KR20080058825A - 다중 캐리어 전송 방식을 채용한 데이터 송, 수신 장치 및방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중 캐리어 전송방식을 채용하는 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 송수신 IQ 불균형(In-phase/Quadrature imbalance)을 이용하여 수신기의 성능을 개선하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 다중 캐리어 전송방식을 채용하여 데이터를 전송하는 시스템은 적어도,

IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡행렬을 추정하기 위해서 적어도 2개 이상의 샘플 데이터가 정칙행렬을 이루는 샘플 데이터를 생성하여 소정 구간에 삽입 전송하기 위한 송신장치와;

상기 정칙행렬의 역행렬을 수신신호에 승산하여 채널 왜곡행렬을 추정하고, 상기 송신장치로부터 수신된 신호를 상기 추정된 왜곡행렬과 연산하여 다이버시티 이득을 가지는 수신신호로 변환하기 위한 신호 변환부를 가지는 수신장치;를 포함함을 특징으로 한다.

OFDM, 프리앰블, IQ 불균형.

Description

다중 캐리어 전송 방식을 채용한 데이터 송, 수신 장치 및 방법{SYSTEM FOR TRANSMITTING A DATA USING A MULTI-CARRIER}

도 1은 직접 변환 RF 송,수신기의 IQ 불균형 모델링 예시도.

도 2는 송수신 IQ 불균형과 다중경로 페이딩 채널을 포함하는 기저대역 시스템의 모델링 예시도.

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 구조 예시도.

도 4a와 도 4b는 QPSK를 사용한 경우에 AWGN 채널에서 IQ 불균형에 의해 발생하는 심볼 오류율 특성 예시도.

도 5a 내지 도 5f는 무선채널환경에서 송수신 IQ 불균형이 발생한 경우 검출 방식별 심볼 오류율 특성 예시도.

도 6a와 도 6b는 송수신 IQ 불균형 및 다중경로 채널환경에서의 왜곡행렬 추정 성능 비교 특성 예시도.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 프리앰블 생성부가 포함된 OFDM 시스템의 송신장치 구조 예시도.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 프리앰블 구조 예시도.

도 9는 OFDM 시스템의 수신장치의 일부 구성 예시도.

본 발명은 다중 캐리어 전송방식을 채용하는 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 송수신 IQ 불균형(In-phase/Quadrature imbalance)을 이용하여 수신기의 성능을 개선하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선통신기기의 소형화, 고집적화와 맞물려 송수신기의 RF 부분에 대한 집적회로화도 지속적으로 구현되고 있다. 이러한 RF회로의 집적회로화는 기존의 헤테로다인(Heterodyne) 형태의 RF 송수신기에서 직접변환 형태의 RF 회로로 변경을 요구하고 있다. 직접변환 RF 송수신기는 그집적화에 유리하여 소형화되고 있는 대부분의 무선통신기기로 그 사용 폭이 점차 확대되어 가고 있다.

직접변환 RF 송수신기의 채용과 함께, 직접 변환 과정에서의 불완전성이 기저대역 데이터 수신 성능에 영향을 끼치게 되는 경향도 보도되고 있다. IQ 불균형으로 대표되는 이러한 불완전성은 기저대역 복소신호를 RF 신호로 변환하는 송신과정과 RF 신호를 기저대역 복소신호로 변환하는 수신과정에 작용하여, 결과적으로 수신된 기저대역 신호의 실수부와 허수부 사이의 직교성을 유지할 수 없게 만들어 수신 성능의 저하를 가져오게 된다.

IQ 불균형은 실수부에 대한 반송파 처리와 허수부에 대한 반송파 처리과정에서 각각의 부분에 대한 이득의 불일치와 위상의 불일치에 의하여 야기되는 문제로서, 각각 이득 불일치(gain mismatch)와 위상 불일치로 명명되며 이 두 가지 불일치가 동시에 존재하는 형태로 모델링될 수 있다.

현재까지 IQ 불균형의 문제점은 기저대역에서의 신호처리를 통하여 그 불일치를 제거하기 위한 노력으로 진행되어 왔으며, 일종의 적응적 등화기의 형태로 그 해법이 제시되어 왔다. 더욱이 적응적 등화기 형태의 신호처리기를 통하여 상당부분 IQ 불일치에 의한 성능저하를 막을 수 있다는 사실이 여러 문헌을 통하여 입증되고 있다.

그러나 IQ 불일치에 의한 실수부와 허수부 신호 사이의 직교성 훼손은 직교성을 유지하여야 한다는 관점에서 본다면 수신기 성능 저하의 요인이라 볼 수 있으나, 특수한 형태의 신호, 예를 들면 OFDM과 같이 주파수축으로 신호를 송신하는 시스템에서의 기저대역 수신신호의 경우, 다중경로 페이딩 채널을 통과하였을때 오히려 주파수 다이버시티의 효과를 기대할 수도 있다.

