JP2007180618A - Ｏｆｄｍ信号の送信方法と送信装置及びｏｆｄｍ信号の受信装置 - Google Patents

Ｏｆｄｍ信号の送信方法と送信装置及びｏｆｄｍ信号の受信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】ＩＱインバランス歪みに起因する残留位相オフセットの推定誤差を軽減して残留位相オフセットの補償精度を改善できるＯＦＤＭ信号の送信方法を提供する。
【解決手段】異なる時間帯に送信される複数のＯＦＤＭ信号のうち、第１のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれチャネル応答推定のためのチャネル推定用プリアンブル信号L(k), L(-k)を割り当て、第１のＯＦＤＭ信号に続く第２のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のためのパイロット信号P(k,n), P(-k,n)を割り当てる。第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号は、チャネル推定用プリアンブル信号L(k)の複素共役とパイロット信号P(-k,n)との積がチャネル推定用プリアンブル信号L(-k)とパイロット信号P(k,n)の複素共役との積と等しくなるように設定される。
【選択図】 図３

Description

この発明は無線通信システムに係り、特に直交分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ)信号の送信方法と装置及びＯＦＤＭ信号の受信装置に関する。
マルチパスチャネルにおいて伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境下では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ)方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信した際に生じる波形歪みを軽減できる方式として知られている。ＯＦＤＭ方式では、クロックオフセットや周波数オフセットに起因する残留位相オフセットの補償を行うため、非特許文献１のように送信側でパイロット信号と呼ばれる既知信号を特定のサブキャリアに割り当てて送信する方法が知られている。受信側では、パイロット信号を用いて残留位相オフセットの推定及び補償を行うことにより、データ信号の復調精度が改善される。
"High-speed physical layer in 5GHz band part11:Wireless LAN medium access control (MAC) and physical layer (PHY) specifications", IEEE802.11a, "17.3.3 PLCP preamble (SYNC)"の13P及び"17.3.5.8 Pilot Subcarrier"の22P,23P
一般にＯＦＤＭ方式は複素信号として送信されるため、送信側では直交変調器が用いられる。直交変調器では、ＩＱインバランス歪みと呼ばれる、同相成分と直交成分間の振幅誤差や位相誤差が生じる場合がある。非特許文献１に記載されたパイロット信号を用いた場合、ＩＱインバランス歪みが生じる環境下では残留位相オフセット成分の推定に誤差が生じ、データ信号の残留位相オフセットを十分に補償できないという問題がある。
本発明は、ＩＱインバランス歪みに起因する残留位相オフセットの推定誤差を軽減して残留位相オフセットの補償精度を改善できるＯＦＤＭ信号の送信方法と送信装置及びＯＦＤＭ信号の受信装置を提供することを目的とする。
本発明の第１の態様によると、異なる時間帯に送信する複数のＯＦＤＭ信号のうち第１のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア（但し、ｋは少なくとも一つの任意の整数）にそれぞれチャネル応答推定のための第１のチャネル推定用プリアンブル信号及び第２のチャネル推定用プリアンブル信号を割り当てる第１の割当ステップと；第２のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のための第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号を割り当てる第２の割当ステップ；とを具備し、前記第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号は、前記第１のチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と前記第２のパイロット信号との積が第２のチャネル推定用プリアンブル信号と前記第１のパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように設定されるＯＦＤＭ信号送信方法を提供する。
本発明の第２の態様によると、異なる時間帯に送信する複数のＯＦＤＭ信号のうち第１のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア（但し、ｋは少なくとも一つの任意の整数）にそれぞれチャネル応答推定のための第１のチャネル推定用プリアンブル信号及び第２のチャネル推定用プリアンブル信号を割り当てる第１の割当手段と；第２のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のための第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号を割り当てる第２の割当手段；とを具備し、前記第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号は、前記第１のチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と前記第２のパイロット信号との積が第２のチャネル推定用プリアンブル信号と前記第１のパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように設定されるＯＦＤＭ信号送信装置を提供する。
本発明の第３の態様によると、複数のアンテナの各々から異なる時間帯に送信する複数のＯＦＤＭ信号のうち第１のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア（但し、ｋは少なくとも一つの任意の整数）にそれぞれチャネル応答推定のための第１のチャネル推定用プリアンブル信号及び第２のチャネル推定用プリアンブル信号を割り当てる第１の割当手段と；第２のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のための第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号を割り当てる第２の割当手段；とを具備し、前記第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号は、前記アンテナ毎に前記第１のチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と前記第２のパイロット信号との積が第２のチャネル推定用プリアンブル信号と前記第１のパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように構成されるＯＦＤＭ信号送信装置を提供する。
本発明によると、＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号との積が、−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号と＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように、第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号を構成することにより、ＩＱインバランス歪みに起因する残留位相オフセットの推定誤差を軽減して残留位相オフセットの補償精度を改善することができる。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１に示されるように、本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ通信システムでは、送信アンテナ１０１を有するＯＦＤＭ信号送信装置１００からＯＦＤＭ信号が送信される。送信されたＯＦＤＭ信号は、受信アンテナ２０１を有するＯＦＤＭ信号受信装置２００によって受信される。ここでは、ＯＦＤＭ信号送信装置１００とＯＦＤＭ信号受信装置２００がそれぞれ一つの送信アンテナ及び受信アンテナを有する場合について述べるが、それぞれ複数の送信アンテナ及び受信アンテナを有する場合にも本発明は有効である。
次に、図２を用いて図１中に示すＯＦＤＭ信号送信装置１００の詳細を説明する。
ＯＦＤＭ信号送信装置１００は符号化器１０２、ディジタル変調器１０３、シリアル・パラレル変換器１０４、パイロット信号挿入部１０５、プリアンブル信号付加部１０６、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ユニット１０７及び無線部１０８を有する。
入力された送信データＳ１０１は、符号器１０２によって符号化される。符号化されたデータＳ１０２は、ディジタル変調器１０３によって例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭなどのディジタル変調が施される。ディジタル変調器１０３から出力される変調データＳ１０３は、シリアル・パラレル変換器１０４により複数のデータ信号を送信するために用いるサブキャリア（データサブキャリア）に割り当てられる。すなわち、シリアル・パラレル変換器１０４はデータ信号（ここでは、変調データＳ１０３）をデータサブキャリアに割り当てる「データ信号−サブキャリア割当部」として機能する。
