JP6081265B2

JP6081265B2 - 受信装置、ノイズ補正方法

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Publication number: JP6081265B2
Application number: JP2013070533A
Authority: JP
Inventors: 竹内　嘉彦; 嘉彦竹内
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2013-03-28
Filing date: 2013-03-28
Publication date: 2017-02-15
Anticipated expiration: 2033-03-28
Also published as: JP2014195168A

Description

本発明は、受信装置及びローカル信号のノイズ補正方法に関する。

近年、ディジタル信号処理の進歩により、無線通信分野においても、ＲＦ（Radio Frequency）周波数以上のクロック速度を持つＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いてディジタル信号処理を行う無線機が可能となってきた。一方、無線信号自体はアナログ波形を持つため、無線機受信側で到達する無線信号をアンテナで受信し、周波数の異なる信号を弁別するためのフィルタリング機能、信号が復調するのに充分なＳＮＲ（信号対ノイズ比）が得られるように増幅する機能が必要とされる。

フィルタリング機能は、ＲＦ段、即ちアナログ段で行う場合、必要な信号帯域幅（Ｂｄ）と、帯域外を不要な信号として除去すべき帯域幅（Ｂｕ）の間には、フィルタを構成するデバイス上の制約があり、Ｂｕ＞Ｂｄ、即ち、Ｂｕ／Ｂｄ＞１となり、不要な帯域を全て取り除くような、理想解Ｂｕ＝Ｂｄ、Ｂｕ／Ｂｄ＝１とすることはできない。更に、Ｂｄを搬送波周波数（ｆｏ）で割ったＢｄ／ｆｏは比帯域と呼ばれるが、比帯域の小さいほど、即ち、キャリア周波数に比べて狭帯域なほど、Ｂｕ／Ｂｄは１から離れた値となる。従って、高周波帯での不要信号の除去には、一旦ＲＦ段でＢｕ／Ｂｄが大きな値のアナログフィルタで帯域外の不要波を除去し、低周波数に周波数変換（周波数シフト）することにより、Ｂｕ／Ｂｄが１に近いフィルタを用いて、信号帯域近傍の不要信号を除去する。更に、ディジタル変換した後、ディジタルフィルタにて、より大きな帯域外の不要信号除去を行う。

増幅機能に関しては、アンテナより受信される無線信号（希望波）を信号が復調するのに充分なＳＮＲが得られるように増幅する必要がある。付加的なノイズの少ないＲＦ初段で増幅することは理想であるが、フィルタリングが充分でないＲＦ初段においては、所望信号と同時に帯域外の不要波も同時に増幅することとなり、特に不要波の信号レベルが希望波と比較して大きい場合は、信号の持つダイナミックレンジに加えて、不要波の希望波に対するレベル差分を含めたダイナミックレンジが必要となり、互いに独立した信号レベルを持つ希望波と不要波をカバーするダイナミックレンジを持つ増幅を行うことが必要となる。一般に、実用上必要なダイナミックレンジを持つ増幅器は存在せず、ＲＦ初段、ＲＦフィルタ後のＲＦ段間、周波数変換後のＩＦ（Intermediate Frequency）段、若しくはベースバンド段で、不要信号を除去しながら多段で、段階的に増幅する手段が取られている。

以上、周波数変換を含みフィルタリングと増幅を繰り返すことにより、必要なＳＮＲの下、ベースバンド段若しくはＩＦ段にて、アナログ信号はＡ／Ｄ（Analog to Digital）コンバータによりディジタル信号に変換され、更にフィルタリングや波形整形を受けて信号復調が行われる。

近年、Ａ／Ｄコンバータの後のディジタル処理の機能比重は大きくなってきており、物理的な大きさで性能が決まるアナログフィルタに置き換えて、フィルタリング特性と物理的な大きさが直接関係しないディジタルフィルタによる不要波抑圧の比重が増えている。ここで、ディジタルフィルタによる帯域外不要波の抑圧のためには、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を上げて、広帯域の帯域幅でディジタル化することが行われてきている。

