KR101884492B1

KR101884492B1 - 동상 및 직교(ｉｑ) 불균형 추정을 위한 제어 가능한 주파수 오프셋

Info

Publication number: KR101884492B1
Application number: KR1020137020269A
Authority: KR
Inventors: 체스터 박; 짐 스벤슨
Original assignee: 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Priority date: 2010-12-31
Filing date: 2011-12-06
Publication date: 2018-08-01
Also published as: EP2659636A1; WO2012090097A1; US20140348272A1; CN103262488B; US8842779B2; JP2014502816A; US20120170629A1; KR20130133827A; EP2659636B1; JP5865393B2; US20130343492A1; US8548096B2; US9077603B2; CN103262488A

Abstract

IQ 불균형 파라미터들을 결정하기 위한 방법들 및 사용자 장치의 실시예들이 기술된다. 몇몇 실시예들에서, 적어도 하나의 제어 가능한 주파수 오프셋을 사용하여, 이중 캐리어 수신기 내의 알려진 신호에 기초하여, 동상(I) 및 직교(Q) 불균형(IQ imbalance) 파라미터를 결정하기 위한 방법은, 제1 RF(radio frequency) 캐리어 주파수 및 제1 RF 캐리어 주파수와 상이한 제2 RF 캐리어 주파수 상에 변조된 알려진 신호를 수신하는 단계; 공통 RF LO(local oscillator)를 사용하여 각각의 RF 캐리어 주파수들로부터 중간 주파수(IF)로 변환하고, 캐리어 특정 IF LO들을 사용하여 IF로부터 기저대역으로 추가 변환함으로써, 알려진 신호를 제1 및 제2 캐리어에 대한 기저대역 신호로 하향 변환하는 단계 - 제어 가능한 주파수 오프셋은 LO들을 통한, 적어도 하나의 RF에서 IF로의 변환 및 IF에서 기저대역으로의 변환 중 적어도 하나의 변환의 일부로서 사용됨 -; 제1 및 제2 캐리어들의 수신 신호들의 표현을 생성하기 위해 제1 및 제2 캐리어들에 대한 기저대역 신호로부터 임의의 제어 가능한 주파수 오프셋을 제거하는 단계; 및 최소 제곱 추정치를 사용하여 제1 및 제2 캐리어들의 수신 신호들의 각각의 표현에 대해 IQ 불균형 파라미터들을 도출하는 단계를 포함한다.

Description

동상 및 직교(ＩＱ) 불균형 추정을 위한 제어 가능한 주파수 오프셋{CONTROLLABLE FREQUENCY OFFSET FOR INPHASE AND QUADRATURE (IQ) IMBALANCE ESTIMATION}

본 발명은 통상적으로 무선 통신과, 특히 동상(in-phase; I) 및 직교(quadrature; Q) 불균형 파라미터(parameter) 추정을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency-division multiplexing; OFDM) 시스템에 관하여, IQ 불균형은 단말 무선기(terminal radios) 내부의 주요 감손원(impairment source) 중 하나로서 간주된다. 직접 변환 수신기(direct conversion receiver)가 적용 가능하지 않을 때, IQ 불균형에 더 많은 주의를 기울여야 한다. 예컨대 이는 캐리어 집성(carrier aggregation; CA)(특히, 대역내 비인접 CA(intra-band non-contiguous CA))에서 일어날 수 있다.

CA는 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에 대해 고려되고 있다. 특히 LTE-어드밴스드 프로젝트(Long Term Evolution-Advanced project)는 다수의 캐리어가 대역 내에서 떨어져서 위치하는 대역내 비인접 CA를 고려한다. 통상적으로, 이 목적을 위해 사용되는 사용자 장치(user equipment; UE)를 위한 두 개의 주요 무선기 아키텍처(radio architecture)들이 있다: DCR들 및 이중 변환 수신기(double conversion receiver)들. 이 두 개의 무선기 아키텍처는 자체의 장단점을 가진다. 이중 변환 수신기는 다수의 캐리어가 RF 믹싱 스테이지(RF mixing stage) 및 IF 믹싱 스테이지(의 일부)를 공유하기 때문에, 비용 효율적이고 하드웨어 효율적인 구현이 가능하다. 그러나, 이중 변환 수신기의 한 가지 결점은 그것이 IQ 불균형에 더욱 취약하다는(susceptible) 것이다. 본질적으로, 이중 변환 수신기는 더욱 비용 효율적이고 하드웨어 효율적인 구현의 대가로, 더욱 균형적인 무선기 디자인을 요구한다.

IQ 불균형은 불균형적인 RF/아날로그 회로로부터 발생하고, 이 회로는 LO(local oscillator)들, 믹서들, 필터들, ADC(analog-to-digital converter)들 등을 포함한다. RF/아날로그 회로는 일부 회로 파라미터를 제어함으로써 조정될(calibrated) 수 있거나 IQ 불균형은 디지털 기저대역(baseband) 내에서 디지털 신호 처리에 의해 보상될 수 있다.