シリアル・パラレル変換器１０４によりデータサブキャリアに割り当てられた変調データＳ１０４は、パイロット信号挿入部１０５に入力される。パイロット信号挿入部１０５は、データサブキャリアＳ１０４の間に位置するサブキャリア（パイロットサブキャリア）に割り当てられる、残留位相オフセット推定のための既知信号であるパイロット信号を挿入する。すなわち、パイロット信号挿入部１０５は、パイロット信号をパイロットサブキャリアに割り当てる「パイロット信号−サブキャリア割当部」として機能する。
パイロット信号挿入部１０５からの出力信号Ｓ１０５は、プリアンブル信号付加部１０６に入力される。プリアンブル信号付加部１０６は、信号Ｓ１０５の前にチャネル推定のための既知信号であるチャネル推定用プリアンブル信号を付加する。すなわち、プリアンブル信号付加部１０６はチャネル推定用プリアンブル信号をサブキャリア（チャネル推定サブキャリア）に割り当てる「チャネル推定用プリアンブル信号−サブキャリア割当部」として機能する。ここでチャネル推定とは、良く知られているように送信側（ここでは、ＯＦＤＭ信号送信装置１００）と受信側（ここでは、ＯＦＤＭ信号受信装置２００）との間のチャネル（伝搬路）のインパルス応答（これをチャネル応答という）を推定することをいう。
プリアンブル信号付加部１０６から出力される信号Ｓ１０６は、ＩＦＦＴユニット１０７により逆高速フーリエ変換が施される。逆高速フーリエ変換の結果、周波数軸上（周波数領域）の信号である信号Ｓ１０６は時間軸上（時間領域）のＯＦＤＭ信号Ｓ１０７に変換され、無線部１０８に入力される。無線部１０８では時間軸上のＯＦＤＭ信号Ｓ１０７をアナログ信号に変換し、さらに無線周波数に周波数変換した後、送信アンテナ１０１を介して送信する。無線部１０８はディジタル−アナログ変換器や直交変調器、フィルタ、電力増幅器などを含む一般的な構成であるため、詳細な説明については省略する。
次に、図３を用いてＯＦＤＭ信号送信装置１００が送信するＯＦＤＭ信号のフレーム構成、特にチャネル推定用プリアンブル信号及びパイロット信号の構成について詳しく説明する。図３の横軸は時間、縦軸は周波数（サブキャリア番号）を表す。
ＯＦＤＭ信号送信装置１００からは、データ信号の送信前にチャネル推定用プリアンブル信号L(k), L(-k)が第１のＯＦＤＭ信号として送信される。ここで、L(k), L(-k)は＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号（またはその信号値）を表す。ｋは少なくとも一つの任意の整数である。
チャネル推定用プリアンブル信号が送信された後、データ信号D(k,n), D(-k,n)とパイロット信号P(k,n), P(-k,n)がｎシンボルの第２のＯＦＤＭ信号として送信される。ここで、Ｄ(k,n), Ｐ(k,n)はそれぞれ＋ｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号（またはその信号値）とパイロット信号（またはその信号値）を表す。同様に、Ｄ(-k,n), Ｐ(-k,n)はそれぞれ−ｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号（またはその信号値）とパイロット信号（またはその信号値）を表す。チャネル推定用プリアンブル信号Ｌ(k), L(-k)とパイロット信号Ｐ(k,n), P(-k,n)は、ＯＦＤＭ受信装置２００で信号値が既知の信号である。なお、図３では(k), (-k), (k,n), (-k,n)の括弧を省略し、k, -k, k,n, -k,nをサフィックスで表記している。この表記法については、後に説明する図７、図９及び図１０においても同様である。
第１の実施形態において、パイロット信号が送信されるサブキャリアの番号は-21, -7, +7, +21であるが、これに限られず下記の条件１を満足する任意のサブキャリアを用いることができる。
＜条件１＞：［ｋp番目のサブキャリアがパイロット信号の送信に用いられるならば、−ｋp番目のサブキャリアもパイロット信号の送信に用いられる］
先の非特許文献によると、ｎシンボル目において-21, -7, +7, +21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号の組み合わせは式(1)で表される。
Figure 2007180618
ここで、PN(n)は擬似ランダム系列(pseudorandom noise: PN)系列のｎ番目の要素を表しており、−１か＋１の値をとる。
また、非特許文献１によると、-21,-7,+7,+21番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の組み合わせは式(2)で表される。
Figure 2007180618
後述するＯＦＤＭ受信装置２００において、非特許文献１に基づくパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を用いて残留位相オフセットの推定を行った場合、ＯＦＤＭ信号送信装置１００で生じるＩＱインバランス歪みの影響により残留位相オフセットの推定に誤差が生じるという問題がある。
一方、本発明の第１の実施形態では、-21,-7,+7,+21番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号[L(-21), L(-7), L(+7), L(+21)]と、-21,-7,+7,+21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号[P(-21,n), P(-7,n), P(+7,n), P(+21,n)]とが下記の関係式(3)を満足する組み合わせとする。
Figure 2007180618
ここで、*は複素共役を表す。
すなわち、＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号との積が、−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号と＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように、図３のＯＦＤＭ信号は構成される。
関係式(3)を満足する[P(-21,n), P(-7,n), P(+7,n), P(+21,n)]と[L(-21), L(-7), L(+7), L(+21)]の組み合わせとしては、例えば式(4)(5)(6)(7)の組み合わせが挙げられる。なお、ｊは虚数単位を表す。
Figure 2007180618
Figure 2007180618
Figure 2007180618
Figure 2007180618
[P(-21,n), P(-7,n), P(+7,n), P(+21,n)]と[L(-21), L(-7), L(+7), L(+21)]の組み合わせは式(5)〜(7)に限定されず、関係式(3)を満足する他の種々の組み合わせを用いることが可能である。ＯＦＤＭ受信装置２００においては、このようなパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を用いて残留位相オフセットの推定を行う。その場合、後述するようにＯＦＤＭ信号送信装置１００で生じるＩＱインバランス歪みの影響を受けることなく、高精度に残留位相オフセットを推定することが可能となる。
次に、図４を用いて図１中のＯＦＤＭ信号受信装置２００について説明する。ＯＦＤＭ信号受信装置２００は無線部２０２、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）ユニット２０３、チャネル推定部２０４、残留位相オフセット推定部２０５、位相補償部２０６及び復調処理部２０７を有する。
無線部２０２は、受信アンテナ２０１で受信されたＯＦＤＭ信号Ｓ２０１をベースバンドに周波数変換した後、ディジタル信号Ｓ２０２に変換する。ディジタル信号Ｓ２０２は、ＦＦＴユニット２０３によって高速フーリエ変換が施されることによりサブキャリア毎の信号Ｓ２０３に分割される。ＦＦＴユニット２０３からの出力信号のうち、チャネル推定用プリアンブル信号が含まれるＯＦＤＭ信号区間の信号はチャネル推定部２０４に入力される。
チャネル推定部２０４は、チャネル推定用プリアンブル信号区間の信号、すなわち受信したチャネル推定用プリアンブル信号を用いてサブキャリア毎のチャネル応答を推定し、チャネル応答の推定値Ｓ２０４を残留位相オフセット推定部２０５と復調処理部２０７に出力する。
残留位相オフセット推定部２０５は、受信信号Ｓ２０３中のパイロット信号が含まれるＯＦＤＭ信号区間の信号（パイロット信号）とチャネル応答の推定値Ｓ２０４を用いて周波数オフセットやクロックオフセットによる残留位相オフセット成分を推定し、残留位相オフセットの推定値Ｓ２０５を位相補償部２０６に出力する。
位相補償部２０６は、残留位相オフセットの推定値Ｓ２０５を用いて受信信号Ｓ２０３中のデータ信号が含まれるＯＦＤＭ信号区間の信号（データ信号）の位相補償を行い、補償したデータ信号Ｓ２０６を復調処理部２０７に出力する。復調処理部２０７は、復調出力信号Ｓ２０７を出力する。
チャネル推定部２０４と残留位相オフセット推定部２０５の動作は、基本的に従来と同様である。以下、一般的に知られているチャネル推定部２０４と残留位相オフセット推定部２０５の動作を数式により説明する。以下の説明では、ＯＦＤＭ信号送信装置１００の無線部１０８においてＩＱインバランス歪みが生じる環境下を仮定する。また、周波数オフセットやクロックオフセットによる残留位相オフセットにより、ｎシンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたパイロット信号がチャネル推定用プリアンブル信号を基準にθ(k,n) [rad]だけ位相回転する環境を仮定する。さらに、説明を簡単にするためフレーム内におけるチャネルの時間変動、シンボル内における残留位相オフセットの時間変動、及び熱雑音のいずれも無いものとする。
