JP2008167057A - 無線通信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直交復調により生ずる位相及び振幅の歪みを高精度にしかも容易に推定及び補正することができる無線通信装置を提供する。
【解決手段】直交変調信号を受信する受信手段と、前記直交変調信号の中心周波数とは異なる周波数のローカル信号を生成する生成手段と、前記直交変調信号を前記ローカル信号を用いて直交復調し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を得る直交復調手段と、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号のうち、前記ローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置にある周波数領域の信号を用いて、前記直交復調手段で直交復調することにより生じる位相及び振幅の歪みを補正するための補正係数を算出する算出手段と、前記補正係数を用いて、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号を補正する補正手段と、とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線通信装置および受信方法に関する。

無線通信を高速化することを目的として通信に用いる周波数帯域幅を拡張すると、マルチパス伝搬路の伝搬遅延時間差が無視できなくなる。伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。このような環境において、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭと記述）方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信しても、符号間干渉に起因する波形歪みを補償することができる方式として知られている。

ＯＦＤＭ伝送方式では信号が複素信号になるため、送信装置では直交変調器、受信装置では直交復調器を用いる必要がある。送信時に同相信号と直交信号を正確に生成するためには９０度位相がずれた信号を生成する必要があり、受信時に同相成分と直交成分を正確に抽出するためには９０度位相がずれたローカル信号を生成し、受信信号にそれぞれ乗じる必要がある。また、同相成分と直交成分それぞれにフィルタや増幅器で利得がかけられる場合、同相成分と直交成分に等しい利得をかけなくてはならない。また、同相成分と直交成分をそれぞれＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換する際に、異なる遅延が生じてはならない。しかし、一般に同相成分と直交成分の振幅に差が生じたり、９０度移送器に位相誤差が生じたり、同相成分と直交成分の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器に遅延時間差が生じてしまう。このようなアナログ回路の不完全性をここではＩＱインバランスと呼ぶことにする。

ＩＱインバランスが生じると、ＯＦＤＭ信号の複数のサブキャリアのうち、周波数軸上で中心周波数に対して互いに対称な位置にある２つのサブキャリア（当該２つのサブキャリアのうち、中心周波数より高周波数帯のサブキャリアを「上側波帯のサブキャリア」、中心周波数より低周波数帯のサブキャリアを「下側波帯のサブキャリア」と、呼ぶことがある）の信号が相互に干渉し、伝送性能が大きく制限されてしまう。このような環境化において、上下のサブキャリア間の干渉量を推定し、上下のサブキャリアで受信した両信号を用いて信号を判定する手法が提案されている（例えば特許文献１）。
特開２００１−１１９３６４公報

しかし、前述の従来技術（特許文献１）ではＩＱインバランスによって生じる対称なサブキャリアへの干渉信号の伝搬路応答も推定しなければならず、通常必要とされる２倍の長さの伝搬路推定用既知信号を送信しなければならない。さらに、伝搬路推定用既知信号として、所望信号と対称なサブキャリアからの干渉成分を分離することが可能な信号系列を送信しなければならず、任意のシステムで適用することができない問題点がある。しかも、従来技術ではＩＱインバランスによるひずみそのものを推定するのではなく、伝搬路応答も含む状態で推定を行うため、不特定多数の端末からの信号を受信しなければならない場合や伝搬路変動が無視できない場合はフレーム毎にひずみ成分を推定しなければならない。

また、従来の技術では受信部のＩＱインバランスを補正することはできるが、送信部のひずみを補正することはできない。

そこで、本発明は上記問題点に鑑み、直交復調により生ずる位相及び振幅の歪みを高精度にしかも容易に推定及び補正することができる受信部を備える無線通信装置を提供することを目的とする。

さらに、直交復調により生ずる位相及び振幅の歪みを高精度にしかも容易に推定及び補正することができる受信部と、直交変調によって生ずる位相及び振幅の歪みも高精度にしかも容易に推定及び補正することができる送信部とを備える無線通信装置を提供することを目的とする。

（１）直交変調信号を受信する受信手段と、前記直交変調信号の中心周波数とは異なる周波数のローカル信号を生成する生成手段と、前記直交変調信号を前記ローカル信号を用いて直交復調し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を得る直交復調手段と、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号のうち、前記ローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置にある周波数領域の信号を用いて、前記直交復調手段で直交復調することにより生じる位相及び振幅の歪みを補正するための補正係数を算出する算出手段と、前記補正係数を用いて、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号を補正する補正手段と、を備える。

