JP5865393B2 - 同相及び直交（ｉｑ）インバランス推定についての制御可能な周波数オフセット - Google Patents

Description

本発明は、一般に、無線通信に関し、特に、同相（Ｉ：in-phase）及び直交（Ｑ：quadrature）インバランスパラメータ推定のための装置及び方法に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency-division multiplexing）システムに関して言えば、ＩＱインバランスは、端末無線機内部の主な障害源のうちの１つと考えられる。ダイレクトコンバージョン受信機（ＤＣＲ：direct conversion receiver）が適用可能ではない場合、より多くの注意がＩＱインバランスに払われるべきである。これは、例えば、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）（特に、バンド内非隣接ＣＡ）において生じ得る。

ＣＡは、第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）について検討されている。特にＬＴＥ（Long Term Evolution）−Ａｄｖａｎｃｅｄプロジェクトは、１つのバンド内に複数のキャリアが別個に配置されるバンド内非隣接ＣＡを検討する。一般に、この目的のために用いられるユーザ機器（ＵＥ：user equipment）について２つの優れた無線アーキテクチャが存在する：ＤＣＲ及びダブルコンバージョン受信機である。これらの２つの無線アーキテクチャは、それぞれの長所及び短所を有する。ダブルコンバージョン受信機は、複数のキャリアがＲＦミキシングステージ及びＩＦミキシングステージ（の一部）を共有するため、コスト効率の高い及びハードウェア効率の高い実装を可能にする。しかしながら、ダブルコンバージョン受信機の１つの欠点は、ＩＱインバランスの影響をより受けやすいことである。要するに、ダブルコンバージョン受信機は、よりコスト効率の高い及びハードウェア効率の高い実装を代償にして、よりバランスの取れた無線設計を必要とする。

ＩＱインバランスは、局部発振器（ＬＯ：local oscillators）、ミキサ、フィルタ、ＡＤＣ等を備え、バランスを失した（imbalanced）ＲＦ／アナログ回路に由来する。ＲＦ／アナログ回路は、一部の回路パラメータを制御することによって調整され、又はＩＱインバランスは、デジタルベースバンド内のデジタル信号処理によって補償され得る。

本明細書において開示され及び特許請求の範囲に記載される１つ以上の実施形態によれば、少なくとも１つの制御可能な周波数オフセットを用いてデュアルキャリア受信機において既知信号に基づいて同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）インバランス（ＩＱインバランス）パラメータを判定するための方法であって、当該方法は、第１の無線周波数（ＲＦ）キャリア周波数及び当該第１のＲＦキャリア周波数とは異なる第２のＲＦキャリア周波数上に変調された既知信号を受信することと、共通のＲＦ局部発振器（ＬＯ）を用いた、それぞれのＲＦキャリア周波数から中間周波数（ＩＦ）への変換と、キャリア固有のＩＦ ＬＯを用いた、ＩＦからベースバンドへのさらなる変換と、によって、既知信号を第１及び第２のキャリアについてのベースバンド信号にダウンコンバートすることと、制御可能な周波数オフセットは、ＬＯを通じてＲＦからＩＦ及びＩＦからベースバンドのうちの少なくとも１つの変換の一部として用いられることと、第１及び第２のキャリアについてのベースバンド信号から任意の制御可能な周波数オフセットを除去して、第１及び第２のキャリアの受信信号の表現を生成することと、最小二乗推定値を用いて第１及び第２のキャリアの受信信号の各表現についてＩＱインバランスパラメータを導くことと、を含む、方法が説明される。

本明細書において開示され及び特許請求の範囲に記載される１つ以上の実施形態によれば、受信される既知信号から同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）インバランス（ＩＱインバランス）パラメータを計算するためのユーザ機器であって、当該ユーザ機器は、第１及び第２の無線周波数（ＲＦ）上に変調された既知信号を受信し、及び導入される周波数オフセットを用いて上記受信される既知信号の表現を生成するように動作可能なデュアルキャリア受信機と、
上記受信される既知信号の上記表現を受信し、及び最小二乗推定値に応じてＩＱインバランスパラメータを生成するように動作可能なＩＱインバランスパラメータ推定器回路と、
を備える、ユーザ機器が説明される。

ユーザ機器（ＵＥ）と無線キャリアとの間のインタラクションを図示する。 デュアルキャリア受信のための従来のダブルコンバージョン受信機を図示する。 ＵＥの少なくとも一部の例示的な実施形態を図示する。 例示的な受信機の詳細である。 デュアルキャリア受信機及び制御可能な周波数オフセットを用いてＩＱインバランスパラメータを判定する例示的な方法を図示する。 ベースバンド信号へダウンコンバートする方法の例示的な実施形態を図示する。 異なるセルＩＤを有するＩＱインバランス推定ファクタを図示する。 同じセルＩＤ及び制御可能な周波数オフセットを有するＩＱインバランス推定誤差ファクタを図示する。