まず、チャネル推定部２０４の動作について説明する。受信信号中の＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられているチャネル推定用プリアンブル信号（受信プリアンブル信号）Lrx(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、ｈ(k)は＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、L(k)は＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられているチャネル推定用プリアンブル信号、L*(-k)は−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられているチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役、αIQ, βIQはＩＱインバランスの影響で生じる複素の係数である。ＩＱインバランスが生じない場合は、αIQ＝１, βIQ＝０となる。
ＩＱインバランスが生じる環境下では、式(8)に示されるように＋ｋ番目のサブキャリアにおける信号は−ｋ番目のサブキャリアの信号から干渉を受けることが知られている。チャネル推定部２０４は、次式に示すように＋ｋ番目のサブキャリアでの受信チャネル推定用プリアンブル信号Ｌrx(k)を予め既知信号であるチャネル推定用プリアンブル信号Ｌ(k)で除算することにより、＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値ｈest(k)を得る。
Figure 2007180618
次に、残留位相オフセット推定部２０５の動作について説明する。受信信号中のｎシンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号（受信パイロット信号）Ｐrx(k,n)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、P(k,n)は＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号、P*(-k,n)は−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号の複素共役を表す。
式(10)に示されるように、パイロット信号Ｐrx(k,n)はＩＱインバランスの影響により＋ｋ番目のサブキャリアにおける信号が−ｋ番目のサブキャリアの信号から干渉を受けることに加え、残留位相オフセット成分θ(k,n)による位相回転が生じている。
残留位相オフセット推定部２０５では、まず次式に示されるようにチャネル応答の推定値ｈest(k)と、パイロット信号Ｐ(k,n)に相当する既知信号を乗算することで、残留位相オフセットの検出に用いる、パイロット信号の複製信号Ｐest(k,n)を生成する。
Figure 2007180618
次に、残留位相オフセット推定部２０５は、次式に示されるように受信パイロット信号Prx(k,n)と基準信号Pest(k,n)との位相差θest(k,n)を残留位相オフセットθ(k,n)の推定値として求める。
Figure 2007180618
ここで、arg(*)は複素数の偏角を求める演算である。
無線部１０８においてＩＱインバランスが生じない場合を考える（αIQ＝１, βIQ＝０）。非特許文献１に記載されたパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号（式(1)及び(2)参照）、または、関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号（例えば式(4)(5)(6)(7)の組み合わせ）のいずれを用いた場合においても、残留位相オフセットの推定値は次式のように表わされ、正しい残留位相オフセット値θ(k,n)が推定できることがわかる。
Figure 2007180618
次に、無線部１０８においてＩＱインバランスが生じる場合を考える（αＩＱ≠１, βＩＱ≠０）。非特許文献１で用いるパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号（式(1)及び(2)参照）を用いた場合、例えばｋ＝-7における残留位相オフセットの推定値は次式のように表され、正しく残留位相オフセットの推定ができない。
Figure 2007180618
一方、本実施形態で用いる関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号（例えば式(4)(5)(6)(7)の組み合わせ）を用いた場合、残留位相オフセットの推定値は式(3)を式(13)に代入することで式(15)のように表され、正しい残留位相オフセット値θk,nが推定できる。
Figure 2007180618
以上説明したように、本実施形態に従うＯＦＤＭ信号送信装置では、関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を送信する。ＯＦＤＭ受信装置は、関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を用いて残留位相オフセットの推定を行うことで、ＩＱインバランス歪みが存在する環境下においても高い精度で残留位相オフセットを推定することが可能となる。
（第２の実施形態）
次に、本発明をＭＩＭＯ(Multi Input Multi Output)を用いたＯＦＤＭ通信システムに適用した第２の実施形態について説明する。図５に示されるように、本発明の第２の実施形態に従うＯＦＤＭ通信システムでは、複数の送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂを有するＯＦＤＭ信号送信装置３００からそれぞれＯＦＤＭ信号が送信される。送信されたＯＦＤＭ信号は複数の受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂを有するＯＦＤＭ信号受信装置４００によって受信される。ここでは、ＯＦＤＭ信号送信装置３００が二つの送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂを有し、ＯＦＤＭ信号受信装置４００が二つの受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂを有する場合について述べるが、これに限定されず、３つ以上の送信アンテナ及び受信アンテナを有する場合にも本発明は有効である。
図６を用いて図５中に示すＯＦＤＭ信号送信装置３００の構成について説明する。ＯＦＤＭ信号送信装置３００は符号化器３０２、シリアル・パラレル変換器３０３、ディジタル変調器３０４ａ，３０４ｂ、シリアル・パラレル変換器３０５ａ，３０５ｂ、パイロット信号挿入部３０６ａ，３０６ｂ、プリアンブル信号付加部３０７ａ，３０７ｂ、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ユニット３０８ａ，３０８ｂ、無線部３０９ａ，３０９ｂを有する。
入力された送信データＳ３０１は、符号器３０２によって符号化される。符号化されたデータＳ３０２はシリアル・パラレル変換器３０３によってシリアル・パラレル変換が施されることにより、送信アンテナ３０１ａに対応する第１送信データＳ３０３ａと送信アンテナ３０１ｂに対応する第２送信データＳ３０３ｂとに振り分けられる。第１送信データＳ３０３ａと第２送信データＳ３０３ｂは、それぞれディジタル変調器３０４ａ，３０４ｂによって、例えばＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭなどのディジタル変調が施される。
ディジタル変調器３０４ａ，３０４ｂから出力される変調データＳ３０４ａ，３０４ｂは、それぞれシリアル・パラレル変換器３０５ａ，３０５ｂにより複数のデータ信号を送信するために用いるデータサブキャリアに振り分けられる。複数のデータサブキャリアに振り分けられた変調データＳ３０５ａ，３０５ｂは、それぞれパイロット信号挿入部３０６ａ，３０６ｂに入力される。
パイロット信号挿入部３０６ａ，３０６ｂはデータサブキャリアＳ３０５ａ，３０５ｂの間のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号を挿入する。パイロット信号挿入部３０６ａ，３０６ｂから出力された信号Ｓ３０６ａ，３０６ｂは、それぞれプリアンブル信号付加部３０７ａ，３０７ｂに入力される。
プリアンブル信号付加部３０７ａ，３０７ｂは、信号Ｓ３０６ａ，３０６ｂの前にチャネル推定のためのチャネル推定用プリアンブル信号を付加する。プリアンブル信号付加部３０７ａ，３０７ｂから出力される信号Ｓ３０７ａ，３０７ｂは、それぞれＩＦＦＴユニット３０８ａ，３０８ｂにより逆高速フーリエ変換が施される。逆高速フーリエ変換の結果、信号Ｓ３０７ａ，３０７ｂは時間軸上のＯＦＤＭ信号Ｓ３０８ａ，３０８ｂに変換され、それぞれ無線部３０９ａ，３０９ｂに入力される。
無線部３０９ａ，３０９ｂは、時間軸上のＯＦＤＭ信号Ｓ３０８ａ，３０８ｂをアナログ信号に変換し、無線周波数に周波数変換した後、それぞれ送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂを介して送信する。無線部３０９ａ，３０９ｂはディジタル・アナログ変換器や直交変調器、フィルタ、電力増幅器などを含む一般的な構成であるため、詳細な説明については省略する。