前記算出手段は、前記ローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号と、他方の周波数位置にある第２の信号の複素共役信号との比を算出し、該比を用いて前記補正係数を算出する。

（２）本発明の無線通信装置は、直交変調信号を受信する受信手段と、直交復調手段と、前記直交復調手段で直交復調することにより生じる位相及び振幅の歪みを補正するための第１の補正係数を算出する第１の算出手段と、前記第１の補正係数を用いて、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号を補正する第１の補正手段と、Ｉチャネル送信信号及びＱチャネル送信信号を直交変調する直交変調手段と、直交変調することにより生ずる位相及び振幅の歪みを補正するための第２の補正係数を算出する第２の算出手段と、前記第２の補正係数を用いて、前記Ｉチャネル送信信号及び前記Ｑチャネル送信信号を補正する第２の補正手段と、を備え、
受信部におけるＩＱインバランス補正係数（第１の補正係数）を求める場合は、（ａ）前記受信手段が直交変調信号を受信し、（ｂ）前記直交復調手段が、前記直交変調信号を、前記直交片中尾信号の中心周波数とは異なる周波数の第１のローカル信号を用いて直交復調し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を得、（ｃ）前記第１の算出手段が、得られた前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号のうち、前記第１のローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置にある周波数領域の信号を用いて、前記第１の補正係数を算出する。

送信部におけるＩＱインバランス補正係数（第２の補正係数）を求める場合は、（ｄ）前記直交変調手段で直交変調された既知信号を前記直交復調手段に入力し、（ｅ）前記直交復調手段が、入力された既知信号の中心周波数に等しい第２のローカル信号を用いて、該既知信号を直交復調し、（ｆ）前記第１の補正手段が、算出された前記第１の補正係数を用いて、前記既知信号を直交復調することにより得られたＩチャネル信号及びＱチャネル信号を補正し、（ｇ）前記第２の算出手段が、補正後の該Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号を用いて、前記第２の補正係数を算出する。

直交復調により生ずる位相及び振幅の歪みを高精度にしかも容易に推定及び補正することができる。

以下、本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
第１の実施形態に係る無線通信装置の構成を図１、図５を参照して説明する。図１は第１の実施形態に係る無線通信装置の受信部のブロック図の一例であり、図５はＩＱインバランス補正部１０４の構成例を示している。

図１の無線通信装置はアンテナ９８、増幅器９９、直交復調部１００、アナログローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂ、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂ、デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０４ｂ、ＩＱインバランス補正部１０４、直並列変換部１０５、フーリエ変換部１０６、ＯＦＤＭ信号など、所定の変調信号を復調する復調部１０７、受信部のＩＱインバランスを推定するＩＱインバランス推定部１０８、制御部１０９、発信器１１０を含む。

アンテナ９８で受信された直交変調信号は、増幅器９９において、増幅され、受信レベルの補正等が行われた後、直交復調部１００に出力される。ここで、アンテナ９８および増幅器９９は本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。また、図１には示していないが、受信した信号を周波数変換し、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換しても構わない。

直交復調部１００は、発信器１１０から供給されるローカル信号を用いて、受信信号（直交変調信号）を直交復調し、Ｉ（In-Phase）チャネル信号とＱ（Quadrature）チャネル信号とを抽出する。

直交復調部１００は一般的な直交復調を行うが、本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。発信器１１０は、制御部１０９からの制御により、出力するローカル信号の周波数を切り替える機能を備える。発信器１１０は、この機能と、所望の周波数の信号を生成する機能とを備えていれば、どのような発信器でも構わない。

直交復調部１００で直交復調された信号は高周波成分が含まれるため、Ｉチャネル信号・Ｑチャネル信号にそれぞれローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂを適用し、高周波成分を抑圧する。ローパスフィルタ１０１ａと１０１ｂは、制御部１０９からの制御によって、通過させる信号帯域幅を切り替える機能を有する。このようにフィルタの帯域幅を切り替える理由は、後述する。ローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂはいかなる構成でもよく、本発明の要旨ではないため詳細な説明は省略する。

ローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂで高周波成分が抑圧されたＩチャネルの信号とＱチャネルの信号はそれぞれＡ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂでデジタル信号に変換される。このとき、Ａ／Ｄ変換部１０２ａと１０２ｂは信号帯域幅の２倍以上のサンプリングレートで信号をサンプリングする。２倍以上のサンプリングレートが必要な理由は、ＩＱインバランスを推定する際の動作を説明するときに説明する。

Ａ／Ｄ変換部はいかなる構成でもよく、本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。

Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂでデジタル信号に変換されたＩチャネルおよびＱチャネルの信号にそれぞれデジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂを適用する。ローパスフィルタ１０３ａと１０３ｂには、制御部１０９からの制御によって、帯域幅を切り替えることが可能なフィルタを用いる。デジタルフィルタの場合、フィルタのタップ係数を切り替えることによってこのような機能は容易に実現可能である。なお、フィルタの帯域幅を切り替える理由は後述する。ローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂはどのようなフィルタを適用してもよい。ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタでもよいし、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタでもよい。

以上の信号に対して、ＩＱインバランス補正部１０４は、受信部で生じるＩＱインバランスの補正を行う。ＩＱインバランス補正部１０４は、図５に示すように乗算部５０１ａ、５０１ｂ、５０１ｃ、５０１ｄと加算部５０２ａ、５０２ｂから構成され、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号を加重合成して出力する。加重合成の係数はＩＱインバランス推定部１０８で推定され、推定した値が乗算部５０１ａ、５０１ｂ、５０１ｃ、５０１ｄで乗算される係数として用いられる。なお、これらの係数の推定法については、ＩＱインバランス推定の動作を説明する際に詳細に述べる。

図１では、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂでデジタル信号に変換した信号に対して先にローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂを適用し、フィルタ通過後の信号に対してＩＱインバランス補正部１０４でＩＱインバランスの補正を適用しているが、ＩＱインバランス補正部１０４でＩＱインバランスの補正を適用した後にローパスフィルタを適用してもよい。なお、アナログのローパスフィルタ１０１ａと１０１ｂを適用することで、十分に高周波成分が抑圧されている場合には、デジタルフィルタ１０３ａと１０３ｂは不要となる。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する場合、一般に、ＡＧＣ（Auto Gain Control）を適用するための受信電力の測定、フレーム先頭の検出、ＯＦＤＭ信号を復調するためのＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を適用する位置を求めるタイミング同期、送受信端末間のローカル周波数の差異を補正するためのＡＦＣ（Auto Frequency Control）、ダウンサンプリング、送信時にマルチパス遅延による符号間干渉を防ぐために挿入されるガードインターバルの除去などが適用される。ここでは、これらＯＦＤＭ信号を受信する際に一般的に用いられる処理は、本発明の要旨ではないため、図１には図示しておらず、詳細な説明も省略する。

ＩＱインバランス補正部１０４でＩＱインバランスを補正した結果得られたＩチャネル信号及びＱチャネル信号は、直並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１０５でそれぞれ並列信号に変換される。直並列変換器１０５は、信号帯域幅と等しいサンプリングレートの信号を直並列変換する機能と、信号帯域幅の２倍のサンプリングレートの信号を直並列変換する機能とを備え、制御部１０９からの制御により、これら２つの機能を切り替える。直並列変換部１０５は、サンプリングレートが信号帯域幅に等しい信号の場合には、該信号を、送信されたＯＦＤＭ信号の全サブキャリア数と同数の並列信号に変換し、サンプリングレートが信号帯域幅の２倍の信号の場合には、該信号を全サブキャリア数の２倍の並列信号に変換する。

このように、直並列変換部１０５が、制御部１０９からの制御により上記２種類の機能を切り替えて、２つのサンプリングレートの信号をそれぞれＳ／Ｐ変換する理由は、後述する。

直並列変換部１０５から出力された並列信号に対して、フーリエ変換部１０６は、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform）あるいはＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を適用し、時間領域における信号を周波数領域における信号に変換する。ＯＦＤＭ伝送では複数のサブキャリアを用いて信号が送信されており、ＤＦＴあるいはＦＦＴを適用することによって各サブキャリアで送信された信号を抽出することができる。