여기에 개시되고 청구된 하나 이상의 실시예에 따르면, 적어도 하나의 제어 가능한 주파수 오프셋을 사용하여, 이중 캐리어 수신기에서 알려진 신호에 기초하여, 동상(I) 및 직교(Q) 불균형(IQ imbalance) 파라미터들을 결정하기 위한 방법이 기술되고, 이 방법은 제1 무선 주파수(RF) 캐리어 주파수 및 제1 RF 캐리어 주파수와 상이한 제2 RF 캐리어 주파수 상에 변조된 알려진 신호를 수신하는 단계; 공통 RF 국부 발진기(LO)를 사용하여 각각의 RF 캐리어 주파수들로부터 중간 주파수(IF)로 변환하고, 캐리어 특정 IF LO들을 사용하여 IF로부터 기저대역으로 추가 변환함으로써, 알려진 신호를 제1 및 제2 캐리어에 대한 기저대역 신호로 하향 변환(downconvert)하는 단계 - 제어 가능한 주파수 오프셋은 LO들을 통한 RF에서 IF로의 변환 및 IF에서 기저대역으로의 변환 중 적어도 하나의 변환의 일부로서 사용됨 -; 제1 및 제2 캐리어들의 수신 신호들의 표현을 생성하기 위해 제1 및 제2 캐리어들에 대한 기저대역 신호로부터 임의의 제어 가능한 주파수 오프셋을 제거하는 단계; 최소 제곱 추정치(least square estimate)를 사용하여 제1 및 제2 캐리어들의 수신 신호들의 각각의 표현에 대해 IQ 불균형 파라미터들을 도출하는 단계를 포함한다.

여기에 개시되고 청구된 하나 이상의 실시예들에 따르면, 수신된 알려진 신호로부터 동상(I) 및 직교(Q) 불균형(IQ imbalance) 파라미터들을 계산하기 위한 사용자 장치가 기술되고, 이 사용자 장치는 제1 및 제2 RF 상에 변조된 알려진 신호를 수신하고, 도입된(introduced) 주파수 오프셋을 사용하여 수신된 알려진 신호의 표현을 생성하도록 동작하는 이중 캐리어 수신기; 및

수신된 알려진 신호의 표현을 수신하고, 최소 제곱 추정치에 따라 IQ 불균형 파라미터들을 생성하도록 동작하는 IQ 불균형 파라미터 추정기 회로를 포함한다.

도 1은 사용자 장치(UE)와 무선 캐리어들 사이의 상호작용(interaction)을 도시한다.
도 2는 이중 캐리어 수신을 위한 종래의 이중 변환 수신기를 도시한다.
도 3은 UE의 적어도 일부의 실시예를 도시한다.
도 4는 예시적인 수신기의 상세 사항을 도시한다.
도 5는 IQ 불균형 파라미터들을 결정하기 위해 이중 캐리어 수신기 및 제어 가능한 주파수 오프셋을 사용하는 예시적인 방법을 도시한다.
도 6은 기저대역 신호로 하향 변환하는 방법의 실시예를 도시한다.
도 7은 상이한 셀(cell) ID들을 갖는 IQ 불균형 추정 팩터(factor)를 도시한다.
도 8은 동일한 셀 ID 및 제어 가능한 주파수 오프셋을 갖는 IQ 불균형 추정 에러 팩터(error factor)를 도시한다.

도 1은 사용자 장치(UE)와 무선 캐리어들 사이의 사이의 상호작용을 도시한다. 이 도시에서, 캐리어1(101) 및 캐리어2(103)는 각각 무선 신호를 UE(105)에 송신한다. 유감스럽게도, 송신된 캐리어 신호는 UE(105)에 의해 수신된 신호와 동일한 일이 극히 드물다. 또한, UE(105) 자체는 상세히 전술한대로, LO들, 믹서들, 필터들, ADC들 등을 포함하나 이에 한정되지 않는, 불균형한 RF/아날로그 회로로부터 발생할 수 있는 IQ 불균형을 통한 신호 차이를 도입할 수 있다. RF/아날로그 회로는 회로 파라미터를 제어함으로써 조정될 수 있거나, IQ 불균형은 디지털 기저대역 내에서 디지털 신호 처리에 의해 보상될 수 있다. IQ 불균형의 디지털 보상은, 아날로그 조정을 넘는 많은 이점을 가지며, 예컨대 원칙적으로 무선기(radio)와 디지털 기저대역 사이에 특정 인터페이스를 요구하지 않으므로, 임의의 무선기에 대해 작용할 수 있다. IQ 불균형 보상의 주요 이점은 IQ 불균형에 대한 디자인 요구를 완화하는 것(또는 동일한 무선기에서 수신기 성능을 향상시키는 것)이다.

IQ 불균형의 디지털 보상은 불균형 추정 및 불균형 보상의 두 단계로 구성된다. 불균형 추정을 통해, 예컨대 파일럿(pilot), 테스트(test) 또는 다른 예상되는 신호와 같은 알려진 신호에 기초하는 IQ 불균형에 관련된 파라미터들이 추정된다. 이후 이러한 추정치들은, 수신된 캐리어 신호들 내의 IQ 불균형의 효과를 최소화하기 위해 보상 로직(compensation logic) 또는 회로에 의해 사용된다. 무선 다운링크(DL)들에 대해서, 테스트 신호는 UE 내에서 생성되고 수신기로 주입된다. 파일럿 신호는 eNodeB에 의해 생성되고 UE에 의해 무선으로 수신된다. 파일럿 기반 IQ 불균형 추정은 관련 인터페이스와 함께 추가적인 하드웨어(무선기 및 디지털 기저대역 모두)를 회피할 수 있다는 점에서 유리하다.

