含む。第１のソース信号生成器１５３は、第１のソース周波数ＦＳ１において第１のソース信号Ｓ１を差動形式で生成するように構成される。すなわち、第１のソース信号Ｓ１は、差動モードの信号である。第１のソース信号生成器１５３は、第１の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１５５を用いる第１の周波数シンセサイザ１５４を含む。１つの実施形態では、第１のソース周波数ＦＳ１は、第１のＶＣＯ１５５が発振する周波数である。他の実施形態では、第１のソース周波数ＦＳ１は、第１のＶＣＯ１５５が発振する周波数から、第１の周波数シンセサイザ１５４において周波数分割によって取得される。第１のソース信号生成器１５３の出力１５６は、第１のバッファステージ１５８の入力１５７へ連結される。第１のバッファステージ１５８は、第１のプライマリ差動増幅器１５９と、第１のセカンダリ差動増幅器１６０と、第１のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１６１と、を含む。第１のバッファステージ１５８の入力１５７は、差動形式で、第１のプライマリ差動増幅器１５９の入力１６２へ連結され、第１のプライマリ差動増幅器１５９の出力１６３は、差動形式で、第１のセカンダリ差動増幅器１６０の入力１６４へ連結され、第１のセカンダリ差動増幅器１６０の出力１６５は、差動形式で、第１のＨＰＦ１６１の入力１６６へ連結される。第１のＨＰＦ１６１の出力１６７は、やはり差動形式で、第１のバッファステージ１５８の出力１６８へ連結される。第１のプライマリ差動増幅器１５９は、その入力１６２に現れる共通モード信号（common-mode signal）であって、したがって第１のバッファステージ１５８の入力１５７に現れるどのような共通モード信号をも少なくとも部分的に除去するように構成される差動増幅器である。したがって、差動モードの第１のソース信号Ｓ１の信号対干渉比（ここで、干渉は、共通モード信号である）は、第１のプライマリ差動増幅器１５９の入力１６２においてよりも、第１のプライマリ差動増幅器１５９の出力１６３において高い。１つの例では、第１のプライマリ差動増幅器１５９の共通モード除去比は、少なくとも１０ｄＢである。同様に、第１のセカンダリ差動増幅器１６０は、その入力１６４に現れるどのような共通モード信号をも少なくとも部分的に除去するように構成される差動増幅器である。したがって、差動モードの第１のソース信号Ｓ１の信号対干渉比（ここで、干渉は、共通モード信号である）は、第１のセカンダリ差動増幅器１６０の入力１６４においてよりも、第１のセカンダリ差動増幅器１６０の出力１６５において高い。１つの例では、第１のセカンダリ差動増幅器１６０の共通モード除去比は、少なくとも１０ｄＢである。実際、第１のプライマリ差動増幅器１５９及び第１のセカンダリ差動増幅器１６０は、同一であってよい。代替的に、第１のセカンダリ差動増幅器１６０は、第１のプライマリ差動増幅器１５９よりも低い共通モード除去比を有してもよい。第１のＨＰＦ１６１はオプションであり、第１のプライマリ差動増幅器１５９又は第１のセカンダリ差動増幅器１６０における非線形性により生じ得る、第１のソース周波数ＦＳ１よりも低い周波数を減衰させるために、第１のＨＰＦ１６１が使用されてもよい。第１のＨＰＦ１６１が存在しない場合、第１のセカンダリ差動増幅器１６０の出力１６５は、第１のバッファステージ１５８の出力１６８へ直接連結され得る。
第１のバッファステージ１５８の出力１６８は、第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑを生成する第１の直交生成ステージ１７０の入力１６９へ、差動形式で連結される。第１の直交生成ステージ１７０は、本実施形態では、２又は別の整数、典型的には２の累乗で第１のソース信号Ｓ１の周波数を分割するように構成される第１の周波数分割器ＤＩＶ１を含む。実際、いくつかの実施形態では、第１の直交生成ステージ１７０は、当該周波数分割器ＤＩＶ１である。第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑは、所望の受信されるＲＦ信号の中心周波数、又はキャリア周波数、に等しい第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１を有する。第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉは、第１のＬＯ信号生成回路１５０の第１の出力１５１へ連結されている第１の直交生成ステージ１７０の第１の出力１７１に、差動形式で与えられ、第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑは、第１のＬＯ信号生成回路１５０の第２の出力１５２へ連結されている第１の直交生成ステージ１７０の第２の出力１７２に、差動形式で与えられる。
第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑとともに現れ及びしたがってそれらＬＯ信号のスペクトル純度を劣化させるスプリアス信号は、様々な形で発生する可能性がある。例えば、第１のＶＣＯ１５５は、その基本周波数に加えて高調波を生成し得る。第１のＶＣＯ１５５は、干渉を受けると、その干渉の周波数において及びその干渉の周波数の高調波においても、周波数成分を与え得る。さらに、第１のＶＣＯ１５５における３次の非線形性により、第１のソース周波数ＦＳ１及び干渉の周波数の双方に依存する周波数でも、周波数成分は生成され得る。こうした干渉の源は、ＬＯ生成回路１５０と同じデバイス内に存在し及びしたがってＬＯ生成回路１５０の近くに存在する別の発振器であり得る。
第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑとともにスプリアス信号が発生し得る別のメカニズムとしては、第１のＬＯ信号生成回路１５０の要素同士の連結部分への干渉の取り込み、及び特に、第１のソース信号生成器１５３の出力１５６と、第１のバッファステージ１５８の入力１５７又は対応して第１のプライマリ差動増幅器１５９の入力１６２と、の間の第１のソース信号Ｓ１のパス内への干渉の取り込み、が、このパスが比較的長い場合に特に、挙げられる。第１のプライマリ増幅器１５９又は第１のセカンド増幅器１６０における３次の非線形性は、第１のソース周波数ＦＳ１及び取り込まれる干渉の周波数の双方に依存する周波数においてスプリアス信号をもたらす可能性がある。
第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑとともに現れるスプリアス信号によって、ダウンコンバート後の所望信号により占められる周波数の範囲内へとダウンコンバートされる不所望な信号又は干渉信号であって、それにより所望信号の信号対ノイズ比を劣化させ得る当該不所望な信号又は干渉信号の１つの特定の源は、受信機１０と同じデバイス内に実装される送信機である。こうした不所望な信号又は干渉信号は、特に、送信周波数ＦＴＸでの送信機からの漏洩により発生し得る。
第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑとともに現れるスプリアス信号、及びこうしたスプリアス信号によってダウンコンバートされる干渉信号の上述の問題は、２つ以上の局部発振器信号が必要とされ得るキャリアアグリゲーションに適合される受信機において特に懸念され、又はよりとりわけ、送信機及び受信機の双方を含むキャリアアグリゲーションのための送受信機であって、送信機及び受信機が周波数分割複信（Frequency Division Duplex（ＦＤＤ））モードで同時に動作することが求められ、特に送信機及び受信機が単一の集積回路内に実装される送受信機において、特に懸念される。したがって、例示のために、以下の段落における説明は、こうした状況に焦点を合わせる。
