JP5168148B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は超広帯域から成る複数のバンド間を高速にホッピングしつつ無線通信を行う無線通信装置に関する。

近年の無線通信装置には高速なデータ伝送能力が要求され、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠した無線ＬＡＮ装置では５４Ｍｂｐｓの通信速度を実現している。さらに、より高速な４８０Ｍｂｐｓクラスの通信速度を実現する技術として、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）がＩＥＥＥ８０２．１５．ＴＧ３ａにて策定されている。

このように高速通信を実現する無線通信装置では、シャノンの法則により占有する周波数帯域が非常に広くなり、例えばＵＷＢを実現する通信装置（以下、ＵＷＢ無線通信装置と称す）では３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの周波数帯域を使用する。このように下限の周波数の約３倍の周波数帯域を必要とする無線通信装置はこれまで存在しなかった。

このＵＷＢ無線通信装置の基本的な動作については、例えば米国特許出願公開第２００４／００４７２８５号明細書（以下、特許文献１と称す）に記載されている。

ＵＷＢ無線通信装置では、例えば図１（ａ）に示すように無線通信に用いる所定（例えば５００ＭＨｚ）の周波数帯域から成る複数のバンドを備え、各バンドを所定のシーケンスにしたがってホッピングしつつユーザデータ（以下、ＵＷＢ信号と称す）をＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルｆ１〜ｆ３単位で送受信する。

特許文献１に記載された受信機は、受信した無線（ＲＦ: Radio frequency）信号をベースバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョン方式を採用し、上記ホッピング動作に合わせて各バンドの無線周波数に対応する複数のローカル信号を生成する（図１（ｂ））。受信したＲＦ信号は、対応するローカル信号を用いてミキサにより５００ＭＨｚ帯のベースバンド信号にダウンコンバートされた後、変換レートが５００Ｍｓｐｓ（Mega samples per second）のＡ／Ｄ変換器によってデジタル信号に変換される。

一方、特許文献１に記載された送信機は、変換レートが５００ＭｓｐｓのＤ／Ａ変換器を備え、受信機と同様に上記ホッピング動作に合わせて各バンドの無線周波数に対応する複数のローカル信号を生成する。そして、各々に対応する周波数のローカル信号を用いてミキサにより送信対象のベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。

また、ＵＷＢ無線通信装置の他の従来例として、特開２００６−１２１４３９号公報（以下、特許文献２と称す）には、周波数が固定のローカル信号を用いて、各バンド間をホッピングするＵＷＢ信号を送受信する構成が記載されている（図１（ｃ））。

特許文献２に記載された受信機では、周波数帯域が２１１２ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号を高速にＡ／Ｄ変換する。このＵＷＢ無線通信装置では、各バンドの周波数帯域が５２８ＭＨｚであり、３つのバンド（第１〜第３のバンド）のＩＦ信号を一括してＡ／Ｄ変換する。ダウンコンバート後のＩＦ信号の周波数帯域は−２６４〜＋１３２０ＭＨｚであり、第１のバンドのＩＦ信号はＤＣ（直流）を中心に存在する。しかしながら、第２のバンドのＩＦ信号は５２８ＭＨｚを中心に存在し、第３のバンドのＩＦ信号は１０５６ＭＨｚを中心に存在するため、Ａ／Ｄ変換後、デジタル信号処理にて再度ダウンコンバートを行っている。

上述した特許文献１及び特許文献２に記載された従来のＵＷＢ無線通信装置では以下に記載する問題がある。

第１の問題点はローカル信号を生成する回路の規模や消費電力が大きくなる点である。

特許文献１に記載の受信機では、９．５ｎｓ程度のインターバル内でホッピング先の無線周波数に対応するローカル信号を生成する必要がある。通常、複数の周波数信号を生成するにはＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路が用いられる。このＰＬＬ回路は、所望の周波数でロックするまでに数μ秒程度の時間を必要とする。したがって、ローカル信号の周波数を数ｎｓで切り替えるためには、多数のＳＳＢ（Single Side Band amplitude modulation）ミキサや分周器を用いて各バンド用のローカル信号を合成する必要がある。そのため、回路面積や消費電力が非常に大きくなる。このような高速に周波数がホッピングする動作は、そもそも従来の無線通信装置には存在しなかった。

また、特許文献２に記載された構成も消費電力が大きくなる問題がある。上述したように、特許文献２では２１１２ＭＨｚのＩＦ信号を高速にＡ／Ｄ変換する必要がある。そのため、高速なスイッチング動作を実現するのにアンプやバッファ等のバイアス電流を大きくする必要があり、消費電力が大きくなる。また、回路内に存在する寄生容量を高速に充放電することになるため、この点でも消費電力が大きくなってしまう。

第２の問題点は不要輻射（スプリアス）が大きくなる点である。

上述したように、特許文献１では複数種類の周波数信号をミキサや分周器を用いて合成することで各バンドに対応する周波数のローカル信号を生成するため、合成に用いる周波数信号の整数倍の周波数成分がローカル信号に現れてしまう。特にＳＳＢミキサは、その出力振幅を大きくするために入力振幅も大きくする必要があり、入力振幅を大きくすることで回路の非線形性により高調波が発生する問題もある。

また、ＳＳＢミキサに入力した周波数成分がそのままＳＳＢミキサの出力に現れるローカルフィードスルーもスプリアスの増大要因となる。この問題も高速なホッピングを実現するために非線形素子であるミキサを用いることで発生する問題であり、従来の無線通信装置では存在しなかった。

第３の問題点はミキサやアンプのオフセットを除去するのが困難な点である。また、オフセットを除去できても、そのための除去回路の回路規模（面積）や消費電力が大きくなってしまう。

この問題はホッピングに応じてミキサ（ダウンコンバータ）のオフセット量が変化することに起因する。ダウンコンバータとして用いるミキサでは、ローカル信号と、アンテナ等へ回り込んで再混入する自信号（ローカル信号）とを乗算してＤＣ成分（オフセット）を生成するセルフミキシングと呼ばれる現象が発生する。セルフミキシングには周波数依存性があり、ローカル信号の周波数によってオフセット量が変化する。上述したように、ＵＷＢ無線通信装置ではローカル信号の周波数が高速に切り替わるため、それに伴ってオフセットも高速に変化する。このような問題も高速なホッピングを実施するために発生する問題であり、従来の無線通信装置では存在しなかった。

第４の問題点は送信機のミキサ（アップコンバータ）のローカルリークを除去するのが困難な点である。また、ローカルリークを除去できても、そのための除去回路の回路規模（面積）や消費電力が大きくなってしまう。

通常、アップコンバータ（特に、ＭＯＳトランジスタを用いたアップコンバータ）では、ローカル信号成分を出力するローカルリークの問題がある。特にＵＷＢ無線通信装置ではローカルリーク量が周波数に依存して変化する。

ローカルリークは、アップコンバータのベースバンドポートに入力されるオフセット電圧に起因してＲＦポートから出力されるローカル信号成分と、アップコンバータのＲＦポートや送信用の電力増幅器へローカル信号が漏洩することで送信信号に混入する（ローカルフィードスルー現象）ローカル信号成分とを合わせた量になる。特に、後者は周波数に依存するため、上記ホッピング動作に伴ってローカルリーク量も変化する。

通常、ローカルリークを補正するには、アップコンバータのベースバンドポートにローカルリークを打ち消すためのＤＣ電圧を印加する構成が採用されている。しかしながら、そのような構成では、バンドが切り替わる度に、異なるＤＣ電圧を、高速にかつ精度良くアップコンバータのベースバンドポートに供給する必要がある。すなわち、ローカルリークを補正する回路の実現は困難であり、実現できても回路規模（面積）や消費電力が大きくなる。この問題も高速なホッピングを実施するために発生する問題であり、従来の無線通信装置では存在しなかった。

そこで、本発明は、高速なホッピングを実施するために発生する、回路面積や消費電力が大きくなる問題、スプリアスが大きくなる問題、オフセットやローカルリークの補正が困難な問題を低減できる無線通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の無線通信装置は、無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングしつつ無線通信を行う無線通信装置であって、
バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いてバンド毎の無線信号をＩＦ信号へダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、
ホッピングに応じて濾波特性が変更可能な、ダウンコンバートされた信号のうち、通過させるバンドの周波数帯域のイメージ信号を除去するホッピング複素フィルタと、
ホッピング複素フィルタを通過した信号のうち、中心周波数を含まないバンドのＩＦ信号を、ＤＣを中心とする所定の周波数帯域から成るベースバンド信号に変換する第２のダウンコンバータと、
を有する。

または、無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングしつつ無線通信を行う無線通信装置であって、
バンドグループの中心周波数に設定されたローカル信号を生成するローカル発生器と、
送信対象のベースバンド信号をＩＦ信号へアップコンバートする第１のアップコンバータと、
ホッピングに応じて濾波特性が変更可能な、アップコンバートされた信号のうち、通過させるバンドの周波数帯域のイメージ信号を除去するホッピング複素フィルタと、
ホッピング複素フィルタを通過した信号のうち、中心周波数を含まないバンドのＩＦ信号を、ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて、ホッピングに応じてバンドの無線周波数の信号に変換する第２のアップコンバータと、
を有する。