LTE DL에 대해, 파일럿 신호는 기준 심볼(reference symbol; RS) 또는 동기 채널(synchronization channel; SCH)일 수 있다. RS는 물리적 하향링크 공유 채널(physical downlink shared channel; PDSCH)의 복조를 도우며, 따라서 RS는 시간, 주파수, 및 공간에 걸쳐 확산된다. 그러나, RS는, 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency-division multiplexing; OFDM) 심볼 내에서 PDSCH와 함께 섞이기 때문에("콤브형(comb-type) 파일럿"으로도 알려짐), IQ 불균형 추정에 대해 RS를 사용하기 어렵다. 반면, SCH는 PDSCH로부터 떨어져 있고(이는 "블록형(block-type) 파일럿"으로 지칭됨) SCH의 수신은 (셀 서치(cell search)가 SCH에 기초하므로) 항상 PDSCH에 선행하기 때문에, SCH는 통상적으로 IQ 불균형 추정의 관점에서 더욱 좋다.

이중 캐리어 수신을 위한 종래의 이중 변환 수신기가 도 2에 도시되어 있다. 이 도면에서

,

, 및

에 의해 표시된 IQ 불균형 파라미터들은 통상적으로 복소수이고, 이는 동상 및 직교 위상(quadrature-phase)의 이득 및 위상 불균형에 의해 결정된다. 이 변수들 및 이 명세서 전반의 변수들에 관해, 위 첨자는 캐리어를 나타낸다(+는 캐리어 1에 대해, -는 캐리어 2에 대해 사용됨). 무선기가 완벽하게 균형적이면,

이고,

이다.

제1 캐리어에 대한 IF 믹싱에 관한 J IQ 불균형 파라미터들은

,

, 및

로서 정의된다. 제2 캐리어에 대한 J IQ 불균형 파라미터들은

,

, 및

이다. IF 믹싱의 이득 불균형은 h ₁ , h ₂ 및 h ₃에 의해 표현되고, IF 믹싱의 위상 불균형은 θ ₁ ,θ ₂ 및 θ ₃에 의해 표현된다.

RF 믹싱에 관한 K IQ 불균형 파라미터들은

로서 정의된다. K 값들에 있어서, g 및 φ는 각각 RF 믹싱의 이득 및 위상 불균형을 나타낸다.

디지털 기저대역의 OFDM 처리 후에 디지털 보상이 수행되기 때문에, OFDM 후에 기저대역 신호를 관찰하는 것은 IQ 불균형 추정을 위한 수단을 제공한다. 이를 위한 예시적인 신호 모델(노이즈를 포함하지 않음)은

이고,

(또는

)는 제1(또는 제2) 캐리어의 n번째 서브캐리어(subcarrier)의 수신 신호를 나타내고,

(또는

)는 제1(또는 제2) 캐리어의 n번째 서브캐리어의 송신 신호를 나타내고,

(또는

)는 제1(또는 제2) 캐리어의 n번째 서브캐리어의 채널 계수(channel coefficient)를 나타내고,

(또는

)는 IQ 불균형 파라미터들을 나타낸다.

(또는

)는

,

및

에 관련한 것임에 유의하라.

그러나, 식의 수(4개)가 미지수의 수(16개)보다 작기 때문에, 수학식 1에 표현된 추정 문제는 불충분하게 결정된다. 시간 및/또는 주파수에서 이 예시적인 시스템 모델을 확장하는 것은 동일한 채널 계수들 및 IQ 불균형 파라미터들을 상정함으로써 달성될 수 있다. 그 상정 하에서, 모든 4개의 인접한 서브캐리어들은 동일 채널 및 IQ 불균형을 겪고, 수학식 1의 주파수 영역 확장은

로 표현될 수 있고,

은 수신기로 전송된 신호이고,

으로서 정의된다.

따라서,

의 최소 제곱 추정치는

로서 주어진다.

이 추정은

이 비특이적(non-singular)일 때만, 즉 역(inverse)이 존재할 때만 적용 가능함에 주목해 볼만하다. 또한, 수학식 1에 포함된 노이즈와 함께, 추정 에러는

의 대각 성분들에 비례한다. 그러나, 다음 논의는 이해의 편의를 위해 노이즈가 없는 더 간단한 변형을 상정할 것이고, 이는 수학식 1의 IQ 불균형 행렬의 제1 행의 추정을 상세화할 것이다. 남은 행들에 대해, 최소 제곱 추정치들이 유사하게 획득된다. 일단 IQ 불균형 파라미터들이 추정되면, 불균형 보상이 이어진다.

IQ 불균형의 디지털 보상의 성능은 불균형 추정에 매우 의존하고, 유감스럽게도 좋은 추정 품질은 몇몇 이유로 항상 보장되지는 못한다. 주요 이유는 알려진 신호가 불균형 추정의 목적에 최적화되지 않을 수 있다는 것이다.

예컨대, LTE DL의 경우에, 각 캐리어의 SCH는 셀 ID로부터 도출되고, 셀 ID의 선택은 오퍼레이터(operator)의 셀 플래닝(cell planning)에 달려 있다. 따라서, 동일 셀의 두 캐리어들은 동일 셀 ID 및 그에 따라 동일 SCH를 사용할 확률이 크다. 이 경우,

의 제1 열은 제3 열과 동일한 반면, 제2 열은 제4 열과 동일하다. 이는

이 랭크(rank)-2이고 따라서 특이적(singular)임을 나타낸다. 즉, 추정 문제는 여전히 불충분하게 결정된다.