図３を参照すると、アンテナ４は、デュプレクサ（ＤＸ）６の第１の端子５へ連結される。キャリアアグリゲーションに適合され、第２の集積回路ＩＣ２内に実装される送受信機１００は、デュプレクサ６の第２の端子７へ連結される入力９を有する受信機２０と、デュプレクサ６の第３の端子８へ連結される出力１１を有する送信機３０と、を含む。
送信機３０は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３４を含み、これは、デジタル信号プロセッサ３４によって生成される送信用ベースバンドデジタル信号をデジタル領域からアナログ領域へ変換するように構成されるデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）３６へ連結される。ＤＡＣ３６は、送信用ベースバンドアナログ信号をアップコンバージョンミキサ４０へ与えるためにアップコンバージョンミキサ４０の第１の入力３８へ連結される。アップコンバージョンミキサ４０の第２の入力４２は、送信機周波数シンセサイザ４４によって生成されるアップコンバージョン局部発振器信号ＴＸ−ＬＯを受信するために送信機周波数シンセサイザ４４へ連結される。送信機周波数シンセサイザ４４は、送信機ＶＣＯ４６を含む。アップコンバージョン局部発振器信号ＴＸ−ＬＯは、送信機３０の送信周波数ＦＴＸに等しい周波数を有する。例示のために、以下の段落では、送信周波数ＦＴＸは送信機ＶＣＯ４６の周波数に等しいと考えられるが、これは必須ではなく、代わりに、送信機周波数ＦＴＸは、送信機ＶＣＯ４６から、送信機周波数シンセサイザ４４における周波数分割によって取得されてもよい。送信用ベースバンドアナログ信号は、アップコンバージョンミキサ４０によって、ＲＦで、送信機周波数ＦＴＸへアップコンバートされ、アップコンバージョンミキサ４０の出力４８は、電力増幅器５０を介して送信機３０の出力１１へ連結される。他の実施形態では、電力増幅器５０は、第２の集積回路ＩＣ２の外部に実装され得る。
図４は、図３の受信機２０をより詳細に示している。図４を参照すると、受信機２０は、図１を参照して説明された受信機１０の要素をすべて含み、それらの要素は同じように互いに連結され、同じように動作可能であるが、キャリアアグリゲーションのために、受信される信号が複数のキャリア信号であること、及び、受信機１０の要素が、典型的にキャリア信号における周波数領域ギャップの一方の側で、その複数のキャリア信号の第１のサブセットを受信するように構成されること、が異なる。加えて、図４の受信機２０は、典型的に当該ギャップの他方の側で、その複数のキャリア信号の第２のサブセットを受信するように構成され、第２の受信チェーンを含む。第２の受信チェーンは、第２のダウンコンバージョンステージ２２０と、第２の同相ベースバンド信号Ｉ２をフィルタリングするように構成される第２の同相ＬＰＦ２３０と、第２の直交ベースバンド信号Ｑ２をフィルタリングするように構成される第２の直交ＬＰＦ２３８と、ローパスフィルタリングされた第２の同相ベースバンド信号Ｉ２をデジタル化するように構成される第２の同相ＡＤＣ２３３と、ローパスフィルタリングされた第２の直交ベースバンド信号Ｑ２をデジタル化するように構成される第２の直交ＡＤＣ２４１と、第２のデジタルプロセッサ２３６と、を含む。ただし、第１のデジタルプロセッサ１３６及び第２のデジタルプロセッサ２３６は、１つの共通のデジタルプロセッサで提供されてもよい。第２のダウンコンバージョンステージ２２０は、複数のキャリア信号の第２のサブセットをダウンコンバートすることによって第２の同相ベースバンド信号Ｉ２を生成するように構成される第２の同相ダウンコンバージョンミキサ２２２と、複数のキャリア信号の第２のサブセットをダウンコンバートすることによって第２の直交ベースバンド信号Ｑ２を生成するように構成される第２の直交ダウンコンバージョンミキサ２２６と、を含む。双方が同じ第２の周波数ＦＬＯ２を有しかつ９０度の位相差を有する第２の同相局部発振器信号ＬＯ２−Ｉ及び第２の直交局部発振器信号ＬＯ２−Ｑを生成するように構成される第２のＬＯ信号生成回路２５０も、受信機２０は含む。
ＬＮＡ１６の入力１５は、受信機２０の入力９へ連結される。ＬＮＡ１６の出力１７は、第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２の第１の入力１２１及び第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６の第１の入力１２５へ連結されるのに加えて、第２の同相ダウンコンバージョンミキサ２２２の第１の入力２２１へも連結される。第２の同相ダウンコンバージョンミキサ２２２の第２の入力２２３は、第２の同相ＬＯ信号ＬＯ２−Ｉを受信するために第２のＬＯ信号生成回路２５０の第１の出力２５１へ連結される。第２の同相ダウンコンバージョンミキサ２２２の出力２２４は、第２の同相ＬＰＦ２３０の入力２２９へ連結される。第２の同相ＬＰＦ２３０の出力２３１は、第２の同相ＡＤＣ２３３の入力２３２へ連結される。第２の同相ＡＤＣ２３３の出力２３４は、第２のデジタルプロセッサ２３６の第２の同相入力２３５へ連結される。ＬＮＡ１６の出力１７は、第２の直交ダウンコンバージョンミキサ２２６の第１の入力２２５へも連結される。第２の直交ダウンコンバージョンミキサ２２６の第２の入力２２７は、第２の直交ＬＯ信号ＬＯ２−Ｑを受信するために第２のＬＯ信号生成回路２５０の第２の出力２５２へ連結される。第２の直交ダウンコンバージョンミキサ２２６の出力２２８は、第２の直交ＬＰＦ２３８の入力２３７へ連結される。第２の直交ＬＰＦ２３８の出力２３９は、第２の直交ＡＤＣ２４１の入力２４０へ連結される。第２の直交ＡＤＣ２４１の出力２４２は、第２のデジタルプロセッサ２３６の第２の直交入力２４３へ連結される。
デュプレクサ６の第２の端子７から第２の同相ダウンコンバージョンミキサ２２２及び第２の直交ダウンコンバージョンミキサ２２６の第１の入力２２１及び２２５への受信されるＲＦ信号のパスは、介在する連結及び処理を含めて、差動形式を有する。同様に、第２のＬＯ信号生成回路２５０から第２の同相ダウンコンバージョンミキサ２２２及び第２の直交ダウンコンバージョンミキサ２２６のそれぞれの第２の入力２２３及び２２７への第２の同相ＬＯ信号ＬＯ２−Ｉ及び第２の直交ＬＯ信号ＬＯ２−Ｑのパスは、差動形式になっている。同様に、第２の同相ダウンコンバージョンミキサ２２２及び第２の直交ダウンコンバージョンミキサ２２６のそれぞれの出力２２４及び２２８から第１の同相ＡＤＣ２３３及び第２の直交ＡＤＣ２４１への第２の同相ベースバンド信号Ｉ２及び第２の直交ベースバンド信号Ｑ２のパスも、第２の同相ＬＰＦ２３０及び第２の直交ＬＰＦ並びに介在する連結を含めて、差動形式になっている。