즉, OFDM 신호의 경우 IQ 불균형에 의한 직교성의 훼손이 서로 다른 주파수 위치에 존재하는 부반송파 사이에 섞임 현상으로 나타나게 되며, 이러한 현상을 잘 이용할 경우 IQ 불균형에 의한 실수부와 허수부 신호의 직교성 훼손을 다이버시티 이득으로 연결할 수 있다.

이에 본 발명의 목적은 다중 경로 페이딩 채널을 통하여 전송되는 OFDM 신호에서 나타날 수 있는 IQ 불균형을 이용하여 수신기 성능을 개선할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예들을 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명하기 로 한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명, 예를 들면, OFDM 시스템에서, ADC, 등화기 등을 포함하는 수신장치의 구성이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

하기에서는 우선 OFDM 송수신기에 존재하는 IQ 불균형을 모델링하고, 이러한 IQ 불균형이 존재하는 신호가 다중 경로 페이딩 채널을 통과하였을때 기저대역 수신신호가 어떤 형태로 나타나게 될지를 우선 유도하고,

이어서 IQ 불균형으로 인하여 왜곡된 OFDM 신호의 검출방식을 제안하며,

상기 제안된 검출방식을 사용하여 다이버시티 이득을 얻기 위해 필요한 바람직한 신호 포맷을 프리앰블이라는 관점에서 제시하고,

마지막으로 제안된 방식의 성능을 모의실험을 통해 분석한 결과 및 결론을 서술하는 방식으로 기술하기로 한다.

1) OFDM 시스템에서의 IQ 불균형 모델링

OFDM 시스템에서의 IQ 불균형은 송신기에서의 불균형과 수신기에서의 불균형으로 나누어 생각할 수 있다. OFDM 통신 시스템을 구성하는 모든 송수신기가 직접변환 RF 송수신기 형태로 구성되어 있다고 가정할때, 이러한 송신기와 수신기에서의 IQ 불균형이 동시에 존재할 수 있다는 가정은 합당한 가정이라 할 수 있으며, 송신기에서의 영향과 수신기에서의 영향을 각각 모델링한 후 이들을 수신된 신호에서 합침으로서 전체 시스템에서의 IQ 불균형에 의한 영향을 모델링할 수 있다. 참고적으로 OFDM 송수신기에서의 IQ 불균형은 도 1과 같은 형태로 모델링할 수 있다.

a. 송신기에서 IQ 불균형에 의한 신호 왜곡 형태

도 1의 (a)에서 d(t)는 푸리에역변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)을 통해서 생성한 기저대역 복소 OFDM 송신신호이고,

와

는 각각 d(t)의 실수부와 허수부가 된다.

는 직접변환 RF에 의해 생성된 통과대역의 OFDM 송신 신호로서 송신기에서의 이득 불일치 및 위상 불일치에 의하여 왜곡된 신호 형태로 송신된다. 송신기의 IQ 불일치에 의한 신호 왜곡이 포함된 송신신호

는 다음과 같이 정리할 수 있다.

여기서

과

은 각각 송신기에서의 이득과 위상 불균형을 나타내며

는 반송파 주파수이다. 수학식 1에 나타난 왜곡된 통과대역 신호를 기저대역으로 변환하여 나타내면 다음과 같은 형태로 정리된다.

여기서 s(t)는

의 기저대역 등가형태의 신호이며

는

의 켤레복소수 신호를 나타낸다. 상기 수학식 2로부터 송신기의 IQ 불균형에 의한 기저대역 신호의 왜곡의 형태는 원신호에 대한 복소계수곱과 원신호의 켤레복소수 신호에 의한 간섭의 형태로 나타나게 됨을 알 수 있다. 즉, 원신호

가 IFFT에 의하여 생성된 시간영역 신호이므로 주파수 영역에서의 정보왜곡은 수학식 2의 양변을 푸리에 변환해 봄으로써 확인해 볼 수 있고 다음과 같은 형태로 표현된다.

여기서 k와 N은 각각 주파수 인덱스와 전체 부채널 수를 나타내며, α와 β는 하기 수학식 4로 주어지는 IQ 불균형에 의한 복소 왜곡 계수들이다.

상기 수학식 3으로부터 주파수영역에서의 신호 왜곡의 형태는 0을 중심으로 대칭되는 주파수성분의 켤레복소수 값에 의한 간섭의 형태로 나타남을 확인할 수 있으며 이를 다음과 같은 벡터형태로 표현할 수 있다.

여기서 S(k)와 D(k)는 각각 왜곡된 주파수영역에서의 신호와 원신호의 주파수영역 표현이다.

b. 수신기에서 IQ 불균형에 의한 신호 왜곡 형태

도 1의 (b)에는 수신기의 IQ 불균형 모델이 제시되어 있다. 도 1의 (b)에서

와

는 각각 수신기에서의 이득 및 위상 불일치 정도를 나타내고 있다. 수신 기에서의 IQ 불균형에 의한 신호 왜곡 영향을 분석하기 위하여 우선 수신 신호 y(t)가 송신기에서의 IQ 불일치 없이 송신되어 수신된 통과대역 신호로서 하기 수학식 6과 같이 주어진다고 가정한다.