또한, 시간 영역 확장은 도움이 되지 않는다. 불균형 추정에 대한 관찰이 PSS 및 SSS에 걸쳐 공동으로 수행되어도, 불균형 추정은 여전히 불충분하게 결정되는데, 이는 PSS 및 SSS 모두 동일 셀 ID로부터 도출되므로

이 랭크-2이기 때문이다.

사용자 장치

도 3은 UE(105)의 적어도 일부의 실시예를 도시한다. 이 UE는, 이후 상세히 설명되는 것처럼, 자신의 RF LO 및/또는 IF LO 내에 주파수 오프셋을 도입하는 이중 캐리어 수신을 위한 종래의 이중 변환 수신기의 사용을 통해, IQ 불균형 파라미터들을 결정한다. 이 수신기(301)의 출력은 직접적으로 또는 구현에 의존하는 소정의 후처리 후에, IQ 불균형 파라미터들을 생성하는 IQ 불균형 파라미터 추정기 회로(305)에 의해 평가된다.

UE(105)는

으로서 표현되는 RF 신호 r(t)를 수신하고, 여기서 r1(t) 및 r₂(t)는 각각 캐리어1 및 캐리어2 상에 변조되는 기저대역 신호들이다. 캐리어1 및 캐리어2는 각각

및

의 중심 주파수(center frequency)를 가짐에 유의하라. 즉, 중간 주파수(intermediate frequency)는 제1 및 제2 캐리어 주파수들 사이의 차이의 절반으로 선택된다.

이 RF 신호는 안테나(도시되지 않음)에 의해 수신되고 제어 가능한 주파수 오프셋 수신기(301)로 전송된다. 이 수신기(301)의 상세 사항은 도 4와 관련하여 상세히 논의될 것이다. 앞서 암시했듯이, 이 수신기(301)은, 앞서 설명된 추정 문제를 회피하기 위해 제어 가능한 주파수 오프셋을 그것의 RF LO 및/또는 IF LO로 도입한다. 특히, 캐리어들의 서브캐리어 간격의, 정수배와 같은, 배수로 수신기 LO들의 주파수의 시프팅(shifting)이 있다. 몇몇 실시예들에서, 이 도입된 제어 가능한 주파수는, ADC 동작이 (예를 들어, 디지털 프런트엔드(frontend)에서 디지털 믹서를 사용하여) 수행된 후에 보상되어, 요구되는 캐리어는, IQ 불균형 보상 후에 오프셋을 겪더라도 많이 겪지는 않는다.

RF LO 및/또는 IF LO의 주파수 시프트에 따라서는, 동일 셀 ID(또는, 동등하게 동일 SCH)가 모든 CC들에 대해 사용될 경우에도, 파일럿 행렬(

)을 풀-랭크(full-rank)(비특이적)로 만들고 IQ 불균형 파라미터들을 추정하는 것이 가능하다.

몇몇 실시예에서, 제어 가능한 주파수 오프셋 수신기(301)는 메모리(311)로부터 RF 및 IF LO들 각각에 대한 제어 가능한 주파수 오프셋

를 수신한다. 물론 이 오프셋은 수신기(301)에 저장될 수도 있다. 이 제어 가능한 주파수 오프셋은 또한, 수신기(301)의 몇몇 실시예에 따라 도입된 오프셋을 상쇄하기 위해 디지털 믹서에서 사용될 수 있다.

수신기(301)의 출력은 그것이 디지털 믹서를 포함하는지의 여부에 의존한다. 디지털 믹서가 있는 경우, 출력은 주파수 오프셋이 없는 서브캐리어의 수신 신호이다. 이는 이하 Y로서 참조된다. 디지털 믹서가 없는 경우, 수신기(301)의 출력은 캐리어들의 기저대역 신호들 또는 이하 y이다. 디지털 믹서를 사용하여 주파수 오프셋을 보상하는 대신, OFDM 프로세서(303)는 주파수 영역에서, 즉 FFT 후에 보상을 조절한다.

어떠한 경우에도, Y는 IQ 불균형 파라미터들(P)을 생성하는 IQ 불균형 파라미터 추정기 회로(305)로 공급된다. 이 생성의 상세 사항은 이후에 설명될 것이다.

보상 회로(307)는 P 및 Y에 포함된(또는 메모리(311)에 의해 제공된) 알려진 전송된 신호(X)의 역을 취하고, IQ 불균형이 없는 수신 신호를 생성한다. 다는 아니지만, 상기 컴포넌트들 중 다수는 프로세서(309)에 의해 제어된다. 또한, 몇몇 실시예들에서 "회로"로 지칭되나, 위의 컴포넌트들은 프로세서 또는 소정의 다른 종류의 로직에서 동작하는 소프트웨어 루틴(software routine)이다.

