JP2018082456A - 周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な回路構成および低コストで、広帯域信号の電力を正確に測定するための周波数変換装置を提供すること。【解決手段】所定の帯域を有する信号を入力し、当該所定の帯域に含まれる対象帯域の信号の周波数を変換して出力する周波数変換装置において、対象帯域が含まれる帯域の信号を通過し、それ以外の帯域の信号を減衰する第１フィルタ１１と、第１フィルタを通過した対象帯域の信号を、入力される第１の信号によって所定の周波数に変換する第１周波数変換手段（ミキサ１２）と、第１周波数変換手段から出力される信号から対象帯域の信号を通過させ、それ以外の帯域を減衰させる第２フィルタ（第3フィルタ１７）と、第２フィルタから出力される信号を所望の周波数の信号に変換する第２周波数変換手段（ミキサ１５）と、を有し、第１の信号は、矩形波であることを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、周波数変換装置に関するものである。

交流電力を測定する技術としては、例えば、特許文献１に開示された技術がある。この技術では、入力端子から入力された電圧は、電圧増幅器で増幅された後、ミキサで周波数変換されてベクトル電圧計に入力される。一方、電流は電流−電圧変換器で電圧信号に変換されてミキサで周波数変換されベクトル電圧計に入力される。ローカル信号発生器の掃引によりミキサの入力信号は周波数成分に分離されてベクトル電圧計で測定される。すなわち、ベクトル電圧計は電流と電圧の周波数成分毎の実効値、および、電圧と電流の位相差を測定する。この測定値から周波数成分毎の電力を計算機で計算するとともに、これらの電力の総和を計算して所望の電力値を得る。

一方、広帯域信号を測定する方法としては、例えば、図１３に示す構成が知られている。図１３に示す電力測定装置は、入力端子２１０、ローパスフィルタ２１１、ミキサ２１２、局発信号発生器２１３、フィルタ２１４、ミキサ２１５、局発信号発生器２１６、バンドパスフィルタ２１７、および、検波器２１８を有している。

図１３に示す電力測定装置では、入力端子２１０から入力された広帯域信号は、ローパスフィルタ２１１によって所望の帯域が通過され、それ以外の帯域が減衰されて出力される。ミキサ２１２は、局発信号発生器２１３から供給される局発信号によって、入力信号を高い周波数または低い周波数に変換する。フィルタ２１４は、ミキサ２１２から出力される信号から目的とする帯域の信号を通過させ、それ以外は減衰して出力する。ミキサ２１５は、フィルタ２１４から出力される信号を局発信号発生器２１６から出力される局発信号によって所望の帯域に変換し、バンドパスフィルタ２１７に供給する。バンドパスフィルタ２１７は、ミキサ２１５から出力される信号から所望の帯域を通過させ、それ以外は減衰して検波器２１８に供給する。検波器２１８は、バンドパスフィルタ２１７から供給される信号を測定する。

図１４に示す電力測定装置では、入力端子３１０から入力された信号は、ミキサ３１１，３１２、局発信号発生器３１４、および、移相器３１３によって直交復調され、所望の帯域を低い周波数に変換したのち、フィルタ３１５，３１６によって対象帯域付近を切り出す。フィルタ３１５，３１６の出力信号は、アナログデジタル変換器３１７，３１８へ入力されてデジタル信号に変換された後、デジタル信号処理部３１９によって信号の電力を測定する。

特開平０６−２７３４５８号公報

ところで、特許文献１に開示された技術では、入力側にフィルタがないため広帯域な所望の帯域から対象帯域の信号の電力のみを精度良く測定することができないという問題点がある。

また、図１３に示す従来例では、ミキサ２１２の歪み特性によって、局発信号の２次以上の高調波が発生し、この高調波によって入力信号の意図しない帯域が測定対象の周波数に変換されてしまう。このため、ローパスフィルタ２１１は２次以上の高調波に対応する帯域を減衰する必要があることから、多数のフィルタが必要になり高コスト、設計が煩雑になるという問題点がある。また、フィルタ２１４は、局発信号２１３の漏れおよび不要帯域抑圧のために急峻な遮断特性が必要になり、このような急峻な特性を有するフィルタとして、例えば、ＳＡＷフィルタのような高価なフィルタを必要とすることから、装置の製造コストが高くなるという問題点がある。

また、図１４に示す従来例では、アナログデジタル変換器３１７，３１８やＤＳＰ（Digital Signal Processor）等によって構成されるデジタル信号処理部３１９等のデジタル部品を使用するため、装置が高価になるという問題点がある。また、アナログデジタル変換器３１７，３１８にはサンプリング定理によりエイリアシングが発生するため、エイリアシングの抑圧が必要である。このため、アナログデジタル変換器３１７，３１８のサンプリング周波数を高速にしなければならない、もしくは、帯域制限に用いるアンチエイリアシングフィルタには急峻な特性が要求されるという問題点がある。さらに、周波数変換の途中過程で発生するスプリアスや電源ノイズが、イメージ成分やエイリアス成分として、測定対象の帯域内に入り込んでくることから、これらを考慮した設計を行う必要があり、設計が煩雑になるという問題点もある。

特に、これら回路に用いるフィルタの遮断特性は、一般に周囲の温度によって変動するが、当該フィルタの周囲に多数の部品が存在すると、これらの温度変動によって当該フィルタの特性変動が大きくなってしまい、測定結果に誤差を生じてしまうという問題点がある。