フーリエ変換器１０６ではＤＦＴを用いて演算してもＦＦＴを用いて演算しても構わない。

フーリエ変換部１０６は送信されたＯＦＤＭ信号の全サブキャリア数と同数のサンプル数の信号に対してＤＦＴあるいはＦＦＴを適用する機能と、２倍のサンプル数に対してＤＦＴあるいはＦＦＴを適用する機能とを備え、制御部１０９からの制御によって、これらの機能を切り替える。フーリエ変換部１０６の詳細は後述する。

復調部１０７は、周波数領域の信号に変換された信号に対して、サブキャリア毎に復調する。一般にＯＦＤＭ伝送では、マルチパス遅延波が無視できない環境を想定しており，サブキャリア毎に伝搬路応答が異なる。そこで、同期検波を用いてＯＦＤＭ信号を復調するためにはサブキャリア毎に伝搬路応答を推定する必要がある。なお、伝搬路推定は本発明の要旨では無く、いかなる手法を適用しても構わないので説明は省略する（図示せず）。

ＯＦＤＭ伝送では、一般に伝搬路変動に対する追従や周波数オフセットの補正、クロックオフセットの補正などを目的として、全てのサブキャリアでデータが送信されるのではなく、一部のサブキャリアで、受信側通信装置が既知のパイロット信号が送信される。受信側通信装置はこのパイロット信号を用いて、伝搬路変動、周波数オフセット、クロックオフセットの補正を行った後、復調を行う。これらの補正は本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。

なお、図１には省略しているが、伝搬路推定部、上記補正部などが追加されていてもよい。

復調部１０７は、受信信号の硬判定値を出力したり、あるいは受信信号の軟判定尤度値を出力したり、あるいは両者を出力する。

復調部１０７の動作は、送信される信号と、受信処理の過程で復調の後に適用される復号方式によって異なる。例えば、伝搬路符号化が適用されていない場合や後段の復号部が硬判定復号部の場合は硬判定出力を行い、伝搬路符号化が適用されており、軟判定復号部が実装されている場合は軟判定出力を行う。なお、硬判定出力動作または軟判定出力動作については本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。また、復調部１０７での復調動作はどのような手段を用いても構わず、データが送信されているサブキャリアに対して復調が適用できればいかなる手段を用いても構わない。

次に、このような構成を有する受信装置において、ＩＱインバランスを推定する際の動作及び補正する際の動作について、図１５、１６、１７、２１を用いて説明する。

まず、ＯＦＤＭ伝送において送信装置および受信装置のＩＱインバランスが受信信号に与える影響について説明する。

送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号は、デジタル信号をＤ／Ａ（Digital to Analogue）変換部でアナログ信号に変換した後、直交変調することによって無線周波数の信号に変換して送信される。このとき、直交変調後のＩチャネル信号とＱチャネル信号の利得を同一に保つことが理想的であるが、アナログ回路の不完全性により実現は困難である。また、Ｉチャネル信号のＤ／Ａ変換部とＱチャネルのＤ／Ａ変換部に個体差が生じると、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号に異なる利得が付加されたのと等価になる。また、直交変調部においてＩチャネル信号とＱチャネル信号を生成する際に、正確に９０度の位相差を発生することが理想的であるが、実際には困難である。この結果、直交変調部の出力において、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号は振幅が異なり、位相差も９０度からずれてしまう。

以上の現象は、図１５のようにモデル化できる。図１５において、ｕ_i（ｔ）およびｕ_q（ｔ）はＩチャネル信号とＱチャネル信号で送信するベースバンド信号をそれぞれ表している。乗算部１５０５ａ、１５０５ｂはこれらのベースバンド信号に対して、キャリア信号をそれぞれ乗算する。図１５では、先に説明したようにＤ／Ａ変換部の個体差を含めたＩチャネル信号とＱチャネル信号の利得の差を、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とにそれぞれ異なる利得Ｇ_i ^(t)とＧ_q ^(t)を乗算することによって表現している。また、図１５では、先に説明したＩチャネル信号とＱチャネル信号との位相差が９０度にならない現象をＱチャネルに位相がθ^(t)ずれた正弦波を乗算することによって表現している。

この結果、無線送信装置の出力は次式（１）で表される。

ただし、ｆはキャリア周波数を表している。以上の信号を等価低域系で行列表記すると、次式（２）のように表すことができる。

ただし、ｍ_i(t)、ｍ_q(t)はそれぞれＩチャネル、Ｑチャネルの送信信号を表し、ＩＱインバランスの影響を考慮した等価低域系の複素送信信号
ｍ(t)＝ｍ_i(t)＋ｊｍ_q(t) （ただし、ｊ^２＝−１）
は次式（３）、（４）、（５）、（６）で表すことができる。