次に、図７を用いてＯＦＤＭ信号送信装置３００が各送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂで送信するＯＦＤＭ信号のフレーム構成、特にチャネル推定用プリアンブル信号とパイロット信号の構成について詳しく説明する。図３と同様、図７（ａ）（ｂ）の横軸は時間、縦軸は周波数（サブキャリア番号）を表す。図７（ａ）（ｂ）で模式的に示すように、本実施形態ではＯＦＤＭ信号送信装置３００において異なる２つの送信データから２つのＯＦＤＭ信号を生成し、これらを異なる送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂから送信する。図７（ａ）（ｂ）は、それぞれ送信アンテナ３０１ａ，送信アンテナ３０１ｂから送信されるＯＦＤＭ信号のフレーム構成である。
ＯＦＤＭ信号送信装置３００は、データ信号を送信する前にチャネル推定用プリアンブル信号La(k), Lb(k)を送信する。ここで、La(k)は送信アンテナ３０１ａから＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の信号値を表し、Lb(k)は送信アンテナ３０１ｂから＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の信号値を表す。
本実施形態では、ＯＦＤＭ信号受信装置４００において送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂまでのチャネル応答と送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂまでのチャネル応答を個別に推定できるようにするため、ＯＦＤＭ信号送信装置３００はチャネル推定用プリアンブル信号La(k)及びLb(k)を異なる時間帯の２シンボルの第１のＯＦＤＭ信号として送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂから送信する。すなわち、第１のＯＦＤＭ信号の１シンボル目では、送信アンテナ３０１ａからのみLa(k)を送信し、その間送信アンテナ３０１ｂからは信号の送信を行わない。一方、第１のＯＦＤＭ信号の２シンボル目では、送信アンテナ３０１ｂからのみLb(k)を送信し、その間送信アンテナ３０１ａからは信号の送信を行わない。
このようにしてチャネル推定用プリアンブル信号である第１のＯＦＤＭ信号が送信された後、送信アンテナ３０１ａと送信アンテナ３０１ｂから同時にデータ信号Da(k,n), Db(k,n)とパイロット信号Pa(k,n), Pb(k,n)が第２のＯＦＤＭ信号として送信される。ここで、Da(k,n), Pa(k,n)はそれぞれ送信アンテナ３０１ａから＋ｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号の信号値とパイロット信号の信号値を表す。また、Db(k,n), Pb(k,n)はそれぞれ送信アンテナ３０１ｂから＋ｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号の信号値とパイロット信号の信号値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号La(k), Lb(k)とパイロット信号Pa(k,n), Pb(k,n)はＯＦＤＭ受信装置４００で既知の信号である。
第２の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリアの番号は-21, -7, +7, +21であるが、これに限られず下記の条件２を満足する任意のサブキャリアを用いることができる。
＜条件２＞：［ｋｐ番目のサブキャリアがパイロット信号の送信に用いられるならば、−ｋｐ番目のサブキャリアもパイロット信号の送信に用いられる］
本実施形態においても、各送信アンテナにおいて先の関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を送信する。すなわち、送信アンテナ３０１ａから送信される-21, -7, +7, +21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号[Pa(-21,n), Pa(-7,n), Pa(+7,n), Pa(+21,n)]とチャネル推定用プリアンブル信号[La(-21), La(-7), La(+7), La(+21)]が下記の関係式(16)を満足する組み合わせとする。
Figure 2007180618
また、送信アンテナ３０１ｂから-21, -7, +7, +21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号[Pb(-21,n), Pb(-7,n), Pb(+7,n), Pb(+21,n)]とチャネル推定用プリアンブル信号[Lb(-21), Lb(-7), Lb(+7), Lb(+21)]が下記の関係式(17)を満足する組み合わせとする。
Figure 2007180618
このように本実施形態では送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂ毎に、＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号との積が、−ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号と＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように、図７（ａ）（ｂ）のＯＦＤＭ信号は構成される。
後述するＯＦＤＭ受信装置４００において、本実施形態によるパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を用いて残留位相オフセットの推定を行った場合、ＯＦＤＭ信号送信装置３００で生じるＩＱインバランス歪みの影響を受けることなく高精度に残留位相オフセットを推定することが可能となる。
次に、図８を用いて図５中のＯＦＤＭ信号受信装置４００について説明する。ＯＦＤＭ信号受信装置４００は無線部４０２ａ，４０２ｂ、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）ユニット２０３ａ，２０３ｂ、チャネル推定部４０４、残留位相オフセット推定部４０５、位相補償部４０６及びＭＩＭＯ復調処理部４０７を有する。
無線部４０２ａ，４０２ｂではそれぞれ受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂで受信されたＯＦＤＭ信号Ｓ４０１ａ，Ｓ４０１ｂをベースバンド帯に周波数変換した後、ディジタル信号Ｓ４０２ａ，Ｓ４０２ｂに変換する。ディジタル信号Ｓ４０２ａ，Ｓ４０２ｂはそれぞれＦＦＴユニット４０３ａ，４０３ｂに入力され、高速フーリエ変換が施されることによりサブキャリア毎の信号Ｓ４０３ａ，Ｓ４０３ｂに分割される。
ＦＦＴユニット４０３ａ，４０３ｂからの出力信号のうち、チャネル推定用プリアンブル信号区間の信号はチャネル推定部４０４に入力される。チャネル推定部４０４は、受信したチャネル推定用プリアンブル信号を用いてＯＦＤＭ信号装置３００の各送信アンテナからＯＦＤＭ信号装置４００の各受信アンテナまでのサブキャリア毎のチャネル応答を推定する。さらに、チャネル推定部４０４はチャネル応答の推定値Ｓ４０４を残留位相オフセット推定部４０５とＭＩＭＯ復調処理部４０７に出力する。ＭＩＭＯ復調処理部４０７は、復調出力信号Ｓ４０７を出力する。
残留位相オフセット推定部４０５は、周波数オフセットやクロックオフセットによる残留位相オフセット成分をチャネル応答の推定値Ｓ４０４と受信信号Ｓ４０３ａ，Ｓ４０３ｂに含まれるパイロット信号を用いて推定する。さらに、残留位相オフセット推定部４０５は残留位相オフセットの推定値Ｓ４０５を位相補償部４０６に出力する。
位相補償部４０６は、残留位相オフセットの推定値Ｓ４０５を用いて受信信号Ｓ４０３ａ，Ｓ４０３ｂに含まれるデータ信号の位相補償を行い、補償したデータＳ４０６ａ，Ｓ４０６ｂをＭＩＭＯ復調処理部４０７に出力する。
図５に示したように、各受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂで受信される信号は送信アンテナ３０１ａ及び送信アンテナ３０１ｂが重畳されるため、ＭＩＭＯ復調処理部４０７では送信アンテナ３０１ａ及び送信アンテナ３０１ｂからの信号を分離する処理を行う。この分離処理は、空間フィルタリング法や最尤系列推定法など公知の技術を用いることができるため、説明を省略する。
チャネル推定部４０４と残留位相オフセット推定部４０５の動作は、基本的に従来と同様である。以下、一般的に知られているチャネル推定部４０４と残留位相オフセット推定部４０５の動作を数式により説明する。以下の説明では、ＯＦＤＭ信号送信装置３００の無線部３０９ａ，無線部３０９ｂにおいて、異なるＩＱインバランス歪みが生じる環境下を仮定する。また、周波数オフセットやクロックオフセットによる残留位相オフセットにより、＋ｋ番目のサブキャリアのｎシンボル目に受信されたパイロット信号がチャネル推定用プリアンブル信号を基準にθ(k,n) [rad]だけ位相回転する環境を仮定する。また、説明を簡単にするため、フレーム内におけるチャネルの時間変動、シンボル内における残留位相オフセットの時間変動、チャネル推定用プリアンブル信号の信号区間内における残留位相オフセット、熱雑音のいずれも無いものとする。
まず、チャネル推定部４０４の動作について説明する。受信アンテナ４０１ａにおいて１シンボル目のk番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxaa(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、haa(k)は送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、αaIQ, βaIQは無線部３０９ａのＩＱインバランスの影響で生じる複素の係数である。