本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、簡単な回路構成および低コストで、広帯域信号の電力を正確に測定するための周波数変換装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明は、所定の帯域を有する信号を入力し、当該所定の帯域に含まれる対象帯域の信号の電力を測定する周波数変換装置において、前記対象帯域が含まれる帯域の信号を通過し、それ以外の帯域の信号を減衰する第１フィルタと、前記第１フィルタを通過した前記対象帯域の信号を、入力される第１の信号によって所定の周波数に変換する第１周波数変換手段と、前記第１周波数変換手段から出力される信号から前記対象帯域の信号を通過させ、それ以外の帯域を減衰させる第２フィルタと、前記第２フィルタから出力される信号を所望の周波数の信号に変換する第２周波数変換手段と、を有し、前記第１の信号は、矩形波であることを特徴とする。
このような構成によれば、簡単な回路構成及び低コストで、入力される所定の帯域の信号のうち、所望の帯域の信号の電力を正確に測定することが出来る。

また、本発明は、前記所定の帯域を有する信号は、当該帯域の高域側の周波数が低域側の周波数の３倍以上である帯域幅を有することを特徴とする。
このような構成によれば、ローパスフィルタとして遮断特性が緩やかなものを使用することができるとともに、ローパスフィルタの数を減らすことができる。

また、本発明は、前記第１周波数変換手段、前記第２フィルタ、および、前記第２周波数変換手段をそれぞれ２つずつ有し、一方の前記第１周波数変換手段と、一方の前記第２フィルタと、一方の前記第２周波数変換手段とが直列に接続された第１信号線と、他方の前記第１周波数変換手段と、他方の前記第２フィルタと、他方の前記第２周波数変換手段とが直列に接続された、第１信号線とは異なる第２信号線と、を有し、前記第１および第２信号線は、それぞれ前記第１フィルタの出力に対し互いに並列に接続され、前記第１および第２信号線に接続された２つの前記第１周波数変換手段は、位相が相互に直交関係となる前記第１の信号がそれぞれ入力され、出力信号の中心周波数が直流成分になるように周波数変換するとともに、前記第１および第２信号線に接続された２つの第２周波数変換手段は、位相が相互に直交関係となる信号がそれぞれ入力され出力信号の中心周波数が所望の周波数になるように周波数変換することを特徴とする。
このような構成によれば、対象帯域の帯域特性を正確に測定することができる。

また、本発明は、前記第１周波数変換手段の後段に配置され、直流付近の成分を除去する除去手段をさらに有することを特徴とする。
このような構成によれば、直流付近に現れるスプリアス等を減衰させることで、電力を正確に測定することができる。

また、本発明は、前記第１周波数変換手段、前記第２フィルタ、および、前記第２周波数変換手段のそれぞれは差動信号を処理するための１対の要素から構成されることを特徴とする。
このような構成によれば、コモンモードノイズを相殺して減衰することができるので、電力を正確に測定することができる。

前記第１フィルタの後段および前記第２フィルタの後段の少なくとも一方に、入力された信号を増幅して後段に出力する増幅手段を有することを特徴とする。
このような構成によれば、電力を正確に測定できる範囲を広げることができる。

本発明によれば、簡単な回路構成および低コストで、広帯域信号の電力を正確に測定するための周波数変換装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る電力測定装置の構成例を示す図である。 図１に示す第１実施形態の動作を説明する図である。 図１に示す第１実施形態の動作を説明する図である。 本発明の第２実施形態に係る電力測定装置の構成例を示す図である。 図４に示す第２実施形態の動作を説明する図である。 本発明の第３実施形態に係る電力測定装置の構成例を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る電力測定装置の構成例を示す図である。 本発明の第５実施形態に係る電力測定装置の構成例を示す図である。 図８に示す第５実施形態の動作を説明する図である。 図８に示す第５実施形態の動作を説明する図である。 図８に示す第５実施形態の動作を説明するフローチャートである。 本発明の第６実施形態に係る電力測定装置の構成例を示す図である。 従来の電力測定装置の構成例を示す図である。 従来の電力測定装置の他の構成例を示す図である。

次に、本発明の実施形態について説明する。

（Ａ）本発明の第１実施形態の構成の説明
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力測定装置の構成例を示す図である。図１に示すように、第１実施形態に係る電力測定装置は、入力端子１０、第１フィルタ１１、ミキサ１２、局発信号発生器１３、フィルタ１４ａ、ミキサ１５、局発信号発生器１６、第３フィルタ１７、および、検波器１８を有している。

ここで、入力端子１０からは、例えば、図２（Ａ）に示す７０〜７７０ＭＨｚの帯域を有する信号が入力される。なお、図２（Ａ）に示す信号は、例えば、ＣＡＴＶ（Cable Television）に使用される信号であって、７０〜７７０ＭＨｚの帯域内に、例えば、６ＭＨｚの帯域幅を有するチャンネルを複数有している。それぞれのチャンネルの信号は、例えば、ＯＦＤＭ変調等の変調が施された信号である。

第１フィルタ１１は、入力端子１０から入力された信号から、測定しようとするチャンネル（対象帯域）を含む所定の帯域の信号を通過させ、それ以外は減衰して出力する。

ミキサ１２は、局発信号発生器１３から出力される局発信号と、第１フィルタ１１から出力される信号を乗算して得られた信号を出力する。

局発信号発生器１３は、所定の周波数の矩形波を発生し、局発信号としてミキサ１２に供給する。

フィルタ１４ａは、ミキサ１２から出力される信号から所定の帯域の信号を通過させ、それ以外は減衰して出力する。

ミキサ１５は、局発信号発生器１６から出力される局発信号と、フィルタ１４ａから出力される信号を乗算して得られた信号を出力する。

局発信号発生器１６は、所定の周波数の正弦波を発生し、局発信号としてミキサ１５に供給する。

第３フィルタ１７は、バンドパスフィルタ等によって構成され、ミキサ１５から出力される信号から所定の帯域の信号を通過させ、それ以外は減衰して出力する。

検波器１８は、第３フィルタ１７から出力される信号の波形を検出する。

（Ｂ）本発明の第１実施形態の動作の説明
つぎに、図１に示す第１実施形態の動作について説明する。本発明の第１実施形態では、ミキサ１２に供給する局発信号として、一般的な正弦波ではなく、矩形波を用いることを特徴としている。この点について以下に説明する。