여기서

와

는 IQ 불일치 없는 기저대역 송신신호라고 가정한다. 도 1의 (b)에서와 같이 직접변환 RF 수신기에 의하여 기저대역으로 복조된 신호 r(t)는 다음과 같이 정리할 수 있다.

로 주어지는 수신 IQ 불균형에 의한 복소 왜곡 계수가 되며, 수학식 4에서 주어지는 송신기 IQ 불균형에 의한 복소 왜곡 계수와 같은 형태로 나타나게 됨을 알 수 있다. 그리고 상기 수학식 7로부터 수신기 IQ 불균형에 의한 신호 왜곡의 형태는 송신기에서의 IQ 불균형에 의한 신호왜곡 형태와 같은 모양으로 얻어지는 것을 확인할 수 있으며, 주파수 영역에서도 같은 형태의 왜곡으로 나타나게 될 것임을 예측할 수 있다. 수신기 IQ 불균형에 의한 신호 왜곡의 영향을 주파수 영역에서 표현해 보면 하기 수학식 9와 같다.

상기 수학식 9를 수학식 5와 같이 벡터 형태로 표현하면 수학식 10과 같다.

수학식 9, 10에서 R(k)와 S(k)는 각각 주파수 영역에서 표현한 왜곡된 수신신호와 원신호를 나타낸다.

c. 다중 경로 페이딩을 포함한 IQ 불일치의 신호왜곡 형태

송신기에서의 IQ 불일치에 의하여 왜곡된 신호는 다중 경로 페이딩 채널을 통과하여 수신기로 수신된다. 수신기에서 직접변환 RF 수신기를 거치면서 또 한번 왜곡되는 신호는 기저대역에서 관찰하였을 때 복합적인 왜곡이 첨가된 신호로 모델링 될 수 있다. 따라서 송수신기에서의 IQ 불일치와 함께 다중 경로 페이딩 채널에 의한 신호 왜곡이 어떻게 나타나는지를 확인하여야 한다.

도 2는 송신기의 IQ 불일치, 다중 경로 페이딩 채널, 그리고 수신기의 IQ 불일치를 거쳐 수신되는 신호의 기저대역 모형을 나타내고 있다.

이전에 설명한 바와 같이 송신기의 IQ 불일치에 의하여 왜곡된 송신신호는 수학식 5와 같이 나타난다. 또한 도 2의 다중 경로 페이딩 채널에 의하여 채널을 통과한 신호는 주파수 영역에서 하기 수학식 11과 같이 표현될 것이라는 것을 알 수 있다.

여기서 H(k)는 다중 경로 페이딩 채널의 주파수 영역 특성이 되며 주파수상에서 채널의 입력 신호와 곱해져 출력되는 형태로 나타난다. W(k)는 수신기 입력에서의 가산성 잡음을 주파수영역에서 표현한 것으로써 분산이

인 영평균 백색가우시안 분포를 따른다고 가정한다. 수신기에서의 IQ 불균형에 의해서 왜곡된 신호는 수학식 10과 같은 형태로 나타나며 다시 한번 정리하면 수학식 12와 같이 된다.

이상에서 전개한 바와 같이 송신 IQ 불균형, 다중 경로 페이딩 채널, 그리고 수신 IQ 불균형을 통과하여 수신된 왜곡된 기저대역 신호는 수학식 5, 수학식11, 수학식 12를 결합하여 다음과 같이 정리할 수 있다.

수학식 13으로부터 송수신 IQ 불균형과 다중 경로 페이딩 채널을 거쳐 왜곡된 신호는 순차적으로 송신 IQ 불균형, 다중 경로 페이딩, 그리고 수신 IQ 불균형을 거쳐 왜곡되며, 이러한 왜곡과정을 거치면서 0을 중심으로 대칭되는 위치에 존 재하는 원신호의 주파수 성분들이 왜곡된 수신 신호에서는 서로 다른 주파수 영역 페이딩을 겪으면서 수신된다는 사실을 확인할 수 있다. 이러한 관찰 사항은 R(k)에 대한 적절한 프로세싱을 통하여 서로 다른 주파수 영역의 페이딩으로부터 다이버시티 이득을 얻을 수 있다는 결론을 도출할 수 있다.