図５を参照すると、第２のＬＯ信号生成回路２５０は、第２のソース周波数ＦＳ２において第２のソース信号Ｓ２を差動形式で生成するための第２のソース信号生成器２５３を含む。すなわち、第２のソース信号Ｓ２は、差動モード信号である。第２のソース信号生成器２５３は、第２のＶＣＯ２５５を用いる第２の周波数シンセサイザ２５４を含む。１つの実施形態では、第２のソース周波数ＦＳ２は、第２のＶＣＯ２５５が発振する周波数である。他の実施形態では、第２のソース周波数ＦＳ２は、第２のＶＣＯ２５５が発振する周波数から、第２の周波数シンセサイザ２５４において周波数分割によって取得される。第２のソース信号生成器２５３の出力２５６は、第２のバッファステージ２５８の入力２５７へ連結される。第２のバッファステージ２５８は、第２のプライマリ差動増幅器２５９と、第２のセカンダリ差動増幅器２６０と、第２のＨＰＦ２６１と、を含む。第２のバッファステージ２５８の入力２５７は、差動形式で、第２のプライマリ差動増幅器２５９の入力２６２へ連結され、第２のプライマリ差動増幅器２５９の出力２６３は、差動形式で、第２のセカンダリ差動増幅器２６０の入力２６４へ連結され、第２のセカンダリ差動増幅器２６０の出力２６５は、差動形式で、第２のＨＰＦ２６１の入力２６６へ連結される。第２のＨＰＦ２６１の出力２６７は、やはり差動形式で、第２のバッファステージ２５８の出力２６８へ連結される。第２のプライマリ差動増幅器２５９は、その入力２６２に現れる共通モード信号であって、したがって第２のバッファステージ２５８の入力２５７に現れるどのような共通モード信号をも少なくとも部分的に除去するように構成される差動増幅器である。したがって、差動モードの第２のソース信号Ｓ２の信号対干渉比（ここで、干渉は、共通モード信号である）は、第２のプライマリ差動増幅器２５９の入力２６２においてよりも、第２のプライマリ差動増幅器２５９の出力２６３において高い。１つの実施形態では、第２のプライマリ差動増幅器２５９の共通モード除去比は、少なくとも１０ｄＢである。同様に、第２のセカンダリ差動増幅器２６０は、その入力２６４に現れるどのような共通モード信号をも少なくとも部分的に除去するように構成される差動増幅器である。したがって、差動モードの第２のソース信号Ｓ２の信号対干渉比（ここで、干渉は、共通モード信号である）は、第２のセカンダリ差動増幅器２６０の入力２６４においてよりも、第２のセカンダリ差動増幅器２６０の出力２６５において高い。１つの例では、第２のセカンダリ差動増幅器２６０の共通モード除去比は、少なくとも１０ｄＢである。実際、第２のプライマリ差動増幅器２５９及び第２のセカンダリ差動増幅器２６０は、同一であってよい。第２のＨＰＦ２６１はオプションであり、第２のプライマリ差動増幅器２５９又は第２のセカンダリ差動増幅器２６０における非線形性により生じ得る、第２のソース周波数ＦＳ２よりも低い周波数を減衰させるために、第２のＨＰ２６１が使用されてもよい。第２のＨＰＦ２６１が存在しない場合、第２のセカンダリ差動増幅器２６０の出力２６５は、第２のバッファステージ２５８の出力２６８へ直接連結され得る。
第２のバッファステージ２５８の出力２６８は、第２の同相ＬＯ信号ＬＯ２−Ｉ及び第２の直交ＬＯ信号ＬＯ２−Ｑを生成する第２の直交生成ステージ２７０の入力２６９へ、差動形式で連結される。第２の直交生成ステージ２７０は、本実施形態では、２又は別の整数、典型的には２の累乗で第２のソース信号Ｓ２の周波数を分割するように構成される第２の周波数分割器ＤＩＶ２を含む。実際、いくつかの実施形態では、第２の直交生成ステージ２７０は、当該周波数分割器ＤＩＶ２である。第２の同相ＬＯ信号ＬＯ２−Ｉ及び第２の直交ＬＯ信号ＬＯ２−Ｑは、キャリアアグリゲーションの場合には、複数のキャリア信号の第２のサブセットの中心周波数に等しい第２のＬＯ周波数ＦＬＯ２を有する。第２の同相ＬＯ信号ＬＯ２−Ｉは、第２のＬＯ信号生成回路２５０の第１の出力２５１へ連結されている第２の直交生成ステージ２７０の第１の出力２７１に、差動形式で与えられ、第２の直交ＬＯ信号ＬＯ２−Ｑは、第２のＬＯ信号生成回路２５０の第２の出力２５２へ連結されている第２の直交生成ステージ２７０の第２の出力２７２に、差動形式で与えられる。
例示のために、以下の段落では、第１のソース信号生成器１５３によって生成される第１のソース信号Ｓ１の第１のソース周波数ＦＳ１は、第１のＶＣＯ１５５が発振する第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１に等しいと見なされる。同様に、第２のソース信号生成器２５３によって生成される第２のソース信号Ｓ２の第２のソース周波数ＦＳ２は、第２のＶＣＯ２５５が発振する第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２に等しく、第１のソース周波数ＦＳ１よりも大きいと見なされる。第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２と第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１との差は、ΔＶＣＯ＝ＦＶＣＯ２−ＦＶＣＯ１で表記される。図６のグラフｂ）は、第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１にスペクトル成分を有する、第１のＶＣＯ１５５のスペクトルを示す。図６のグラフｃ）は、第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２にスペクトル成分を有する、第２のＶＣＯ２５５のスペクトルを示す。
第２の集積回路ＩＣ２内での第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との隔離には限界があるため、それらの振動は互いに結合する。例えば、第１のＶＣＯ１５５を被害側、第２のＶＣＯ２５５を加害側回路と考えると、第１のＶＣＯ１５５の出力スペクトル、及びしたがって第１のソース信号Ｓ１は、第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１及びその高調波におけるスペクトル成分に加えて、図６のグラフｂ）に示されるように、周波数ＦＶＣＯ２におけるスプリアススペクトル成分を含む。明瞭性のために、図６には、高調波は示されていない。加えて、第１のＶＣＯ１５５の３次の非線形性により、周波数
２ＦＶＣＯ１−ＦＶＣＯ２＝ＦＶＣＯ１−ΔＶＣＯ
におけるスプリアススペクトル成分が、第１のＶＣＯ１５５により、ＡＶＣＯ１ ２・ＡＶＣＯ２に比例する振幅を伴って生成される。ここで、ＡＶＣＯ１及びＡＶＣＯ２は、それぞれ周波数ＦＶＣＯ１及びＦＶＣＯ２において第１のＶＣＯ１５５によって生成されるスペクトル成分の電圧振幅である。集積された帯域内ＣＡ受信機において、周波数ＦＶＣＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアススペクトル成分は非常に問題となる可能性があることが、以下に示されている。したがって、これら実施形態は、この周波数におけるスプリアススペクトル成分の生成を最小化することを狙っている。
第１のＶＣＯ１５５の３次の非線形性に起因して、第１のＶＣＯ１５５により周波数
２ＦＶＣＯ２−ＦＶＣＯ１＝ＦＶＣＯ１＋２ΔＶＣＯ
におけるスプリアススペクトル成分が生成されるが、その振幅はＡＶＣＯ１・ＡＶＣＯ２ ２に比例し、ＡＶＣＯ２＜＜ＡＶＣＯ１であるため、このスプリアススペクトル成分は周波数ＦＶＣＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアススペクトル成分よりもはるかに小さい。したがって、このスプリアススペクトル成分は無視できるため、図６のグラフｂ）には示されていない。
図６のグラフｃ）は、第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２にスペクトル成分を有する第２のＶＣＯ２５５のスペクトルを示す。上述の、第２のＶＣＯ２５５から第１のＶＣＯ１５５への結合に加えて、第１のＶＣＯ１５５から第２のＶＣＯ２５５への結合の可能性もあり、結果として第２のＶＣＯ２５５のスペクトル内にスプリアススペクトル成分が発生し得るが、本明細書ではこれらのスプリアススペクトル成分を詳細に説明しないので、図６のグラフｃ）において示していない。