受信信号は情報を発出する側でキャリア信号を変調して伝送され。ここで、送信側での変調は、派出すべき情報データに基づいてキャリア周波数を振幅変調（ＡＭ）、位相変調（ＰＭ）、若しくは、振幅及び位相の双方（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）で変調している。また、回路上で非線形素子を用いても帯域外に不要波成分を送出しにくいＧＭＳＫ（ガウシアン・ミニマム・シフト・キーイング）や、４値ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が用いられる場合もある。更に、個々のキャリアをデータ変調した信号を、周波数軸上で互いに直交する様等間隔に配置したＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）も利用される場合もある。

送信側で変調された信号は、送信側、受信側、及び、その間の伝搬路において、なるべく振幅変動、位相変動を受けないように、送信系、受信系が確保される。伝送路に関しては、マルチパスや、ドプラー効果等により、必ずしも振幅、位相とも安定した伝搬路が確保できるわけではないが、等化器等の工夫により改善は得られている。

位相の安定性に関しては、送信部、受信部とも周波数変換部に起因する劣化が見られる。周波数変換は、変換前後の周波数差を周波数とするローカル発振器を信号に乗算することにより所望の周波数に変換する（例えば特許文献１）。ここで、ローカル発振器は、通常ＶＣＯ（電圧制御発振器）の信号をＰＬＬ（Phase Lock Loop）により基準周波数信号にロックさせて所望周波数信号を得るが、ＶＣＯの信号純度が悪いと、発振周波数に位相ノイズが含まれる。ここで、このような位相ノイズを含むローカル発振器を用いると、希望信号の位相がローカル信号の位相ノイズにより変調されることとなり、データ伝送特性（誤り率を上昇）悪化させる場合が生じる。

特開２０１２−１００２９５号公報

上述のように、ローカル発振器からのローカル信号に位相ノイズが含まれていると、希望信号の位相がローカル信号の位相ノイズにより変調され、データ伝送特性が悪化する。特に、小型で簡素な構造を好む移動通信用無線機の受信部は、簡素なローカル発振器を用いているため、ローカル信号の位相ノイズの影響を受けやすい。

上述の課題を鑑み、本発明は、ローカル信号に含まれるノイズ成分が推定でき、データ伝送特性を向上できる受信装置、ノイズ補正方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するために、本発明の一態様に係る受信装置は、ローカル信号を発振するローカル発振器と、受信信号と前記ローカル信号とを乗算し、アップコンバート信号及びダウンコンバート信号に周波数変換するミキサと、前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号のうちの一方を除去するバンドパスフィルタと、前記ローカル発振器からのローカル信号の周波数を変更して、前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号と多重化する加算器と、前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータでディジタル化した前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号から、前記ローカル発振器からのローカル信号を分離し、前記ローカル発振器からのローカル信号に含まれるノイズ成分を推定するローカル信号ノイズ推定部と、前記ローカル信号ノイズ推定部で推定されたローカル信号のノイズ成分に基づいて、受信信号を補正するノイズ補正部と、を備えることを特徴としている。

また、本発明の一態様に係る受信装置であって、前記ローカル信号ノイズ推定部は、前記分離したローカル信号と理想的なローカル信号とを比較し、前記分離したローカル信号と前記理想的なローカル信号との誤差に基づいて、前記ローカル発振器からのローカル信号に含まれるノイズ成分を推定するようにしてもよい。