図１は、ユーザ機器（ＵＥ）と無線キャリアとの間のインタラクションを図示する。この図において、キャリア１ １０１及びキャリア２ １０３の各々は、ＵＥ１０５に無線信号を送信する。残念ながら、送信されるキャリア信号がＵＥ１０５によって受信される信号と同じであることは、あるとしても稀である。また、ＵＥ１０５自体が、ＩＱインバランスを通じて信号差を導入し得る。当該ＩＱインバランスは、上記に詳述したように、局部発振器（ＬＯ）、ミキサ、フィルタ、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）等を備える（ただし、これらに限定されない）、バランスを失した無線周波数（ＲＦ）／アナログ回路に由来し得る。ＲＦ／アナログ回路は、回路パラメータを制御することによって調整され、又はＩＱインバランスは、デジタルベースバンド内のデジタル信号処理によって補償され得る。ＩＱインバランスのデジタル補償は、アナログキャリブレーションに比して多くの利点を有する。例えば、原則として、デジタル補償は、無線とデジタルベースバンドとの間に特別なインタフェースを必要としないため、任意の無線機で作動することができる。ＩＱインバランス補償の主な利点は、ＩＱインバランスに課される設計要件を緩和すること（又は、同じ無線機を仮定すると、受信機の性能を改善すること）である。

ＩＱインバランスのデジタル補償は、２つのステップを有する：インバランス推定及びインバランス補償である。インバランス推定を通じて、例えば他の予期される信号のパイロット、テストなどの既知信号に基づくＩＱインバランスに関連するパラメータが推定される。これらの推定値は、受信キャリア信号におけるＩＱインバランスの影響を最小限にするために、補償ロジック又は補償回路によって用いられる。無線ダウンリンク（ＤＬ）について、テスト信号は、ユーザ機器（ＵＥ）内部で生成され、受信機に投入される。パイロット信号は、ｅＮｏｄｅＢによって生成され、ＵＥによって無線で受信される。パイロットベースのＩＱインバランス推定は、（無線及びデジタルベースバンド双方の）付加的なハードウェア及び関連付けられるインタフェースを回避することが可能であるという点において有益である。

ＬＴＥ ＤＬについて、パイロット信号は、リファレンスシンボル（ＲＳ）又は同期チャネル（ＳＣＨ：synchronization channel）であってもよい。ＲＳは、物理ダウンリンク共有チャネル（PDSCH：physical downlink shared channel）の復調を支援し、それ故に、ＲＳは、時間、周波数及び空間にわたり拡散される。しかしながら、ＲＳは、（「櫛形パイロット」としても知られる）直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル内でＰＤＳＣＨに埋め込まれる（co-mingled）ため、ＲＳをＩＱインバランス推定について利用することは困難である。他方、ＳＣＨはＰＤＳＣＨとは別個であり（これは「ブロックタイプパイロット」と呼ばれる）、及び（セルサーチはＳＣＨに基づくため）ＳＣＨの受信は常にＰＤＳＣＨに先行するので、ＳＣＨは、一般に、ＩＱインバランス推定の観点からより好都合である。

デュアルキャリア受信のための従来のダブルコンバージョン受信機は、図２に示される。この図においてＫ_ｉ、Ｊ_ｉ ^＋、及びＪ_ｉ ⁻によって表されるＩＱインバランスパラメータは、一般に複素数であり、ゲイン及び同相と直交位相との位相インバランスによって判定される。これらの変数及び本説明全体にわたる変数に関して、上付き文字は、キャリアを表す（＋はキャリア１、−はキャリア２について用いられる）。無線機のバランスが完全に取れている場合、Ｋ_１＝Ｊ_１ ^＋＝Ｊ_１ ⁻＝１、且つ、Ｋ_２＝Ｊ_２ ^＋＝Ｊ_３ ^＋＝Ｊ_４ ^＋＝Ｊ_２ ⁻＝Ｊ_３ ⁻＝Ｊ_４ ⁻＝０である。

第１のキャリアについてのＩＦミキシングに関連するＪ個のＩＱインバランスパラメータは、以下のように定義される。

第２のキャリアについてのＪ個のＩＱインバランスパラメータは、以下の通りである。

ＩＦミキシングのゲインインバランスは、ｈ_１、ｈ_２及びｈ_３によって表され、ＩＦミキシングの位相インバランスは、θ_１、θ_２及びθ_３によって表される。

ＲＦミキシングに関連するＫ個のＩＱインバランスパラメータは、以下のように定義される。

Ｋ個の値において、ｇ及びφは、それぞれＲＦミキシングのゲイン及び位相インバランスを表す。

デジタル補償は、デジタルベースバンドのＯＦＤＭ処理の後に実行されるため、ＯＦＤＭ後のベースバンド信号を観測することは、ＩＱインバランス推定のための手段を提供する。これについての（雑音を含まない）例示的な信号モデルは、