2) IQ 불균형으로 인하여 왜곡된 OFDM 신호를 검출하는 방식

이하 IQ 불균형에 의해서 왜곡된 OFDM 신호를 검출하는 방식에 대해 설명한다. 우선 수학식 13에서 FFT는 입력 신호를 주기 신호로 간주하기 때문에 k번째 부반송파와 -k번째 부반송파는 서로 간에 간섭으로 작용한다. 이와 같은 OFDM 신호의 특성을 이용하여 IQ 불균형 때문에 왜곡된 OFDM 수신 신호를 다음과 같이 벡터 행렬 곱 형태로 표현할 수 있다.

여기서 r(k)(=

)는 수신신호 벡터, x(k)(=

는 송신 신호 벡터, n(k)는 수신 IQ 불균형에 의해 왜곡된 잡음 벡터를 나타내며 하기 수학식 15와 같다.

또한 G(k)는 채널 행렬로서 하기 수학식 16으로 표현된다.

수학식 16에서 이득 불균형과 위상 불균형이 발생하지 않으면 즉,

이고,

이면 채널행렬 G(k)는 대각행렬(diagonal matrix)이 되기 때문에 k와 -k번째 부채널 사이에 간섭이 발생하지 않지만, IQ 불균형이 발생하면 서로 다른 원소를 갖는 2x2 정칙행렬이 되어 대칭(symmetric) 반송파가 간섭 신호로 작용한다. 즉, OFDM 시스템에서 IQ 불균형이 발생하면 k번째 부채널 데이터와 -k번째 부채널 데이터가 서로 확산되기 때문에 주파수 선택적 채널에서 검출 방식에 따라서 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

참고적으로 다이버시티 이득을 얻기 위한 신호검출 방식으로서 ML(Maximum Likelihood) 수신기와 V-BLAST 기반의 OSIC(Ordered Successive Interference Cancellation) 수신기를 이용할 수 있다.

ML 수신기에 대해 부연 설명하면,

우선 수학식 16의 채널 행렬 G(k)를 정확히 알고 있다고 가정하면, ML 검출방식을 통해 다음과 같은 수신신호를 검출할 수 있다.

여기서

는 가능한 송신신호 벡터로서, 송신기에서 송신 가능한 심볼들의 조합으로 표현되며, QPSK 심볼의 경우 총 16개의 가능한 벡터가 존재한다. 또한

는 송수신 IQ 불균형 성분에 의해 왜곡된 수신신호벡터를 나타낸다.

ML검출방식은 모든 송신 가능한 심볼들을 비교하여 유클리디안 제곱 거리(squared Euclidean distance)를 가지는 입력을 선택함으로서 성능을 크게 향상시키거나 복잡도가 변조차수에 따라 연산량이 지수적으로 증가하기 때문에 고차 변조방식에서는 구현이 힘들다는 단점이 있다. Sphere 복조 알고리즘을 이용할 경우 변조차수에 따라 연산량이 증가하지 않기 때문에 수신기의 복잡도를 크게 줄이면서 ML 검출에 근접한 성능을 얻을 수 있다. 한편 IQ 불균형이 없는 경우에 G(k)는 대각행렬이 되므로 다이버시티 이득을 얻을 수 없다.

OSIC 수신기에 대해 부연 설명하면,

OFDM 신호의 경우 IQ 불균형이 발생하면 두 대칭 부반송파 간에 비균일 확산이 일어나기 때문에 채널행렬 G(k)의 각 원소가 서로 달라지므로 주파수 선택적 페이딩 채널에서 SNR이 높은 신호를 먼저 검출하고, 검출된 신호를 제거하는 V-BLAST의 순차적 연속신호제거 방식으로 접근한다. 만일 k번째 부채널의 SNR이 -k번째 부채널의 SNR 보다 크다고 가정하면, 먼저 k번째 부채널 신호를 ZF 방식으로 검출한다. ZF 방식으로 검출한

를 이용하여 k번째 부채널을 수신신호 벡터 에서 제거하고, -k번째 부채널의 신호를 검출하기 위하여 두 신호 벡터를 MRC(Maximum Ratio Combining)한다. 여기서

는 헤르미션(hermitian) 전치행렬을 나타낸다.

3. 왜곡/채널 행렬을 추정 위한 프리앰블 구조 설계

앞서 설명한 두 검출방식은 송수신 IQ 불균형 및 다중경로 채널 정보를 미리 알고 있어야 검출할 수 있으나 IQ 불균형이 발생하는 경우에 수신기에서 이러한 정보들을 개별적으로 추정하기는 어렵다. 이에 본 발명에서는 IQ 불균형 및 다중경로 채널 계수가 결합된 왜곡 행렬(distortion matrix)을 추정하는 방법과 새로운 프리앰블 형태를 제안하고자 한다.