また、本発明の一態様に係る受信装置であって、前記加算器は、前記バンドパスフィルタの後段に配設するようにしてもよい。

また、本発明の一態様に係る受信装置であって、前記加算器又は前記ミキサには、前記ローカル発振器からのローカル信号を分周又は逓倍した信号を供給するようにしてもよい。

また、本発明の一態様に係るノイズ補正方法は、受信信号とローカル信号とを乗算し、アップコンバート信号及びダウンコンバート信号に周波数変換し、バンドパスフィルタにより、前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号のうちの一方を除去するようにした受信装置で、前記ローカル信号に含まれるノイズ成分による影響を補正するノイズ補正方法であって、加算器が、ローカル信号を発振するローカル発振器からのローカル信号の周波数を変更して、前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号と多重化する手順と、Ａ／Ｄコンバータが、前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する手順と、ローカル信号ノイズ推定部が、ディジタル信号に変換された前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号から、前記ローカル発振器からのローカル信号を分離し、前記ローカル発振器からのローカル信号に含まれるノイズ成分を推定する手順と、ノイズ補正部が、前記推定されたローカル信号のノイズ成分に基づいて、受信信号を補正する手順と、を含むことを特徴としている。

本発明によれば、ローカル信号に含まれるノイズ成分が推定でき、このローカル信号に含まれるノイズ成分に基づいて、受信信号を補正することで、データ伝送特性を向上することができる。

第１実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。第１実施形態に係る受信装置の動作の説明図である。第２実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。第３実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。第４実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。第５実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。

［第１実施形態］
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。図１は、第１実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。図１に示すように、本実施形態に係る受信装置は、アンテナ１１と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１２と、バンドパスフィルタ１３と、ミキサ１４と、ローカル発振器１５と、加算器１６と、バンドパスフィルタ１７と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）コンバータ１８と、ローカル信号ノイズ推定部１９と、ノイズ補正部２０とを備えている。

ＬＮＡ１２は、アンテナ１１からの受信信号を増幅する。バンドパスフィルタ１３は、受信信号の中から、希望波となるＲＦ（Radio Frequency）信号の帯域の信号を選択する。ミキサ１４は、受信したＲＦ信号とローカル信号とを乗算し、アップコンバート信号とダウンコンバート信号とに周波数変換する。ローカル発振器１５は、ローカル信号を発振する。加算器１６は、ミキサ１４の出力信号に、ローカル信号を重畳する。なお、加算器１６に重畳するローカル信号は、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号に重畳して周波数多重化できるように、必要に応じて、分周又は逓倍され、その周波数が変更されている。バンドパスフィルタ１７は、ミキサ１４の出力信号から、アップコンバート信号又はダウンコンバート信号の一方を除去し、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号として抽出する。

Ａ／Ｄコンバータ１８は、ローカル信号が重畳されたＩＦ信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。ローカル信号ノイズ推定部１９は、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号から、ローカル信号とダウンコンバート信号とを分離し、分離したローカル信号から、ローカル信号中に含まれるノイズ成分を求める。ノイズ補正部２０は、ローカル信号ノイズ推定部１９により推定されたローカル信号のノイズ成分を基に、受信信号を補正する。

次に、本実施形態の動作について説明する。図１において、アンテナ１１の受信信号は、ＬＮＡ１２、バンドパスフィルタ１３を介して、ミキサ１４に供給される。また、ミキサ１４には、ローカル発振器１５からローカル信号が供給される。ミキサ１４により、受信したＲＦ信号とローカル発振器１５からのローカル信号とが乗算され、受信したＲＦ信号は、図２（Ａ）に示すように、アップコンバート信号（ＲＦ信号とローカル信号との和周波数の信号）とダウンコンバート信号（ＲＦ信号とローカル信号との差周波数の信号）とに周波数変換される。

ミキサ１４の出力信号は、加算器１６に供給される。また、加算器１６には、ローカル発振器１５から、ローカル信号が供給される。図２（Ｂ）に示すように、加算器１６により、ミキサ１４の出力信号に、ローカル信号が重畳される。加算器１６の出力信号は、バンドパスフィルタ１７に供給される。

バンドパスフィルタ１７により、アップコンバート信号が除去される。従って、バンドパスフィルタ１７からは、図２（Ｃ）に示すように、ダウンコンバート信号成分と、ローカル信号成分とがＩＦ信号として出力される。このバンドパスフィルタ１７の出力信号がＡ／Ｄコンバータ１８に供給される。Ａ／Ｄコンバータ１８により、バンドパスフィルタ１７の出力信号がアナログ信号からディジタル信号に変換される。