であり、ここで、Ｙ_ｎ ^＋（又はＹ_ｎ ⁻）は、第１の（又は第２の）キャリアのｎ番目のサブキャリアの受信信号を表し、Ｘ_ｎ ^＋（又はＸ_ｎ ⁻）は、第１の（又は第２の）キャリアのｎ番目のサブキャリアの送信信号を表し、Ｈ_ｎ ^＋（又はＨ_ｎ ⁻）は、第１の（又は第２の）キャリアのｎ番目のサブキャリアのチャネル係数を表し、Ｐ_ｉ ^＋（又はＰ_ｉ ⁻）は、ＩＱインバランスパラメータを表す。Ｐ_ｉ ^＋（又はＰ_ｉ ⁻）はＫ_ｉ、Ｊ_ｉ ^＋、及びＪ_ｉ ⁻に関連することに留意されたい。

しかしながら、等式（１）において提示される推定問題は、等式の数（４個）が未知数の数（１６個）よりも小さいため、劣決定である。この例示的なシステムモデルを時間及び／又は周波数において拡張することは、理想的なチャネル係数及びＩＱインバランスパラメータを仮定することによって達成され得る。当該仮定の下、４つの隣接サブキャリア全ては、同じチャネル及びＩＱインバランスを経験し、及び等式（１）の周波数領域拡張は、以下のように表されることができる。

ここで、Ｘ_ｎは、受信機に送信される信号であり、以下のように定義される。

結果として、

の最小二乗推定値は、以下のように与えられる。

留意する価値があることは、Ｘ_ｎが正則（non-singular）である場合、即ち、逆行列が存在する場合のみ、この推定が適用可能であることである。さらに、等式（１）に雑音が含まれる状態で、推定誤差は、

の対角要素に比例する。しかしながら、以下の議論において前提とされる点として、理解を簡単にするために、雑音無しのより単純な変形が、等式（１）のＩＱインバランス行列の第１の行の推定値を詳細化することになる。残りの行について、最小二乗推定値は同様に取得される。一旦ＩＱインバランスパラメータが推定されると、インバランス補償が後に続く。

ＩＱインバランスのデジタル補償の性能は、インバランス推定に大きく依存し、及び、残念ながら、良好な推定品質は、幾つかの理由により常に保証されるわけではない。主な理由は、既知信号がインバランス推定のために必ずしも最適化されていないことがあるためである。

例えば、ＬＴＥ ＤＬの場合において、各キャリアのＳＣＨは、セルＩＤから導かれ、セルＩＤの選択は、運用者のセルプランニング次第である。それ故に、同じセルの２つのキャリアが同じセルＩＤを用い、従って、同じＳＣＨを用いることがあり得る。この場合において、Ｘ_ｎの最初の列は第３の列と同じである一方、第２の列は第４の列と同じである。これは、Ｘ_ｎがランク２であり、従って、特異であることを意味する。換言すれば、推定問題は、なお劣決定である。

さらに、時間領域拡張も役に立たない。インバランス推定についての観測がＰＳＳ及びＳＳＳの両方に為される場合でも、ＰＳＳ及びＳＳＳの双方は同じセルＩＤから導かれ、従って、Ｘ_ｎはランク２であるため、なお劣決定である。

ユーザ機器
図３は、ＵＥ１０５の少なくとも一部の例示的な実施形態を図示する。このＵＥは、後に詳述されるように、そのＲＦ ＬＯ及び／又はＩＦ ＬＯに周波数オフセットを導入するデュアルキャリア受信のための従来のダブルコンバージョン受信機の使用を通じてＩＱインバランスパラメータを判定する。この受信器３０１の出力は、ＩＱインバランスパラメータを生成するＩＱインバランスパラメータ推定器回路３０５によって、実装に依存して直接又は何らかの後処理の後に評価される。

ＵＥ１０５は、ＲＦ信号ｒ（ｔ）を受信し、当該ｒ（ｔ）は、以下のように表される。

ここで、ｒ_１（ｔ）及びｒ_２（ｔ）は、それぞれキャリア１及びキャリア２上に変調されるベースバンド信号である。キャリア１及びキャリア２は、それぞれ中心周波数（ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＩＦ）及び（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＩＦ）を有することに留意されたい。つまり、中間周波数は第１のキャリア周波数と第２のキャリア周波数との間の差の半分となるように選択される。