第１の直交生成ステージ１７０によって行われる直交生成において、第１のＶＣＯ１５５のスペクトル成分は、第１の同相局部発振器信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交局部発振器信号ＬＯ１−Ｑの第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１へと変換される。例えば、周波数を２で分割することを仮定すると、ＦＬＯ１＝ＦＶＣＯ１／２であり、第１の同相ダウンコンバージョンミキサ１２２及び第１の直交ダウンコンバージョンミキサ１２６へ与えられる第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１における第１の同相局部発振器信号及び第１の直交局部発振器信号は、周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯにおいてスプリアススペクトル成分を有する。加えて、第１のＶＣＯ１５５によって生成される第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２におけるスプリアススペクトル成分は、周波数分割によって周波数ＦＬＯ１＋ΔＶＣＯに変換されるが、このスプリアススペクトル成分は、周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアススペクトル成分ほど有害ではないので、これについてはさらに述べない。図６のグラフｄ）は、第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１における第１の同相局部発振器信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交局部発振器信号ＬＯ１−Ｑのスペクトルを、周波数ＦＬＯ１±ΔＶＣＯにおけるスプリアススペクトル成分とともに示す。図６のグラフｅ）は、第２のＬＯ周波数ＦＬＯ２における第２の同相局部発振器信号ＬＯ２−Ｉ及び第２の直交局部発振器信号ＬＯ２−Ｑのスペクトルを示す。第１の同相局部発振器信号ＬＯ１−Ｉと第２の同相局部発振器信号ＬＯ２−Ｉとの周波数差、及び第１の直交局部発振器信号ＬＯ１−Ｑと第２の直交局部発振器信号ＬＯ２−Ｑとの周波数差は、ＦＬＯ２−ＦＬＯ１＝ΔＶＣＯ／２であり、すなわち、第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１と第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２との周波数差の半分に等しい。
第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との直接的な結合に起因して、第１のＶＣＯ１５５及び第２のＶＣＯ２５５により生成されるスプリアススペクトル成分が第１のソース信号生成器１５３及び第２のソース信号生成器２５３のそれぞれの出力１５６及び２５６に差動モード信号として出現し、従ってそれらを第１のソース信号生成器１５３及び第２のソース信号生成器２５３のそれぞれの出力１５６及び２５６へ連結される差動モードの回路において除去することはできない。但し、第２の集積回路ＩＣ２内で同時に動作する第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との隔離を、ＶＣＯコアにおいて８の字形のインダクタを使用するか、第２の集積回路ＩＣ２内で第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との距離を増やすなど、いくつかの既知の手法によって改善することができる。したがって、このように、第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との直接的な結合に起因する差動モード信号は、無視できるレベルへと減少されることができる。
第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５とを離す必要性、並びに信号の減衰を最小限にするために第１の直交生成ステージ１７０及び第２の直交生成ステージ２７０をそれぞれ第１のダウンコンバージョンステージ１２０及び第２のダウンコンバージョンステージ２２０の近くに配置する必要性、を含む集積回路レイアウトの制約により、第１のソース信号生成器１５３及び第２のソース信号生成器２５３のそれぞれの出力１５６及び２５６と、第１の直交生成ステージ１７０及び第２の直交生成ステージ２７０のそれぞれの入力１６９及び２６９との間の、第１のソース信号Ｓ１及び第２のソース信号Ｓ２のための信号パスが長くなる可能性がある。典型的に、第１の集積回路ＩＣ１及び第２の集積回路ＩＣ２は、特に第１の直交生成ステージ１７０及び第２の直交生成ステージ２７０がレール・ツー・レール電圧を有する信号を用いる、サブミクロンＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスを使用して実現される。しかしながら、第１のソース信号Ｓ１及び第２のソース信号Ｓ２は、１．５ＧＨｚ〜５ＧＨｚの範囲内である場合があり、こうした周波数では、それらの長い信号パスは、信号の減衰をもたらす可能性がある。したがって、第１のソース信号Ｓ１及び第２のソース信号Ｓ２は、それぞれ第１のバッファステージ１５８及び第２のバッファステージ２５８によって増幅され又はバッファリングされた後に、それぞれ第１の直交生成ステージ１７０及び第２の直交生成ステージ２７０へ与えられる。増幅ステージとも称され得る第１のバッファステージ１５８及び第２のバッファステージ２５８は、それぞれ第１の直交生成ステージ１７０及び第２の直交生成ステージ２７０の近くに配置される。そのため、第１のソース信号生成器１５３及び第２のソース信号生成器２５３のそれぞれの出力１５６及び２５６と、第１のバッファステージ１５８及び第２のバッファステージ２５８のそれぞれの入力１５７及び２５７との間の、第１のソース信号Ｓ１及び第２のソース信号Ｓ２のための信号パスは、長く、例えば、数ミリメートルになる可能性がある。
こうした長い信号パスは、干渉の源となる可能性があり、磁気的な結合によって取り込まれる干渉の被害を受ける可能性もある。例えば、第２のソース信号生成器２５３の出力２５６と第２のバッファステージ２５８の入力２５７との間の信号パスから、周波数ＦＶＣＯ２における干渉が放射される可能性があり、この干渉は、第１のソース信号生成器１５３の出力１５６と第１のバッファステージ１５８の入力１５７との間の信号パス内に、磁気的な結合によって取り込まれる可能性がある。この取り込まれる干渉は、通常、差動モードではなく共通モードであり、同じ大きさ及び位相、又は極性、の信号が、差動モード接続の正の結合及び負の結合の双方に取り込まれる。
この結果、第１のバッファステージ１５８の入力１５７に与えられる、周波数ＦＶＣＯ１における差動モード信号である第１のソース信号Ｓ１は、上述のような第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との直接結合に起因する、周波数ＦＶＣＯ１±ΔＶＣＯにおける差動モードのスプリアス信号を伴い、また、上述のような磁気結合による、ＦＶＣＯ２における共通モードのスプリアス信号も伴い得る。しかしながら、上記したように、ＶＣＯコアにおいて８の字形のインダクタを用いたり、第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との距離を増やしたりするなどの手法を使用して、これらの差動モードスプリアス信号を無視できるレベルへと減少させることができる。