도 4는 IQ 불균형 파라미터들의 결정을 돕기 위해, 제어 가능한 주파수 오프셋을 사용하는, 이중 캐리어 수신을 위한 이중 변환 수신기의 실시예를 도시한다. 이 알려진 RF 신호는, 제어 가능한 주파수 오프셋(

)을 포함하는 알려진 신호의 주파수 변환 버전(frequency translated version)(RF LO)과 함께, RF 믹서(401)로 들어간다. RF LO는

로서 표현된다. 몇몇 실시예에서,

는 4 또는 5와 같은 정수이다.

이 LO(401)의 출력은 캐리어 특정 IF LO들을 사용하는 믹서들로 전달된다. 도면에서, "상부"는 캐리어1과 연관되고, 두 개의 IF 믹서들(403 및 407), 복소 공액 생성기(405), 및 가산기(409)를 포함한다. 믹서(403)는 알려진 신호의 주파수 변환 버전과 IF LO

를 믹싱하는데, 여기서

이고

이다. 몇몇 실시예들에서,

는 2 또는 3과 같은 정수이다. 믹서(401)의 출력은 또한 복소 공액 생성기(405)로 입력되고, 이 생성기의 출력이 다른 IF LO

와 함께 믹서(407)로 들어가며, 여기서

이고

이다. IF 믹서들(403 및 407)의 출력들은, 제1 캐리어에 대한 기저대역 신호(y)를 생성하는 저역 통과 필터(low pass filter; LPF)(411)로 들어간다. ADC(413)는 기저대역 신호를 수신하고 그것을 디지털 기저대역 신호로 변환한다.

몇몇 실시예에서, 수신기는 또한, 디지털 기저대역 신호로부터, 도입된 오프셋의 효과를 없애거나 최소화하기 위해 디지털 프런트엔드를 가질 것이다. 디지털 프런트엔드는 디지털 신호를 취하고 LO를 그에 적용하기 위한 믹서(415)를 포함한다. 몇몇 실시예에서, 믹서(415)에 의해 적용되는 LO는

로서 표현되고,

및

는 디지털 믹서의 주파수 오프셋을 나타내고 이러한 주파수 오프셋 값들은 서브캐리어 간격의 정수배로서 주어진다. 예컨대, 몇몇 실시예에서는,

및

이고,

는 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)를 제외한 OFDM 심볼의 지속시간(duration), 즉 서브캐리어 간격의 역이다. LTE에서는, T는 15 kHz이다. 이 믹서(415)의 출력은 캐리어1의 n번째 서브캐리어의 수신 신호, 즉

이다.

다른 실시예들에서, 믹서 대신에, OFDM 처리부는 주파수 영역에서, 즉 FFT 후에, 동일한 양만큼 서브캐리어 인덱스(index)를 조절한다. OFDM 처리부는 수신기(301)의 내부 또는 외부에 있을 수 있다.

제2 캐리어(캐리어2) 또한 RF 믹서(401)의 출력을 수신한다. 도면에서 이는 "하부" 경로이고, 두 개의 IF 믹서들(417 및 421), 복소 공액 생성기(419), 및 가산기(423)를 포함한다. 믹서(417)는 알려진 신호의 주파수 변환 버전과 IF LO

를 믹싱하는데, 여기서

이고

이다. 이 신호에서, IF 믹싱의 이득 불균형은 h ₁, h ₂ 및 h ₃에 의해 표현되고, IF 믹싱의 위상 불균형은 θ ₁, θ ₂ 및 θ ₃에 의해 표현된다. 믹서(401)의 출력은 또한 복소 공액 생성기(419)로 입력되고, 이 생성기의 출력은 다른 IF LO

와 함께 믹서(421)로 공급되며, 여기서

이고

이다. IF 믹서들(417 및 421)의 출력들은 가산기(423)로 들어가고, 이어서 이 가산기는 제2 캐리어에 대해 기저대역 신호(y)를 생성하는 저역 통과 필터(LPF)(425)로 값을 전달한다. ADC(427)는 기저대역 신호를 수신하고 그것을 디지털 신호로 변환한다.

몇몇 실시예에서, 수신기는 제2 캐리어에 대한 디지털 기저대역 신호로부터, 도입된 오프셋의 효과를 제거하거나 최소화하기 위해 디지털 프런트엔드를 가질 것이다. 디지털 프런트엔드는 디지털 신호를 취하고 LO를 그에 적용하기 위한 믹서(429)를 포함한다. 몇몇 실시예에서, 믹서(429)에 의해 적용되는 LO는

로서 표현된다. 이 믹서(429)의 출력은 캐리어2의 n번째 서브캐리어의 수신 신호, 즉,

이다.

다른 실시예들에서, 믹서 대신에, OFDM 처리부는 주파수 영역에서, 즉 FFT 후에, 동일한 양만큼 서브캐리어 인덱스를 조절한다. OFDM 처리부는 수신기(301)의 내부 또는 외부에 있을 수 있다.

디지털 믹서 또는 OFDM 처리부가 주파수 오프셋을 완전히 보상한다고 가정하면, 도 3 내의 수신기에 대응하는 신호 모델은

로서 주어진다.

4 개의 인접 서브캐리어들이 동일한 채널 및 IQ 불균형을 겪는다고 상정하는 경우, 수학식 7의 주파수 영역 확장은

로서 표현될 수 있고,

는

로서 정의되는 파일럿 행렬이다.

따라서,

의 최소 제곱 추정치는

로서 주어진다.