ＲＦ信号は、アンテナ（図示せず）によって受信され、及び制御可能な周波数オフセット受信器３０１に渡される。この受信器３０１の詳細は、図４に関して詳細に議論されるであろう。上記に示唆されたように、この受信器３０１は、そのＲＦ ＬＯ及び／又はＩＦ ＬＯに制御可能な周波数オフセットを導入して、前述した推定問題を回避する。具体的には、キャリアのサブキャリア間隔の倍数、例えば整数倍、だけ受信器のＬＯの周波数のシフトが為される。いくつかの実施形態において、所望のキャリアがＩＱインバランス補償の後に（たとえあるとしても）あまり多くのオフセットを経験しないように、この導入される制御可能な周波数は、（例えば、デジタルフロントエンドにおけるデジタルミキサを用いて）ＡＤＣ演算が実行された後に補償される。

同じセルＩＤ（又は、等価的に、同じＳＣＨ）が全てのＣＣについて用いられる場合であっても、ＲＦ ＬＯ及び／又はＩＦ ＬＯの周波数シフトに依存して、パイロット行列（Ｘ_ｎ）をフルランク（正則）とし、ＩＱインバランスパラメータを推定することが可能である。

いくつかの実施形態において、制御可能な周波数オフセット受信器３０１は、メモリ３１１から、ＲＦ ＬＯ及びＩＦ ＬＯそれぞれについての制御可能な周波数オフセットδを受け取る。言うまでもなく、このオフセットは、受信器３０１に記憶されてもよい。受信器３０１のいくつかの実施形態によれば、この制御可能な周波数オフセットは、導入されるオフセットを相殺するためにデジタルミキサにおいても用いられる。

受信器３０１の出力は、当該受信器がデジタルミキサを備えるか否かに依存する。デジタルミキサが存在する場合、出力は、周波数オフセット無しのサブキャリアの受信信号である。これは、以下でＹと呼ばれる。デジタルミキサが存在しない場合、受信器３０１の出力は、キャリアのベースバンド信号であり、あるいは以下のｙである。デジタルミキサを用いて周波数オフセットを補償する代わりに、ＯＦＤＭプロセッサ３０３が、周波数領域において、即ちＦＦＴ後に、補償を調整する。

いずれの場合においても、Ｙは、ＩＱインバランスパラメータ（Ｐ）を生成するＩＱインバランスパラメータ推定器回路３０５に供給される。この生成の詳細は、後述される。

補償回路３０７は、ＰとＹに含まれる（又は、メモリ３１１によって提供される）既知の送信信号Ｘの逆行列とを取り込み、及びＩＱインバランス無しの受信信号を生成する。上記コンポーネントの全てではないにしろ多くが、プロセッサ３０９によって制御される。また、いくつかの実施形態においては「回路」とラベリングされるが、上記は、プロセッサにおいて実行されるソフトウェアルーティン又は何らかの他の種類のロジックである。

図４は、制御可能な周波数オフセットを用いてＩＱインバランスパラメータの判定を支援するデュアルキャリア受信のためのダブルコンバージョン受信機の例示的な実施形態を図示する。この既知のＲＦ信号は、制御可能な周波数オフセット（δ_ＲＦ）を含む既知信号の周波数変換バージョンＲＦ ＬＯと共にＲＦミキサ４０１に供給される。ＲＦ ＬＯは、以下のように表される。

いくつかの実施形態において、δ_ＲＦは、４又は５などの整数である。

このＬＯ４０１の出力は、キャリア固有のＩＦ ＬＯを用いるミキサに渡される。図において、「上段（top）」は、キャリア１に関連付けられ、２つのＩＦミキサ４０３及び４０７と、複素共役生成器４０５と、加算器４０９と、を備える。ミキサ４０３は、既知信号の周波数変換バージョンをＩＦ ＬＯ

とミキシングする。ここで、

である。いくつかの実施形態において、δ_ＩＦは、２又は３などの整数である。ミキサ４０１の出力は、複素共役生成器４０５にも入力され、当該複素共役生成器４０５の出力は、ミキサ４０７に他のＩＦ ＬＯ

と共に供給される。ここで、

である。ＩＦミキサ４０３及び４０７の出力は、第１のキャリアについてのベースバンド信号（ｙ）を生成するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１１に供給される。アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）４１３は、ベースバンド信号を受け取り、当該ベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換する。