第１の直交生成ステージ１７０の第１の周波数分割器ＤＩＶ１において、第１の直交生成ステージ１７０の入力１６９における第１のソース周波数ＦＳ１＝ＦＶＣＯ１における望まれる第１のソース信号Ｓ１と共にある、周波数ＦＶＣＯ２における共通モードスプリアス信号は、第１の直交生成ステージ１７０の第１の同相出力１７１及び第１の直交出力１７２において周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯで差動モードのスプリアスＬＯ信号を生じさせ得る。ここで、第１の周波数分割器ＤＩＶ１において２で分割するものと仮定すると、ＦＬＯ１＝ＦＶＣＯ１／２である。こうした差動モードスプリアスＬＯ信号は、差動モードで動作する後続の回路においては除去されない。というのも、差動回路は、共通モード信号のみを除去できるためである。
ＦＤＤ無線システムにおいて送受信機１００が用いられる場合、送信機３０は、アップリンク周波数帯域で送信しており、同時に、受信機２０は、ダウンリンク周波数帯域において受信している。アップリンク周波数帯域は、ダウンリンク周波数帯域よりも高くてもよいが、典型的には、より低い周波数である。アップリンク周波数帯域とダウンリンク周波数帯域との周波数分離は、複信周波数（duplex frequency）として知られており、本明細書ではΔＤＵＰと表記する。ＦＤＤ動作中、送信される信号の一部が受信機２０内に漏洩する可能性がある。こうした送信機漏洩信号は、受信機２０の感度低下（desensitisation）を引き起こす可能性がある。さらに、帯域内キャリアアグリゲーションのために受信機２０が使用される場合、第１のＶＣＯ１５５の動作周波数と第２のＶＣＯ２５５の動作周波数との差が複信周波数に等しければ、すなわち、
ΔＤＵＰ＝ΔＶＣＯ＝ＦＶＣＯ２−ＦＶＣＯ１
であれば、周波数ＦＶＣＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアスＬＯ信号により、送信機漏洩信号は、望まれる受信信号によって占められるのと同じ周波数へダウンコンバートされる可能性がある。なぜなら、これらの条件下では、スプリアスＬＯ信号の周波数が、送信機漏洩信号の送信周波数ＦＴＸに等しいからである。実際に、送信される信号は通常は変調されるため、周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアスＬＯ信号と送信機漏洩信号の中心周波数との周波数分離が送信機漏洩信号のＲＦ帯域幅よりも小さい場合、送信機漏洩信号が所望のＲＦ信号によって占められる周波数範囲内へと少なくとも部分的にダウンコンバートされる。ここで、送信される信号及び受信される所望のＲＦ信号のＲＦ帯域幅は等しいと仮定する。図６のグラフａ）は、送信周波数ＦＴＸにおける送信機漏洩信号ＴＸと、周波数ＦＲＸ１における、ＲＸ１と表記されるアグリゲートされたキャリア信号の第１のサブセット（ただし、ΔＤＵＰ＝ＦＲＸ１−ＦＴＸ、及びΔＤＵＰ＝ΔＶＣＯ）と、周波数ＦＲＸ２における、ＲＸ２と表記されるアグリゲートされたキャリア信号の第２のサブセットと、のスペクトルを示している。図６のグラフｆ）は、ベースバンド信号を示している。アグリゲートされたキャリア信号の第１のサブセットＲＸ１は、第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１における第１の同相局部発振器信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交局部発振器信号ＬＯ１−Ｑによってベースバンドへダウンコンバートされている。また、送信周波数ＦＴＸにおける送信機漏洩信号ＴＸは、ＦＴＸ＝ＦＬＯ１−ΔＶＣＯであるため、周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯにおける同相スプリアスＬＯ信号成分及び直交スプリアスＬＯ信号成分によってベースバンドへダウンコンバートされている。それにより、アグリゲートされたキャリア信号の第１のサブセットの信号対ノイズ比が劣化させられる。図６のグラフｇ）は、第２のＬＯ周波数ＦＬＯ２における第２の同相局部発振器信号ＬＯ２−Ｉ及び第２の直交局部発振器信号ＬＯ２−Ｑによってベースバンドへダウンコンバートされた、アグリゲートされたキャリア信号の第２のサブセットＲＸ２を示す。
実際に、アグリゲートされたキャリア信号の第１のサブセット及び第２のサブセットを含む所望の受信ＲＦ信号の電力は、ＬＮＡ１６の入力１５において−１００ｄＢｍのオーダであり得るのに対し、送信機信号の漏洩電力は、約７０ｄＢ大きく、およそ−３０ｄＢｍであり得る。このため、第１の同相ＡＤＣ１３３及び第１の直交ＡＤＣ１４１のそれぞれの入力１３２及び１４０において、ダウンコンバートされる送信機信号の漏洩が例えば所望の受信信号よりも１０ｄＢ低いレベルであることが求められると仮定すると、信号対ノイズ比の劣化を許容量に制限するために、送信機漏洩信号の周波数ＦＴＸにおけるスプリアスＬＯ信号のレベルが、第１の同相アップコンバージョンミキサ１２２及び第１の直交アップコンバージョンミキサ１２６のそれぞれの第２の入力１２３及び１２７における第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑのレベルを少なくとも８０ｄＢ下回る必要がある。
第１のバッファステージ１５８は、下に説明されるように、周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアスＬＯ信号による送信機漏洩のダウンコンバージョンに起因する、ダウンコンバート後のアグリゲートされたキャリア信号の第１のサブセットＲＸ１の信号対ノイズ比の劣化を低減するように動作する。第１のバッファステージ１５８は、第１のソース信号生成器１５３の出力１５６と第１のバッファステージ１５８の入力１５７との接続内に取り込まれる周波数ＦＶＣＯ２における共通モードスプリアス信号を除去することによってこれを行うように構成され、それにより、第１のソース信号Ｓ１が第１の直交生成ステージ１７０に到達する前に、第１のソース信号Ｓ１のレベルに対してスプリアスＬＯ信号のレベルが低減される。第１のバッファステージ１５８が以下に説明されるように動作しない場合、周波数ＦＶＣＯ２における共通モードスプリアス信号のレベルは、１ｍＶ程度であり、周波数ＦＶＣＯ１における差動モードの第１のソース信号Ｓ１は、第１の直交生成ステージ１７０の入力１６９において、４００ｍＶ程度であり得る。対応して、第２のバッファステージ２５８は、干渉信号に起因する、ダウンコンバート後のアグリゲートされたキャリア信号の第２のサブセットＲＸ２の信号対ノイズ比の劣化を低減することができる。
図２を参照すると、第１のプライマリ差動増幅器１５９及び第１のセカンダリ差動増幅器１６０は、差動モードの第１のソース信号Ｓ１を第１の直交生成ステージ１７０を駆動するために好適なレベルへと増幅するのに加えて、双方とも、例えば磁気的な結合によって取り込まれる周波数ＦＶＣＯ２におけるスプリアス信号を特に減衰する目的で、共通モード信号の、第１のソース信号Ｓ１のレベルに対する減衰を提供するように構成される。