例えば、無線ＬＡＮ（Local Area Network）では、ＲＦ信号として、数ＧＨｚ（２．４ＧＨｚ帯、５ＧＨｚ帯等）の信号が用いられる。また、ＩＦ信号として、１００ＭＨｚ〜３００ＭＨｚの信号が用いられている。ここで、例えば、ＲＦ信号の周波数を２ＧＨｚ、ＩＦ信号の周波数を１００ＭＨｚとすると、ローカル発振器１５からのローカル信号の周波数は２．１ＧＨｚ又は１．９ＧＨｚとなる。このように、通常、ローカル信号の周波数は、ＩＦ信号の周波数より高くなり、ローカル信号はバンドパスフィルタ１７の帯域内に収まらない。また、このような高い周波数のローカル信号では、直接Ａ／Ｄ変換して、処理することが難しい。そこで、この例では、加算器１６に重畳するローカル信号をＩＦ信号と周波数多重化できるように、必要に応じて、ローカル信号を分周又は逓倍して、その周波数を下げるようにしている。そして、ローカル信号をＩＦ信号に多重化することにより、同様のＡ／Ｄコンバータ１８で、受信信号とローカル信号とをディジタル化できるようにしている。

ローカル発振器１５としては、通常、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）が用いられる。ＰＬＬでは、位相比較器により、基準発振器からの基準信号の位相と、分周器を介されたＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）の出力信号との位相とが比較され、この位相比較器の比較出力により、ＶＣＯの発振周波数が制御される。このような構成のローカル発振器では、分周器からは、ローカル信号を分周した信号を取り出すことができる。この分周器の出力から、バンドパスフィルタ１７の帯域内となる周波数のローカル信号が取り出せれば、このローカル信号を加算器１６に供給することができる。

ローカル信号ノイズ推定部１９により、図２（Ｄ）に示すように、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号から、ディジタルフィルタにより、ローカル信号が分離される。この分離されたローカル信号から、ローカル信号中に含まれるノイズ成分が求められる。ノイズ補正部２０で、この推定されたローカル信号のノイズ成分を基に、受信信号が補正される。

このように、本実施形態では、ローカル発振器１５からのローカル信号の周波数をＩＦ信号と多重化できる周波数に落として、加算器１６によりローカル信号をＩＦ信号に重畳し、Ａ／Ｄコンバータ１８で、ダウンコンバート信号成分とローカル信号成分とからなるＩＦ信号をディジタル化している。そして、ローカル信号ノイズ推定部１９により、ディジタル処理で、ダウンコンバート信号とローカル信号とを分離し、ローカル信号のノイズ成分を推定している。このようにローカル信号をディジタル化すると、ディジタル処理により、ローカル信号中に含まれるノイズ成分が推定できる。このことについて、更に説明する。

ローカル発振器１５からのローカル信号は、理想的には正弦波であるが、位相変動及び振幅変動のノイズ成分を含んでいる。従って、ローカル発振器１５からのローカル信号Ｌ（ｔ）は、時間ｔの変数で複素表現すると、以下のようになる。

ここで、Ｌ_０（ｔ）はローカル発振器１５の信号の振幅成分を示し、ωｔ+φ（ｔ）はローカル発振器１５の信号の位相成分を表している。また、ωは設定されるローカル周波

一方、アンテナ１１から、ＬＮＡ１２、バンドパスフィルタ１３を介して入力される信号をＳ（ｔ）とすると、この受信信号Ｓ（ｔ）は、中心周波数ω_ｓの信号Ｓ（ｔ）が情報変調Ｓ_０（ｔ）ｅ^{ｊθ（ｔ）}によって変調されたものであるから、以下のように書き表すことができる。

受信信号とローカル発振器１５からのローカル信号は、ミキサ１４により乗算される。そして、加算器１６により、ミキサ１４の出力にローカル信号が重畳される。そして、バンドパスフィルタ１７により、アップコンバート信号が除去される。この場合、バンドパスフィルタ１７からは、以下のように、ダウンコンバート信号成分と、ローカル信号成分とからなる信号Ｑ（ｔ）が出力される。