いくつかの実施形態において、受信機は、デジタルベースバンド信号からの導入されるオフセットの影響を除去し又は最小限にするためのデジタルフロントエンドも有するであろう。デジタルフロントは、当該デジタル信号を取り入れ及び当該デジタル信号にＬＯを適用するためのミキサ４１５を含む。いくつかの実施形態において、ミキサ４１５に適用されるＬＯは、以下のように表される。

ここで、μ_ＲＦ及びμ_ＩＦは、デジタルミキサの周波数オフセットを表し、これらの周波数オフセット値は、サブキャリア間隔の整数倍として与えられる。例えば、いくつかの実施形態において、μ_ＲＦ＝δ_ＲＦＴ、及び、μ_ＩＦ＝δ_ＩＦＴである。ここで、Ｔは、巡回プレフィックスを除いたＯＦＤＭシンボルの持続時間、即ちサブキャリア間隔の逆値である。ＬＴＥにおいて、Ｔは１５ｋＨｚである。このミキサ４１５の出力は、キャリア１のｎ番目のサブキャリアの受信信号であり、あるいは

である。

他の実施形態において、ミキサの代わりに、ＯＦＤＭ処理部が、周波数領域において、即ちＦＦＴ後に、サブキャリアインデックスを同じ量だけ調整する。ＯＦＤＭ処理部は、受信器３０１の内部にあっても又は外部にあってもよい。

第２のキャリア、即ちキャリア２も、ＲＦミキサ４０１の出力を受け取る。図において、これは「下段（bottom）」パスであり、当該パスは、２つのＩＦミキサ４１７及び４３２と、複素共役生成器４１９と、加算器４２３と、を備える。ミキサ４１７は、既知信号の周波数変換バージョンをＩＦ ＬＯ

とミキシングする。ここで、

である。この信号において、ＩＦミキシングのゲインインバランスは、ｈ_１、ｈ_２及びｈ_３によって表され、ＩＦミキシングの位相インバランスは、θ_１、θ_２及びθ_３によって表される。ミキサ４０１の出力は、複素共役生成器４１９にも入力され、当該複素共役生成器４１９の出力は、別のＩＦ ＬＯ

と共にミキサ４２１に供給される。ここで、

である。ＩＦミキサ４１７及び４２１の出力は、加算器４２３に供給され、当該加算器４２３は、第２のキャリアについてのベースバンド信号（ｙ）を生成するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１１に値を渡す。アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）４２５は、ベースバンド信号を受け取り、当該ベースバンド信号をデジタル信号に変換する。

いくつかの実施形態において、受信器は、第２のキャリアについてのデジタルベースバンド信号からの導入されるオフセットの影響を除去し又は最小限にするためのデジタルフロントエンドを有するであろう。デジタルフロントは、当該デジタル信号を取り込み、当該デジタル信号にＬＯを適用するためのミキサ４２９を備える。いくつかの実施形態において、ミキサ４２９に適用されるＬＯは、以下のように表される。

このミキサ４２９の出力は、キャリア２のｎ番目のサブキャリアの受信信号であり、あるいは

である。

他の実施形態において、ミキサの代わりに、ＯＦＤＭ処理部が、周波数領域において、即ちＦＦＴ後に、サブキャリアインデックスを同じ量だけ調整する。ＯＦＤＭ処理部は、受信器３０１の内部にあっても又は外部にあってもよい。

デジタルミキサ又はＯＦＤＭ処理部が周波数オフセットを完全に補償すると仮定すると、図３における受信器に対応する信号モデルは、以下のように与えられる。

４つの隣接するサブキャリアが同じチャネル及びＩＱインバランスを経験すると仮定すると、（７）の周波数領域拡張は、以下のように表されることができる。

ここで、Ｘ’_ｎは、以下のように定義されるパイロット行列である。

結果として、

の最小二乗推定値は、以下のように与えられる。

従って、ＩＱインバランスパラメータ推定器回路３０５は、既知信号の逆行列と制御可能な周波数オフセット受信器３０１の出力とを用いて、ＩＱインバランスパラメータを発見することができる。

２つのキャリアが同じＳＣＨを用いる場合、即ちＸｎ^＋＝Ｘｎ⁻の場合でも、Ｘ’_ｎは、（μ_ＲＦ及びμ_ＩＦの双方が非ゼロである場合）正則であり得ることに留意する。図４は、ＰＳＳが双方のキャリアについてのパイロット信号として用いられる場合のＬＴＥ ＤＬについての推定誤差を示す。例示されるように、制御可能な周波数オフセットは、異なるセルＩＤを有する２つのキャリアについての推定誤差ファクタを比較可能にする。