図２（Ａ）は、前述したように、第１実施形態に係る電力測定装置に入力される信号の一例を示している。この例では、入力信号は７０〜７７０ＭＨｚの帯域幅を有している。このような入力信号に対して、ミキサ１２に供給する局発信号として、例えば、図２（Ｂ）に示す、８０ＭＨｚの正弦波を用いる場合を考える。８０ＭＨｚの正弦波を用いる場合、ミキサ１２の局発信号は、一般的に、入力信号に対して大きな電力を必要とするため歪み特性を有する。局発信号発生器１３から供給される正弦波は、図２（Ｃ）に模式的に示すような高調波成分を有することになる。図２（Ｃ）の例では、８０ＭＨｚの基本周波数成分は、２次（１６０ＭＨｚ）、３次（２４０ＭＨｚ）、４次（３２０ＭＨｚ）、・・・、の高調波成分を有することになる。

ここで、対象帯域が７０ＭＨｚ近辺の信号である場合、当該信号は、図１のミキサ１２に入力される局発信号によって、例えば、低い周波信号（数十ＭＨｚ）に変換されて出力される。しかしながら、同様の変換は、高調波成分である１６０ＭＨｚ、２４０ＭＨｚ、３２０ＭＨｚ、・・・でも実行されることから、対象帯域でない１５０ＭＨｚ、２３０ＭＨｚ、３１０ＭＨｚ、・・・等の各々の近辺の信号も、低い周波信号に変換されてしまう。測定対象以外の帯域が周波数変換されないようにするためには、例えば、図２（Ｄ）に太線で示すような、１６０ＭＨｚ以上の信号を減衰する特性を有するフィルタを、第１フィルタ１１として配置する必要がある。しかしながら、２次高調波以上を減衰して出力しないようにするためのローパスフィルタは、遮断特性が急峻である必要があることから、例えば、ＳＡＷフィルタ等の高価なフィルタが必要である。

一方、本発明の第１実施形態では、局発信号発生器１３からミキサ１２に供給する信号としては、正弦波ではなく、矩形波を用いる。矩形波は、図３（Ｂ）に模式的に示すように、基本周波数成分である８０ＭＨｚの信号に対して、３次、５次、７次、・・・、等の奇数次の高調波成分が重畳された信号となっている。このような局発信号を、ミキサ１２に供給すると、矩形波は、入力信号よりも大きな信号であっても奇数次の成分が主として含まれており、偶数次の成分は抑制された状態となる。このため、例えば、２次高調波成分は、図２の場合に比較して非常に少ないため、周波数変換においては十分無視できるレベルとなる。

以上のような理由により、第１実施形態では、ミキサ１２では局発信号の２次以上の偶数次の高調波成分は十分に無視できることから、第１フィルタ１１としては、例えば、図３（Ｃ）に太線で示すように、３次高調波成分（２４０ＭＨｚ）以上を減衰する特性を有すれば足りる。このため、局発信号として正弦波を用いた場合の特性（図３（Ｃ）に破線で示す特性）よりも、遮断特性がなだらかでよいことから、第１フィルタ１１として安価なものを用いることができる。

ミキサ１２から出力された信号は、フィルタ１４ａによって測定しようとするチャンネルに対応する対象帯域付近が通過され、ミキサ１５に供給される。ミキサ１５は、フィルタ１４ａから出力される測定しようとするチャンネルの信号を所定の周波数（例えば、数十ＭＨｚ）に変換して出力する。第３フィルタ１７は、ミキサ１５から出力される信号から対象帯域以外の隣接周波数を更に減衰して出力する。検波器１８は、第３フィルタ１７から出力される信号の波形を検出する。この結果、所望のチャンネルの信号の波形を検出し、その結果に基づいて電力を測定することができる。

なお、以上では、ミキサ１２は、第１フィルタ１１から出力される信号を数十ＭＨｚとなるようにしたが、これ以外の周波数（例えば、数千ＭＨｚ）に変換するようにしてもよい。

（Ｃ）本発明の第２実施形態の構成の説明
つぎに、図４を参照して、本発明の第２実施形態について説明する。なお、図４において、図１と対応する部分には同一の符号を付してあるのでその説明を適宜省略する。

図４では、図１に比較して、フィルタ１４ａが第２フィルタ１４に置換されるとともに、ミキサ２２、ミキサ２５、第２フィルタ２４、移相器２６，２７が追加されている。これら以外の構成は図１の場合と同様である。

ここで、ミキサ２２は、移相器２６から供給される局発信号と、第１フィルタ１１から供給される入力信号を乗算して出力する。

第２フィルタ１４は、ミキサ１２から出力される信号から所定の周波数の信号を通過し、それ以外の帯域は減衰して出力する。第２フィルタ２４は、ミキサ２２から出力される信号から所定の周波数の信号を通過し、それ以外の帯域は減衰して出力する。

ミキサ２５は、移相器２７から供給される局発信号と、第２フィルタ２４から供給される入力信号を乗算して出力する。

移相器２６は、局発信号発生器１３から出力される矩形波信号の位相を９０度異なるように調整して出力する。

移相器２７は、局発信号発生器１６から出力される正弦波信号の位相を９０度異なるように調整して出力する。

（Ｄ）本発明の第２実施形態の動作の説明
つぎに、図４に示す第２実施形態の動作について説明する。第一の局発信号として、例えば、７３ＭＨｚの矩形波を用いる場合を考える。入力端子１０から図５（Ａ）に示すような７０〜７７０ＭＨｚの帯域幅を有する信号が入力されると、第１フィルタ１１によって、所定の周波数以下の信号が通過され、それ以外は減衰される。例えば、第１フィルタ１１の特性が図５（Ａ）に太線で示す特性であるとすると、第１フィルタ１１からは図５（Ｂ）に示すような帯域の信号が出力される。