우선 수학식 13으로부터 IQ 불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡 행렬을 추정하기 위해서는 두 개의 프리앰블 심볼이 필요함을 알 수 있다. 하지만 동일한 형태의 프리앰블 심볼을 재전송하는 형태를 가질 경우에는 대각행렬이 되므로 왜곡행렬을 추정할 수 없게 되므로, 2x2 정칙행렬을 만들기 위해 도 3과 같이 Alamouti 방식을 적용한다. Alamouti 방식을 적용할 경우 IQ 불균형의 영향과 채널의 주파수 응답이 결합된 정보를 추정하기 위해서는 인접한 두 프리앰블 심볼 구간에서는 IQ 불균형 및 채널의 주파수 응답이 변화하지 않아야 한다는 가정이 있어야 한다.

도 3과 같이 Alamouti 방식이 적용된 제안된 프리앰블 심볼행렬

는 하기 수학식 19와 같다.

여기서

과

는 첫 번째 전송되는 프리앰블 심볼이고,

과

는 정칙행렬을 만들기 위해 Alamouti 방식이 적용된 두 번째 전송 프리앰블 심볼이다.

연속한 두 프리앰블 심볼이 송신 IQ 불균형과 다중경로 페이딩 채널, 수신 IQ 불균형을 순서대로 거치면 각각 수학식 20과 수학식 21과 같이 표현된다.

인접한 두 프리앰블 심볼 구간에서는 IQ 불균형 및 다중경로 채널의 주파수 응답이 변화하지 않는다고 가정하였으므로 왜곡행렬을 추정하기 위해서 상기 수학식 20과 21을 수학식 22와 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 22로부터 왜곡행렬 G(k)를 추정하기 위해서 식 (21)과 같이 미리 알고 있는 신호인 프리앰블 심볼 행렬

의 역행렬을 좌우변에 곱한다.

수학식 23과 같이 제안된 프리앰블 구조를 적용할 경우, 송수신 IQ 불균형 및 다중경로 채널의 주파수 응답을 한번에 추정할 수 있기 때문에 앞에서 설명한 ML과 OSIC 검출방식을 이용하여 다중 캐리어(OFDM) 시스템에서 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

이하 본 발명에 기초한 모의실험 결과에 대해 부연 설명하기로 한다.

우선 본 발명에서 제안된 검출방식인 ML과 OSCI 검출방식을 AWGN 채널과 무선채널 환경에서 평가하여 다이버시티 이득이 발생함을 보인다. 모의실험에 사용된 FFT크기는 64이고, 변조방식은 QPSK 방식이다.

도 4a와 도 4b는 QPSK를 사용한 경우에 AWGN 채널에서 IQ 불균형에 의해 발생하는 심볼 오류율을 도시한 것이다. 보다 구체적으로 도 4a는 송수신 IQ 불균형 의 영향을 도시한 것이며, 도 4b는 ZF 기반의 OSIC 기법을 이용한 경우의 심볼 오류율을 도시한 것이다.

도 4a에서 송수신 IQ 불균형이 발생할 경우 이득 불균형이 0.5이고, 위상 불균형이 5도이면 에러 플로우가 발생한다. 반면 ML 검출기업이나 ZF 기반의 OSIC 검출 기법을 이용할 경우에는 송수신 IQ 불균형이 존재하더라도 도 4b에서와 같이 심볼 오류율을 줄일 수 있음을 보여 준다. 즉, 도 4b에 도시한 바와 같이 송수신 IQ 불균형에 의한 이득 불균형 0.5와 위상 불균형 10도인 경우가 이득 불균형 0.3과 위상 불균형 10도인 경우에 비해서 SER

기준으로 약 3dB 정도 성능차이가 발생하는데, 이것은 IQ 뷸균형 요소에 의해 발생하는 간섭에 의한 영향으로 SNR 손실이 발생하기 때문이다.

한편 도 5a 내지 도 5f는 무선채널 환경에서 각 검출방식에 따른 IQ 불균형에 의한 심볼 오류율 성능을 보여 주고 있다. 모의실험은 rms 딜레이 스프레드(delay spread)가 200ns인 Rayleigh 페이딩 채널환경에서 수행하였으며, 왜곡행렬 추정은 완벽하다고 가정하였다. 참고적으로 도 5a 내지 도 5f에서 검정색 실선은 IQ 불균형에 의한 영향이 없는 경우를 의미하고, 붉은색 실선은 IQ 불균형에 대한 보상 없이 채널응답만 보상한 경우를 의미한다. 이외에 나머지 경우는 IQ 불균형 및 채널응답을 포함하는 왜곡행렬에 대한 완벽한 보상이 이루어졌다고 가정하였다.

참고적으로 도 5a와 도 5b는 각각 이득 불균형 0.1, 위상 불균형 3도인 경우 와, 이득 불균형 0.3, 위상 불균형 5도인 경우로 송수신기 모두에서 IQ 불균형이 존재할 경우 ML 기법이나 ZF 기반의 OSIC 검출기법을 이용할 경우 얻게 되는 다이버시티 이득을 도시한 것이다. 이와 같은 다이버시티 이득은 수학식 16에서 설명한 바와 같이 OFDM 신호를 예로 들 경우 송신 IQ 불균형에 의해 k번째 부반송파 신호가 -k번째 부반송파 신호로 확산된 후 상호 독립적인 특성을 갖는 다중경로 채널을 통과하여 수신되기 때문이다.