例示的な方法
図５は、デュアルキャリア受信器及び制御可能な周波数オフセットを用いて、ＩＱインバランスパラメータを判定する例示的な方法を図示する。５０１において、第１の無線周波数（ＲＦ）キャリア周波数及び当該第１のＲＦキャリア周波数と異なる第２のＲＦキャリア周波数上に変調されたパイロット信号又はテスト信号などの既知信号が受信される。上述された内容の観点でいうと、ｒ（ｔ）が受信される。

５０３において、共通のＲＦ局部発振器（ＬＯ）を用いた、第１のキャリア及び第２のキャリアそれぞれのＲＦキャリア周波数から中間周波数（ＩＦ）への変換と、キャリア固有のＩＦ ＬＯを用いた、ＩＦからベースバンドへのさらなる変換と、によって、既知信号は、第１のキャリア及び第２のキャリアについてのベースバンド信号にダウンコンバートされ、制御可能な周波数オフセットは、ＬＯを通じたＲＦからＩＦ及びＩＦからベースバンドのうちの少なくとも１つの変換の一部として用いられる。前述の議論に関連して、ベースバンド信号ｙは、このステップにおいて生成される。

５０５において、導入される如何なる制御可能な周波数オフセットも、第１のキャリア及び第２のキャリアについてのベースバンド信号から除去されて、第１のキャリア及び第２のキャリアの受信信号の表現が生成される。この時点において、信号は、上述されたＹとなるであろう。

５０７において、ＩＱインバランスパラメータは、最小二乗推定値を用いて第１のキャリア及び第２のキャリアの受信信号Ｙの各表現について導かれる。これは上記等式（６）の適用である。

図６は、ベースバンド信号へダウンコンバートする方法の例示的な実施形態を図示する。６０１において、受信信号は、ＲＦ ＬＯと（ミキサ４０１などの）ＲＦミキサにおいてミキシングされ、これは図４に例示され及び上記で定義された周波数変換後の受信信号である。

６０３の処理において、このミキサの出力は、双方のキャリアについてのＩＦミキシングステージにおいて受け取られる。各キャリアについて、ＲＦミキサの結果は、当該キャリアの２つのＩＱインバランスパラメータを含むＩＦ ＬＯと第１のＩＦミキサ（即ち、４０３）においてミキシングされる。ＲＦミキサの結果は、複素共役ユニット（即ち、４０５）も通過し、当該結果の複素共役が生成される。この複素共役は、当該キャリアのその他２つの１Ｑインバランスパラメータのミラーを含むＩＦ ＬＯと第２のミキサ（即ち、４０７）においてミキシングされる。双方のＩＦミキサの結果は、加算器（即ち、４０９）によって加算される。

６０５において、各キャリアについて、上記加算の結果にローパスフィルタが適用されて、当該キャリアのベースバンド信号が取得される。

例示的な変形
前述したように、いくつかの実施形態において、デジタルフロントエンドのデジタルミキサは、導入された周波数オフセットを除去するために用いられる。他の実施形態において、デジタルミキサを用いて周波数オフセットについて補償する代わりに、デジタルベースバンドのＯＦＤＭ処理が、周波数領域において、即ちＦＦＴ後に、サブキャリアインデックスを同じ量だけ調整する。

周波数オフセットを導入することの１つの潜在的な論点は、ＩＦミキシングステージのＤＣオフセットの影響である。ＤＣオフセットはヌルサブキャリアではなく所望の信号のデータサブキャリアに位置するため、ＩＦ ＬＯの周波数オフセットは、受信器の性能に影響を及ぼし得る。しかしながら、ＤＣオフセットの問題は、（ＤＣＲの場合におけるＲＦミキシングステージとは対照的に）ＩＦミキシングステージに由来するため、ダイレクトコンバージョン受信機（ＤＣＲ）についてのそれと同じくらいまで深刻ではないであろう。さらに、以下のうちの１つを行うことによってＤＣオフセットの影響を軽減することが可能である。第１に、ＲＦ ＬＯをＩＦ ＬＯと同じ量だけ（同じ／反対方向へ）シフトすること。例えば、μ_ＲＦ＝μ_ＩＦである場合、キャリアのうちの一方は如何なるＤＣオフセットも経験しない（一方で、他方のキャリアは依然としてＤＣオフセットを経験する）。同様に、μ_ＲＦ＝−μ_ＩＦである場合、他方のキャリアは、如何なるＤＣオフセットも経験しない。第２に、ＳＣＨの受信期間中に、前述したように、ＲＦ ＬＯ及び／又はＩＦ ＬＯに周波数オフセットを導入すること。一旦ＳＣＨを用いてＩＱインバランスパラメータが推定されると、ＬＯの周波数オフセットを除去すれば（μ_ＲＦ＝μ_ＩＦ＝０）、ＰＤＳＣＨの受信期間中に、受信機が図２における従来の受信機のように機能する。一般に、ＩＱインバランスは、ＬＯの周波数オフセットが変更されても（比較的小さなシフト、例えばサブキャリア間隔、であるため）ほぼ一定を保つ。