ミキサ１２は局発信号発生器１３から出力される矩形波と、第１フィルタ１１から出力される信号とを乗算して出力する。また、ミキサ２２は、局発信号発生器１３から出力され、移相器２６によって位相が９０度移相された矩形波と、第１フィルタ１１から出力される信号とを乗算して出力する。この結果、ミキサ１２，２２からは、直交復調された信号が出力される。

なお、ミキサ１２，２２から出力される信号は、図５（Ｃ）に示すように、対象帯域の中心周波数が直流成分となるように周波数変換する。このとき、負の周波数成分に対応する領域（クロスハッチングを施した領域）は、ミキサ１２，２２から出力される信号が直交復調によって複素信号成分を有することから、負の周波数成分についてもそのままの状態で保持する。

第２フィルタ１４，２４では、ミキサ１２，２２から出力される信号から、測定しようとする対象帯域の信号を通過させ、それ以外の帯域については減衰する。この結果、第２フィルタ１４，２４からは、図５（Ｄ）に太線で示すフィルタ特性によって測定しようとする対象帯域以外が減衰された信号が出力される。

ミキサ１５は、局発信号発生器１６から出力される周波数がＦ２の正弦波信号と、第２フィルタ１４から出力される信号を乗算して出力する。ミキサ２５は、局発信号発生器１６から出力され、移相器２７によって位相が９０度移相された周波数がＦ２の正弦波信号と、第２フィルタ２４から出力される信号を乗算して出力する。この結果、ミキサ１５，２５から出力される信号は、図５（Ｅ）に示すように、図５（Ｄ）に示す信号が周波数Ｆ２だけ周波数変換された信号となる。

ミキサ１５，２５から出力された信号は、第３フィルタ１７によって、第２フィルタ１４，２４を通過した隣接の帯域を抑圧し、図５（Ｅ）に示す帯域信号（測定しようとするチャンネルの信号）が通過され、それ以外は減衰されて出力される。検波器１８は、第３フィルタ１７から出力される信号の波形を検出する。

以上に説明したように、本発明の第２実施形態によれば、第１実施形態と同様に矩形波によって周波数変換を行うようにしたので、第１フィルタ１１として遮断特性が急峻でないものを使用できることから、製造コストを低減できる。

また、第２実施形態では、直交復調および直交変調を行うようにしたので、入力信号の中心周波数と局発信号の周波数を同じ周波数にできるため、対象帯域を直流付近の周波数へ変換することができるため、電力を正確に検出することができる。

また、第２実施形態では、ミキサ１２，２２によって、対象帯域が含まれる信号を直流付近の信号に変換するようにした。第２フィルタ１４，２４を構成する素子（コイルおよびコンデンサ）は、温度によって素子値が変化するが、変化の割合は周波数に比例する。このため、直流付近の周波数を通過させる第２フィルタ１４，２４に用いられている素子は、温度によって殆ど変化しないため、温度変化によらず、正確な測定を行うことができる。

（Ｅ）本発明の第３実施形態の構成の説明
つぎに、図６を参照して本発明の第３実施形態について説明する。なお、図６において、図４と対応する部分には同一の符号を付してあるのでその説明は省略する。

図６では、図４と比較すると、第２フィルタ１４，２４の後段に直流成分除去素子３１，４１が追加されている。これ以外の構成は、図４の場合と同様である。

ここで、直流成分除去素子３１は、例えば、コンデンサによって構成され、第２フィルタ１４から出力される信号に含まれる直流付近の成分を除去し、後段のミキサ１５に供給する。また、直流成分除去素子４１も同様に、例えば、コンデンサによって構成され、第２フィルタ２４から出力される信号に含まれる直流付近の成分を除去し、後段のミキサ２５に供給する。

（Ｆ）本発明の第３実施形態の動作の説明
つぎに、第３実施形態の動作について説明する。ミキサ１２，２２の出力には、スプリアス信号が含まれていることがある。すなわち、直交復調におけるインバランスや、移相器２６によって発生する位相ずれによって生じる直交成分の位相ずれによって、直流成分付近にスプリアスが発生することがある。この直流成分付近のスプリアスは、対象帯域の信号として観測され、測定結果に誤差を生じる場合がある。そこで、直交変調を行うミキサ１５，２５の前段にコンデンサ等の素子を挿入することで直流成分付近のスプリアスを除去することができる。このため、スプリアスによる測定誤差が生じることを防止できる。

なお、図６に示す例では、直流成分除去素子として、コンデンサを例に挙げて説明したが、これ以外の素子（例えば、ダイオード等）を用いるようにしてもよい。

（Ｇ）本発明の第４実施形態の構成の説明
つぎに、図７を参照して本発明の第４実施形態について説明する。なお、図７において、図６と対応する部分には同一の符号を付してあるのでその説明は省略する。

図７では、図６と比較すると、移相器５１，５２が追加され、ミキサ１２，２２、第２フィルタ１４，２４、直流成分除去素子３１，４１、および、ミキサ１５，２５が、ミキサ１１２，１２２、第２フィルタ１１４，１２４、直流成分除去素子１３１，１４１、および、ミキサ１１５，１２５にそれぞれ置換されている。また、移相器５１から移相器５２の間の信号線が平衡線に置換されている。