同様に、受信アンテナ４０１ａにおいて２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxba(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、hba(k)は送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、αbIQ, βbIQは無線部３０９ｂのＩＱインバランスの影響で生じる複素の係数である。
同様に、受信アンテナ401bにおいて1シンボル目のk番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxab(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、hab(k)は送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答である。
同様に、受信アンテナ４０１ｂにおいて２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxbb(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、hbb(k)は送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答である。
チャネル推定部４０４では、次式で示すように受信アンテナ４０１ａにおいて１シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxaa(k)を予め既知のLa(k)で除算することにより、送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestaa(k)を得る。
Figure 2007180618
同様に、チャネル推定部４０４では、次式に示すように受信アンテナ４０１ａにおいて２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxba(k)を予め既知のLb(k)で除算することにより、送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestba(k)を得る。
Figure 2007180618
同様に、チャネル推定部４０４では、次式に示すように受信アンテナ４０１ｂにおいて１シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxab(k)を予め既知のLa(k)で除算することにより、送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestab(k)を得る。
Figure 2007180618
同様に、チャネル推定部４０４では、次式に示すように受信アンテナ４０１ｂにおいて２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrxbb(k)を予め既知のLb(k)で除算することにより、送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestbb(k)を得る。
Figure 2007180618
次に、残留位相オフセット推定部４０５の動作について説明する。受信アンテナ４０１ａにおいてｎシンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたパイロット信号Prxa(k,n)は、次式で表される。
Figure 2007180618
同様に、受信アンテナ４０１ｂにおいてｎシンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたパイロット信号Prxb(k,n)は、次式で表される。
Figure 2007180618
残留位相オフセット推定部４０５ではまず、次式に示すようにチャネル応答の推定値hestaa(k), hestba(k)と予め既知のPa(k), Pb(k)を用いて残留位相オフセットの検出の際に用いる基準信号Pesta(k,n)を生成する。
Figure 2007180618
同様に、残留位相オフセット推定部４０５では、次式に示すようにチャネル応答の推定値hestab(k), hestnn(k)と予め既知のPa(k), Pb(k)を用いて残留位相オフセットの検出の際に用いる基準信号Pestb(k,n)を生成する。
Figure 2007180618
さらに、残留位相オフセット推定部４０５は、次式に示すように受信パイロット信号 Prxa(k,n)と基準信号Pesta(k,n)の位相差θesta(k,n)を残留位相オフセットθ(k,n)の推定値として検出する。
Figure 2007180618
同様に、残留位相オフセット推定部４０５は、次式に示すように受信パイロット信号Prxb(k,n)と基準信号Pestb(k,n)の位相差θestb(k,n)を残留位相オフセットθ(k,n)の推定値として検出する。
Figure 2007180618
本実施形態におけるパイロット信号及びチャネル推定用プリアンブル信号は式(16)及び(17)を満足するため、式(30)及び(31)はそれぞれ式(32)及び(33)のように表され、正しい残留位相オフセット値θ(k,n)が推定できていることがわかる。
Figure 2007180618
Figure 2007180618
以上説明したように、本実施形態のＯＦＤＭ信号送信装置は式(16)及び(17)で示したように、送信アンテナ毎に関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を送信する。ＯＦＤＭ受信装置は、関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を用いて残留位相オフセットの推定を行うことで、ＩＱインバランス歪みが存在する環境下においても高い精度で残留位相オフセットを推定することができる。
さらに、本実施形態では送信アンテナ毎にチャネル推定用プリアンブル信号を異なる時間帯のＯＦＤＭ信号として、すなわち時分割多重で送信することにより、受信側においてＭＩＭＯチャネルの推定を行うことが可能となる。
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態として図５及び図６に示したＯＦＤＭ信号送信装置３００が各送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂから送信するＯＦＤＭ信号のフレーム構成、特にチャネル推定用プリアンブル信号とパイロット信号の構成について説明する。
図９（ａ）（ｂ）に模式的に示すように、本実施形態ではＯＦＤＭ信号送信装置３００において異なる２つの送信データから２つのＯＦＤＭ信号を生成し、これらを異なる送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂから送信する。図９（ａ）（ｂ）は、それぞれ送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂから送信されるＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示している。
ＯＦＤＭ信号送信装置３００は、データ信号を送信する前にチャネル推定用プリアンブル信号La(k), Lb(k)を送信する。ここで、La(k)は送信アンテナ３０１ａから＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の信号値を表し、Lb(k)は送信アンテナ３０１ｂから＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の信号値を表す。
本実施形態ではＯＦＤＭ信号受信装置４００が、送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂまでのチャネル応答と送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂまでのチャネル応答とを個別に推定できるようにするため、ＯＦＤＭ信号送信装置３００は同一シンボル区間において各送信アンテナからチャネル推定用プリアンブル信号を互いに異なるサブキャリア配置の第１のＯＦＤＭ信号として送信する。すなわち、チャネル推定用プリアンブル信号の１シンボル目の区間では、送信アンテナ３０１ａから奇数番目のサブキャリアk=±2i−1 (i=1,2,...,13)を用いてLa(k)を送信し、送信アンテナ３０１ｂから偶数番目のサブキャリアk=±2i (i=1,2,...,13)を用いてLb(k)を送信する。チャネル推定用プリアンブル信号の２シンボル目の区間では、送信アンテナ３０１ａから偶数番目のサブキャリアk=±2i (i=1,2,...,13)を用いてLa(k)を送信し、送信アンテナ３０１ｂから奇数番目のサブキャリアk=±2i−1 (i=1,2,...,13)を用いてLb(k)を送信する。
チャネル推定用プリアンブル信号が送信された後、送信アンテナ３０１ａと送信アンテナ３０１ｂから同時にデータ信号Da(k,n), Db(k,n)とパイロット信号Pa(k,n), Pb(k,n)が第２のＯＦＤＭ信号として送信される。
ここで、Da(k,n), Pa(k,n)はそれぞれ送信アンテナ３０１ａからｎシンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるデータ信号の信号値とパイロット信号の信号値を表す。Db(k,n), Pb(k,n)は、それぞれ送信アンテナ３０１ｂからｎシンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるデータ信号の信号値とパイロット信号の信号値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号La(k), Lb(k)とパイロット信号Pa(k,n), Pb(k,n)はＯＦＤＭ受信装置４００で既知の信号である。第２の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリアの番号は-21, -7, +7, +21であるが、これに限られず下記の条件３を満足する任意のサブキャリアを用いることができる。