図１は従来のＵＷＢ無線通信装置によるホッピング動作を示す模式図である。 図２は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。 図３は図２に示したＵＷＢ無線通信装置によるホッピング動作を示す模式図である。 図４は図２に示したＵＷＢ無線通信装置によって各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。 図５は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。 図６は図５に示したＵＷＢ無線通信装置によって各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。 図７は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。 図８はブロッカの除去能力を備えたダウンコンバータの構成例を示す回路図である。 図９は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。 図１０は図９に示したＵＷＢ無線通信装置によって各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。 図１１はホッピング複素フィルタの構成例及び特性を示す模式図である。 図１２は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第５の実施の形態の構成を示すブロック図である。 図１３は図１２に示したフィルタによる特性の切り替え例を示す模式図である。 図１４は図５に示したＡ／Ｄ変換器をインターリーブ動作させるときに各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。 図１５は図９に示したＤ／Ａ変換器をインターリーブ動作させるときに各シンボルを切り出す様子を示す模式図である。

次に本発明について図面を参照して説明する。

（第１の実施の形態）
図２は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。第１の実施の形態では、無線通信装置に備えるＵＷＢ信号を受信する受信機の例を示す。

図２に示すように、第１の実施の形態の受信機は、受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８、第２のダウンコンバータ１０９、第２のローカル発生器１１０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１１、可変ゲインアンプ１１２（ＶＧＡ）、Ａ／Ｄ変換器１１３及びベースバンド処理回路１１４を有する構成である。第１ローカル発生器１０４は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０７、分周器１０６及びセレクタ１０５を備えている。

まず、図２に示す第１ローカル発生器１０４について説明する。

ＵＷＢ無線通信装置では３つのバンドによって構成されるバンドグループ単位でＵＷＢ信号が送受信される。このバンドグループ内の３つのバンド間で図３（ｂ）に示すようにホッピングが実施される。図３（ｂ）ではｆ１、ｆ２、ｆ３の順にホッピングする例を示しているが、ホッピングのシーケンスは７種類あり、異なるシーケンスを使い分けることで同じ通信領域内に存在する複数のＵＷＢ無線通信装置と通信できる（例えばHigh Rate Ultra Wideband PHY and MAC Standard, ECMA-368参照）。

以下では、図３（ａ）に示す第１のバンドグループ２０１を使用する例で説明する。

第１のローカル発生器１０４は、第１のバンドグループの中心周波数である３９６０ＭＨｚを出力する。第１のバンドグループ２０１は、第１のバンド、第２のバンド及び第３のバンドで構成されるため、３９６０ＭＨｚは第２のバンドの中心周波数でもある。

従来のＵＷＢ無線通信装置では、ホッピング動作に合わせて図１（ｂ）で示したようにローカル信号の周波数を切り替えていたが、本実施形態では図３（ｂ）に示すようにローカル信号の周波数をホッピング動作に合わせて切り替えずにバンドグループの中心周波数で固定する。但し、異なるバンドグループを用いる場合は、ローカル信号の周波数をその中心周波数に変更する。ＵＷＢ技術では、バンドグループの切り替えには高速性能が要求されていない。例えば、図３（ａ）に示す第１のバンドグループ２０１から第６のバンドグループ２０２へ変更する場合、第１のローカル発生器１０４は、第１のバンドグループの中心周波数である３９６０ＭＨｚから第６のバンドグループの中心周波数である８１８４ＭＨｚへ出力周波数を変更する。この周波数の変更速度は、変更後の周波数でＶＣＯ１０７がロックするのに必要な数μ秒よりも十分に遅くてよい。

ここで、第１のバンドグループの中心周波数である３９６０ＭＨｚと第６のバンドグループの中心周波数である８２８４ＭＨｚとは整数倍ではないが、およそ２倍の関係にある。したがって、第１のローカル発生器１０４に１／２分周器を備えていれば、ＶＣＯ１０７の発振周波数をわずかに変えるだけで第１のバンドグループと第６のバンドグループの中心周波数に対応するローカル信号を生成できる。その場合、分周比や発振周波数を変えた後、変更後の周波数にＶＣＯ１０７を再びロックさせればよい。

図２に示す第１のローカル発生器１０４は、ＶＣＯ１０７にて８０００ＭＨｚ付近の周波数を生成し、分周器１０６にてＶＣＯ１０７の出力周波数を１／２にする回路例を示している。セレクタ１０５は、第１のバンドグループを受信した場合は分周器１０６の出力信号を選択し、第６のバンドグループを受信した場合はＶＣＯ１０７の出力信号を選択する。このとき、ＶＣＯ１０７は、第１のバンドグループの中心周波数の２倍の周波数である７９２０ＭＨｚから第６のバンドグループの中心周波数である８１８４ＭＨｚの範囲で、プロセス、電源電圧、周辺温度等の各種の変動要因に対して十分なマージンを備えたチューニングレンジを備えていればよい。

なお、上記説明では、第１のバンドグループと第６のバンドグループで用いるローカル信号を生成する例を示したが、図２に示す第１のローカル発生器１０４は、発振器や分周器の構成を変えことで、他のバンドグループで用いる周波数のローカル信号を生成することも可能である。また、図２に示す第１のローカル発生器１０４は、発振器や分周器の構成を変えことで、２つのバンドグループだけでなく、より多くのバンドグループで用いるローカル信号を生成することも可能である。

次に図２に示したホッピング複素フィルタ１０８について説明する。

図１１（ａ）に示すように、ホッピング複素フィルタ１０８は、ポリフェイズフィルタ１００１及びセレクタ１００２を備え、複数の濾波特性を高速に切り替えることが可能である。濾波特性は、例えばベースバンド処理回路１１４から出力される制御信号によって切り替えられる。ベースバンド処理回路１１４は、受信したＵＷＢ信号のプリアンブル部に格納された情報を用いて同期を確立し、濾波特性の切り替えタイミングを決定すればよい。

ポリフェイズフィルタ１００１は、図１１（ｂ）に示すように、４個の抵抗器と４個のキャパシタで構成された回路が、例えば直列に３段接続された構成である。

図１１（ａ）では省略されているが、ポリフェイズフィルタ１００１には、図１１（ｂ）に示すように、Ｉ信号及びＱ信号の正転信号（Ｉ_ｉｎ＋、Ｑ_ｉｎ＋）及び反転信号（Ｉ_ｉｎ−、Ｑ_ｉｎ−）が入力される。これらの信号は、絶対値が等しく、Ｉ_ｉｎ＋、Ｑ_ｉｎ＋、Ｉ_ｉｎ−、Ｑ_ｉｎ−の順に各々９０°の位相差を備えている。

図１１（ｂ）に示すポリフェイズフィルタ１００１は、各段の４個の抵抗器と４個のキャパシタがそれぞれ等しい値で構成されている。すなわち、Ｉ_ｉｎ＋とＩ_１＋間、Ｑ_ｉｎ＋とＱ_１＋間、Ｉ_ｉｎ−とＩ_１−間、及びＱ_ｉｎ−とＱ_１−間にそれぞれ抵抗器Ｒ_１が配置され、Ｉ_ｉｎ＋とＱ_１＋間、Ｑ_ｉｎ＋とＩ_１−間、Ｉ_ｉｎ−とＱ_１−間及びＱ_ｉｎ−とＩ_１＋間にそれぞれキャパシタＣ_１が配置されている。

同様に、Ｉ_１＋とＩ_２＋間、Ｑ_１＋とＱ_２＋間、Ｉ_１−とＩ_２−間、及びＱ_１−とＱ_２−間にそれぞれ抵抗器Ｒ_２が配置され、Ｉ_１＋とＱ_２＋間、Ｑ_１＋とＩ_２−間、Ｉ_１−とＱ_２−間及びＱ_１−とＩ_２＋間にそれぞれキャパシタＣ_２が配置されている。

また、Ｉ_２＋とＩ_３＋間、Ｑ_２＋とＱ_３＋間、Ｉ_２−とＩ_３−間、及びＱ_２−とＱ_３−間にそれぞれ抵抗器Ｒ_３が配置され、Ｉ_２＋とＱ_３＋間、Ｑ_２＋とＩ_３−間、Ｉ_２−とＱ_３−間及びＱ_２−とＩ_３＋間にそれぞれキャパシタＣ_３が配置されている。

このような構成では、例えばＩ_ｉｎ＋から入力された信号は抵抗器Ｒ_１を通してＩ_１＋へ出力され、Ｉ_ｉｎ＋と−２７０°の位相差を持つＱ_ｉｎ−から入力された信号はキャパシタＣ_１を通してＩ_１＋へ出力される。このとき、Ｉ_ｉｎ＋から入力された信号はそのままの位相でＩ_１＋へ出力され、Ｑ_ｉｎ−から入力された信号はキャパシタＣ_１のインピーダンス１／ｊωＣ１によって位相が回転してＩ_１＋へ出力される。そのため、Ｉ_１＋では抵抗器Ｒ_１を通過した信号とキャパシタＣ_１を通過した信号とが打ち消し合う。

以上の操作は、Ｉ_ｉｎ＋、Ｑ_ｉｎ＋、Ｉ_ｉｎ−、Ｑ_ｉｎ−から入力された各信号に対しても同様に実施され、さらに各段の回路においても同様の操作が実施される。そのため、図１１（ｂ）に示すポリフェイズフィルタ１００１を用いると、Ｉ信号とＱ信号の直交性を保ちつつ、所定の周波数信号の通過を阻止できる。