반면 도 5c와 도 5d는 수신 IQ 불균형만 존재하는 경우의 성능을 도시한 것이다. 수신 IQ 불균형에 대한 보상이 이루어져 불균형이 존재하지 않을 경우의 성능에 근접하다는 것을 알 수 있으나, 다이버시티 이득이 발생하지 않는다는 것을 관찰할 수 있다. 이와 달리 도 5e와 도 5f는 송신 IQ 불균형만 존재하는 경우의 성능으로 IQ 불균형이 존재하지 않는 경우의 성능인 검정색 실선보다 SER

기준으로 각각 약 6dB와 8dB의 성능 개선이 있었음을 보여주고 있다.

또한 ML 검출기법의 복잡도를 줄이기 위해 제안된 OSIC 검출기법의 경우 IQ 불균형 요소가 작은 값을 가질 경우 ML 성능에 근접함을 관찰할 수 있었다. 반면, IQ 불균형 요소의 값이 커질 경우 수학식 16의 B와 C 성분의 값이 커져 간섭제거를 위한 첫 번째 심볼 결정시 에러 발생률이 증가하므로 성능 감쇄를 보인다.

한편 도 6a와 도 6b는 본 발명에서 제안한 채널응답 및 IQ 불균형 성분을 추정하기 위한 프리앰블 형태 및 왜곡행렬 추정기법에 대한 모의실험 결과를 보여 주고 있다. 도 6a는 rms 딜레이 100ns의 무선채널 환경에서 본 발명에서 제안된 왜곡 행렬 추정방식이 기존 방식에 비해 성능개선이 있음을 보여 주고 있다. 도 6b는 rms 딜레이 200ns 일때의 왜곡행렬 추정 성능으로 도 6a일 때와 마찬가지로 성능개선이 있음을 보여 주고 있다.

이하 본 발명에서 제안하고 있는 방법을 실제 OFDM 시스템에 적용하여 구체화한 송수신 장치에 대해 부연 설명하기로 한다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 샘플 데이터 생성부로서 프리앰블 생성부가 포함된 OFDM 시스템의 송신장치 구조를 개략적으로 도시한 것이다.

도 7을 참조하면, 우선 전송하고자 하는 정보 비트들이 발생하면, 상기 정보 비트는 심볼 사상기(70)로 입력된다. 심볼 사상기(70)는 입력되는 정보 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식(QPSK, QAM 등)으로 변조하여 심볼 변환한 뒤 직/병렬 변환기(72)로 출력한다.

직/병렬 변환기(72)는 심볼 사상기(70)에서 출력하는 심볼을 입력하여 역고속 프리에 변환기(IFFT)(78)의 데이터 입력수에 맞게 병렬 변환한 후 선택기(76)로 출력한다.

한편 프리앰블 생성부(74)는 IQ 불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡행렬을 추정하기 위해서 적어도 2개 이상의 심볼이 정칙행렬을 이루는 프리앰블 심볼을 생성하여 선택기(76)로 출력한다. 이러한 프리앰블 생성부(74) 2개 이상의 파일롯 데이터가 정칙행렬을 이루도록 하는 샘플 데이터 생성부로 치환 가능하다.

참고적으로 MBOA Wimedia PHY Spec V0.95내 스탠다드 프리앰블 구조를 참조해 보면, 프리앰블은 패킷 싱크 시퀀스(21 OFDM 심볼)와 프레임 싱크 시퀀스(3 OFDM 심볼), 채널 추정 시퀀스(6 OFDM)를 포함하거나, 인터리브드된 패킷 싱크 시퀀스와 프레임 싱크 시퀀스(24 OFDM 심볼), 그리고 채널 추정 시퀀스(6 OFDM)를 포함한다. 즉, 프리앰블 구간에는 대기(air) 환경의 채널에 대한 오프셋을 추정하기 위해 채널 추정 시퀀스를 포함할 수 있는데, 이러한 채널 추정 시퀀스 구간에 정칙행렬을 이루는 2개의 심볼 S1,S2를 도 8과 같이 삽입하여 전송함으로서, IQ 불균형에 의한 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 한다.

다시 도 7에서 선택기(76)는 해당 시점의 스케쥴링에 따라 상기 직/병렬 변환기(72)에서 출력하는 신호 혹은 상기 프리앰블 생성부(74)에서 출력한 신호중 하나를 선택하여 IFFT(78)로 출력한다.