ここで、移相器５１は、第１フィルタ１１から出力される信号を２つに分配し、それぞれの位相差が１８０度となるように調整し、差動信号として出力する。

ミキサ１１２は、隣接して配置される１対のミキサによって構成され、移相器５１から出力された位相が１８０度異なる２つの信号のそれぞれに対して、局発信号発生器１３から供給される矩形波を乗算して出力する。なお、移相器５１とミキサ１１２を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。ミキサ１２２は、隣接して配置される１対のミキサによって構成され、移相器５１から出力された位相が１８０度異なる２つの信号のそれぞれに対して、局発信号発生器１３から供給され、移相器２６によって９０度移相された矩形波を乗算して出力する。なお、移相器５１とミキサ１２２を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。

第２フィルタ１１４は、隣接して配置される１対のローパスフィルタから構成され、ミキサ１１２から出力される信号に含まれる所定の周波数帯域の信号を通過させて直流成分除去素子１３１に供給する。なお、ミキサ１１２と第１フィルタ１１４を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。第２フィルタ１２４は、隣接して配置される１対のローパスフィルタから構成され、ミキサ１２２から出力される信号に含まれる所定の周波数帯域の信号を通過させて直流成分除去素子１４１に供給する。なお、ミキサ１２２と第２フィルタ１２４を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。

直流成分除去素子１３１は、隣接して配置される１対の直流成分除去素子によって構成され、第２フィルタ１１４から出力される信号に含まれる直流付近の成分を除去してミキサ１１５に供給する。なお、第２フィルタ１１４と直流成分除去素子１３１を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。直流成分除去素子１４１は、隣接して配置される１対の直流成分除去素子によって構成され、第２フィルタ１２４から出力される信号に含まれる直流付近の成分を除去してミキサ１２５に供給する。なお、第２フィルタ１２４と直流成分除去素子１４１を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。

ミキサ１１５は、隣接して配置される１対のミキサによって構成され、直流成分除去素子１３１から供給される信号と、局発信号発生器１６から供給される正弦波とを乗算して出力する。なお、直流成分除去素子１３１とミキサ１１５を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。ミキサ１２５は、隣接して配置される１対のミキサによって構成され、直流成分除去素子１３１から供給される信号と、局発信号発生器１６から供給され、移相器２７によって９０度移相された正弦波とを乗算して出力する。なお、直流成分除去素子１４１とミキサ１２５を結ぶ信号線は相互に隣接して配置される。

移相器５２は、ミキサ１１５から出力される差動信号の一方の位相を反転して合成するとともに、ミキサ１２５から出力される差動信号の一方の位相を反転して合成する。そして、合成されたミキサ１１５からの差動信号と、合成されたミキサ１２５からの差動信号とを合成して第３フィルタ１７に出力する。なお、ミキサ１１５と移相器５２を結ぶ信号線は相互に隣接して配置され、ミキサ１２５と移相器５２を結ぶ信号線も相互に隣接して配置される。

（Ｈ）本発明の第４実施形態の動作の説明
第４実施形態は、ミキサ１１２，１２２、第２フィルタ１１４，１２４、直流成分除去素子１３１，１４１、および、ミキサ１１５，１２５のそれぞれは１対の素子によって構成されるとともに、１対の素子は隣接して配置される。また、これらの１対の素子同士を接続する信号線も隣接して配置される。１対の素子または信号線を通過する差動信号は、最終的に移相器５２で反転されて合成されることから、１対の素子または信号線に対してノイズが付加された場合、ノイズは同相の信号として差動信号に付加されるので、差動信号が移相器５２で反転されて合成される際に相殺されることになる。このため、第４実施形態では、電源回路や局発信号発生器からの漏えいによって発生したノイズ等に起因する誤差の発生を抑えることができる。

（Ｉ）本発明の第５実施形態の構成の説明
つぎに、図８を参照して本発明の第５実施形態について説明する。なお、図８において、図７と対応する部分には同一の符号を付してあるのでその説明は省略する。

図８では、図７と比較すると、第１フィルタ１１を所定の帯域から対象帯域を段階的に切り出すためにスイッチ６１〜６４およびローパスフィルタ６５〜６７に置換されている。これら以外の構成は、図７の場合と同様である。

ここで、スイッチ６１〜６４は、図示しない制御部によって制御され、ローパスフィルタ６５〜６７のいずれか１つを入力端子１０と移相器５１の間に接続する機能を有する。より詳細には、スイッチ６１は、入力端子１０の出力をスイッチ６２の入力およびローパスフィルタ６７の入力のいずれか一方に接続する。スイッチ６２は、スイッチ６１の出力をローパスフィルタ６５の入力およびローパスフィルタ６６の入力のいずれか一方に接続する。スイッチ６３は、ローパスフィルタ６５の出力およびローパスフィルタ６６の出力のいずれか一方をスイッチ６４の入力に接続する。スイッチ６４は、スイッチ６３の出力およびローパスフィルタ６７の出力のいずれか一方を移相器５１の入力に接続する。

ローパスフィルタ６５〜６７は、入力端子１０から入力される所定の帯域幅を有する信号から、それぞれ異なる帯域の信号を通過させて出力する。より詳細には、例えば、ローパスフィルタ６５は、図９（Ｄ）に示す第１帯域を通過する太線で示す特性を有している。また、ローパスフィルタ６６は、第２帯域を通過する太線で示す特性を有している。さらに、ローパスフィルタ６７は、第３帯域を通過する太線で示す特性を有している。

（Ｊ）本発明の第５実施形態の動作の説明
つぎに、第５実施形態の動作について説明する。例えば、図９（Ａ）に示すような７０〜７７０ＭＨｚの帯域幅を有する信号が入力端子１０から入力されたとする。なお、この入力信号には、帯域幅が６ＭＨｚの対象帯域が複数含まれているとする。