このように、送信信号ｕ（ｔ）の複素共役ｕ^＊（ｔ）を用いることによって、ＩＱインバランスの影響で直交性が崩れた環境下においても信号を複素表記することができる。なお、式（３）から明らかなように、ＩＱインバランスの影響で送信信号はα^(t)の歪みが生じるだけでなく、複素共役信号ｕ^＊（ｔ）が不要放射されていることがわかる。後述するようにこの複素共役信号が干渉となり、ＯＦＤＭ伝送の性能を制限してしまう（例えば、式（１９）〜式（２１））。

次に、受信装置におけるＩＱインバランスについて考える。受信装置では、直交復調部１００と発信器１１０を用いて、受信信号に位相が９０度異なる二つの正弦波をそれぞれ乗算し、ローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂをそれぞれ適用することによってＩチャネル信号とＱチャネル信号を得る。

しかし、送信装置の場合と同様に、９０度の位相差を正確に発生させることが理想的であるが、実際には困難である。また、フィルタの利得やＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器の個体差によってＩチャネル信号とＱチャネル信号の利得も一般に異なってしまう。以上の結果生じるＩＱインバランスを直交復調部１００の不完全性でモデル化した図が、図１６である。

図１６において、帯域信号を、
ｙ_i（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｔ）−ｙ_q（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｔ）
とおくと、
直交復調部１００から出力されるＩチャネル信号ｒ_i（ｔ）とＱチャネル信号ｒ_q（ｔ）は次式（７）で表すことができる。

よって、ＩＱインバランスの影響を考慮した等価低域系の受信信号
ｒ（ｔ）＝ｒ_i（ｔ）＋ｊｒ_q（ｔ）
は次式（８）、（９）、（１０）、（１１）で表すことができる。

このように、受信装置においても送信装置と同様に直交性が崩れた環境下における等価低域系信号を複素表記することができる。また、無線送信装置と同様に無線受信装置においても、ＩＱインバランスの影響で受信信号に式（１０）で示されるα^(r)の歪みが生じるだけでなく式（８）で示されるように複素共役信号ｙ^＊（ｔ）が付加されることがわかる。

次に、送信装置、受信装置間のマルチパス伝搬路の影響について説明する。
伝搬路のパス数をＬ、各パスの遅延時間をτ₁、各パスの複素振幅をｈ₁とおくと、受信信号ｙ（ｔ）は次式（１２）で表すことができる。

式（１２）に式（３）で示される送信装置の歪みの影響を加えると、次式（１３）のように表される。

さらに、式（８）で示される受信装置のＩＱインバランスの影響を加えることにより、マルチパス伝搬環境下におけるＩＱインバランスの影響を次式（１４）、（１５）、（１６）で表すことができる。

式（１４）より、送信装置や受信装置の歪みを示したときと同様に、伝搬路応答の影響を加味してもＩＱインバランスの影響は送信信号ｕ（ｔ）とｕ^＊（ｔ）の線形和で表せることがわかる。

最後にＯＦＤＭ伝送を行う場合にＩＱインバランスが与える影響について説明する。

ＯＦＤＭ伝送の場合、式（１４）で表される受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の信号に変換した後、復調を行う。フーリエ変換の時間移動則および複素共役信号のフーリエ変換には、次式（１７）、（１８）の関係がなりたつ。

よって、式（１４）、（１７）、（１８）からｋ番目のサブキャリアで受信するｍシンボル目の信号ｘ_k（ｍ）は、次式（１９）、（２０）、（２１）のように表すことができる。

ここで、ｈ_k、ｈ_-kは、ＩＱインバランスの影響を含まないｋ番目、−ｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答をそれぞれ表す。Δｆは隣接するサブキャリアとの周波数間隔を表す。また、ｓ_k（ｍ）、ｓ_-k（ｍ）は、ｋ番目、−ｋ番目のサブキャリアで送信したｍシンボル目の変調信号をそれぞれ表している。

以上説明したように、ＯＦＤＭ伝送において、無線通信装置にＩＱインバランスが生じると、受信信号に、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアの信号が干渉として含まれることがわかる。以上の現象は−ｋ番目のサブキャリアでも同様に発生し、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号にはｋ番目のサブキャリアの信号が干渉信号として含まれる。