그러면 IFFT(78)는 상기 선택기에서 출력한 신호를 IFFT 변환하여 시간영역의 신호로 변환한후 병/직렬 변환기(80)로 출력하고, 병/직렬 변환기(80)는 IFFT(78)에서 출력되는 신호와 Cyclic Prefix를 병렬/직렬 변환하여 DAC(Digital to Analog Converter)(82)로 출력한다. 그러면 DAC(82)에서 아날로그 신호로 변환된 전송 신호는 종국적으로 RF처리부(84)에서 무선 전송을 위한 고주파 신호로 변환되어 무선 송출되어 수신 장치로 전송된다.

상술한 구성에서 프리앰블 생성부(74)를 제외한 나머지 구성들은 설명의 편의상 데이터 전송부로 명명하기로 한다.

즉, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 송신장치는 IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 채널 왜곡행렬을 추정하기 위해서 적어도 2개 이상의 심볼이 정칙행렬을 이루는 프리앰블 심볼을 생성하기 위한 프리앰블 생성부(74)와, 생성된 상기 프리앰블 심볼을 프리앰블구간, 보다 구체적으로는 채널 추정 시퀀스 구간에 삽입하고 이를 시간영역의 신호로 IFFT 변환하여 전송하는 데이터 전송부를 포함하여 구성할 수 있는 것이다.

한편 도 9는 OFDM 시스템의 수신 장치 구조를 개략적으로 도시한 것으로, IQ 불균형에 의하여 다이버시티 이득을 얻기 위한 수신장치는 적어도 송신단에서 전송된 정칙행렬 형태의 샘플 데이터(프리앰블 심볼, 파이롯 데이터)를 포함하는 수신신호에 그 정칙행렬의 역행렬을 승산하여 채널 왜곡행렬을 추정하기 위한 왜곡행렬 추정부(92)와, FFT 변환된 매트릭스 형태의 수신신호를 상기 추정된 왜곡행렬과 연산하여 다이버시티 이득을 가지는 수신신호로 변환하기 위한 신호 변환부(94)를 포함한다.

즉, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 수신장치는 상술한 데이터 송신장치에서 전송되는 신호를 수신하게 되는데, 예를 들어 프리앰블 구간에 삽입되어 정칙행렬을 이루는 2개의 심볼은 송신 IQ 불균형과 다중경로 페이딩 채널 및 수신 IQ 불균형을 순서대로 거치면 각각 수학식 20, 21과 같은 값으로 왜곡행렬 추정부(92)로 인가된다. 이때 인접한 두 프리앰블 심볼 구간에서는 IQ 불균형 및 다중경로 채널의 주파수 응답이 변화하지 않는다고 가정하였으므로 왜곡행렬 G(k)를 추정하기 위해서 상기 수학식 20과 21을 수학식 22로 표현할 수 있다. 수학식 22에서 왜곡행렬 G(k)를 추정하기 위해서 수학식 23과 같이 미리 알고 있는 신호인 프리앰블 심볼 행렬

의 역행렬을 좌우변에 곱하면 채널 왜곡행렬 G(k)를 얻을 수 있기 때문에, 왜곡행렬 추정부(92)는 수신된 프리앰블 데이터에 미리 알고 있는 데이터

를 승산하여 채널추정계수 G(k)를 신호 변환부(94)로 출력한다. 따라서 신호 변환부(94)는 고속 프리에 변환된 매트릭스 형태의 수신신호를 상기 추정된 왜곡행렬(G(K))과 연산하여 하기 수학식 25와 같이 다이버시티 이득을 가지는 수신신호로 변환하여 출력함으로서, 결과적으로 본 발명은 IQ 불균형에 의한 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 되는 것이다.

참고적으로 하기 수학식 24는 송신단 IQ불균형과 다중 경로 페이딩에 의해 왜곡된 수신신호(R(k))를 나타낸 것이며, 수학식 25는 상기 수신 신호(R(k))가 신호 변환부(94)에 의해 다이버시티 이득을 가지는 신호로 변환된 신호를 보이기 위한 수학식을 각각 나타낸 것이다.

상기 수학식 25를 살펴보면 다이버시티 이득 팩터가 존재하는 것을 볼 수 있다.

이상의 실시예에서는 IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡행렬을 추정하기 위해서 정칙행렬을 이루는 심볼을 프리앰블 구간에 삽입하여 전송하는 것으로 하였지만, 파일롯 데이터를 이용하여 왜곡행렬을 추정하도록 할 수도 있다. 그 이유는 데이터 심볼내 채널을 추정하는데 있어 파일롯 데이터를 Known Data 로 사용 할 수 있기 때문이다.

즉, 본 발명의 변형 실시예로서, IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡행렬을 추정하기 위해서 정칙행렬을 이루는 적어도 2개 이상의 샘플 데이터(파일롯 데이터)를 생성하여 수신단으로 전송하고, 수신단에서는 상기 정칙행렬의 역행렬을 수신신호에 승산하여 왜곡행렬을 추정한후 그 추정된 채널 왜곡행렬과 수신신호를 연산하여 다이버시티 이득을 가지는 수신신호로 변환할 수 있을 것이다.