따라서, IQ 불균형 파라미터 추정기 회로(305)는, 알려진 신호의 역 및 제어 가능한 주파수 오프셋 수신기(301)의 출력을 사용하여, IQ 불균형 파라미터들을 찾을 수 있다.

두 개의 캐리어들이 동일한 SCH를 사용하는 경우, 즉

인 경우에도 (

및

가 모두 0이 아닌 경우)

은 비특이적일 수 있음에 유의한다. 도 4는 PSS가 두 캐리어에 대해 파일럿 신호로서 사용되는 경우의, LTE DL에 대한 추정 에러를 도시한다. 도시된 대로, 제어 가능한 주파수 오프셋은 추정 에러 팩터를, 상이한 셀 ID들을 갖는 두 캐리어들에 대한 것과 비교할 만하게 만든다.

예시적인 방법들

도 5는 IQ 불균형 파라미터들을 결정하기 위해 이중 캐리어 수신기 및 제어 가능한 주파수 오프셋을 사용하는 예시적인 방법을 도시한다. 501에서, 제1 RF 캐리어 주파수 및 제1 RF 캐리어 주파수와 상이한 제2 RF 캐리어 주파수 상에 변조된, 파일럿 또는 테스트 신호와 같은, 알려진 신호가 수신된다. 전술한 것과 관련하여, r(t)가 수신된다.

503에서, 공통 RF 국부 발진기(LO)를 사용하여 각각의 RF 캐리어 주파수들로부터 중간 주파수(IF)로 변환하고, 캐리어 특정 IF LO들을 사용하여 IF로부터 기저대역으로 추가 변환함으로써, 알려진 신호는 제1 및 제2 캐리어에 대한 기저대역 신호로 하향 변환되며, 제어 가능한 주파수 오프셋은 LO들을 통한 RF에서 IF로의 변환 및 IF에서 기저대역으로의 변환 중 적어도 하나의 변환의 일부로서 사용된다. 전술한 것과 관련하여, 이 단계에서 기저대역 신호 y가 생성된다.

505에서 제1 및 제2 캐리어들의 수신 신호들의 표현을 생성하기 위해 제1 및 제2 캐리어들에 대한 기저대역 신호로부터 임의의 도입된 제어 가능한 주파수 오프셋이 제거된다. 이 시점에서, 신호는 전술한 Y일 것이다.

507에서 최소 제곱 추정치를 사용하여 제1 및 제2 캐리어들의 수신 신호들 Y의 각각의 표현에 대해 IQ 불균형 파라미터들이 도출된다. 이는 상기 수학식 6의 적용이다.

도 6은 기저대역 신호로 하향 변환하는 방법의 실시예를 도시한다. 601에서, 수신 신호는 (믹서(401)와 같은) RF 믹서에서, 위에서 정의되고 도 4에서 도시된 주파수 변환 수신 신호인 RF LO와 믹싱된다.

이 믹서의 출력은, 603에서의 처리에서 두 캐리어들에 대한 IF 믹싱 스테이지들에서 수신된다. 각각의 캐리어에 대해, RF 믹서의 결과는, 제1 IF 믹서(즉, 403)에서 캐리어의 두 개의 IQ 불균형 파라미터들을 포함하는 IF LO와 믹싱된다. RF 믹서의 결과는 또한 복소 공액 유닛(즉, 405)을 통해 처리되어 결과의 복소 공액이 생성된다. 이 복소 공액은 제2 믹서(즉, 407)에서 캐리어의 다른 두 개의 IQ 균형 파라미터들의 미러(mirror)를 포함하는 IF LO와 믹싱된다. 두 IF 믹서들의 결과는 가산기(즉, 409)에 의해 함께 가산된다.

605에서 각각의 캐리어들에 대해, 캐리어의 기저대역 신호를 획득하기 위해 저역 통과 필터가 가산의 결과에 적용된다.

예시적인 변형

상기 논의된 대로, 몇몇 실시예들에서, 디지털 프런트엔드의 디지털 믹서는 도입된 주파수 오프셋을 제거하기 위해 사용된다. 다른 실시예들에서, 디지털 믹서를 사용하여 주파수 오프셋을 보상하는 대신, 디지털 기저대역의 OFDM 처리는 주파수 영역에서, 즉 FFT 후에, 동일한 양만큼 서브캐리어 인덱스를 조절한다.

주파수 오프셋 도입의 한 가지 가능한 문제는 IF 믹싱 스테이지의 DC 오프셋의 영향이다. DC 오프셋이 널(null) 서브캐리어가 아니라, 요구되는 신호의 데이터 서브캐리어에 위치되기 때문에, IF LO의 주파수 오프셋은 수신기 성능에 영향을 줄 수 있다. 그러나, DC 오프셋 문제는, 그것이 (직접 변환 수신기(direct conversion receiver; DCR)의 경우 RF 믹싱 스테이지인 것과는 대조적으로) IF 믹싱 스테이지로부터 발생하므로, DCR에 대한 것만큼 심각하지는 않다. 또한, 다음의 것 중 하나를 행함으로써 DC 오프셋의 영향을 완화시킬 수 있다. 우선, IF LO와 동일 양으로(동일/반대 방향으로) RF LO를 시프팅한다. 예컨대,

인 경우, 캐리어들 중 하나는 어느 DC 오프셋도 겪지 않는다(반면에 다른 캐리어는 여전히 DC오프셋을 겪는다). 마찬가지로,

인 경우, 다른 캐리어는 어느 DC 오프셋도 겪지 않는다. 두번째로, 전술한대로, SCH의 수신 동안 RF LO 및/또는 IF LO에 주파수 오프셋을 도입한다. IQ 불균형 파라미터들이 SCH를 사용하여 추정되면, LO들의 주파수 오프셋들을 제거하고(

) 수신기는 PDSCH의 수신 동안, 도 2의 종래 수신기처럼 동작한다. 일반적으로, IQ 불균형은, LO들의 주파수 오프셋이 변하는 동안(이것은 비교적 작은 시프트, 예컨대 소수의 서브캐리어 간격이기 때문에), 대체로 일정하게 유지된다.