（３）式において、右辺第１項がダウンコンバート信号成分であり、第２項がローカル信号成分である。

このバンドパスフィルタ１７からの信号は、Ａ／Ｄコンバータ１８でディジタル信号に変換される。そして、ローカル信号ノイズ推定部１９により、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号から、ダウンコンバート信号成分（（３）式の右辺第１項）と、ローカル信号成分（（３）式の右辺第２項）とが分離される。ダウンコンバート信号成分とローカル信号成分との分離は、例えばディジタルフィルタで、周波数的に分離できる。

ここで、ローカル信号は、既知の周波数の正弦波の信号である。従って、分離されたローカル信号成分から、既知のローカル信号の周波数の設定値ωを利用して、ローカル信号中に含まれる振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）を求めることができる。

図１におけるローカル信号ノイズ推定部１９は、このように、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号から、ダウンコンバート信号成分とローカル信号成分とを分離し、この分離したローカル信号から、既知のローカル信号の周波数の設定値ωを用いて、ローカル信号の振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）を推定する。

また、ノイズ補正部２０は、推定された振幅ノイズＬ０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）を、ダウンコンバート信号成分（（３）式の右辺第１項）に代入することにより、受信信号を補正し、情報変調Ｓ_０（ｔ）ｅ^{ｊθ（ｔ）}を推定する。

なお、上述の説明では、ローカル信号を直接ＩＦ信号に重畳しているものとして説明したが、ローカル発振器１５のローカル信号は、バンドパスフィルタ１７の帯域内でダウンコンバート信号と周波数多重化できるように、必要に応じて、分周又は逓倍されている。ローカル信号を分周又は逓倍した際の信号が、各々以下のようになることに留意すれば、同様に、情報変調Ｓ_０（ｔ）ｅ^{ｊθ（ｔ）}を推定できる。

なお、以上の解析は、受信信号Ｓ（ｔ）及びローカル信号Ｌ（ｔ）を時間軸上の信号として扱ったが、受信信号Ｓ（ｔ）及びローカル信号Ｌ（ｔ）をフーリエ変換し、周波数領域で、信号Ｓ（ω）及びローカル信号Ｌ（ω）を計算してもよい。このように、周波数領域で信号を扱うことにより、より容易に、ダウンコンバート信号とローカル信号とを分離できる。

また、（３）式の右辺第１項で示されるダウンコンバート信号は、（１）式のローカル信号と、（２）式の受信した信号とをミキサ１４で乗算した結果得られたものである。また、この受信信号中は、ローカル信号に含まれるローカル信号の振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）の成分が変調成分として含まれている。このことから、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号を周波数領域に変換し、ダウンコンバート信号とローカル信号とを分離し、分離したダウンコンバート信号を分離したローカル信号で除算すれば、ローカル信号の振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）の成分がキャンセルされ、受信信号のノイズが補正できる。

次に、ローカル信号ノイズ推定部１９における、ローカル信号の振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）の推定処理について説明する。

前述したように、理想的なローカル信号は、既知の周波数ωの正弦波である。よって、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号から分離したローカル信号の波形と、既知の周波数ωから設定した理想のローカル信号の波形とを比較し、この誤差を求めることで、ローカル信号の振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）を推定することができる。

即ち、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号から分離したローカル信号の各サンプリング時刻ｔ_ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）における信号をＬ（ｔ_ｎ）とし、振幅ノイズ、位相ノイズの無い理想的なローカル信号の各サンプリング時刻の信号をＭ（ｔ_ｎ）とすると、ローカル信号の振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）は、ローカル信号Ｌ（ｔ_ｎ）と理想的なローカル信号Ｍ（ｔ_ｎ）との誤差の総和が最小となるような振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）を求めることで、推定できる。