図示しない制御部は、測定対象となるチャンネル（対象帯域）が含まれる帯域を特定し、当該帯域を通過させるローパスフィルタを選択する。例えば、目的のチャンネルが７０〜２１０ＭＨｚの範囲に属している場合には、第１帯域を通過するローパスフィルタ６５を選択するようにスイッチ６１〜６４を制御する。また、目的のチャンネルが２１０〜６３０ＭＨｚの範囲に属している場合には、第２帯域を通過するローパスフィルタ６６を選択するようにスイッチ６１〜６４を制御する。さらに、目的のチャンネルが６３０〜７７０ＭＨｚの範囲に属している場合には、第３帯域を通過するローパスフィルタ６７を選択するようにスイッチ６１〜６４を制御する。例えば、７０〜２１０ＭＨｚに属するチャンネルが測定対象に選ばれたときは、第１帯域を通過するローパスフィルタ６５を選択するようにスイッチ６１〜６４が制御される。

ローパスフィルタ６５〜６７のいずれかを通過して帯域制限された入力信号（いまの例では、７０〜２１０ＭＨｚの帯域幅の信号）は、移相器５１によって差動化され、一方はそのままの位相の正相信号として出力され、他方は位相が反転されて逆相信号として出力される。このようにして生成された信号は、差動信号として１対の素子から構成されるミキサ１１２，１２２に供給される。

ミキサ１１２，１２２は、移相器５１から供給される帯域制限された信号を、局発信号発生器１３および移相器２６から供給される局発信号によって直交復調する。例えば、測定対象となるチャンネルが７０〜７６ＭＨｚの帯域であるとすると、図示しない制御部は、局発信号発生器１３を制御して７３ＭＨｚの局発信号（矩形波）を発生させる。この結果、７０〜２１０ＭＨｚの信号は、−３〜１３７ＭＨｚの信号として出力される。

第２フィルタ１１４，１２４は、ミキサ１１２，１２２から出力される信号から、１チャンネル分に相当する略−３〜略＋３ＭＨｚの信号を通過させ、それ以外の帯域を減衰して出力する。この結果、１チャンネルに対応する帯域幅の信号だけが通過されて、直流成分除去素子１３１，１４１に供給される。

直流成分除去素子１３１，１４１は、第２フィルタ１１４，１２４から出力される信号に含まれている直流付近の成分を除去してミキサ１１５，１２５に供給する。これにより、直流付近の成分に変換されたスプリアス成分が除去されることになる。なお、直流成分除去素子１３１，１４１によってスプリアス成分だけでなく、入力信号の一部も除去されるが、除去される信号は全体に比較すると微少であるので、電力測定の誤差としては僅少となる。

ミキサ１１５，１２５は、直流成分除去素子１３１，１４１から供給される−３〜＋３ＭＨｚの帯域幅の信号を、例えば、５０ＭＨｚの局発信号（正弦波信号）によって直交変調する。この結果、直流成分除去素子１３１，１４１から供給される−３〜＋３ＭＨｚの帯域幅の信号は、４７〜５３ＭＨｚの帯域幅の信号として出力される。なお、ミキサ１１５，１２５の局発信号の周波数は、後段の回路に応じて任意に設定することができる。

移相器５２は、ミキサ１１５，１２５から出力される差動信号を入力し、正相信号と逆相信号を合成して出力する。これにより、コモンモードで重畳されたノイズを相殺して減少させることができる。

第３フィルタ１７は、移相器５２から出力される信号から、４７〜５３ＭＨｚの帯域幅の信号を通過させ、それ以外の信号、特に対象帯域の隣接の信号を更に抑圧して出力する。

検波器１８は、第３フィルタ１７から出力される信号を検波する。これにより、所望のチャンネルである７０〜７６ＭＨｚ帯域の信号の波形を観測し、電力を測定することができる。

以上に説明したように、本発明の第５実施形態によれば、スイッチ６１〜６４によってローパスフィルタ６５〜６７を選択するようにしたので、測定対象となるチャンネルに応じて、最適なローパスフィルタを簡易に選択し、所定の帯域の中で対象帯域を正確に測定することができる。

また、第５実施形態では、直交復調用の局発信号として矩形波を用いるようにしたので、ローパスフィルタ６５〜６７として遮断特性が緩やかなものを使用することができるとともに、ローパスフィルタの個数を減らすことができる。すなわち、直交復調用の局発信号として正弦波を用いた場合、例えば、局発信号が図１０（Ｂ）に示す７０ＭＨｚであるとき、ミキサ１１２，１２２では、図１０（Ｃ）に示すように、歪み特性によって２次、３次、４次、・・・、の高調波が生成される。入力信号は７０〜７７０ＭＨｚの広帯域信号であることから、これらの高調波が存在する位置にも信号が存在している。このため、高調波によっても直交復調が実行され、この直交変調によって生成された信号は所望帯域に周波数変換されてしまうため、測定誤差の原因となることから、高調波の存在する位置の信号をローパスフィルタによって減衰する必要がある。局発信号が７０ＭＨｚの場合、最も周波数が低い高調波は２次高調波である１４０ＭＨｚであるので、図１０（Ｄ）に示すような１４０ＭＨｚ以上を減衰するローパスフィルタによって入力信号を十分抑圧する必要が生じる。一方、局発信号として矩形波を用いる場合には、局発信号が７０ＭＨｚの場合、最も周波数が低い高調波は３次高調波であるので、図９（Ｄ）に示すように、ローパスフィルタの特性は、２１０ＭＨｚ以上を減衰すればよい。このため、図９（Ｄ）と図１０（Ｄ）の比較から明らかであるように、第５実施形態の方がローパスフィルタの遮断特性が緩やかにすることができる。