本実施形態では、図１１（ｂ）に示すポリフェイズフィルタ１００１が備える各段の抵抗器及びキャパシタについて、Ｒ_１Ｃ_１、Ｒ_２Ｃ_２、Ｒ_３Ｃ_３が異なる値となるように設定する。これによりポリフェイズフィルタ１００１の各段で阻止する周波数が異なる値となり、図１１（ｃ）に示すように広い周波数範囲の信号の通過を阻止する濾波特性が得られる。ポリフェイズフィルタ１００１による阻止性能は、Ｉ信号とＱ信号の直交性にも依存するが、４０ｄＢｃ以上に設定できる。

なお、図１１（ｃ）に示す下向きの３つのピークは図１１（ｂ）に示した構成のポリフェイズフィルタ１００１の各段で阻止する周波数を示している。また、図１１（ｃ）に示す「−ｆ阻止」はマイナス側の所定の周波数範囲（以下、マイナス周波数）の信号通過を阻止する特性（以下、−ｆ阻止特性と称す）を示し、「＋ｆ阻止」はプラス側の所定の周波数範囲（以下、プラス周波数）の信号通過を阻止する特性（以下、＋ｆ阻止特性と称す）を示し、「全通過」はマイナス周波数及びプラス周波数を抑圧することなく全ての周波数信号を通過させる特性（以下、全通過特性と称す）を示している。

ホッピング複素フィルタ１０８を−ｆ阻止特性に設定した場合はプラス周波数の信号がそのまま通過し、＋ｆ阻止特性に設定した場合はマイナス周波数の信号がそのまま通過する。また、ホッピング複素フィルタ１０８を全通過特性に設定した場合はマイナス周波数及びプラス周波数の信号が阻止されることなくそのまま通過する。

例えばＣ_１＝Ｃ_２＝Ｃ_３＝１ｐＦ、Ｒ_１＝２１６Ω、Ｒ_２＝３２０Ω、Ｒ_３＝５６７Ωに設定すれば、後述するイメージ周波数の除去に必要な２６４〜７９２ＭＨｚ（または−２６４〜−７９２ＭＨｚ）の広帯域の阻止特性が得られる。

このホッピング複素フィルタ１０８の−ｆ阻止特性、＋ｆ阻止特性の切り替えは、セレクタ１００２を用いて実現する。セレクタ１００２は、例えば図１１（ｄ）に示すように、第１のスイッチ群１００３及び第２のスイッチ群１００４を備えた構成である。

第１のスイッチ群１００３は、オン時にポリフェイズフィルタ１００１から出力されるＩ信号及びＱ信号をそのまま通過させる。第２のスイッチ群１００４は、オン時にポリフェイズフィルタ１００１から出力されるＩ信号をそのまま通過させ、Ｑ信号の正転信号と反転信号を入れ替えて出力する。

このような構成では、第１のスイッチ群１００３の各スイッチをオンにし、第２のスイッチ群１００４の各スイッチをオフにすると、ホッピング複素フィルタ１０８が−ｆ阻止特性に設定される。また、第１のスイッチ群１００３の各スイッチをオフにし、第２のスイッチ群１００４の各スイッチをオンにすると、ホッピング複素フィルタ１０８が＋ｆ阻止特性に設定される。

なお、上述したように、第２のスイッチ群１００４では、Ｉ信号をそのまま通過させ、Ｑ信号の正転信号と反転信号の接続を入れ替えるため、Ｉ信号とＱ信号の信号経路の寄生容量あるいはスイッチのチャージインジェクションやゲートフィードスルーが異なる値となり、位相回転が起きてＩ信号とＱ信号の直交性を維持できないおそれがある。したがって、第２のスイッチ群１００４の各スイッチは、Ｉ信号とＱ信号の直交性を維持するために、これらの値が等しくなるように配置するのが好ましい。

ホッピング複素フィルタ１０８を全通過特性に設定する方法としては、以下が考えられる。

例えば、ホッピング複素フィルタ１０８に、入出力端子間を接続するための第３のスイッチ群（不図示）を備え、ホッピング複素フィルタ１０８に入力されるＩ信号及びＱ信号の正転信号と反転信号をそのまま出力するための経路を設ける構成がある。また、図１１（ｂ）に示したポリフェイズフィルタ１００１が備える各キャパシタＣ_１〜Ｃ_３の接続をスイッチによって切り離す構成がある。

上記第３のスイッチ群を備える構成は、−ｆ阻止特性及び＋ｆ阻止特性の選択時に抵抗器を介して信号が出力され、全通過特性の選択時にスイッチを介して信号が出力されるため、−ｆ阻止特性及び＋ｆ阻止特性と全通過特性とで出力信号の減衰量に差が生じる。

それに対してポリフェイズフィルタ１００１の各キャパシタの接続をスイッチで切り離す構成では、全通過特性の選択時も抵抗器を介して信号が出力されるため、−ｆ阻止特性及び＋ｆ阻止特性と全通過特性とで出力信号の減衰量に差が生じない効果がある。なお、上記第３のスイッチ群を備える構成でも、全通過特性の選択時に抵抗器等の減衰器にてホッピング複素フィルタ１０８の入出力端子間を接続すれば、上記の問題は回避できる。

さらに、ホッピング複素フィルタ１０８は、図１１（ｅ）に示すように、−ｆ阻止特性のみ持つ第１のポリフェイズフィルタ１００５、全通過特性を持つ第２のポリフェイズフィルタ１００６、＋ｆ阻止特性のみ持つ第３のポリフェイズフィルタ１００７及びそれらのフィルタ出力を切り替えるセレクタ１００８を有する構成としてもよい。図１１（ｂ）に示したポリフェイズフィルタ１００１では、図１１（ｃ）に示したように基準周波数（０Ｈｚ）の軸に対して線対称の関係にある−ｆ阻止特性と＋ｆ阻止特性とが得られる。図１１（ｅ）に示すホッピング複素フィルタ１０８は、−ｆ阻止特性と＋ｆ阻止特性とを上記線対称の関係にしない場合に適した構成である。

なお、上記ホッピング複素フィルタ１０８は、受信したＵＷＢ信号を３つのバンドの信号に分離するための構成例を示しているが、分離数は３つに限定されるものではなく、いくつであってもよい。

次に第１の実施の形態の受信機の動作について説明する。

上述したように、ＵＷＢ無線通信装置では、ＵＷＢ信号が図３（ｂ）に示した各バンド間で高速にホッピングする。図３（ｂ）の四角はＯＦＤＭシンボル（以下、単位シンボルと称す）を示し、約５００ＭＨｚの周波数帯域を備え、シンボル間のインターバルは約９．５ｎｓである。

この周波数がホッピングするＵＷＢ信号は、図２に示したアンテナ１０１で受信され、ローノイズアンプ１０２で増幅された後、第１のダウンコンバータ１０３のＲＦポートに入力される。

例えば第１のバンドグループを受信した場合、第１のダウンコンバータ１０３には第１ローカル発生器１０４で生成された３９６０ＭＨｚのローカル信号が供給される。ダウンコンバータ１０３のＲＦポートに入力された第１のバンド〜第３のバンドのＵＷＢ信号は、約−７９２ＭＨｚから＋７９２ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号にダウンコンバートされて出力される。このとき、第１のダウンコンバータ１０３からは位相差が９０°のＩＦ信号であるＩ信号及びＱ信号がそれぞれ出力される。

Ｉ信号及びＱ信号は、第１のダウンコンバータ１０３が備えるＩ側ローカルポート及びＱ側ローカルポートへそれぞれローカル信号を入力することで得ることができる。Ｉ信号及びＱ信号は、差動信号であり、Ｉ＋、Ｑ＋、Ｉ−、Ｑ−の順に各々９０度の位相差を持っている。これら４つのＩＦ信号がホッピング複素フィルタ１０８へ入力される。

図３（ｂ）に示したシンボルｆ１の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図１１（ｃ）に示す＋ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、図４（ａ）に示すようにシンボルｆ１（−７９２〜−２６４ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ３の周波数＋２６４〜＋７９２ＭＨｚの信号成分を抑圧する。ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯域は−７９２〜＋２６４ＭＨｚであり、シンボルｆ１及びシンボルｆ２を含んでいる。

第２のダウンコンバータ１０９は、第２のローカル発生器１１０で生成した５２８ＭＨｚのローカル信号（第２のＬＯ）３０１を用いてホッピング複素フィルタ１０８から出力された−７９２〜＋２６４ＭＨｚのＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、−７９２〜−２６４ＭＨｚのシンボルｆ１は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。

第２のダウンコンバータ１０９の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ１１１に入力され、ローパスフィルタ１１１はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。

ローパスフィルタ１１１の出力信号は、可変ゲインアンプ１１２によってＡ／Ｄ変換器１１３のダイナミックレンジに合わせて所要の振幅まで増幅される。可変ゲインアンプ１１２の出力信号はＡ／Ｄ変換器１１３へ入力される。

Ａ／Ｄ変換器１１３は、例えば５２８Ｍｓｐｓの変換レートで−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号（ここでは、シンボルｆ１）をデジタル信号に変換する。デジタル信号に変換されたシンボルｆ１はベースバンド処理回路１１４によって周知の同期検出処理やＯＦＤＭ信号の復調処理が施される。

一方、図３（ｂ）に示したシンボルｆ２の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図１１（ｃ）に示した全通過特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、図４（ｂ）に示すように第１のダウンコンバータ１０３から出力されたシンボルｆ２の周波数−２６４〜＋２６４ＭＨｚの信号成分をそのまま通過させる。