＜条件３＞：［ｋｐ番目のサブキャリアがパイロット信号の送信に用いられるならば、−ｋｐ番目のサブキャリアもパイロット信号の送信に用いられる］
本実施形態では、各送信アンテナにおいて関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を送信する。つまり、送信アンテナ３０１ａから-21, -7, +7, +21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号[Pa(-21,n), Pa(-7,n), Pa(+7,n), Pa(+21,n)]とチャネル推定用プリアンブル信号[La(-21), La(-7), La(+7), La(+21)]が下記の関係式(34)を満足する組み合わせとする。
Figure 2007180618
また、送信アンテナ３０１ｂから-21, -7, +7, +21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号[Pb(-21,n), Pb(-7,n), Pb(+7,n), Pb(+21,n)]とチャネル推定用プリアンブル信号[Lb(-21), Lb(-7), Lb(+7), Lb(+21)]が下記の関係式(35)を満足する組み合わせとする。
Figure 2007180618
ＯＦＤＭ受信装置４００において、本実施形態によるパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を用いて残留位相オフセットの推定を行った場合、ＯＦＤＭ信号送信装置３００で生じるＩＱインバランス歪みの影響を受けることなく高精度に残留位相オフセットを推定することが可能となる。
本実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置はチャネル推定部４０４の動作以外は第２の実施形態で用いる図８のＯＦＤＭ信号受信装置と同一である。以下では、本実施形態で用いるチャネル推定部４０４の動作を数式により説明する。以下の説明では、ＯＦＤＭ信号送信装置３００の無線部３０９ａ及び無線部３０９ｂにおいて、異なるＩＱインバランス歪みが生じる環境下を仮定する。また、周波数オフセットやクロックオフセットによる残留位相オフセットにより、＋ｋ番目のサブキャリアのｎシンボル目に受信されたパイロット信号がチャネル推定用プリアンブル信号L(k)を基準にθ(k,n) [rad]だけ位相回転する環境を仮定する。さらに、説明を簡単にするためフレーム内におけるチャネルの時間変動、シンボル内における残留位相オフセットの時間変動、チャネル推定用プリアンブル信号の信号区間内における残留位相オフセット、熱雑音のいずれも無いものとする。
受信アンテナ４０１ａにおいて１シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1a(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、haa(k)は送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、hba(k)は送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、αaIQ, βaIQは無線部３０９ａのＩＱインバランスの影響で生じる複素の係数、αbIQ, βbIQは無線部３０９ｂのＩＱインバランスの影響で生じる複素の係数である。
同様に、受信アンテナ４０１ａにおいて２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx2a(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
同様に、受信アンテナ４０１ｂにおいて１シンボル目と２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1b(k), Lrx2b(k)はそれぞれ式(38)及び(39)で表される。
Figure 2007180618
Figure 2007180618
ここで、hab(k)は送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、hbb(k)は送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答である。
チャネル推定部４０４では、次式に示すように受信アンテナ４０１ａにおいて１シンボル目の２ｉ−１番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1a(k)と２シンボル目の２ｉ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx2a(k)をそれぞれ予め既知のLa(k)でそれぞれ除算することにより、送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestaa(k)を得る。
Figure 2007180618
同様に、チャネル推定部４０４では、次式に示すように受信アンテナ４０１ａにおいて１シンボル目の２ｉ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1a(k)と２シンボル目の２ｉ−１番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx2a(k)をそれぞれ予め既知のLb(k)でそれぞれ除算することにより、送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestba(k)を得る。
Figure 2007180618
同様に、チャネル推定部４０４では、次式に示すように受信アンテナ４０１ｂにおいて１シンボル目の２ｉ−１番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1b(k)と２シンボル目の２ｉ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx2b(k)をそれぞれ予め既知のLa(k)でそれぞれ除算することにより、送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestab(k)を得る。
Figure 2007180618
同様に、チャネル推定部４０４では、次式に示すように受信アンテナ４０１ｂにおいて１シンボル目の２ｉ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1b(k)と２シンボル目の２ｉ−１番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx2b(k)をそれぞれ予め既知のLb(k)でそれぞれ除算することにより、送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestbb(k)を得る。
Figure 2007180618
本実施形態においても、第２の実施形態と同様、残留位相オフセット推定部４０５はＯＦＤＭ信号送信装置３００で生じるＩＱインバランス歪みの影響を受けることなく高精度に残留位相オフセットを推定することができる。さらに、送信アンテナ毎にチャネル推定用プリアンブル信号を異なるサブキャリアを用いたＯＦＤＭ信号として、すなわち周波数分割多重で送信することにより、受信側においてＭＩＭＯチャネルの推定を行うことが可能となる。
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態として図５及び図６に示したＯＦＤＭ信号送信装置３００が各送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂから送信するＯＦＤＭ信号のフレーム構成、特にチャネル推定用プリアンブル信号とパイロット信号の構成について説明する。
図１０（ａ）（ｂ）に模式的に示すように、本実施形態ではＯＦＤＭ信号送信装置３００において異なる２つの送信データから２つのＯＦＤＭ信号を生成し、これらを異なる送信アンテナ３０１ａ，３０１ｂから送信する。図１０（ａ）（ｂ）は、それぞれ送信アンテナ３０１ａ，送信アンテナ３０１ｂから送信されるＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示している。
ＯＦＤＭ信号送信装置３００は、データ信号を送信する前にチャネル推定用プリアンブル信号La(k), Lb(k)を送信する。ここで、La(k)は送信アンテナ３０１ａから＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の信号値を表し、Lb(k)は送信アンテナ３０１ｂから＋ｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブル信号の信号値を表す。
本実施形態では、ＯＦＤＭ信号受信装置４００が送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂまでのチャネル応答と送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａ，４０１ｂまでのチャネル応答とを個別に推定できるようにするため、ＯＦＤＭ信号送信装置３００はチャネル推定用プリアンブル信号を互いに異なる直交系列を用いた第１のＯＦＤＭ信号として送信する。すなわち、送信アンテナ３０１ａからはチャネル推定用プリアンブル信号として第１のＯＦＤＭ信号の１シンボル目にLa(k)、２シンボル目にLa(K)をそれぞれ送信するのに対し、送信アンテナ３０１ｂからはチャネル推定用プリアンブル信号として第１のＯＦＤＭ信号の１シンボル目にLb(k)、２シンボル目に−Lb(k)を送信する。