상술한 바와 같이 본 발명은 무선통신 시스템에서 RF부에서의 IQ 불균형 성분에 의한 왜곡이 성능저하의 요인이 아니라 성능개선에 기여할 수 있음을 보였다. 특히 다중 경로 페이딩 채널에 적용될 경우, IQ 불균형에 의하여 다이버시티 이득이 발생할 수 있음을 유도하였으며 모의실험을 통하여 성능개선 효과가 있음을 증명하였다. IQ 불균형에 의한 다이버시티 이득은 채널응답 및 왜곡행렬 추정이 정확히 이루어질수록 증가하므로 이를 위해 새로운 프리앰블 형태 및 채널추정 기법을 제안하였고, 채널 및 왜곡행렬 추정성능을 실험을 통해 증명해 보았다.

따라서 본 발명은 적은 하드웨어 추가만으로도 IQ 불균형에 의한 영향을 효과적으로 억제할 수 있으며, 다이버시티 이득도 함께 얻을 수 있는 장점이 있는 것이다.

Claims (9)

1. 다중 캐리어 전송방식을 채용하여 데이터를 전송하는 시스템에 있어서,

   IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡행렬을 추정하기 위해서 적어도 2개 이상의 샘플 데이터가 정칙행렬을 이루는 샘플 데이터를 생성하여 소정 구간에 삽입 전송하기 위한 송신장치와;

   상기 정칙행렬의 역행렬을 수신신호에 승산하여 채널 왜곡행렬을 추정하고, 상기 송신장치로부터 수신된 신호를 상기 추정된 왜곡행렬과 연산하여 다이버시티 이득을 가지는 수신신호로 변환하기 위한 신호 변환부를 가지는 수신장치;를 포함함을 특징으로 하는 OFDM 기반의 데이터 전송 시스템.
2. 청구항 1에 있어서, 상기 샘플 데이터는 프리앰블 심볼 및 파일롯 데이터중 어느 하나임을 특징으로 하는 OFDM 기반의 데이터 전송 시스템.
3. 다중 캐리어 전송방식을 채용하여 데이터 전송하는 송신장치에 있어서,

   IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡행렬을 추정하기 위해서 적어도 2개 이상의 샘플 데이터가 정칙행렬을 이루는 샘플 데이터를 생성하기 위한 샘플 데이터 생성부와;

   생성된 상기 샘플 데이터를 소정 구간에 삽입하여 시간영역의 신호로 IFFT 변환하여 전송하기 위한 데이터 전송부;를 포함함을 특징으로 하는 송신장치.
4. 청구항 3에 있어서, 상기 샘플 데이터는 프리앰블 심볼 및 파일롯 데이터중 어느 하나임을 특징으로 하는 OFDM 기반의 데이터 전송 시스템.
5. 다중 캐리어 전송방식에 의거하여 전송된 데이터를 수신하는 장치에 있어서,

   송신단에서 전송된 정칙행렬 형태의 샘플 데이터를 포함하는 수신신호에 그 정칙행렬의 역행렬을 승산하여 채널 왜곡행렬을 추정하기 위한 왜곡행렬 추정부와;

   FFT 변환된 매트릭스 형태의 수신신호를 상기 추정된 왜곡행렬과 연산하여 다이버시티 이득을 가지는 수신신호로 변환하기 위한 신호 변환부;를 포함함을 특징으로 하는 수신장치.
6. 청구항 5에 있어서, 상기 샘플 데이터는 프리앰블 심볼 및 파일럿 데이터중 어느 하나임을 특징으로 하는 수신장치.
7. 다중 캐리어 전송방식을 채용하여 데이터를 전송하는 시스템에 있어서,

   IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 왜곡행렬을 추정하기 위해서 적어도 2개 이상의 샘플 데이터가 정칙행렬을 이루는 샘플 데이터를 생성하는 단계와;

   생성된 상기 샘플 데이터를 프리앰블 구간 혹은 파일롯 데이터 구간에 삽입하여 시간영역의 신호로 IFFT 변환 전송하는 단계;를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송신방법.
8. 다중 캐리어 전송방식에 의거하여 전송된 데이터를 수신하는 장치에 있어서,

   송신단에서 전송된 정칙행렬 형태의 샘플 데이터를 포함하는 수신신호에 그 정칙행렬의 역행렬을 승산하여 IQ불균형 및 채널의 주파수 응답이 결합된 채널 왜곡행렬을 추정하는 단계와;

   FFT 변환된 매트릭스 형태의 수신신호를 상기 추정된 왜곡행렬과 연산하여 다이버시티 이득을 가지는 수신신호로 변환하는 단계;를 포함함을 특징으로 하는 데이터 수신방법.
9. 청구항 8에 있어서, 상기 샘플 데이터는 프리앰블 심볼 및 파일롯 데이터중 어느 하나임을 특징으로 하는 데이터 수신방법.

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