터보 코드(Turbo code) 및 LDPC 코드와 같은 에러 정정 코드들이 적용되는 경우, 모든 데이터 서브캐리어의 신뢰성이 계산되고, 디코더에 제공된다. (도입된 주파수 오프셋으로 인한) DC 오프셋에 의해 동요된(perturbed) 데이터 서브캐리어들(또는 데이터 서브캐리어들의 집합)의 신뢰성을 고려함으로써, 수신기 성능에 대한 DC 오프셋의 영향이 완화될 수 있다. 예컨대, 각각의 서브 캐리어의 로그 근사율(log-likelihood ratio: LLR)은 신뢰성의 척도로서 사용될 수 있다. DC 오프셋을 미지의(무작위) 변수로서 모델링함으로써, DC 오프셋 주위의 데이터 서브캐리어들의 LLR은 DC 오프셋이 존재하지 않는 경우보다 0에 더 가깝다. 따라서, DC 오프셋에 의해 동요된 데이터 서브캐리어들은 디코딩 처리에 덜 기여하고, 그것들은 남은 데이터 서브캐리어들에 의해 복원될 수 있다.

상이한 주파수 오프셋들의 도입은 상이한 추정 에러 팩터를 야기할 수 있다. 따라서, 사용자 대역폭(user bandwidth)의 특정 부분의 추정 정확도를 향상시키기 위해 주파수 오프셋을 제어할 수 있다. 이는 특히 사용자 대역폭의 특정 부분이 주파수 의존 IQ 불균형을 겪어서, IQ 불균형 파라미터들을 전체 대역폭에 걸쳐 평균화(averaging)함으로써 추정하는 것이 불가능한 경우에 유용하다.

도 7은 상이한 셀 ID들을 갖는 IQ 불균형 추정 팩터를 도시한다. 이는 PSS가 파일럿 신호로서 사용되는 경우, LTE DL에 대한 추정 에러 팩터를 나타낸다.

도 8은 동일한 셀 ID 및 제어 가능한 주파수 오프셋을 갖는 IQ 불균형 추정 에러 팩터를 도시한다. 이는 PSS가 두 캐리어들에 대한 파일럿 신호로서 사용되는 경우, LTE DL에 대한 추정 에러를 나타낸다. 이는 제어 가능한 주파수 오프셋이 추정 에러 팩터를, 상이한 셀 ID들을 갖는 두 캐리어들에 대한 것과 비교할 만하게 만드는 것을 나타낸다.

물론 본 발명은, 본 발명의 본질적인 특징들에서 벗어나지 않고 여기에 특별히 제시된 것과 다른 방식으로 수행될 수 있다. 본 실시예들은 모든 면에 있어서 제한적이 아니라 예시적인 것으로 간주되어야 하며, 첨부된 청구항들의 의미 및 등가 범위 내에 있는 모든 변경은 그 안에 포함되는 것으로 의도된다.