第１のプライマリ差動増幅器１５９の３次の非線形性に起因して、周波数ＦＶＣＯ１−ΔＶＣＯにおける３次の相互変調積が生成されて、第１のプライマリ差動増幅器１５９の出力１６３に現れる。取り込まれた周波数ＦＶＣＯ２におけるスプリアス信号は共通モード信号であるため、この相互変調積も共通モード信号であり、したがって、この相互変調積は、第１のセカンダリ差動増幅器１６０において少なくとも部分的に除去され、又は減衰される。第１のセカンダリ差動増幅器１６０による周波数ＦＶＣＯ１−ΔＶＣＯにおける３次の相互変調積の生成は、第１のプライマリ差動増幅器１５９によって生成される３次の相互変調積に対して低減される。なぜなら、周波数ＦＶＣＯ２におけるスプリアス信号は、第１のプライマリ差動増幅器１５９において減衰されるからである。このように、第１のプライマリ差動増幅器１５９と第１のセカンダリ差動増幅器１６０とのカスケードの組み合わせにより、第１の直交生成ステージ１７０の入力１６９に与えられる第１のソース信号Ｓ１に付随する周波数ＦＶＣＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアス信号のレベルが低減され、また結果として、第１の直交生成ステージ１７０によって第１の同相ミキサ１２２及び第１の直交ミキサ１２６の第２の入力１２３及び１２７に与えられる第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑに付随する周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯにおけるスプリアス信号のレベルが低減される。これにより、受信される所望信号、すなわち、キャリアの第１のサブセットＲＸ１の帯域幅内へダウンコンバートされる周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯにおける不所望な信号の量が低減される。特に、ΔＶＣＯ＝ΔＤＵＰである送受信機において、送信機漏洩の影響が減じられる。
第１のプライマリ差動増幅器１５９及び第１のセカンダリ差動増幅器１６０における２次の非線形性により、周波数ＦＶＣＯ１の第１のソース信号Ｓ１及び周波数ＦＶＣＯ２の取り込まれたスプリアス信号から、比較的低い周波数ＦＶＣＯ２−ＦＶＣＯ１＝ΔＶＣＯにおいて差動モードのさらなるスプリアス信号が生成される可能性がある。このさらなるスプリアス信号は、第１の直交生成ステージ１７０における周波数分割によって、周波数ＦＬＯ１−ΔＶＣＯへとアップコンバートされ、その場合それは、送信機漏洩のダウンコンバージョンにつながる可能性があり、ダウンコンバート後の所望信号の信号対ノイズ比を劣化させ得る。したがって、こうした劣化を低減するために、低い周波数におけるこのさらなるスプリアス信号を、第１の直交生成ステージ１７０における分割に先だって減衰させるように、第１のハイパスフィルタ１５９は構成される。
図７を参照すると、第１のプライマリ差動増幅器１５９の一実施形態（これは、第１のセカンダリ差動増幅器１６０並びに第２のプライマリ差動増幅器２５９及び第２のセカンダリ差動増幅器２６０のためにも使用され得る）は、接地ＧＮＤへ連結されたソース、第１のプライマリ差動増幅器１５９の、差動形式を有する出力１６３の正の出力端子１６３＋へ連結されたドレイン、及び、第１の直流（ＤＣ）ブロッキングキャパシタＣ１によって第１のプライマリ差動増幅器１５９の、やはり差動形式を有する入力１６２の負の入力端子１６２−へ連結されたゲート、を有する、第１のＮＭＯＳ（n-channel metal oxide semiconductor）トランジスタＭ１を含む。第２のＮＭＯＳトランジスタＭ２は、正の出力端子１６３＋へ連結されたソース、正の電圧レールＶｄｄへ連結されたドレイン、及び、第２のＤＣブロッキングキャパシタＣ２によって第１のプライマリ差動増幅器１５９の入力１６２の正の入力端子１６２＋へ連結されたゲート、を有する。第１のＤＣブロッキングキャパシタＣ１及び第２のＤＣブロッキングキャパシタＣ２は、第１のソース周波数ＦＳ１における第１のソース信号Ｓ１への短絡回路として作動するように構成される。第３のＮＭＯＳトランジスタＭ３は、接地ＧＮＤへ連結されたソース、第１のプライマリ差動増幅器１５９の出力１６３の負の出力端子１６３−へ連結されたドレイン、及び第３のＤＣブロッキングキャパシタＣ３によって正の入力端子１６２＋へ連結されたゲート、を有する。第４のＮＭＯＳトランジスタＭ４は、負の出力端子１６３−へ連結されたソース、正の電圧レールＶｄｄへ連結されたドレイン、及び第４のＤＣブロッキングキャパシタＣ４によって負の入力端子１６２−へ連結されたゲート、を有する。簡明さのために、図７ではバイアシングの詳細は省略されている。第１〜第４のＮＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４が等しい電流レベルでバイアスされ、かつ、それらのアスペクト比又は寸法が等しければ、図７を参照して説明された回路は、共通モード信号の減衰又は少なくとも部分的な除去を提供する。
第１及び第２のプライマリ及びセカンダリ差動増幅器１５９、１６０、２５９、２６０の代わりに、１つ以上のＣＭＯＳインバータをカスケードで使用すると、第１の直交生成ステージ１７０の入力１６９及び第２の直交生成ステージ２７０の入力２６９へレール・ツー・レール信号電圧が与えられるものの、共通モードの減衰は提供されず、またしたがって、第１及び第２のプライマリ及びセカンダリ差動増幅器１５９、１６０、２５９、２６０によって提供される本明細書に開示される利点を提供することはできない。さらに、こうしたインバータは、スプリアス局部発振器信号のレベルを増大する可能性がある。なぜなら、１つのＣＭＯＳインバータによって生成される３次の相互変調積は、第２の、後続のＣＭＯＳインバータによって増幅され、その第２のＣＭＯＳインバータはそれ自体、追加の３次の相互変調ひずみを生成するからである。
図８を参照すると、第１のＨＰＦ１６１の第１の実施形態（これは、第２のＨＰＦ２６１のためにも使用され得る）は、第１のＨＰＦ１６１の入力１６６の正の入力端子１６６＋と第１のＨＰＦ１６１の出力１６７の正の出力端子１６７＋との間に連結される第１のフィルタキャパシタＣ１Ｐを含む。第２のフィルタキャパシタＣ１Ｎは、第１のＨＰＦ１６１の入力１６６の負の入力端子１６６−と第１のＨＰＦ１６１の出力１６７の負の出力端子１６７−との間に連結される。第１のフィルタ抵抗器Ｒ１Ｐは、正の出力端子１６７＋とバイアス電圧ＶＢとの間に連結され、第２のフィルタ抵抗器Ｒ１Ｎは、負の出力端子１６７−とバイアス電圧ＶＢとの間に連結される。第１のＨＰＦ１６１のこの第１の実施形態は、直交生成ステージ１７０の入力１６９をバイアス電圧ＶＢへとバイアスする。
図９を参照すると、第１のＨＰＦ１６１の第２の、代替的な実施形態（これは、第２のＨＰＦ２６１のためにも使用され得る）は、第１のＨＰＦ１６１の入力１６６の正の入力端子１６６＋と第１のノードＮ１との間に連結される第３のフィルタキャパシタＣ２Ｐと、正の入力端子１６６＋と第１のＨＰＦ１６１の出力１６７の正の出力端子１６７＋との間に連結される第４のフィルタキャパシタＣ３Ｐと、第１のノードＮ１と第２のノードＮ２との間に連結される第３のフィルタ抵抗器Ｒ２Ｐと、正の入力端子１６６＋と第２のノードＮ２との間に連結される第４のフィルタ抵抗器Ｒ３Ｐと、第１のノードＮ１と正の出力端子１６７＋との間に連結される第５のフィルタ抵抗器Ｒ４Ｐと、を含む。第１のＨＰＦ１６１の入力１６６の負の入力端子１６６−と第３のノードＮ３との間に連結される第５のフィルタキャパシタＣ２Ｎと、負の入力端子１６６−と第１のＨＰＦ１６１の出力１６７の負の出力端子１６７−との間に連結される第６のフィルタキャパシタＣ３Ｎと、第３のノードＮ３と第２のノードＮ２との間に連結される第６のフィルタ抵抗器Ｒ２Ｎと、負の入力端子１６６−と第２のノードＮ２との間に連結される第７のフィルタ抵抗器Ｒ３Ｎと、第３のノードＮ３と負の出力端子１６７−との間に連結される第８のフィルタ抵抗器Ｒ４Ｎと、もある。第１のＨＰＦ１６１のこの第２の実施形態は、共通モードＤＣ電圧レベルをその入力１６６からその出力１６７へと結合することによって、直交生成ステージ１７０をバイアスする際にこの共通モードＤＣ電圧を利用することができるようにする。