このように、受信信号に干渉信号が含まれると通信品質が制限され、特に高次の多値変調方式を用いて通信を行う場合には大きな問題となる。
本実施形態の受信装置は、ＩＱインバランスを推定して補正係数ｗ_ii、ｗ_iq、ｗq_i、ｗqqを計算し、図５のＩＱインバランス補正部１０４で補正を行う。以下、図２１に示すフローチャートに従って、図１の受信装置の処理動作を説明する。

補正係数を求めるために、ＩＱインバランスによるひずみを推定する場合（図２１のステップＳ１００）、ステップＳ１０１へ進み、まず制御部１０９が制御信号を送り、発信器１１０で生成されるローカル信号の周波数を、受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２Hz高くする（ステップＳ１０１）。ここで、Wは送信信号の信号帯域幅を表している。

以上のローカル信号を用いて直交復調部１００で受信信号を直交復調し、Iチャネル信号とQチャネル信号を抽出する（ステップＳ１０２）。

この結果、受信信号は高周波成分とベースバンド信号が存在するため、ローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂで高周波成分を抑圧することによって、ＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号が得られる。このとき、複素受信信号の周波数スペクトルは、図１２に示すように下側波帯のみ成分を持つようになる。よって、制御部１０９は制御信号を送り、ローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂの、片側帯域幅（通過帯域）をＷ／２からＷに変更する（ステップＳ１０３）。この結果得られるＩＱインバランスの影響については、後ほどフーリエ変換出力について説明する際に詳細に述べる。

アナログローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂを通過した信号は、Ａ／Ｄ変換器１０２ａ、１０２ｂでデジタル信号に変換される。ここで、受信信号の周波数スペクトルは、図１２のように表されるため、Ａ／Ｄ変換は、信号帯域幅Ｗの２倍以上のサンプリングレートでサンプリングする必要がある。
また、図１のようにＡ／Ｄ変換後にデジタルフィルタを適用する場合、２Ｗの２倍以上のサンプリングレートでサンプリングする必要がある。よって、制御部１０９は、制御信号を送信し、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂでのサンプリングレートを４Ｗ以上に設定する（Ｓ１０４）。

デジタルフィルタの帯域幅も信号帯域幅の２倍の信号を通過させる必要があるため、制御部１０９は、制御信号を送信し、ローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂのタップ係数を２Ｗ以上の信号を通過させるフィルタのタップ係数に切り替える（ステップＳ１０５）。

ＩＱインバランスの補正係数が既に推定されており、推定された補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う場合は、ローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂ通過後の信号に対し、図５に示した構成のＩＱインバランス補正部１０４において、ＩＱインバランスの補正を行う。しかし、補正係数が推定されておらず、ＩＱインバランスによるひずみを推定する場合（ＩＱインバランス推定モードの場合）は、ＩＱインバランス補正部１０４によるＩＱインバランス補正処理をスキップする。

または、次式（２２）に示すように補正係数の初期値を設定しておくことにより、ＩＱインバランス補正をスキップした場合と等価の信号を出力する。

直並列変換器１０５は、ローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂ通過後の信号、あるいは、補正係数が式（２２）に示した初期値に設定されているＩＱインバランス補正部１０４を通過した後の信号を直並列変換し、フーリエ変換を適用するための並列信号を生成する（ステップＳ１０６）。ここで、ＩＱインバランスを推定する場合は、信号スペクトルが図１２に示されるように周波数変換されているため、信号帯域幅Ｗの２倍のサンプリングレート（２W）の信号を並列信号に変換する。また、送信されたＯＦＤＭ信号のサブキャリア数がガードバンドや中心周波数などの通信に用いないサブキャリアも含めてNの場合、直並列変換後の並列数が２Nになるように変換を行う。

以上の直並列変換された信号をフーリエ変換器１０６でフーリエ変換（離散フーリエ変換あるいは高速フーリエ変換）する（ステップＳ１０７）。受信するＯＦＤＭ信号の全サブキャリア数がNであるため、通常は、Nサンプルの信号に対して離散フーリエ変換／高速フーリエ変換を適用するが、ＩＱインバランスによるひずみ成分を推定する場合は、２Nサンプル数の信号を離散フーリエ変換／高速フーリエ変換する。