このようにしてチャネル推定用プリアンブル信号である第１のＯＦＤＭ信号が送信された後、送信アンテナ３０１ａと送信アンテナ３０１ｂから同時にデータ信号Da(k,n), Db(k,n)とパイロット信号Pa(k,n), Pb(k,n)が第２のＯＦＤＭ信号として送信される。ここで、Da(k,n), Pa (k,n)はそれぞれ送信アンテナ３０１ａから＋ｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号の信号値とパイロット信号の信号値を表す。また、Db(k,n), Pb(k,n)はそれぞれ送信アンテナ３０１ｂから＋ｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号の信号値とパイロット信号の信号値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号La(k), Lb(k)とパイロット信号Pa(k,n), Pb(k,n)は、ＯＦＤＭ受信装置４００で既知の信号である。
第２の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリアの番号は-21, -7, +7, +21であるが、これに限られず下記の条件４を満足する任意のサブキャリアを用いることができる。
＜条件４＞：［ｋｐ番目のサブキャリアがパイロット信号の送信に用いられるならば、−ｋｐ番目のサブキャリアもパイロット信号の送信に用いられる］
本実施形態では、各送信アンテナにおいて関係式(3)を満足するパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を送信する。つまり、送信アンテナ３０１ａから-21, -7, +7, +21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号[Pa(-21,n), Pa(-7,n), Pa(+7,n), Pa(+21,n)]とチャネル推定用プリアンブル信号[La(-21), La(-7), La(+7), La(+21)]が下記の関係式(44)を満足する組み合わせとする。
Figure 2007180618
また、送信アンテナ３０１ｂから-21, -7, +7, +21番目のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号[Pb(-21,n), Pb(-7,n), Pb(+7,n), Pb(+21,n)]とチャネル推定用プリアンブル信号[Lb(-21), Lb(-7), Lb(+7), Lb(+21)]が下記の関係式(45)を満足する組み合わせとする。
Figure 2007180618
ＯＦＤＭ受信装置４００において、本実施形態によるパイロット信号とチャネル推定用プリアンブル信号を用いて残留位相オフセットの推定を行った場合、ＯＦＤＭ信号送信装置３００で生じるＩＱインバランス歪みの影響を受けることなく高精度に残留位相オフセットを推定することが可能となる。
本実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置は、チャネル推定部４０４の動作以外は第２の実施形態で用いる図８のＯＦＤＭ信号受信装置と同一である。以下では、本実施形態で用いるチャネル推定部４０４の動作を数式により説明する。以下の説明では、ＯＦＤＭ信号送信装置３００の無線部３０９ａ，無線部３０９ｂにおいて、異なるＩＱインバランス歪みが生じる環境下を仮定する。また、周波数オフセットやクロックオフセットによる残留位相オフセットにより、＋ｋ番目のサブキャリアのｎシンボル目に受信されたパイロット信号がチャネル推定用プリアンブル信号を基準にθ(k,n) [rad]だけ位相回転する環境を仮定する。さらに、説明を簡単にするためフレーム内におけるチャネルの時間変動、シンボル内における残留位相オフセットの時間変動、チャネル推定用プリアンブル信号の信号区間内における残留位相オフセット、熱雑音のいずれも無いものとする。
受信アンテナ４０１ａにおいて１シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1a(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
ここで、haa(k)は送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、hba(k)は送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、αaIQ, βaIQは無線部３０９ａのＩＱインバランスの影響で生じる複素の係数、αbIQ, βbIQは無線部３０９ｂのＩＱインバランスの影響で生じる複素の係数である。
同様に、受信アンテナ４０１ａにおいて２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx2a(k)は、次式で表される。
Figure 2007180618
同様に、受信アンテナ４０１ｂにおける１シンボル目と２シンボル目の＋ｋ番目のサブキャリアで受信されたチャネル推定用プリアンブル信号Lrx1b(k), Lrx2b(k)はそれぞれ式(48)及び式(49)で表される。
Figure 2007180618
Figure 2007180618
ここで、hab(k)は送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答、hbb(k)は送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答である。
チャネル推定部４０４では、次式の処理を行うことで、送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestaa(k)を得る。
Figure 2007180618
さらに、チャネル推定部４０４では、次式の処理を行うことで、送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ａまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestba(k)を得る。
Figure 2007180618
さらに、チャネル推定部４０４では、次式の処理を行うことで、送信アンテナ３０１ａから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestab(k)を得る。
Figure 2007180618
さらに、チャネル推定部４０４では、次式の処理を行うことで、送信アンテナ３０１ｂから受信アンテナ４０１ｂまでの＋ｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答の推定値hestbb(k)を得る。
Figure 2007180618
このように本実施形態においても、第２の実施形態と同様、残留位相オフセット推定部４０５はＯＦＤＭ信号送信装置３００で生じるＩＱインバランス歪みの影響を受けることなく高精度に残留位相オフセットを推定することができる。
さらに、本実施形態では送信アンテナ毎にチャネル推定用プリアンブル信号を互いに異なる直交系列のＯＦＤＭ信号として、すなわち符号分割多重で送信することにより、受信側においてＭＩＭＯチャネルの推定を行うことが可能となる。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ通信システムの概要図 本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ信号送信装置のブロック図 本発明の第１の実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図 本発明の第２〜４の実施形態に従うＯＦＤＭ通信システムの概要図 本発明の第２〜４の実施形態に従うＯＦＤＭ信号送信装置のブロック図 本発明の第２の実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 本発明の第２〜４の実施形態に従うＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図 本発明の第３の実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 本発明の第４の実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図
符号の説明
１００・・・ＯＦＤＭ信号送信装置
１０１・・・送信アンテナ
１０２・・・符号化部
１０３・・・ディジタル変調器
１０４・・・シリアル・パラレル変換器（データ信号−サブキャリア割当部）
１０５・・・パイロット信号挿入部（パイロット信号−サブキャリア割当部）
１０６・・・プリアンブル信号付加部（プリアンブル信号−サブキャリア割当部）
１０７・・・逆高速フーリエ変換ユニット
１０８・・・無線部
２００・・・ＯＦＤＭ信号受信装置
２０１・・・受信アンテナ
２０２・・・無線部
２０３・・・高速フーリエ変換ユニット
２０４・・・チャネル推定部
２０５・・・残留位相オフセット推定部
２０６・・・位相補償部
２０７・・・復調処理部
３００・・・ＯＦＤＭ信号送信装置
３０１ａ，３０１ｂ・・・送信アンテナ
３０２・・・符号化部
３０３・・・シリアル・パラレル変換器
３０４・・・ディジタル変調器
３０５ａ，３０５ｂ・・・シリアル・パラレル変換器（データ信号−サブキャリア割当部）
３０６ａ，３０６ｂ・・・パイロット信号挿入部（パイロット信号−サブキャリア割当部）
３０７ａ，３０７ｂ・・・プリアンブル信号付加部（プリアンブル信号−サブキャリア割当部）