ローカル信号Ｌ（ｔ_ｎ）と理想的なローカル信号Ｍ（ｔ_ｎ）との誤差は、以下のように求められる。

ローカル信号Ｌ（ｔ_ｎ）と理想的なローカル信号Ｍ（ｔ_ｎ）との誤差の総和は、以下のように求められる。

ここで、Ｎは、誤差の総和の変化が略無視できる（略安定していると見なせる）時間幅を与える数値である。

ローカル信号Ｌ（ｔ_ｎ）と理想的なローカル信号Ｍ（ｔ_ｎ）との誤差の総和が最小となる振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）は、例えば、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムにより推定できる。

即ち、推定すべきローカル信号を

としたとき、振幅ノイズ、位相ノイズの無い理想的なローカル信号を

とし、振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）を付加するための係数をＷ_ｎとすると、Ａ／Ｄコンバータ１８の出力信号から分離したローカル信号に含まれる振幅ノイズ及び位相ノイズと、ＬＭＳアルゴリズムでは、

とし、次のステップでは、係数Ｗ_ｎ＋１をに更新して、誤差ε（ｔ）を算出する。ここで、Ｗ_０は初期値、Δｔはステップサイズ、μは収束の速さを決めるパラメータである。そして、上述のステップを繰り返し行い、誤差ε（ｔ）の二乗の総和が最小となるときの係数Ｗ_ｎから、振幅ノイズＬ_０（ｔ）及び位相ノイズφ（ｔ）を推定する。

以上説明したように、本実施形態では、ローカル信号を発振するローカル発振器１５と、受信信号とローカル信号とを乗算し、アップコンバート信号及びダウンコンバート信号に周波数変換するミキサ１４と、アップコンバート信号又はダウンコンバート信号のうちの一方を除去するバンドパスフィルタ１７と、ローカル発振器からのローカル信号の周波数を変更して、アップコンバート信号又はダウンコンバート信号と多重化する加算器１６と、ローカル発振器からのローカル信号とアップコンバート信号又はダウンコンバート信号との多重化信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ１８と、Ａ／Ｄコンバータでディジタル化したローカル発振器からのローカル信号とアップコンバート信号又はダウンコンバート信号との多重化信号から、ローカル発振器からのローカル信号を分離し、ローカル発振器からのローカル信号に含まれるノイズ成分を推定するローカル信号ノイズ推定部１９と、ローカル信号ノイズ推定部で推定されたローカル信号のノイズ成分に基づいて、受信信号を補正するノイズ補正部２０と、を備える。

このような構成により、本実施形態では、加算器１６によりＩＦ信号にローカル信号を重畳し、Ａ／Ｄコンバータ１８により、ダウンコンバート信号成分とローカル信号成分とからなるＩＦ信号をディジタル化することで、ディジタル処理により、ローカル信号の振幅ノイズ及び位相ノイズを推定することができる。そして、この推定されたローカル信号の振幅ノイズ及び位相ノイズにより、受信信号を補正することができる。

なお、以上のようなローカル信号のノイズを推定し、補正する処理は、パイロット信号等の信号を受信したときに行うようにしてもよい。また、以上のようなローカル信号のノイズを推定し、補正する処理は、連続的に行う必要はなく、所定の時間間隔毎に行うようにしてもよい。

［第２実施形態］
図３は、本実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。図３に示すように、本実施形態に係る受信装置は、アンテナ１１１と、ＬＮＡ１１２と、バンドパスフィルタ１１３と、ミキサ１１４と、ローカル発振器１１５と、加算器１１６と、バンドパスフィルタ１１７と、Ａ／Ｄコンバータ１１８と、ローカル信号ノイズ推定部１１９と、ノイズ補正部１２０と、分周器１３１とを備えている。アンテナ１１１、ＬＮＡ１１２、バンドパスフィルタ１１３、ミキサ１１４、ローカル発振器１１５、加算器１１６、バンドパスフィルタ１１７、Ａ／Ｄコンバータ１１８、ローカル信号ノイズ推定部１１９、ノイズ補正部１２０は、前述の第１実施形態における、アンテナ１１、ＬＮＡ１２、バンドパスフィルタ１３、ミキサ１４、ローカル発振器１５、加算器１６、バンドパスフィルタ１７、Ａ／Ｄコンバータ１８、ローカル信号ノイズ推定部１９、ノイズ補正部２０と対応している。