第１のソース周波数ＦＳ１が第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１に等しく、第２のソース周波数ＦＳ２が第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２に等しい実施形態について説明してきたが、他の実施形態では、第１のソース周波数ＦＳ１は、第１のＶＣＯ１５５が発振する第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１から、第１の周波数シンセサイザ１５４における周波数分割によって取得され、及び／又は、第２のソース周波数ＦＳ２は、第２のＶＣＯ２５５が発振する第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２から、第２の周波数シンセサイザ２５４における周波数分割によって取得され得る。こうした実施形態については、第１の局部発振器生成回路１５０と第２の局部発振器生成回路２５０との隔離に限界があるため、第１のソース信号Ｓ１及び第２のソース信号Ｓ２のどちらの側にも、ΔＳ＝｜ＦＳ１−ＦＳ２｜の周波数間隔でスプリアススペクトル成分が生成され得る。図６に示され及び図６を参照して説明されたシナリオは、図６において第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１及び第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２を第１のソース周波数ＦＳ１及び第２のソース周波数ＦＳ２で置き換え、またΔＶＣＯをΔＳで置き換えることによって、こうした実施形態に適合され得る。
第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２が第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１よりも高く、第２のＬＯ周波数ＦＬＯ２が第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１よりも高く、第２のソース周波数ＦＳ２が第１のソース周波数ＦＳ１よりも高い実施形態について説明してきたが、代替的に、例えば第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２が第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１よりも低い等、様々な第１の周波数と第２の周波数との間に逆の関係を適用してよい。本明細書及び請求項において、２つの周波数間の差への言及は、そのような差の大きさに言及することを意図するものであって、１つの特定の周波数が別の周波数よりも高いことを示唆することを意図するものではない。したがって、ΔＶＣＯと表記される第２のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ２と第１のＶＣＯ周波数ＦＶＣＯ１との差は、より一般的には、ＦＶＣＯ２−ＦＶＣＯ１の絶対値、すなわち｜ＦＶＣＯ２−ＦＶＣＯ１｜、又はＦＶＣＯ１−ＦＶＣＯ２の絶対値、すなわち｜ＦＶＣＯ１−ＦＶＣＯ２｜、と表記され得る。同様に、複信周波数ΔＤＵＰは、常に、正の値を有する。
さらに、無線送受信機が受信する周波数ＦＲＸ１及びＦＲＸ２よりも送信周波数ＦＴＸが低い無線送受信機の実施形態について説明してきたが、他の実施形態では、送信周波数ＦＴＸは、当該送受信機が受信する周波数ＦＲＸ１及びＦＲＸ２よりも高くてもよい。無線送受信機１００のいくつかの実施形態では、送信機３０の送信周波数ＦＴＸは、第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑの第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１よりも低く、第１の局部発振器信号生成回路１５０のソース信号Ｓ１は、第１のソース周波数ＦＳ１を有し、第２の局部発振器信号生成回路２５０のソース信号Ｓ２は、第２のソース周波数ＦＳ２を有し、ここで、第２のソース周波数ＦＳ２は第１のソース周波数ＦＳ１よりも高く、また、送信周波数ＦＴＸと第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１との差は、第１のソース周波数ＦＳ１と第２のソース周波数ＦＳ２との差ΔＳに等しい。無線送受信機１００の他の実施形態では、送信機３０の送信周波数ＦＴＸは、第１の同相ＬＯ信号ＬＯ１−Ｉ及び第１の直交ＬＯ信号ＬＯ１−Ｑの第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１よりも高く、第２のソース周波数ＦＳ２は、第１のソース周波数ＦＳ１よりも低く、また、送信周波数ＦＴＸと第１のＬＯ周波数ＦＬＯ１との差は、第１のソース周波数ＦＳ１と第２のソース周波数ＦＳ２との差ΔＳに等しい。
ダイレクト・コンバージョン受信機アーキテクチャを用いる実施形態について説明してきたが、これは必須ではなく、開示された局部発振器信号生成回路は、低中間（ＩＦ）アーキテクチャ、又は周波数ダウンコンバージョンのステージを２つ以上用いるアーキテクチャ、といった他の受信機アーキテクチャとともに使用されてもよい。
ダイレクト・コンバージョンアーキテクチャを有する送信機を用いる実施形態について説明してきたが、これは必須ではなく、周波数アップコンバージョンのステージを２つ以上用いる他の送信機アーキテクチャが用いられてもよい。
開示された局部発振器信号生成回路は、例えば、１０〜２０もの受信機入力を有することが可能な、マルチモード及びマルチバンドの無線受信機及び無線送受信機にとって特に有利である。というのも、この場合、シンセサイザ出力信号はいくつもの受信機へ受け渡されなければならないかもしれず、それにより、スプリアス信号の放射及び取り込みの機会が増すからである。
開示された局部発振器信号生成回路を、キャリアアグリゲーションに適合される受信機及び送受信機に特に関連して説明してきたが、そのアプリケーションは、こうした受信機又は送受信機に限定されない。この回路は、例えば単一のキャリアを受信するための、他のタイプの受信機又は送受信機において有利に使用されてもよい。
図４に示した受信機２０を、非連続的なキャリアアグリゲーションを参照して説明してきたが、受信機２０は、複数のキャリア信号の第１のサブセットと第２のサブセットとの間にギャップがない、連続的なキャリアアグリゲーションのために使用されてもよい。
送受信機が受信する周波数よりも低い送信周波数で送信するように送信機が構成される送受信機の実施形態について説明してきたが、他の実施形態では、送信周波数は、受信周波数よりも高くてもよい。特に、第１の周波数を有する第１の直交関係にある局部発振器信号群と、第２の周波数を有する第２の直交関係にある局部発振器信号群と、を生成するように受信機が構成される送受信機では、送信周波数は、第１の周波数及び第２の周波数と異なってよく、送信周波数と第１の周波数との差は、第１の周波数と第２の周波数との差に等しくてよい。したがって、送信周波数は、第１の周波数及び第２の周波数の双方よりも高く、又は第１の周波数及び第２の周波数の双方よりも低く、なり得る。
モバイルフォンのための受信機及び送受信機に特に関連して、開示された局部発振器信号生成回路を説明してきたが、その応用は、こうした受信機又は送受信機に限定されない。
ＦＤＤを用い、また、複信周波数が第１のソース信号と第２のソース信号との周波数差に等しい、より具体的には第１のＶＣＯ１５５と第２のＶＣＯ２５５との周波数差に等しい実施形態について説明してきたが、開示された局部発振器信号生成回路は、これらの制限が存在しない応用において有利に用いられてもよい。
集積回路内に受信機又は送受信機が実装される実施形態について説明してきたが、これは必須の特徴ではない。