シンボルｆ２の受信時、第２のダウンコンバータ１０９のＬＯポートには、例えば第２のダウンコンバータ１０９のオフセットを補正するためのＤＣ電圧（第２のＬＯ）が入力される。したがって、第２のダウンコンバータ１０９は、ＲＦポートから入力されたシンボルｆ２をそのままベースバンドポートから出力する。なお、シンボルｆ２の受信時、第２のダウンコンバータ１０９を通過させずに、ホッピング複素フィルタ１０８の出力信号をそのまま次段のローパスフィルタ１１１へ供給してもよい。

第２のダウンコンバータ１０９の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ１１１に入力され、ローパスフィルタ１１１は不要な干渉波等の電力を減衰させる。

以降、シンボルｆ１に対する処理と同様に、ローパスフィルタ１１１から出力されたシンボルｆ２は、Ａ／Ｄ変換器１１３によってデジタル信号に変換され、ベースバンド処理回路１１４によって周知の同期検出処理やＯＦＤＭ信号の復調処理が施される。

また、図３（ｂ）に示したシンボルｆ３の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図１１（ｃ）に示した−ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、図４（ｃ）に示すようにシンボルｆ３（＋２６４〜＋７９２ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ１の周波数−７９２〜−２６４ＭＨｚの信号成分を抑圧する。したがって、ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯域は−２６４〜＋７９２ＭＨｚであり、シンボルｆ２及びシンボルｆ３を含んでいる。

第２のダウンコンバータ１０９は、第２のローカル発生器１１０で生成した５２８ＭＨｚのローカル信号３０２を用いてホッピング複素フィルタ１０８から出力された−２６４〜＋７９２ＭＨｚのＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、＋２６４〜＋７９２ＭＨｚのシンボルｆ３は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。

第２のダウンコンバータ１０９の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ１１１に入力され、ローパスフィルタ１１１はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。

以降、シンボルｆ１及びｆ２に対する処理と同様に、ローパスフィルタ１１１から出力されたシンボルｆ２は、Ａ／Ｄ変換器１１３によってデジタル信号に変換され、ベースバンド処理回路１１４によって周知の同期検出処理やＯＦＤＭ信号の復調処理が施される。

第１の実施の形態の無線通信装置によれば、ローカル信号の周波数を各バンドグループの中心周波数に設定することで、特許文献１のように各バンドの中心周波数にローカル信号の周波数を設定する構成に比べて第１のダウンコンバータから出力されるＩＦ信号の周波数を下げることができる。また、特許文献２では第１のダウンコンバータの後段の回路が１３２０ＭＨｚで動作する必要があるが、本実施形態ではその周波数の約１／１．７である７９２ＭＨｚで済む。さらに、ローカル信号の周波数をバンドグループ毎に１つとすることで、ローカル信号をミキサや分周器を用いて生成する必要がなくなる。したがって、ローカル発生器１０４の回路面積や消費電力を低減できると共にＤＣオフセットやローカルリークを低減できる。

また、ホッピング複素フィルタ１０８を備えることで、高速なホッピングを実施する場合でもイメージ周波数を除去してマイナス周波数またはプラス周波数側の信号電力を高速に切り出すことができる。そのため、特許文献２に記載されたシンボルｆ１にローカル信号の周波数を設定する構成と比べても、第１のダウンコンバータの後段の回路の動作周波数帯域が狭くて済む。また、ホッピング複素フィルタ１０８を備えることで、ベースバンド帯域外に存在する干渉波等の影響も低減できる。また、第２のローカル信号の周波数も５２８ＭＨｚだけで済むため、第２のダウンコンバータ１０９を容易に構成できる。

さらに、本実施形態では、従来に比べてＡ／Ｄ変換器の変換レートを大幅に下げることができる。本実施形態では、ローカル信号の周波数を各バンドグループの中心周波数に設定することで、ＩＦ信号のマイナス側の周波数帯域とプラス側の周波数帯域とが等しくなる。そのため、ローカル信号が１つであってもＡ／Ｄ変換器で必要な変換レートを最小限に抑制できる。したがって、Ａ／Ｄ変換器の１１３回路面積や消費電力を低減できる。

具体的には、本実施形態では周波数帯域が約５２８ＭＨｚ（−２６４〜＋２６４ＭＨｚ）の１つのバンドのシンボルのみをＡ／Ｄ変換すればよいため、Ａ／Ｄ変換器の変換レートは１つのシンボルを変換するのに必要な約５２８Ｍｓｐｓとなり、最小限で済む。

それに対して、特許文献２では、ローカル信号の周波数をシンボルｆ１の周波数に合わせて設定しているため、４つのシンボルを一括して変換する必要があり、Ａ／Ｄ変換器の変換レートが２１１２Ｍｓｐｓとなる。なお、本実施形態でもＡ／Ｄ変換器１１３の変換レートを２つ以上のシンボルのＡ／Ｄ変換に必要な値に設定してもよい。

ところで、ＵＷＢ無線通信装置で用いるシンボルのトーン間隔は４．１２５ＭＨｚであり、トーン数が１２８本であるため、１シンボルをＡ／Ｄ変換するのに必要な変換レートは５２８Ｍｓｐｓであればよい。しかしながら、必要に応じて変換レートを１．１倍あるいは１．２倍のように非整数倍に設定することも可能である。このことは後述する第４の実施の形態の送信機に備えるＤ／Ａ変換器にも適用できる。

本実施形態では、ホッピング複素フィルタ１０８を用いてイメージ周波数を抑圧するため、他の無線通信装置で使用している電波が、例えばシンボルｆ３の周波数帯域に混入していても、シンボルｆ１には大きく影響することが無い。また、シンボルｆ３の周波数帯域で熱ノイズ等が発生しても、シンボルｆ１にはほとんど影響しない。

また、本実施形態で示したホッピング複素フィルタ１０８は、キャパシタ、抵抗器及びスイッチのみで構成されているため、基本的に定常電流を必要とせず、また高いリニアリティ特性を備えている。無線ＬＡＮや携帯電話機のような多くの干渉源が存在するＵＷＢ無線通信装置にとって高いリニアリティ特性を備えていることの意義は大きい。また、能動素子を用いることによるノイズが発生しない構成も、特に受信機にとって大きなメリットとなる。例えば、トランスコンダクタンスアンプを用いて構成されたアクティブフィルタでは、上記ホッピング複素フィルタ１０８と同様の濾波特性を得るのに高い次数が必要であり、定常電流が大きくなり、高いリニアリティを得るのが困難であり、熱ノイズや１／ｆノイズが大きい等の問題もある。

（第２の実施の形態）
次に本発明の第２の実施の形態について図面を用いて説明する。

図５は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。第２の実施の形態は、第１の実施の形態と同様にＵＷＢ信号を受信する受信機の例である。

図５に示すように、第２の実施の形態の受信機は、第１の実施の形態で示した受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８及びベースバンド処理回路１１４に加えて、第１のローパルフィルタ４０１、可変ゲインアンプ４０２、Ａ／Ｄ変換器４０３、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５を備えた構成である。

第２の実施の形態の受信機は、第２のダウンコンバータ４０４をデジタル信号処理によって実現する例である。受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８及びベースバンド処理回路１１４の構成は第１の実施の形態で示した受信機と同様であるため、その説明は省略する。

ローパスフィルタ４０１は、７９２ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を持ち、ホッピング複素フィルタ１０８から出力されたシンボルｆ１からシンボルｆ３までの周波数成分を通過させ、それ以上の周波数成分を減衰させる。ローパスフィルタ４０１は、ＵＷＢ無線通信装置で使用する周波数帯域外に存在する不要な電波（いわゆるブロッカ）及びノイズ等を減衰させるために備えている。

可変ゲインアンプ４０２は、第１の実施の形態と同様にＡ／Ｄ変換器４０３のダイナミックレンジに合わせてローパスフィルタ４０１の出力信号を増幅する。本実施形態の可変ゲインアンプ４０２は、約７９２ＭＨｚまでの信号を増幅する必要がある。

本実施形態のＡ／Ｄ変換器４０３は、−５２８〜＋５２８ＭＨｚのＩＦ信号を変換できる変換レートを備えている。このような変換レートでＡ／Ｄ変換を行うと、そのナイキスト周波数に対して外側にある、例えばシンボルｆ１の−７９２〜−５２８ＭＨｚの信号成分がシンボルｆ３の周波数帯域内の＋２６４〜＋５２８ＭＨｚに現れる。これは、Ａ／Ｄ変換によってナイキスト周波数である５２８ＭＨｚを中心にエイリアスが発生することに起因する。

ここで、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力されるＩＦ信号は、ホッピング複素フィルタ８０９によって、例えばシンボルｆ１の受信時、シンボルｆ３の周波数の信号成分が既に除去されているため、Ａ／Ｄ変換によってシンボルｆ３の周波数帯域にシンボルｆ１の信号成分が現れても問題となることが無い。

本実施形態の第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様の機能を備え、上述したようにデジタル信号処理によって実現される。第２のダウンコンバータ４０４の機能は、例えばプログラムによって内部に構成する回路の変更が可能な再構成デバイスやプログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵ、あるいは演算処理を実行するＤＳＰ等を用いて実現できる。