Claims

적어도 하나의 제어 가능한 주파수 오프셋을 사용하는 이중 캐리어 수신기에서 알려진 신호에 기초하여 동상(in-phase; I) 및 직교(quadrature; Q) 불균형(IQ imbalance) 파라미터들을 결정하기 위한 방법으로서,
제1 무선 주파수(RF) 캐리어 주파수 및 상기 제1 RF 캐리어 주파수와 상이한 제2 RF 캐리어 주파수 상에 변조된 알려진 신호를 수신하는 단계;
공통 RF 국부 발진기(LO)를 사용하여 각각의 RF 캐리어 주파수들로부터 중간 주파수(IF)로 변환하고, 캐리어 특정 IF LO들을 사용하여 IF로부터 기저대역으로 추가 변환함으로써, 상기 알려진 신호를 제1 및 제2 캐리어들에 대한 기저대역 신호로 하향 변환(downconvert)하는 단계 - 제어 가능한 주파수 오프셋은 상기 LO들을 통한 RF에서 IF로의 변환 및 IF에서 기저대역으로의 변환 중 적어도 하나의 변환의 일부로서 사용됨 -;
상기 제1 및 제2 캐리어들에 대한 상기 기저대역 신호로부터 임의의 제어 가능한 주파수 오프셋을 제거하여, 상기 제1 및 제2 캐리어들의 수신된 신호들의 표현들을 생성하는 단계; 및
최소 제곱 추정치(least square estimate)를 이용하여 상기 제1 및 제2 캐리어들의 수신된 신호들의 각각의 표현에 대해 IQ 불균형 파라미터들을 도출하는 단계
를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은, RF LO를 사용한 RF에서 IF로의 변환으로 도입되는 방법.
제1항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은, IF LO를 사용한 IF에서 기저대역으로의 변환으로 도입되는 방법.
제1항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은, RF LO를 사용한 RF에서 IF로의 변환 및 IF LO를 사용한 IF에서 기저대역으로의 변환으로 도입되는 방법.
제4항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은 RF LO 및 IF LO 기능들에 대해 동일한 방법.
제1항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은, 상기 알려진 신호가 동기(SCH) 신호인 경우에만 0이 아닌 값인 방법.
제6항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은, 상기 알려진 신호가 물리적 하향링크 공유 채널(physical downlink shared channel; PDSCH) 신호인 경우에 0인 방법.
제1항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은, 임의의 도입된 제어 가능한 주파수 오프셋의 정수배인 주파수 오프셋을 포함하는 디지털 믹서 LO를 수신하는 믹서를 포함하는 디지털 프런트엔드를 사용하여 제거되는 방법.
제1항에 있어서,
상기 제어 가능한 주파수 오프셋은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용하여 제거되는 방법.
제1항에 있어서,
상기 알려진 신호는, 상기 이중 캐리어 수신기에 의해 무선으로 수신되는 파일럿 신호인 방법.
제1항에 있어서,
상기 알려진 신호는, 상기 이중 캐리어 수신기를 수용하는 사용자 장치(user equipment)의 내부에 저장된 테스트 신호인 방법.
수신된 알려진 신호로부터 동상(I) 및 직교(Q) 불균형(IQ imbalance) 파라미터들을 계산하기 위한 사용자 장치로서,
제1 및 제2 무선 주파수(RF) 상에 변조된 알려진 신호를 수신하고, 도입된 주파수 오프셋을 이용하여 상기 수신된 알려진 신호의 표현을 생성하도록 동작하는 이중 캐리어 수신기; 및
상기 수신된 알려진 신호의 표현을 수신하고, 최소 제곱 추정치에 따라 IQ 불균형 파라미터들을 생성하도록 동작하는 IQ 불균형 파라미터 추정기 회로
를 포함하고,
상기 이중 캐리어 수신기는,
상기 알려진 신호를 수신하고, RF 국부 발진기와 상기 알려진 신호를 믹싱하여, 제1 결과를 생성하도록 동작하는 RF 믹서;
제1 중간 주파수(IF) 믹싱 스테이지; 및
제2 믹싱 스테이지
를 포함하고,
상기 제1 중간 주파수(IF) 믹싱 스테이지는,
상기 RF 믹서로부터 상기 제1 결과를 수신하고, IF LO와 상기 제1 결과를 믹싱하여, 출력을 생성하도록 동작하는 제1 IF 믹서,
상기 RF 믹서로부터 상기 제1 결과를 수신하고, 상기 제1 결과의 복소 공액(complex conjugate)을 생성하도록 동작하는 제1 복소 공액 유닛,
상기 복소 공액 유닛으로부터 상기 제1 결과의 복소 공액을 수신하고, IF LO와 상기 제1 결과의 복소 공액을 믹싱하여, 출력을 생성하도록 동작하는 제2 IF 믹서,
상기 제1 IF 믹서와 상기 제2 IF 믹서의 출력들을 가산하도록 동작하는 제1 가산기, 및
상기 제1 IF 믹서와 상기 제2 IF 믹서의 가산된 출력들을 수신하고, 상기 알려진 신호의 기저대역 표현을 생성하도록 동작하는 제1 저역 통과 필터
를 포함하고,
상기 제2 믹싱 스테이지는,
상기 RF 믹서로부터 상기 제1 결과를 수신하고, IF LO와 상기 제1 결과를 믹싱하여, 출력을 생성하도록 동작하는 제3 IF 믹서,
상기 RF 믹서로부터 상기 제1 결과를 수신하고, 상기 제1 결과의 복소 공액을 생성하도록 동작하는 제2 복소 공액 유닛,
상기 복소 공액 유닛으로부터 상기 제1 결과의 복소 공액을 수신하고, IF LO와 상기 제1 결과의 복소 공액을 믹싱하도록 동작하는 제4 IF 믹서,
상기 제3 IF 믹서와 상기 제4 IF 믹서의 출력들을 가산하도록 동작하는 제2 가산기, 및
상기 제1 IF 믹서와 상기 제2 IF 믹서의 가산된 출력들을 수신하고, 상기 알려진 신호의 기저대역 표현을 생성하도록 동작하는 제2 저역 통과 필터
를 포함하고,
상기 RF 또는 IF LO들 중 적어도 하나는 주파수 오프셋을 포함하는 사용자 장치.
삭제
제12항에 있어서,
상기 이중 캐리어 수신기는, RF 또는 IF LO의 임의의 주파수 오프셋을 제거하도록 동작하는 디지털 프런트엔드를 더 포함하는 사용자 장치.
제12항에 있어서,
RF 또는 IF LO의 임의의 주파수 오프셋을 제거하도록 동작하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 회로를 더 포함하는 사용자 장치.
제12항에 있어서,
상기 알려진 신호를 저장하기 위한 메모리를 더 포함하는 사용자 장치.
제12항에 있어서,
RF 또는 IF LO들의 주파수 오프셋들을 저장하기 위한 메모리
를 더 포함하는 사용자 장치.