この実施形態では、ローカル発振器１１５からのローカル信号は、ミキサ１１４に供給されると共に、分周器１３１を介して、加算器１１６に供給される。このように、加算器１１６に供給されるローカル信号は、分周器１３１を介されることにより分周され、その周波数が下げられる。これにより、加算器１１６に重畳するローカル信号をバンドパスフィルタ１１７の帯域内とすることができ、ダウンコンバート信号とローカル信号とをＩＦ信号に周波数多重化できる。

［第３実施形態］
図４は、本実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。この実施形態では、図４に示すように、アンテナ２１１と、ＬＮＡ２１２と、バンドパスフィルタ２１３と、ミキサ２１４と、ローカル発振器２１５と、加算器２１６と、バンドパスフィルタ２１７と、Ａ／Ｄコンバータ２１８と、ローカル信号ノイズ推定部２１９と、ノイズ補正部２２０と、分周器２３１とを備えている。

前述の第２実施形態では、加算器１１６をミキサ１１４とバンドパスフィルタ１１７との間に配置しているのに対して、この実施形態では、加算器２１６をバンドパスフィルタ２１７の後段に設けるようにしている。この場合には、加算器２１６に重畳するローカル信号は、バンドパスフィルタ２１７の帯域内とする必要がない。この結果、本実施形態では、ダウンコンバート信号とローカル信号とを多重化してＡ／Ｄコンバータ２１８でディジタル化できる周波数とすることができる。

［第４実施形態］
図５は、本実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。図５に示すように、本実施形態に係る受信装置は、アンテナ３１１と、ＬＮＡ３１２と、バンドパスフィルタ３１３と、ミキサ３１４と、ローカル発振器３１５と、加算器３１６と、バンドパスフィルタ３１７と、Ａ／Ｄコンバータ３１８と、ローカル信号ノイズ推定部３１９と、ノイズ補正部３２０と、逓倍器３３２とを備えている。アンテナ３１１、ＬＮＡ３１２、バンドパスフィルタ３１３、ミキサ３１４、ローカル発振器３１５、加算器３１６、バンドパスフィルタ３１７、Ａ／Ｄコンバータ３１８、ローカル信号ノイズ推定部３１９、ノイズ補正部３２０は、前述の第１実施形態における、アンテナ１１、ＬＮＡ１２、バンドパスフィルタ１３、ミキサ１４、ローカル発振器１５、加算器１６、バンドパスフィルタ１７、Ａ／Ｄコンバータ１８、ローカル信号ノイズ推定部１９、ノイズ補正部２０と対応している。

この実施形態では、図５において、ローカル発振器３１５からのローカル信号は、逓倍器３３２を介して、ミキサ３１４に供給されると共に、加算器３１６に供給される。この場合、ローカル発振器３１５からのローカル信号は、バンドパスフィルタ３１７の帯域内にある。そして、ミキサ３１４に供給されるローカル信号は、逓倍器３３２を介されることにより逓倍され、その周波数が上げられる。

［第５実施形態］
図６は、本実施形態に係る受信装置を示すブロック図である。この実施形態では、図６に示すように、アンテナ４１１と、ＬＮＡ４１２と、バンドパスフィルタ４１３と、ミキサ４１４と、ローカル発振器４１５と、加算器４１６と、バンドパスフィルタ４１７と、Ａ／Ｄコンバータ４１８と、ローカル信号ノイズ推定部４１９と、ノイズ補正部４２０と、逓倍器４３２とを備えている。