次に図５に示した第２の実施の形態の受信機の動作について図面を用いて説明する。

シンボルｆ１の受信時（図６（ａ））、ホッピング複素フィルタ１０８は、第１の実施の形態と同様にベースバンド処理回路１１４の制御により図１１（ｃ）に示した＋ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、シンボルｆ１（−７９２〜−２６４ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ３の周波数＋２６４〜＋７９２ＭＨｚの信号成分を抑圧する。したがって、ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯域は−７９２〜＋２６４ＭＨｚであり、シンボルｆ１及びシンボルｆ２を含んでいる。

ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号は第１のローパスフィルタ４０１に入力される。第１のローパスフィルタ４０１はシンボルｆ１及びシンボルｆ２の信号成分を通過させると共にそのカットオフ周波数外の不要な電波やノイズを抑圧する。

第１のローパスフィルタ４０１を通過したＩＦ信号は第２の可変ゲインアンプ４０２で増幅され、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される。

Ａ／Ｄ変換器４０３は、５２８ＭＨｚのローカル信号（第２のＬＯ）を用いてＩＦ信号に含まれるシンボルｆ１を−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換し、シンボルｆ２を−２６４ＭＨｚ〜＋２６４ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４０３でデジタル信号に変換されたＩＦ信号は第２のダウンコンバータ４０４へ入力される。

第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様にデジタル信号に変換されたＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るシンボルｆ１は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。

第２のダウンコンバータ４０４の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有する第２のローパスフィルタ４０５に入力され、第２のローパスフィルタ４０５はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。

第２のローパスフィルタ４０５を通過したシンボルｆ１は、ベースバンド処理回路１１４へ入力され、周知の同期検出処理やＯＦＤＭ復調処理が施される。

一方、シンボルｆ２の受信時（図６（ｂ））、ホッピング複素フィルタ１０８はベースバンド処理回路１１４の制御により図１１（ｃ）に示した全通過特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、第１のダウンコンバータ１０３から出力されたシンボルｆ２の周波数−２６４〜＋２６４ＭＨｚの信号成分をそのまま通過させる。

第１のローパスフィルタ４０１を通過したＩＦ信号は第２の可変ゲインアンプ４０２で増幅され、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される。

Ａ／Ｄ変換器４０３は、ＩＦ信号に含まれる−２６４ＭＨｚ〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４０３でデジタル信号に変換されたＩＦ信号は第２のダウンコンバータ４０４へ入力される。

第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様にローカル信号（第２のＬＯ）としてＤＣ電圧を用いてデジタル信号に変換されたシンボルｆ２をダウンコンバートすることなく、そのまま出力する。

第２のダウンコンバータ４０４の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有する第２のローパスフィルタ４０５に入力され、第２のローパスフィルタ４０５は不要な干渉波等の電力を減衰させる。

第２のローパスフィルタ４０５を通過したシンボルｆ２は、ベースバンド処理回路１１４へ入力され、周知の同期検出処理やＯＦＤＭ復調処理が施される。

また、シンボルｆ３の受信時（図６（ｃ））、ホッピング複素フィルタ１０８は、第１の実施の形態と同様にベースバンド処理回路１１４の制御により図１１（ｃ）に示した−ｆ阻止特性に切り替わる。この場合、ホッピング複素フィルタ１０８は、シンボルｆ３（＋２６４〜＋７９２ＭＨｚ）のイメージ周波数であるシンボルｆ１の周波数−７９２〜−２６４ＭＨｚの信号成分を抑圧する。したがって、ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号の周波数帯域は＋２６４〜＋７９２ＭＨｚであり、シンボルｆ２及びシンボルｆ３を含んでいる。

ホッピング複素フィルタ１０８を通過したＩＦ信号は第１のローパスフィルタ４０１に入力される。第１のローパスフィルタ４０１はシンボルｆ２及びシンボルｆ３の信号成分を通過させると共にそのカットオフ周波数外の不要な電波やノイズを抑圧する。

第１のローパスフィルタ４０１を通過したＩＦ信号は第２の可変ゲインアンプ４０２で増幅され、Ａ／Ｄ変換器４０３に入力される。

Ａ／Ｄ変換器４０３は、ＩＦ信号に含まれるシンボルｆ３を−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換し、シンボルｆ２を−２６４ＭＨｚ〜＋２６４ＭＨｚの信号成分から成るデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４０３でデジタル信号に変換されたＩＦ信号は第２のダウンコンバータ４０４へ入力される。

第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータ１０９と同様に５２８ＭＨｚのローカル信号（第２のＬＯ）を用いてデジタル信号に変換されたＩＦ信号をダウンコンバートする。このとき、−５２８〜−２６４ＭＨｚと＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号成分から成るシンボルｆ３は０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とする−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号に変換され、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。

第２のダウンコンバータ４０４の出力信号は、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有する第２のローパスフィルタ４０５に入力され、第２のローパスフィルタ４０５はシンボルｆ２の電力及びその他の干渉波等の電力を減衰させる。

第２のローパスフィルタ４０５を通過したシンボルｆ３はベースバンド処理回路１１４へ入力され、周知の同期検出処理やＯＦＤＭ復調処理が施される。

第２の実施の形態の受信機によれば、第１の実施の形態で示したローカル周波数を各バンドグループで固定することによる効果やホッピング複素フィルタを用いることによる効果に加えて、アナログ回路を用いたダウンコンバージョンが１度だけとなり、第２のダウンコンバージョンのために必要なミキサやローカル信号発生器等が不要になる。したがって、そのための回路面積や消費電力を低減できる。

また、Ａ／Ｄ変換器４０３の変換レートも約１Ｇｓｐｓであり、特許文献２のように約２Ｇｓｐｓの変換レートを必要とする構成に比べて消費電力を約半分に低減できる。

さらに、可変ゲインアンプ４０２を通過する信号の周波数も７９２ＭＨｚ程度までで済むため、従来例の１．３ＧＨｚよりも低くなる。可変ゲインアンプ４０２の動作周波数が下がることで、周知のゲイン帯域積が一定であるとの原理に基づきアンプ１段あたりのゲインを大きくすることが可能になるため、アンプの段数を低減して可変ゲインアンプ４０２の回路面積や消費電力を低減できる。

なお、本実施形態の受信機では、Ａ／Ｄ変換器４０３にインターリーブを実施する構成を用いることも可能である。その場合、Ａ／Ｄ変換器４０３は、Ｉ信号及びＱ信号用の２つのＡ／Ｄ変換器を備え、Ｉ信号及びＱ信号をそのままＡ／Ｄ変換する、並びにＩ信号またはＱ信号のいずれか一方のみをＡ／Ｄ変換するインターリーブ動作によって、１つのＡ／Ｄ変換器の変換時間の２倍の変換レートを得ることができる。

例えばＡ／Ｄ変換器の変換レートが１０５６Ｍｓｐｓの場合、通常はＩ信号及びＱ信号を１０５６Ｍｓｐｓで変換し、インターリーブ時はＩ信号またはＱ信号のいずれか一方を１０５６Ｍｓｐｓの２倍の速度である２１１２Ｍｓｐｓで変換する。

このような構成は、インターリーブの有無を切り換えるためにＡ／Ｄ変換器の直前にＩ信号及びＱ信号をそのまま通過させたり、Ｉ信号またはＱ信号のみを２つのＡ／Ｄ変換器へ入力するためのセレクタを置く構成が考えられる。

一方、Ａ／Ｄ変換器の出力側にも、変換後のＩ信号及びＱ信号をそのまま通過させたり、インターリーブ時に各Ａ／Ｄ変換器から交互に出力される信号を適正な順序に並び替えるためのセレクタを置く構成が考えられる。

インターリーブを実施する場合のＡ／Ｄ変換器の動作を図１４に示す。

本実施形態では、シンボルｆ１、ｆ３の受信時、Ａ／Ｄ変換器４０３がインターリーブ動作し、シンボルｆ２の受信時はインターリーブ動作しない。

シンボルｆ１の受信時、Ａ／Ｄ変換器４０３からはシンボルｆ１のＩ信号またはＱ信号のいずれか一方のみが出力され、第２のダウンコンバータ４０４に入力される。

第２のダウンコンバータ４０４は、第１の実施の形態の第２のダウンコンバータと同様に、入力された−７９２〜−２６４ＭＨｚのシンボルｆ１を−２６４〜２６４ＭＨｚのベースバンド信号にダウンコンバートする（図１４（ａ））。このとき、−２６４〜＋２６４ＭＨｚにあったシンボルｆ２はベースバンド信号の周波数帯域外へ移動させられる。

一方、シンボルｆ２の受信時、シンボルｆ２はホッピング複素フィルタ１０８をそのまま通過し、第２のＡ／Ｄ変換器４０３へ入力される（図１４（ｂ））。

Ａ／Ｄ変換器４０３は、インターリーブ動作を行わずに、各Ａ／Ｄ変換器によりＩ信号及びＱ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換する。ここでは、インターリーブを行わないため、Ｉ信号及びＱ信号の変換レートは１０５６Ｍｓｐｓとなる。シンボルｆ２の信号は−２６４〜２６４ＭＨｚに存在し、Ａ／Ｄ変換によるナイキスト周波数は１０５６ＭＨｚの１／２である５２８ＭＨｚになるため、十分なマージンを持ってＡ／Ｄ変換が可能である。

上述したように、本実施形態ではシンボルｆ１の−５２８〜−７９２ＭＨｚの周波数成分が−２６４〜−５２８ＭＨｚに折り返すが、シンボルｆ２の周波数と重ならないため問題とはならない。同様に、シンボルｆ３の５２８〜７９２ＭＨｚの周波数成分も問題とはならない。