当業者には、他の変更及び変形が明らかであろう。こうした変更及び変形は、既知でありかつ本明細書に記載されている特徴の代わりに又はそれらに加えて使用され得る均等物及び他の特徴を含み得る。複数の別個の実施形態のコンテキストで説明される複数の特徴が単一の実施形態において組み合わせて提供されてもよい。逆に、単一の実施形態のコンテキストで説明される複数の特徴が、別々に、又は任意の好適なサブコンビネーションで提供されてもよい。
尚、“含む（comprising）”という用語は、他の要素又はステップを排除するものではなく、“一（a又はan）”という用語は、複数を排除するものではなく、単一の特徴が請求項に記載されるいくつかの特徴の機能を満足する場合があり、また、請求項における参照符号は特許請求の範囲を限定するものと解釈されてはならない。また、特定の機能を実行するように“構成される（arranged to）”又は“採用される（adopted to）”ものとして構成要素が説明されている場合、その構成要素が考慮されているコンテキストによっては、その構成要素が単にその機能を実行する“ために（for）”好適であると考えることが適切な場合がある。本文全体を通じて、特定のコンテキストが別段の規定をしていない限り、これらの用語は一般的に、互換可能であると考えられる。また、図面は必ずしも原寸に比例しておらず、代わりに、本発明の原理を示すことに総じて重点が置かれている。

Claims (15)

  1. 局部発振器信号生成回路（１５０）であって、
    差動モードソース信号を生成するように構成されるソース信号生成器（１５３）と、
    前記ソース信号生成器（１５３）の出力（１５６）へ連結され、前記差動モードソース信号をバッファリングするように構成されるバッファステージ（１５８）と、
    前記バッファステージ（１５８）の出力（１６８）へ連結され、バッファリングされた前記差動モードソース信号から同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を生成するように構成される直交生成ステージ（１７０）と、
    を含み、
    前記バッファステージ（１５８）は、
    前記バッファステージ（１５８）の入力（１５７）へ連結される入力（１６２）を有するプライマリ差動増幅器（１５９）と、
    前記プライマリ差動増幅器（１５９）の出力（１６３）へ連結される入力（１６４）、及び、前記バッファステージ（１５８）の前記出力（１６８）へ連結される出力（１６５）、を有するセカンダリ差動増幅器（１６０）と、
    を含む、
    局部発振器信号生成回路（１５０）。
  2. 前記セカンダリ差動増幅器（１６０）の前記出力（１６５）は、ハイパスフィルタ（１６１）を介して前記バッファステージ（１５８）の前記出力（１６８）へ連結される、請求項１に記載の局部発振器信号生成回路（１５０）。
  3. 前記直交生成ステージ（１７０）は、周波数分割器（ＤＩＶ１）を含む、請求項１〜２のいずれかに記載の局部発振器信号生成回路（１５０）。
  4. 請求項１〜３のいずれかに記載の局部発振器信号生成回路（１５０）を含む、無線受信機（１０）。
  5. 請求項４に記載の無線受信機（１０）を含む、集積回路（ＩＣ１）。
  6. 請求項４に記載の無線受信機（１０）と、送信機（３０）と、を含む、無線送受信機（１００）。
  7. 第１の局部発振器信号生成回路（１５０）及び第２の局部発振器信号生成回路（２５０）を含む無線受信機（２０）であって、前記第１の局部発振器信号生成回路（１５０）及び前記第２の局部発振器信号生成回路（２５０）のうちの少なくとも一方は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の局部発振器信号生成回路であり、前記第１の局部発振器信号生成回路（１５０）は、第１の局部発振器周波数を有する第１の直交関係にある局部発振器信号群を生成するように構成され、前記第２の局部発振器信号生成回路（２５０）は、第２の局部発振器周波数を有する第２の直交関係にある局部発振器信号群を生成するように構成され、前記無線受信機（２０）は、少なくとも１つのキャリア信号を前記第１の直交関係にある局部発振器信号群とミキシングするように構成される第１のダウンコンバージョンステージ（１２０）と、別の少なくとも１つのキャリア信号を前記第２の直交関係にある局部発振器信号群とミキシングするように構成される第２のダウンコンバージョンステージ（２２０）と、を含む、無線受信機（２０）。
  8. 請求項７に記載の無線受信機（２０）を含む、集積回路（ＩＣ２）。
  9. 請求項７に記載の無線受信機（２０）と、送信機（３０）と、を含む、無線送受信機（１００）。
  10. 前記送信機（３０）は、前記第１の局部発振器周波数よりも低い送信周波数で送信するように構成され、前記第１の局部発振器信号生成回路（１５０）の前記ソース信号は、第１のソース周波数を有し、前記第２の局部発振器信号生成回路（２５０）の前記ソース信号は、第２のソース周波数を有し、前記第２のソース周波数は、前記第１のソース周波数よりも高く、前記送信周波数と前記第１の局部発振器周波数との差は、前記第１のソース周波数と前記第２のソース周波数との差に等しい、請求項９に記載の無線送受信機（１００）。
  11. 前記送信機（３０）は、前記第１の局部発振器周波数よりも高い送信周波数で送信するように構成され、前記第１の局部発振器信号生成回路（１５０）の前記ソース信号は、第１のソース周波数を有し、前記第２の局部発振器信号生成回路（２５０）の前記ソース信号は、第２のソース周波数を有し、前記第２のソース周波数は、前記第１のソース周波数よりも低く、前記送信周波数と前記第１の局部発振器周波数との差は、前記第１のソース周波数と前記第２のソース周波数との差に等しい、請求項９に記載の無線送受信機（１００）。
  12. 送信及び受信を同時に行うように構成される、請求項１０又は請求項１１に記載の無線送受信機（１００）。
  13. 請求項９〜１２のいずれかに記載の無線送受信機（１００）を含む、集積回路（ＩＣ２）。
  14. 差動モードソース信号を生成することと、
    バッファステージ（１５８）において前記差動モードソース信号をバッファリングすることと、
    直交生成ステージを用いて、バッファリングされた前記差動モードソース信号から、同相局部発振器信号及び直交局部発振器信号を生成することと、
    を含み、
    前記バッファリングすることは、
    プライマリ差動増幅器（１５９）において、前記バッファステージ（１５８）の入力（１５７）に現れるプライマリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去することと、
    前記プライマリ差動増幅器（１５９）の出力（１６３）へ連結される入力（１６４）及び前記バッファステージ（１５８）の出力（１６８）へ連結される出力（１６５）を有するセカンダリ差動増幅器（１６０）において、前記セカンダリ差動増幅器（１６０）の前記入力（１６４）に現れるセカンダリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去することと、
    を含む、
    方法。
  15. 前記バッファリングすることは、前記プライマリ差動増幅器において前記プライマリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去し及び前記セカンダリ差動増幅器において前記セカンダリ共通モード信号を少なくとも部分的に除去した後に、前記セカンダリ差動増幅器の出力に現れる前記ソース信号をハイパスフィルタにおいてフィルタリングすること、を含む、請求項１３に記載の方法。
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