前述の第４実施形態では、加算器３１６をミキサ３１４とバンドパスフィルタ３１７との間に配置しているのに対して、本実施形態では、加算器４１６をバンドパスフィルタ４１７の後段に設けるようにしている。この場合には、加算器４１６に重畳するローカル信号は、バンドパスフィルタ４１７の帯域内とする必要はなく、ダウンコンバート信号とローカル信号とを多重化してＡ／Ｄコンバータ４１８でディジタル化できる周波数とすればよい。

なお、前述の実施形態では、ローカル信号をＩＦ信号に重畳し、ダウンコンバート信号成分とローカル信号成分とからなるＩＦ信号をディジタル化し、ディジタル処理で、ダウンコンバート信号とローカル信号とを分離し、ローカル信号の振幅ノイズ及び位相ノイズを推定している。このように、同一のＡ／Ｄコンバータで、受信信号とローカル信号とをディジタル化しているため、Ａ／Ｄコンバータのクロックの位相誤差に伴うノイズをキャンセルできる。

Ａ／Ｄコンバータによる位相ノイズの影響を無視できるなら、ＩＦ信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとは別個に、ローカル発振器からのローカル信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを設け、このＡ／Ｄコンバータでディジタル化されたローカル信号から、振幅ノイズ及び位相ノイズを推定し、この推定されたローカル信号のノイズ成分を基に、受信新語のノイズ成分を補正してもよい。

なお、受信装置の全部または一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、更に前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよい。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

１４，１１４，２１４，３１４，４１４：ミキサ
１５，１１５，２１５，３１５，４１５：ローカル発振器
１６，１１６，２１６，３１６，４１６：加算器
１７，１１７，２１７，３１７，４１７：バンドパスフィルタ
１８，１１８，２１８，３１８，４１８：Ａ／Ｄコンバータ
１９，１１９，２１９，３１９，４１９：ローカル信号ノイズ推定部
２０，１２０，２２０．３１２，４２０：ノイズ補正部
１３１，２３１：分周器
３３２，４３２：逓倍器

Claims

ローカル信号を発振するローカル発振器と、
受信信号と前記ローカル信号とを乗算し、アップコンバート信号及びダウンコンバート信号に周波数変換するミキサと、
前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号のうちの一方を除去するバンドパスフィルタと、
前記ローカル発振器からのローカル信号の周波数を変更して、前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号と多重化する加算器と、
前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータでディジタル化した前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号から、前記ローカル発振器からのローカル信号を分離し、前記ローカル発振器からのローカル信号に含まれるノイズ成分を推定するローカル信号ノイズ推定部と、
前記ローカル信号ノイズ推定部で推定されたローカル信号のノイズ成分に基づいて、受信信号を補正するノイズ補正部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
前記ローカル信号ノイズ推定部は、前記分離したローカル信号と理想的なローカル信号とを比較し、前記分離したローカル信号と前記理想的なローカル信号との誤差に基づいて、前記ローカル発振器からのローカル信号に含まれるノイズ成分を推定する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記加算器は、前記バンドパスフィルタの後段に配設する
ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
前記加算器又は前記ミキサには、前記ローカル発振器からのローカル信号を分周又は逓倍した信号を供給することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の受信装置。
受信信号とローカル信号とを乗算し、アップコンバート信号及びダウンコンバート信号に周波数変換し、バンドパスフィルタにより、前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号のうちの一方を除去するようにした受信装置で、前記ローカル信号に含まれるノイズ成分による影響を補正するノイズ補正方法であって、
加算器が、ローカル信号を発振するローカル発振器からのローカル信号の周波数を変更して、前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号と多重化する手順と、
Ａ／Ｄコンバータが、前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する手順と、
ローカル信号ノイズ推定部が、ディジタル信号に変換された前記ローカル発振器からのローカル信号と前記アップコンバート信号又は前記ダウンコンバート信号との多重化信号から、前記ローカル発振器からのローカル信号を分離し、前記ローカル発振器からのローカル信号に含まれるノイズ成分を推定する手順と、
ノイズ補正部が、前記推定されたローカル信号のノイズ成分に基づいて、受信信号を補正する手順と、
を含むことを特徴とするノイズ補正方法。