シンボルｆ３の受信時、第１の実施の形態と同様に、ホッピング複素フィルタ１０８は−ｆ阻止特性に切り替わり、シンボルｆ１の周波数を抑圧しながらシンボルｆ３を通過させる（図１４（ｃ））。

Ａ／Ｄ変換器４０３は、シンボルｆ１と同様にインターリーブ動作し、Ｉ信号またはＱ信号の一方のみＡ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換後の信号はダウンコンバータ４０４に入力され、ベースバンド信号に変換されて出力される。

Ａ／Ｄ変換器４０３がインターリーブ動作する場合でも、その変換レートは約１Ｇｓｐｓであり、従来のように約２Ｇｓｐｓの変換レートを用いる場合に比べて消費電力を約半分にできる。

本実施形態によれば、約５２８ＭＨｚ帯域の２つのシンボルを変換するために約１Ｇｓｐｓの変換レートで済むため、特許文献２のように４つのシンボルを変換するのに必要な変換レートは不要である。

（第３の実施の形態）
次に本発明の第３の実施の形態について図面を用いて説明する。

図７は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。第３の実施の形態は、第１及び第２の実施の形態と同様にＵＷＢ信号を受信する受信機の例である。

図７に示すように、第３の実施の形態の受信機は、第２の実施の形態で示した受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、第１のローパルフィルタ４０１、可変ゲインアンプ４０２、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５及びベースバンド処理回路１１４に加えて、Ａ／Ｄ変換器６０１、ホッピング複素フィルタ６０２を備えた構成である。

第３の実施の形態の受信機は、ホッピング複素フィルタ６０２をデジタル信号処理によって実現する点で第２の実施の形態の受信機と異なっている。ホッピング複素フィルタ６０２の機能は、例えばプログラムによって内部に構成する回路の変更が可能な再構成デバイスやプログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵ、あるいは演算処理を実行するＤＳＰ等を用いて実現できる。受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４及びベースバンド処理回路１１４の構成及び動作は第１の実施の形態で示した受信機と同様であり、第１のローパルフィルタ４０１、可変ゲインアンプ４０２、第２のダウンコンバータ４０４及び第２のローパスフィルタ４０５の構成及び動作は第２の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。

図７に示すように、本実施形態の受信機は、第１のダウンコンバータ１０３の後段にホッピング複素フィルタを備えていない構成である。第１のローパスフィルタ４０１及び可変ゲインアンプ４０２は第２の実施の形態と同様に動作する。第１のローパスフィルタ４０１の出力信号はＡ／Ｄ変換器６０１によりデジタル信号に変換される。

本実施形態のＡ／Ｄ変換器６０１は、１５８４Ｍｓｐｓの変換レートを備え、シンボルＦ１からシンボルＦ３を一括してデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器６０１の出力信号はホッピング複素フィルタ６０２に入力され、ホッピング複素フィルタ６０２の出力信号は第２のダウンコンバータ４０４に入力される。第２のダウンコンバータ４０４以降の動作は第２の実施の形態と同様である。

本実施形態ではホッピング複素フィルタ６０２をデジタル信号処理によって実現する。そのため、第１の実施の形態及び第２の実施の形態で示した効果に加えて、第２の実施の形態よりもさらにアナログ回路を低減できる。このような構成は、将来、第２の実施の形態よりも回路面積を低減することが可能であり、アナログ回路で構成した際に現れるクロストークの問題等も軽減できる。

上述したように本実施形態のＡ／Ｄ変換器６０１は、１５８４Ｍｓｐｓの変換レートを備えている。本実施形態では、約５２８ＭＨｚ帯域の３つのシンボルを一括してＡ／Ｄ変換するために、Ａ／Ｄ変換器６０１の変換レートが約１５８４Ｍｓｐｓで済む。本実施形態では第２の実施の形態よりもＡ／Ｄ変換器６０１の変換レートが高くなるが、従来例に対して約３／４の変換レートで済むため、消費電力も約３／４となる。なお、本実施形態の第１のダウンコンバータ１０３はブロッカを除去する能力を備えていることが好ましい。

第１のダウンコンバータ１０３に適したブロッカの除去能力を備えたダウンコンバータの構成例を図８に示す。

図８（ａ）に示す第１のダウンコンバータ１０３は差動トランジスタペア７０１及びテイルトランジスタ７０２を備えた構成である。

差動トランジスタペア７０１とテイルトランジスタ７０２とはシングルバランス型ミキサを構成している。負荷抵抗７０３には、直列に接続されたインダクタ７０４及びキャパシタ７０５が並列に接続されている。

図８（ａ）に示す構成では、インダクタ７０４及びキャパシタ７０５が共振周波数近傍で低抵抗となり、負荷インピーダンスを低下させてミキサとしての変換ゲインを低下させる。したがって、この共振周波数をブロッカの周波数に選ぶことで、ミキサにブロッカ除去能力を持たせることができる。

例えば上述した第１のバンドグループを受信する場合、第１のダウンコンバータ１０３へ入力するローカル信号の周波数は中心周波数である３９６０ＭＨｚに設定される。この場合、８０２．１１ａの無線ＬＡＮで用いる５．２ＧＨｚの電波がブロッカとして存在する。これは、３９６０ＭＨｚから約１．２ＧＨｚ離れた周波数である。

一方、第１のダウンコンバータ１０３は、約−０．８〜０．８ＧＨｚのＩＦ周波数帯で動作する。つまり、第１のダウンコンバータのＩＦ出力では０．８ＧＨｚまで信号を減衰することなく通過させ、かつ１．２ＧＨｚ付近のブロッカを減衰させることが好ましい。したがって、図８（ａ）に示すインダクタ７０４とキャパシタ７０５による共振周波数を１．２ＧＨｚに設定することで、ブロッカを大きく減衰させることができる。

図８（ｂ）に示す第１のダウンコンバータ１０３は、直列に接続されたインダクタ７０６及びキャパシタ７０７を差動出力間に接続した構成である。このような構成でも図８（ａ）に示す第１のダウンコンバータ１０３と同様の効果が得られる。図８（ｂ）に示す構成は、コモンモード信号を除去することができないが、素子数を少なくできるため、回路面積を小さくできる効果がある。

通常、無線ＬＡＮでは送信電力が大きいため、１．２ＧＨｚ付近のブロッカの減衰量は４０ｄＢ以上あることが好ましい。しかしながら、０．８ＧＨｚと１．２ＧＨｚとでは周波数差が少ないため、ＵＷＢ無線通信装置で用いる周波数帯域の信号を通過させつつ無線ＬＡＮ等のブロッカを除去するためにはローパスフィルタの次数を大きくする必要がある。そのため、ローパスフィルタの回路面積や消費電力が増大する。したがって、第１のダウンコンバータ１０３に、図８（ａ）（ｂ）に示した回路構成を用いればローパスフィルタの面積や消費電力を低減できる。

（第４の実施の形態）
図９は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。第４の実施の形態はＵＷＢ信号を送信する送信機の例である。

図９に示すように、本実施形態の送信機は、ベースバンド処理回路１１４、第１のアップコンバータ８１１、Ｄ／Ａ変換器８１０、ローパスフィルタ８０９、ホッピング複素フィルタ８０８、第１のローカル発生器１０４、第２のアップコンバータ８０３、パワーアンプ８０２及び送信アンテナ８０１を有する構成である。

第１のアップコンバータ８１１は、デジタル信号処理で実現され、例えば５２８ＭＨｚのローカル信号を用いて、−２６４〜＋２６４ＭＨｚのベースバンド信号を、５２８ＭＨｚを中心とする２６４〜７９２ＭＨｚのＩＦ信号に変換する。第１のアップコンバータ８１１は、受信機と同様に、シンボルｆ２の送信時は周波数を変換する必要がないため、ベースバンド処理回路１１４からの入力信号をそのまま通過させればよい。

本実施形態のＤ／Ａ変換器８１０は、シンボルｆ１の中心周波数からシンボルｆ３の中心周波数までをＤ／Ａ変換すればよい。具体的には−５２８〜＋５２８ＭＨｚのＩＦ信号をＤ／Ａ変換できる変換レートを備えている。

このような変換レートでＤ／Ａ変換を行うと、そのナイキスト周波数に対して外側にある、例えばシンボルｆ１の−７９２〜−５２８ＭＨｚの信号成分がシンボルｆ３の周波数帯域内の＋２６４〜＋５２８ＭＨｚに現れる。これは、Ｄ／Ａ変換によってナイキスト周波数である５２８ＭＨｚを中心にエイリアスが発生することに起因する。

本実施形態の送信機では、ホッピング複素フィルタ８０８によって、例えばシンボルｆ１の送信時、シンボルｆ３の周波数の信号成分が除去されるため、Ｄ／Ａ変換によってシンボルｆ３の周波数帯域にシンボルｆ１の信号成分が現れても問題となることが無い。

ローパスフィルタ８０９は−７９２〜＋７９２ＭＨｚのＩＦ帯域内を通過させ、ＩＦ帯域外を減衰させる。シンボルｆ１またはシンボルｆ３の送信時、シンボルｆ２の周波数は無信号（ヌル）となるため、シンボルｆ１以下、及びシンボルｆ３以上の周波数で発生するエイリアスもヌルとなる。