また、正弦波を局発信号とする場合、１４０ＭＨｚの局発信号を用いる場合のローパスフィルタの遮断周波数は２８０ＭＨｚであり、同様にして２８０ＭＨｚの局発信号を用いる場合のローパスフィルタの遮断周波数は５６０ＭＨｚであり、５６０ＭＨｚの局発信号を用いる場合のローパスフィルタの遮断周波数は１１２０ＭＨｚとなる。このことから、正弦波を用いる場合には図１０（Ｄ）に示すように、４つのローパスフィルタが必要になる。一方、矩形波を用いる場合には、図９（Ｄ）に示すように、３つのローパスフィルタでよい。このことから、第５実施形態では、矩形波を局発信号として用いることで、ローパスフィルタ６５〜６７として遮断特性が緩やかなフィルタを用いることができるとともに、フィルタの個数を減らすことができる。

また、遮断帯域の成分が通過しなければ、ローパスフィルタ６５〜６７のカットオフ周波数は適宜設定すればよい。

つぎに、図１１を参照して、第５実施形態において実行される処理の一例について説明する。なお、以下の処理は一例であって、このような処理を、例えば、論理回路を用いて実行するようにしてもよい。図１１の処理が開始されると、以下のステップが実行される。

ステップＳ１０では、測定の対象帯域が指定される。例えば、７０〜７６ＭＨｚを帯域幅とする所定の対象帯域が測定者によって指定される。

ステップＳ１１では、対象帯域が属する帯域が特定される。例えば、前述した、７０〜７６ＭＨｚを帯域幅とする対象帯域の場合には、図９（Ｄ）に示す第１帯域が特定される。

ステップＳ１２では、対象帯域に対応する周波数の局発信号が局発信号発生器１３から出力される。例えば、局発信号発生器１３は、対象帯域の中心周波数に対応する周波数を有する矩形波を生成して出力する。

ステップＳ１３では、ステップＳ１１で特定された帯域が第１帯域の場合にはステップＳ１４に進み、第２帯域の場合にはステップＳ１５に進み、第３帯域の場合にはステップＳ１６に進む。

ステップＳ１４では、図９（Ｄ）に示す第１帯域を通過するローパスフィルタが選択される。より詳細には、図８に示すローパスフィルタ６５が選択される。

ステップＳ１５では、図９（Ｄ）に示す第２帯域を通過するローパスフィルタが選択される。より詳細には、図８に示すローパスフィルタ６６が選択される。

ステップＳ１６では、図９（Ｄ）に示す第３帯域を通過するローパスフィルタが選択される。より詳細には、図８に示すローパスフィルタ６７が選択される。

ステップＳ１７では、検波処理が実行される。これにより、対象帯域の信号が抽出され、検波処理が実行される。

ステップＳ１８では、測定を終了するか否かを判定し、測定を継続する場合（ステップＳ１８：Ｎ）にはステップＳ１０に戻って前述の場合と同様の処理を繰り返し、それ以外の場合（ステップＳ１８：Ｙ）には処理を終了する。

以上のフローチャートの処理によれば、測定者によって指定された所定のチャンネルの電力を測定することができる。

なお、図１１に示すフローチャートでは、測定者によって指定されたチャンネルの電力を測定するようにしたが、例えば、他のチャンネルについても順次同様の測定を繰り返し、全てのチャンネルの電力を自動的に測定するようにしてもよい

（Ｋ）本発明の第６実施形態の構成の説明
つぎに、図１２を参照して本発明の第６実施形態について説明する。なお、図１２において、図８と対応する部分には同一の符号を付してあるのでその説明は省略する。

図１２では、図８と比較すると、スイッチ６４と移相器５１の間に増幅器７０が追加されている。また、直流成分除去素子１３１，１４１が直流成分除去素子１３３，１４３に置換され、第２フィルタ１１４，１２４と直流成分除去素子１３３，１４３の間に増幅器１１６，１２６がそれぞれ追加されている。これら以外の構成は図８の場合と同様である。

ここで、増幅器７０は、スイッチ６４から出力される信号を所定の利得で増幅して出力する。増幅器１１６は、第２フィルタ１１４から出力される信号を所定の利得で増幅して出力する。増幅器１２６は、第２フィルタ１２４から出力される信号を所定の利得で増幅して出力する。

直流成分除去素子１３３は、コンデンサの出力にコイルが接続され、このコイルに対して直流電圧を印加することで、所望の直流バイアスを付加することができる。直流成分除去素子１４３は、コンデンサの出力にコイルが接続され、このコイルに対して直流電圧を印加することで、所望の直流バイアスを付加することができる。

（Ｌ）本発明の第６実施形態の動作の説明
つぎに、第６実施形態の動作について説明する。なお、第６実施形態の動作は、第５実施形態と略同じであるので、相違点に着目して説明する。

第６実施形態では、増幅器７０を用いて入力信号を増幅することで電力を正確に測定できる範囲を広げることができる。すなわち、ローパスフィルタ６５〜６７やスイッチ６１〜６４により対象帯域の信号が損失するため、ノイズ成分に埋もれて正確な電力の測定ができないことがあるが、増幅器７０によってミキサ１１２，１２２に入力される前の入力信号を増幅することで、信号レベルを増加させ、正確な測定を行うことができる。

また、増幅器１１６，１２６によって第２フィルタ１１４，１２４の出力信号を増幅することで、移相器５１や直交復調による損失を補うことができるので、正確な測定を実行することができる。

また、直流成分除去素子１３３，１４３により、ミキサ１１５，１２５によって直交変調を実行する前段において、直流成分除去素子１３３，１４３から出力される信号に所望の直流バイアスを印加することで、直交変調の位相バランスを精度良く保つことができる。より詳細には、ミキサ１１２，１２２の位相ずれ等によって生じるインバランスを、直流バイアスを調整することで解消することができる。