ターボ符号及びＬＤＰＣ符号といった誤り訂正符号が適用される場合、全てのデータサブキャリアの信頼度は、計算され及びデコーダに提供される。（導入される周波数オフセットに起因する）ＤＣオフセットによって乱されるデータサブキャリア（又はデータサブキャリアのセット）の信頼度を考慮することによって、受信機の性能へのＤＣオフセットの影響を軽減することが可能である。例えば、各データサブキャリアの対数尤度比（ＬＬＲ：log-likelihood ratio）が信頼度の指標として用いられることができる。ＤＣオフセットを未知の（確率）変数としてモデリングすることによって、ＤＣオフセット周辺のデータサブキャリアのＬＬＲは、ＤＣオフセットが存在しない場合よりもゼロに近くなる。それ故に、ＤＣオフセットによって乱されたデータサブキャリアの、デコーディング処理への寄与はより少なくなり、当該データサブキャリアは、残りのデータサブキャリアによって回復されることができる。

様々な周波数オフセットの導入は、様々な推定誤差ファクタにつながり得る。結果として、周波数オフセットを制御して、ユーザ帯域幅のある部分の推定精度を改善することが可能である。これは、ユーザ帯域幅のある部分が周波数依存のＩＱインバランスを経験し、従って、帯域幅全体にわたってＩＱインバランスパラメータを平均することによってＩＱインバランスパラメータを推定することが不可能である場合に特に有用である。

図７は、異なるセルＩＤを有するＩＱインバランス推定ファクタを図示する。これは、ＰＳＳがパイロット信号として用いられる場合の、ＬＴＥ ＤＬについての推定誤差ファクタを示す。

図８は、同じセルＩＤ及び制御可能な周波数オフセットを有するＩＱインバランス推定ファクタを図示する。これは、ＰＳＳがキャリアの双方についてのパイロット信号として用いられる場合の、ＬＴＥ ＤＬについての推定誤差を示す。制御可能な周波数オフセットは推定誤差ファクタを異なるセルＩＤを有する２つのキャリアについての推定誤差ファクタと比較可能にすることが示される。

本発明は、言うまでもなく、本発明の本質的な特性から逸脱することなく、本明細書に具体的に述べられた手法以外の手法において実行され得る。本実施形態は、あらゆる点において例示的であって限定的ではないとみなされるべきであり、添付の特許請求の範囲の意味及び均等の範囲内におさまるあらゆる変更は、当該特許請求の範囲に包含されることが意図される。

Claims (16)