シンボルｆ２の帯域は約５２８ＭＨｚであるため、このエイリアスのヌルは約５２８ＭＨｚの帯域幅を持つ。すなわち、シンボルｆ１及びシンボルｆ２の送信時は、絶対値で約７９２ＭＨｚまでの周波数帯域の信号が存在し、７９２〜１３２０ＭＨｚがヌルの区間であり、ローパスフィルタには急峻な減衰特性が要求されない。したがって、ローパスフィルタの次数を下げることができる。

一方、シンボルｆ２の送信時は、７９２ＭＨｚ以上の周波数でエイリアスが発生するが、２６４〜７９２ＭＨｚの信号がヌルとなる。したがって、シンボルｆ２の選択時、ローパスフィルタ８０９のカットオフ周波数は、シンボルｆ１及びシンボルｆ３の送信時よりも低く設定することが好ましい。これによりシンボルｆ２の送信時も比較的低い次数のローパスフィルタを使用できる。但し、高次のフィルタを用いても送信機全体の消費電力や回路面積等に影響を与えない場合は、カットオフ周波数を７９２ＭＨｚで固定したローパスフィルタを用いてもよい。

ホッピング複素フィルタ８０９は、受信機で用いるホッピング複素フィルタ１０８と同様の機能を備えている。但し、必要に応じて受信機と送信機でホッピング複素フィルタの濾波特性を変えることも可能である。

次に第４の実施の形態の送信機の動作について説明する。

図９に示すベースバンド処理回路１１４からは、送信用のＯＦＤＭベースバンド信号が出力され、第１のアップコンバータ８１１に入力される。

シンボルｆ１の送信時、第１のアップコンバータ８１１は、ＤＣを中心とするベースバンド信号を、例えば５２８ＭＨｚを中心とするＩＦ信号に変換する。第１のアップコンバータ８１１から出力されたＩＦ信号はＤ／Ａ変換器８１０に入力される。

上述したように、本実施形態のＤ／Ａ変換器８１０のサンプリング周波数や変換レートは１０５６ＭＨｚであり、ナイキスト周波数が５２８ＭＨｚになるため、図１０（ａ）の斜線部で示すように、シンボルｆ１の周波数帯域−７９２〜−５２８ＭＨｚに、＋２６４〜＋５２８ＭＨｚの信号がエイリアスとして現れる。

ローパスフィルタ８０９は、例えばカットオフ周波数を７９２ＭＨｚ以上に備えることで不要な信号を除去する。不要な信号としては上述した１３２０ＭＨｚ以降の不要なエイリアスである。ローパスフィルタ８０９の出力信号はホッピング複素フィルタ８０８に入力される。

ホッピング複素フィルタ８０８は、シンボルｆ１の送信時は＋ｆ阻止特性に切り替わり、シンボルｆ３の周波数成分を抑圧すると共にシンボルｆ１を通過させる。ホッピング複素フィルタ８０８の出力信号は第２のアップコンバータ８０３のＩＦポートに入力される。

第２のアップコンバータ８０３は、第１のローカル発生器１０４で生成されたローカル信号を用いてＩＦ信号をＲＦ信号に変換する。第２のアップコンバータ８０３の出力信号はパワーアンプ８０２に入力され、パワーアンプ８０２によって所定の送信レベルにまで増幅され、送信アンテナ８０１を介して空間に放射される。

一方、シンボルｆ２の送信時、第１のアップコンバータ８１１はシンボルｆ２をアップコンバージョンせずにそのまま出力する。第１のアップコンバータ８１１のアップコンバージョンを停止させる方法としては、例えば第１のアップコンバータ８１１にローカル信号としてＤＣ信号を入力する方法、あるいはスイッチ等を用いて第１のアップコンバータ８１１を通過する経路を設ける方法がある。

第１のアップコンバータ８１１を通過したシンボルｆ２は、Ｄ／Ａ変換器８１０でアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ８０９により不要なエイリアスが除去される。

図１０（ｂ）に示すように、このときシンボルｆ１及びシンボルｆ３には信号が無いため、上述したようにこの領域に遷移域を設けることが可能であり、ローパスフィルタは比較的低次の構成で済む。好ましくは、シンボルｆ２の選択時は、シンボルｆ１及びシンボルｆ３の送信時よりもローパスフィルタ８０９のカットオフ周波数が低くなるように切り替える。ホッピング複素フィルタ８０８は、全通過特性に切り替わり、シンボルｆ２を通過させる。

ホッピング複素フィルタ８０８は、シンボルｆ３の送信時は−ｆ阻止特性に切り替わり、シンボルｆ１の周波数を抑圧してシンボルｆ３を通過させる（図１０（ｃ）参照）。

第１のローカル発生器１０４で生成するローカル信号の周波数は、第１の実施の形態〜第３の実施の形態で示した受信機と同様に各バンドグループの中心周波数であり、周波数ホッピングを行う場合でもバンドグループ毎に固定の周波数とする。すなわち、ローカル信号の周波数はバンドグループ毎に１つのみとなる。

したがって、本実施形態の送信機では、第２のアップコンバータ８０３を構成する素子間のばらつきに起因するローカルリークの問題を軽減できる。例えばローカル周波数が３つある場合、３つの周波数それぞれにおいてローカルリークを補正する必要があるため、補正に用いるＤ／Ａ変換器等の補正回路の規模が大きくなる。さらに、周波数のホッピングを高速に行うには補正用のＤ／Ａ変換器を高速に切り換える必要があり、消費電力も大きくなる。

一方、本実施形態の送信機では、補正すべきローカルリークが１つの周波数のみであり、ホッピングに合わせて補正量を切り換える必要はない。したがって、補正用の回路の規模や消費電力を飛躍的に小さくできる。また、本実施形態では、周波数帯域が約５２８ＭＨｚの２つのシンボルをＤ／Ａ変換するため、Ｄ／Ａ変換器の変換レートが約１Ｇｓｐｓで済む。

本実施形態の送信機によれば、バンドグループの中心周波数にローカル発生器で生成するローカル信号の周波数を設定することで、ＩＦ信号のマイナス側の周波数帯域とプラス側の周波数帯域とが等しくなる。そのため、ローカル信号が１つであってもＤ／Ａ変換器に必要とされる変換レートを最小限に抑制できる。また、ローカル信号の周波数をバンドグループ毎に１つとすることで、ローカル信号をミキサや分周器を用いて生成する必要がなくなる。

さらに、濾波特性を切り替えることが可能なホッピング複素フィルタを備えることで、バンドのホッピング毎に変化するイメージ信号を除去することが可能となり、所望のバンドの信号を切り出すことができる。そのため、ローカル発生器やＤ／Ａ変換器等に規模が大きい回路や高速に動作する回路を用いる必要がない。したがって、ローカル発生器やＤ／Ａ変換器等の回路面積や消費電力を低減できると共に、高速なホッピングを実施するために発生するローカルリークやスプリアスを低減できる。

なお、本実施形態の送信機では、Ｄ／Ａ変換器８１０にインターリーブを実施する構成を用いることも可能である。その動作について図１５を用いて説明する。

図１５は２つのＤ／Ａ変換器によるインターリーブ動作の有無を切り替える構成例である。

図１５に示す２つのＤ／Ａ変換器は、シンボルｆ１からシンボルｆ３をＤ／Ａ変換するのに必要な変換レートの約１／２程度、あるいはそれ以上の変換レートを備えていればよい。具体的には、シンボルｆ１からシンボルｆ３までは概ね−７９２〜＋７９２ＭＨｚであるため、通常、変換レートとしては、この範囲をカバーする１５８４Ｍｓｐｓが必要であるが、本実施形態では７９２ＭＨｚ程度かそれ以上でよい。

これは＋ｆ阻止特性あるいは−ｆ阻止特性を備えるホッピング複素フィルタ８０８によって不要な帯域が除去されることによる。例えばシンボルｆ１の送信時、Ｄ／Ａ変換器８１０はインターリーブ動作をする。この場合、７９２Ｍｓｐｓの変換レートを備えた２つのＡ／Ｄ変換器をインターリーブ動作させることで、Ｄ／Ａ変換器８１０として２倍の１５８４Ｍｓｐｓの変換レートを得ることができる。これによりＩ信号またはＱ信号のいずれか一方、例えばＩ信号のみをＤ／Ａ変換することになるが、一方の信号のみをＤ／Ａ変換することで生じるイメージ信号（シンボルｆ１の場合はシンボルｆ３）はホッピング複素フィルタ８０８によって除去される。つまりホッピング複素フィルタ８０８を備えることでシンボルｆ１のみが切り出される。

一方、シンボルｆ２の送信時、Ｄ／Ａ変換器８１０は、インターリーブ動作することなくＩ信号及びＱ信号を２つのＤ／Ａ変換器でそれぞれＤ／Ａ変換する。このときの変換レートは７９２Ｍｓｐｓであり、ナイキスト周波数は１／２の３９６ＭＨｚとなる。この場合、シンボルｆ２は絶対値で２６４ＭＨｚまでの範囲に存在するので、十分なマージンを持ってアナログ信号に変換できる。

シンボルｆ３の送信時、Ｄ／Ａ変換器８１０は、シンボルｆ１の送信時と同様にインターリーブ動作を行う。このときホッピング複素フィルタ８０８は−ｆ阻止特性に切り替わり、シンボルｆ１の周波数成分を阻止すると共にシンボルｆ３を通過させる。