また、ミキサ１１５，１２５によって、汎用性が高い周波数帯域に直交変調することで、汎用性が高く、安価な第３フィルタ１７によって対象帯域の隣接信号を十分に抑圧し、対象帯域の信号の電力を正確に測定することができる。

（Ｍ）変形実施形態の説明
以上の各実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の各実施形態では、ミキサ１２から出力される信号は、対象となるチャンネルの中心周波数が直流成分となるように変換するようにしたが、これ以外の周波数であってもよい。

また、以上の第３〜第５実施形態では、直流成分除去素子３１，４１，１３１，１４１，１３３，１４３は、第２フィルタ１４，２４，１１４，１２４の後段に設けるようにしたが、前段に設けるようにしてもよい。

また、以上の第６実施形態では、第２フィルタ１１４，１２４をミキサ１１２，１２２の後段に設けるようにしたが、直流成分除去素子１１３，１４３の後段に設けるようにしてもよい。

また、第１実施形態においても、ミキサ１２、フィルタ１４ａ、ミキサ１５をそれぞれ２つずつ設け、これらの間を差動信号によって信号を伝送するようにしてもよい。

また、第６実施形態では、スイッチ６４の後段および第２フィルタ１１４，１２４の後段の双方に増幅器７０，１１６，１２６をそれぞれ配置するようにしたが、スイッチ６４の後段および第２フィルタ１１４，１２４の後段のいずれか一方のみに配置するようにしてもよい。

また、以上の各実施形態では、入力される信号の周波数帯域は、７０〜７７０ＭＨｚとしたがこれ以外の周波数帯域であってもよい。なお、帯域の高域側の周波数（図示した例では７７０ＭＨｚ）が、低域側の周波数（図示した例では７０ＭＨｚ）の３倍以上であれば、本発明の効果を期待することができる。

また、以上の各実施形態では、ミキサ１２の前段のフィルタとしては、ローパス以外の特性を有するフィルタ、例えば、バンドパスフィルタを用いるようにしてもよい。

また、以上の各実施形態では、局発信号発生器１３が矩形波を出力し、当該矩形波をミキサ１２，２２，１１２，１２２に入力するようにしたが、局発信号発生器が出力した矩形波でない信号を矩形波に変換する手段を用いて、これらミキサに入力するようにしてもよい。

１０ 入力端子
１１ 第１フィルタ
１２，２２，１１２，１２２，１２５ ミキサ（第１周波数変換手段）
１５，２５，１１５，１２５ ミキサ（第２周波数変換手段）
１３，１６ 局発信号発生器
１４ａ フィルタ
１４，２４，１１４，１２４ 第２フィルタ（ローパスフィルタ）
１７ 第３フィルタ（バンドパスフィルタ）
１８ 検波器
２６，２７ 移相器
３１，４１，１３１，１４１，１３３，１４３ 直流成分除去素子（除去手段）
５１，５２ 移相器
６１〜６４ スイッチ
６５〜６７ ローパスフィルタ（第１フィルタ）
７０，１１６，１２６ 増幅器（増幅手段）

Claims (6)

1. 所定の帯域を有する信号を入力し、当該所定の帯域に含まれる対象帯域の信号の周波数を変換して出力する周波数変換装置において、
   前記対象帯域が含まれる帯域の信号を通過し、それ以外の帯域の信号を減衰する第１フィルタと、
   前記第１フィルタを通過した前記対象帯域の信号を、入力される第１の信号によって所定の周波数に変換する第１周波数変換手段と、
   前記第１周波数変換手段から出力される信号から前記対象帯域の信号を通過させ、それ以外の帯域を減衰させる第２フィルタと、
   前記第２フィルタから出力される信号を所望の周波数の信号に変換する第２周波数変換手段と、を有し、
   前記第１の信号は、矩形波であることを特徴とする周波数変換装置。
2. 前記所定の帯域を有する信号は、当該帯域の高域側の周波数が低域側の周波数の３倍以上である帯域幅を有することを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
3. 前記第１周波数変換手段、前記第２フィルタ、および、前記第２周波数変換手段をそれぞれ２つずつ有し、
   一方の前記第１周波数変換手段と、一方の前記第２フィルタと、一方の前記第２周波数変換手段とが直列に接続された第１信号線と、
   他方の前記第１周波数変換手段と、他方の前記第２フィルタと、他方の前記第２周波数変換手段とが直列に接続された、第１信号線とは異なる第２信号線と、
   を有し、
   前記第１および第２信号線は、それぞれ前記第１フィルタの出力に対し互いに並列に接続され、
   前記第１および第２信号線に接続された２つの前記第１周波数変換手段は、位相が相互に直交関係となる前記第１の信号がそれぞれ入力され、出力信号の中心周波数が直流成分になるように周波数変換するとともに、
   前記第１および第２信号線に接続された２つの第２周波数変換手段は、位相が相互に直交関係となる信号がそれぞれ入力され出力信号の中心周波数が所望の周波数になるように周波数変換することを特徴とする請求項１または２に記載の周波数変換装置。
4. 前記第１周波数変換手段の後段に配置され、直流付近の成分を除去する除去手段をさらに有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の周波数変換装置。
5. 前記第１周波数変換手段、前記第２フィルタ、および、前記第２周波数変換手段のそれぞれは差動信号を処理するための１対の要素から構成されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の周波数変換装置。
6. 前記第１フィルタの後段および前記第２フィルタの後段の少なくとも一方に、入力された信号を増幅して後段に出力する増幅手段を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の周波数変換装置。

Images