３０８ａ，３０８ｂ・・・逆高速フーリエ変換ユニット
３０９ａ，３０９ｂ・・・無線部
４００・・・ＯＦＤＭ信号受信装置
４０１ａ，４０１ｂ・・・受信アンテナ
４０２ａ，４０２ｂ・・・無線部
４０３ａ，４０３ｂ・・・高速フーリエ変換ユニット
４０４・・・チャネル推定部
４０５・・・残留位相オフセット推定部
４０６・・・位相補償部
４０７・・・ＭＩＭＯ復調処理部

Claims (13)

  1. 第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号を含み、異なる時間帯に送信される複数のＯＦＤＭ信号を少なくとも一つのアンテナから送信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信方法において、
    前記第１のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア（但し、ｋは少なくとも一つの任意の整数）にそれぞれチャネル応答推定のための第１のチャネル推定用プリアンブル信号及び第２のチャネル推定用プリアンブル信号を割り当てる第１の割当ステップと；
    前記第２のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のための第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号を割り当てる第２の割当ステップ；とを具備し、
    前記第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号は、前記第１のチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と前記第２のパイロット信号との積が第２のチャネル推定用プリアンブル信号と前記第１のパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように設定されるＯＦＤＭ信号送信方法。
  2. 第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号を含み、異なる時間帯に送信される複数のＯＦＤＭ信号を少なくとも一つのアンテナから送信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信装置において、
    前記第１のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア（但し、ｋは少なくとも一つの任意の整数）にそれぞれチャネル応答推定のための第１のチャネル推定用プリアンブル信号及び第２のチャネル推定用プリアンブル信号を割り当てる第１の割当手段と；
    前記第２のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のための第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号を割り当てる第２の割当手段；とを具備し、
    前記第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号は、前記第１のチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と前記第２のパイロット信号との積が第２のチャネル推定用プリアンブル信号と前記第１のパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように設定されるＯＦＤＭ信号送信装置。
  3. 第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号を含み、異なる時間帯に送信される複数のＯＦＤＭ信号を複数のアンテナの各々から送信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信装置において、
    前記第１のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア（但し、ｋは少なくとも一つの任意の整数）にそれぞれチャネル応答推定のための第１のチャネル推定用プリアンブル信号及び第２のチャネル推定用プリアンブル信号を割り当てる第１の割当手段と；
    前記第２のＯＦＤＭ信号の中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のための第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号を割り当てる第２の割当手段；とを具備し、
    前記第１のＯＦＤＭ信号及び第２のＯＦＤＭ信号は、前記アンテナ毎に前記第１のチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と前記第２のパイロット信号との積が第２のチャネル推定用プリアンブル信号と前記第１のパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように構成されるＯＦＤＭ信号送信装置。
  4. 前記第２のＯＦＤＭ信号の前記＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア以外のサブキャリアの少なくとも一部にデータ信号を割り当てる第３の割当手段をさらに具備する請求項２または３のいずれか１項記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  5. 前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記第２のＯＦＤＭ信号を前記複数のアンテナから同時に送信する請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  6. 前記第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号は、それぞれ前記アンテナ毎に異なる信号値を有する請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  7. 前記データ信号は、前記アンテナ毎に異なる信号値を有する請求項４記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  8. 前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記第１のＯＦＤＭ信号を前記アンテナ毎に異なる時間帯に送信する請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  9. 前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記第１のＯＦＤＭ信号を前記アンテナ毎に異なるサブキャリア配置を用いて送信する請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  10. 前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記第１のＯＦＤＭ信号を前記複数のアンテナから同時に送信する請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  11. 前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、第１のＯＦＤＭ信号を前記アンテナ毎に互いに異なる直交系列を用いて同時に送信する請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
  12. 複数のサブキャリアを有し中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリア（但し、ｋは少なくとも一つの任意の整数）にそれぞれチャネル応答推定のための第１のチャネル推定用プリアンブル信号及び第２のチャネル推定用プリアンブル信号が割り当てられた第１のＯＦＤＭ信号と、複数のサブキャリアを有し中心周波数から＋ｋ番目のサブキャリア及び−ｋ番目のサブキャリアにそれぞれ残留位相オフセット推定のための第１のパイロット信号及び第２のパイロット信号が割り当てられた第２のＯＦＤＭ信号を含み、前記第１のチャネル推定用プリアンブル信号の複素共役と前記第２のパイロット信号との積が第２のチャネル推定用プリアンブル信号と前記第１のパイロット信号の複素共役との積と等しくなるように構成され、かつ任意のサブキャリアにデータ信号が割り当てられた、異なる時間帯に送信される複数のＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
    前記受信手段により前記第１のＯＦＤＭ信号の区間に受信される第１の受信信号を用いて前記チャネル応答の推定値を求めるチャネル推定手段と；
    前記チャネル応答の推定値と前記受信手段により前記第２のＯＦＤＭ信号の区間に受信される第２の受信信号を用いて前記残留位相オフセットの推定値を求める残留位相オフセット推定手段と；
    前記残留位相オフセットの推定値を用いて前記データ信号の位相補償を行う位相補償手段と；
    位相補償されたデータ信号を復調処理する復調処理手段と；を具備するＯＦＤＭ信号受信装置。
  13. 前記残留位相オフセット推定手段は、前記チャネル応答の推定値と前記第１のパイロット信号に対応する既知信号との乗算により前記第１のパイロット信号の複製信号を生成し、該複製信号と前記第２の受信信号中の第１のパイロット信号との位相差を前記残留位相オフセットの推定値として算出する請求項１２記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
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