このようにＤ／Ａ変換器８１０にてインターリーブ動作を行うと共にホッピング複素フィルタ８０８を備えることで、Ｄ／Ａ変換器８１０の変換レートを下げることができるため、Ｄ／Ａ変換器８１０の消費電力や回路面積を低減できる。
（第５の実施の形態）
図１２は本発明のＵＷＢ無線通信装置の第５の実施の形態の構成を示すブロック図である。第５の実施の形態は、第１〜第３の実施の形態と同様にＵＷＢ信号を受信する受信機の例である。

図１２に示すように、第５の実施の形態の受信機は、第１の実施の形態で示した受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８及びベースバンド処理回路１１４に加えて、選択フィルタ１１０１、可変ゲインアンプ１１０２及びＡ／Ｄ変換器１１０３を備えた構成である。

第５の実施の形態の受信機は、第１の実施の形態で示した第２のダウンコンバータに変えてホッピング複素フィルタ１０８の後段に濾波特性の変更が可能な選択フィルタ１１０１が接続された構成である。受信アンテナ１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、第１のダウンコンバータ１０３、第１のローカル発生器１０４、ホッピング複素フィルタ１０８及びベースバンド処理回路１１４の構成は第１の実施の形態で示した受信機と同様であるため、その説明は省略する。

選択フィルタ１１０１は、シンボルｆ１及びシンボルｆ３の受信時、例えば２６４〜７９２ＭＨｚの周波数を通過させ、それ以外を減衰させるバンドパスフィルタとして動作する。

一方、シンボルｆ２の受信時、選択フィルタ１１０１は、例えば２６４ＭＨｚ付近の周波数までを通過させ、それ以外を減衰させるローパスフィルタとして動作する。選択フィルタ１１０１の濾波特性は、ホッピング複素フィルタ１０８と同様に、例えばベースバンド処理回路１１４からの制御信号にしたがって、ＵＷＢ信号のホッピング動作に合わせて高速に切り替えられる。

可変ゲインアンプ１１０２は、第２の実施の形態と同様に、例えばシンボルｆ１からシンボルｆ３が通過する７９２ＭＨｚ程度までの周波数信号を増幅する。

本実施形態のＡ／Ｄ変換器１１０３では、例えば可変ゲインアンプ１１０２と同様に７９２ＭＨｚ程度までの周波数信号をＡ／Ｄ変換するが、変換レートを、例えば５２８Ｍｓｐｓに設定する。つまりナイキスト周波数を２６４ＭＨｚに設定する。

通常、これはＤＣ付近のシンボルｆ２のみ変換する場合に必要な帯域であるが、本実施形態ではシンボルｆ１及びシンボルｆ３をこの変換レートでアンダーサンプリングする。

本実施形態ではホッピング複素フィルタ１０８までは第１の実施の形態と同様に動作する。

選択フィルタ１１０１は、シンボルｆ１の受信時、図１３（ａ）に示すようにシンボルｆ１の周波数成分を通過させ、その他の信号やノイズを抑圧するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）として動作する。

可変ゲインアンプ１１０２は、フィルタ１１０１から出力されたＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器１１０３のダイナミックレンジに合わせて必要なレベルまで増幅し、Ａ／Ｄ変換１１０３へ出力する。

Ａ／Ｄ変換１１０３は、上述したようにシンボルｆ１をアンダーサンプリングする。

Ａ／Ｄ変換１１０３がアンダーサンプリング可能なのは、ホッピング複素フィルタ１０８とフィルタ１１０１によって、ほぼシンボルｆ１のみが切り出されているからである。

同様に、シンボルｆ２の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８は全通過特性に切り替わり、フィルタ１１０１はシンボルｆ２を切り出すためにローパスフィルタ（ＬＰＦ）として動作する（図１３（ｂ）参照）。

シンボルｆ２は、Ａ／Ｄ変換器１１０３のナイキスト周波数内にあるため、Ａ／Ｄ変換器１１０３によって問題なくＡ／Ｄ変換される。

同様に、シンボルｆ３の受信時、ホッピング複素フィルタ１０８は−ｆ阻止特性に切り替わり、フィルタ１１０１はシンボルｆ３を切り出すバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）として動作する（図１３（ｃ）参照）。

シンボルｆ３は、Ａ／Ｄ変換器１１０３のナイキスト周波数外にあるが、ホッピング複素フィルタ１０８とフィルタ１１０１によって、ほぼシンボルｆ３のみが切り出されているため、Ａ／Ｄ変換器１１０３によって問題なくＡ／Ｄ変換される。

本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器１１３が１つのシンボルを変換するのに必要な最低限の変換レート（５２８Ｍｓｐｓ）で済むため、Ａ／Ｄ変換器１１０３の回路面積や消費電力を最小限にできる。

本実施形態の受信機は、第１の実施の形態〜第３の実施の形態の受信機と同様の効果に加えて、受信機全体の回路面積や消費電力を最小限にできる効果がある。

なお、上記第１の実施の形態〜第５の実施の形態では、バンドグループが３つのバンドから構成される例で説明したが、バンドグループを構成するバンドの数は３つに限定されるものではなく、ローカル信号の周波数をバンドグループの中心周波数に設定すれば、バンドグループを構成するバンドの数は、奇数または偶数に関係なく、いくつであっても上記と同様の効果を得ることができる。

例えばバンドグループが３つ（奇数）のバンドで構成される場合は、第１の実施の形態〜第５の実施の形態と同様に、ローカル信号の周波数を第２のバンドの中心周波数に設定すればよい。また、バンドグループが４つ（偶数）のバンドで構成される場合は、ローカル信号の周波数を第２のバンドと第３のバンド間の周波数に設定すればよい。

本発明のＵＷＢ無線通信装置によれば、ホッピング複素フィルタを用いてイメージ信号を抑圧することで、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器の変換レートを最小限に抑制できる。このとき、ローカル信号の周波数がバンドグループの中心周波数から多少離れていても、イメージ信号のぶつかり合いがある限り、ホッピング複素フィルタを用いてイメージ信号を濾波することによる本発明の優れた効果が得られる。

この出願は、２００６年１１月１０日に出願された特願２００６−３０５８２５号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (7)

1. 無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングしつつ無線通信を行う無線通信装置であって、
   前記バンドグループの中心周波数に等しいローカル信号を生成するローカル発生器と、
   前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて前記バンド毎の無線信号をＩＦ信号へダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、
   前記ホッピングに応じて濾波特性が変更可能な、前記ダウンコンバートされた信号のうち、通過させるバンドの周波数帯域のイメージ信号を除去するホッピング複素フィルタと、
   前記ホッピング複素フィルタを通過した信号のうち、前記中心周波数を含まないバンドのＩＦ信号を、ＤＣを中心とする所定の周波数帯域から成るベースバンド信号に変換する第２のダウンコンバータと、
   を有する無線通信装置。
2. 前記第２のダウンコンバータがアナログ回路で実現され、
   前記第２のダウンコンバータから出力された前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換する、少なくとも１つの前記バンドの信号帯域の変換に要する変換レートを持つＡ／Ｄ変換器をさらに有する請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記第２のダウンコンバータがデジタル信号処理によって実現され、
   前記ホッピング複素フィルタを通過した信号をデジタル信号に変換する、少なくとも２つの前記バンドの信号帯域の変換に要する変換レートを持つＡ／Ｄ変換器をさらに有する請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記ホッピング複素フィルタ及び第２のダウンコンバータがデジタル信号処理によって実現され、
   前記ダウンコンバートされた信号をデジタル信号に変換する、少なくとも３つの前記バンドの信号帯域の変換に要する変換レートを持つＡ／Ｄ変換器をさらに有する請求項１記載の無線通信装置。
5. 前記第２のダウンコンバータに代えて、前記中心周波数を含まないバンドのＩＦ信号を、ＤＣを中心とする所定の周波数帯域から成るベースバンド信号に変換する、前記バンドのホッピングに応じて濾波特性が変更可能な選択フィルタを備え、
   前記第２のダウンコンバータから出力されたベースバンド信号をデジタル信号に変換する、少なくとも１つの前記バンドの信号帯域の変換に要する変換レートを持つＡ／Ｄ変換器をさらに有する請求項１記載の無線通信装置。
6. 無線通信に用いる、所定の周波数帯域から成る複数のバンドから成るバンドグループを備え、前記バンドグループ内の各バンドを所定のシーケンスでホッピングしつつ無線通信を行う無線通信装置であって、
   前記バンドグループの中心周波数に設定されたローカル信号を生成するローカル発生器と、
   送信対象のベースバンド信号をＩＦ信号へアップコンバートする第１のアップコンバータと、
   前記ホッピングに応じて濾波特性が変更可能な、前記アップコンバートされた信号のうち、通過させるバンドの周波数帯域のイメージ信号を除去するホッピング複素フィルタと、
   前記ホッピング複素フィルタを通過した信号のうち、前記中心周波数を含まないバンドのＩＦ信号を、前記ローカル発生器で生成されたローカル信号を用いて、前記ホッピングに応じて前記バンドの無線周波数の信号に変換する第２のアップコンバータと、
   を有する無線通信装置。
7. 前記第１のアップコンバータはデジタル信号処理によって実現され、
   前記ベースバンド信号をアナログ信号に変換する、少なくとも２つの前記バンドの信号帯域の変換に要する変換レートを持つＤ／Ａ変換器をさらに有する請求項６記載の無線通信装置。

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