1. 少なくとも１つの制御可能な周波数オフセットを用いてデュアルキャリア受信機において既知信号に基づいて同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）インバランス（ＩＱインバランス）パラメータを判定するための方法であって、当該方法は、
   第１の無線周波数（ＲＦ）キャリア周波数及び当該第１のＲＦキャリア周波数とは異なる第２のＲＦキャリア周波数上に変調された既知信号を受信することと、
   共通のＲＦ局部発振器（ＬＯ）を用いた、それぞれの前記ＲＦキャリア周波数から中間周波数（ＩＦ）への変換と、キャリア固有のＩＦ ＬＯを用いた、ＩＦからベースバンドへのさらなる変換と、によって、前記既知信号を第１及び第２のキャリアについてのベースバンド信号にダウンコンバートすることと、制御可能な周波数オフセットが前記ＬＯを通じてＲＦからＩＦ及びＩＦからベースバンドのうちの少なくとも１つの変換の一部として用いられることと、
   前記第１及び第２のキャリアについての前記ベースバンド信号から任意の制御可能な周波数オフセットを除去して、前記第１及び第２のキャリアの受信信号の表現を生成することと、
   最小二乗推定値を用いて前記第１及び第２のキャリアの前記受信信号の各表現についてＩＱインバランスパラメータを導くことと、
   を含む、方法。
2. 前記制御可能な周波数オフセットは、ＲＦ ＬＯを用いた、ＲＦからＩＦへの前記変換に導入される、請求項１に記載の方法。
3. 前記制御可能な周波数オフセットは、ＩＦ ＬＯを用いた、ＩＦからベースバンドへの前記変換に導入される、請求項１に記載の方法。
4. 前記制御可能な周波数オフセットは、ＲＦ ＬＯを用いた、ＲＦからＩＦへの前記変換と、ＩＦ ＬＯを用いた、ＩＦからベースバンドへの前記変換と、に導入される、請求項１に記載の方法。
5. 前記制御可能な周波数オフセットは、前記ＲＦ ＬＯの機能及び前記ＩＦ ＬＯの機能について同じである、請求項４に記載の方法。
6. 前記既知信号が同期（ＳＣＨ）信号である場合のみ、前記制御可能な周波数オフセットは、非ゼロ値である、請求項１に記載の方法。
7. 前記既知信号が物理ダウンリンク共有チャネル（ＰＤＳＣＨ）信号である場合、前記制御可能な周波数オフセットは、ゼロである、請求項６に記載の方法。
8. 前記制御可能な周波数オフセットは、導入される任意の制御可能な周波数オフセットの整数倍である周波数オフセットを含むデジタルミキサＬＯを受け取るミキサを備えるデジタルフロントエンドを用いて除去される、請求項１に記載の方法。
9. 前記制御可能な周波数オフセットは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いて除去される、請求項１に記載の方法。
10. 前記既知信号は、前記デュアルキャリア受信機によって無線で受信されるパイロット信号である、請求項１に記載の方法。
11. 前記既知信号は、前記デュアルキャリア受信機を収容するユーザ機器の内部に記憶されるテスト信号である、請求項１に記載の方法。
12. 受信される既知信号から同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）インバランス（ＩＱインバランス）パラメータを計算するためのユーザ機器であって、当該ユーザ機器は、
    第１及び第２の無線周波数（ＲＦ）上に変調された既知信号を受信し、及び導入される周波数オフセットを用いて前記受信される既知信号の表現を生成するように動作可能なデュアルキャリア受信機と、
    前記受信される既知信号の前記表現を受信し、及び最小二乗推定値に応じてＩＱインバランスパラメータを生成するように動作可能なＩＱインバランスパラメータ推定器回路と、
    を備え、
    前記デュアルキャリア受信機は、
    前記既知信号を受信し、当該既知信号をＲＦ局部発振器とミキシングして第１の結果を生成するように動作可能なＲＦミキサと、
    前記ＲＦミキサから前記第１の結果を受け取り、及び当該第１の結果をＩＦ ＬＯとミキシングして出力を生成するように動作可能な第１のＩＦミキサ、
    前記ＲＦミキサから前記第１の結果を受け取り、及び当該第１の結果の複素共役を生成するように動作可能な第１の複素共役ユニット、
    前記複素共役ユニットから前記第１の結果の前記複素共役を受け取り、及び当該第１の結果の当該複素共役をＩＦ ＬＯとミキシングして出力を生成するように動作可能な第２のＩＦミキサ、
    前記第１及び第２のＩＦミキサの前記出力を加算するように動作可能な第１の加算器、及び
    前記第１及び第２のＩＦミキサの加算された出力を受け取り、及び前記既知信号のベースバンド表現を生成するように動作可能な第１のローパスフィルタ、
    を含む、第１の中間周波数（ＩＦ）ミキシングステージと、
    前記ＲＦミキサから前記第１の結果を受け取り、及び当該第１の結果をＩＦ ＬＯとミキシングして出力を生成するように動作可能な第３のＩＦミキサ、
    前記ＲＦミキサから前記第１の結果を受け取り、及び当該第１の結果の複素共役を生成するように動作可能な第２の複素共役ユニット、
    前記複素共役ユニットから前記第１の結果の前記複素共役を受け取り、及び当該第１の結果の当該複素共役をＩＦ ＬＯとミキシングして出力を生成するように動作可能な第４のＩＦミキサ、
    前記第３及び第４のＩＦミキサの前記出力を加算するように動作可能な第２の加算器、及び
    前記第３及び第４のＩＦミキサの加算された出力を受け取り、及び前記既知信号のベースバンド表現を生成するように動作可能な第２のローパスフィルタ、
    を含む、第２のミキシングステージと、
    を備え、
    前記ＲＦ ＬＯ又は前記ＩＦ ＬＯのうちの少なくとも１つは、周波数オフセットを含む、
    ユーザ機器。
13. 前記デュアルキャリア受信機は、
    ＲＦ ＬＯ又はＩＦ ＬＯの任意の周波数オフセットを除去するように動作可能なデジタルフロントエンド、
    をさらに備える、請求項１２に記載のユーザ機器。
14. ＲＦ ＬＯ又はＩＦ ＬＯの任意の周波数オフセットを除去するように動作可能な直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）回路、
    をさらに備える、請求項１２に記載のユーザ機器。
15. 前記既知信号を記憶するためのメモリ、
    をさらに備える、請求項１２に記載のユーザ機器。
16. 前記ＲＦ ＬＯ又は前記ＩＦ ＬＯの前記周波数オフセットを記憶するためのメモリ、
    をさらに備える、請求項１２に記載のユーザ機器。

Images