この結果、発信器１１０の周波数がW／２高く設定されており、Ａ／Ｄ変換やフィルタも２倍の帯域幅の信号に合わせて動作しているため、図１２に示すように、フーリエ変換（離散フーリエ変換／高速フーリエ変換）後の信号は負のサブキャリアに集中することになる。

ここで、フーリエ変換後の信号について説明する。

送信信号および受信信号がＩＱインバランスの影響でそれぞれ式（３）、式（８）のように表せることは前述したとおりである。しかし、マルチパス伝搬路を介したＯＦＤＭ信号が式（１９）のように表せるのは、送信端末におけるローカル周波数と受信端末におけるローカル周波数が等しい場合であり、上述したように、受信端末のローカル周波数をＷ／２高くしている場合は式（１９）の関係は成立しない。

図１７は、本実施形態において、送信端末と受信端末にＩＱインバランスが生じる原理を説明するための図である。式（１９）では、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号に、ｋ番目のサブキャリアの受信信号が干渉することを表しているが、発信器のローカル周波数をずらすことによって、ｋ番目のサブキャリアでは信号が送信されていないことになる。その結果、ｋ番目のサブキャリアからの干渉は存在しない。

一方、送信装置のＩＱインバランスによる干渉は生じるため、−ｋ番目のサブキャリアには、−Ｎ＋ｋ番目のサブキャリアで送信した信号が干渉することになる。また、ｋ番目のサブキャリアの受信信号には、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号が干渉するため、ｋ番目のサブキャリアでは、−ｋ番目のサブキャリアと−Ｎ＋ｋ番目のサブキャリアで送信した信号が受信される。

以上の結果、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号ｘ^(-k)(m)とｋ番目のサブキャリアの受信信号ｘ^(k)(m)は次式（２３）（２４）で表すことができる。

次に、ステップＳ１０８に進み、フーリエ変換後の周波数領域に変換された信号を用いて、ＩＱインバランス推定部１０８が、ＩＱインバランスを補正する補正係数を推定する（計算する）。一方、ＯＦＤＭ伝送の場合、復調部１０７は、フーリエ変換部１０６から出力された周波数領域の信号を復調する（ステップＳ１０９）。

ここで、ＩＱインバランス推定部１０８におけるＩＱインバランスを補正する補正係数の推定方法について説明する。

図５に示すような構成のＩＱインバランス補正部１０４の場合、次式を満たす補正係数wii，wiq，wqi，wqqを求めればよい。

なお、α^(r)とβ^(r)は式（１０）、式（１１）で表すことができるため、次式の関係を満たす。

ここで、式（８）、式（３０）を、式（２５）、式（２６）に代入することによって次式を得る。

式（３１）、式（３２）は、式（２５）、式（２６）を満たさなければならないため、ＩＱインバランス補正係数は次式を満たす必要がある。

以上の結果から、ＩＱインバランス補正係数は次式のように表すことができる。

よって、α^(r)とβ^(r)を推定することができれば、ＩＱインバランスを補正する係数を推定できることがわかる。

次に、α^(r)とβ^(r)の推定法について説明する。

式（２３）、式（２４）で表される−ｋ番目のサブキャリアの受信信号とｋ番目のサブキャリアの受信信号を用いて、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号を第１の要素とし、ｋ番目のサブキャリアの受信信号の複素共役信号を第２の要素とする、次式で表される受信ベクトルを定義する。

式（３９）において、ａ_ｋ(ｍ)は、サブキャリアおよび送信信号に依存する変数であるが、α^(r)とβ^(r)はサブキャリアに依存しない。そこで、次式のように複数のサブキャリア、複数のシンボルを用いて相関行列を求める。

ただし、雑音とＩＱインバランスおよび送信信号の相関を「０」とした。このとき、受信側で未知の情報シンボルや、伝搬路推定用の既知信号などの少なくとも１つのシンボルを用いて、式（４１）から相関行列を計算する。

次に、式（４１）の相関行列の最大固有値に対応する固有ベクトルを求める。ここで、固有ベクトルは次式の関係を満たす。

式（４４）から、当該固有ベクトルの第1要素ｅ_１はα^(r)に、第２要素ｅ_２はβ^(r)に比例することがわかる。また、式（１０）と式（１１）を用いると、α^(r)とβ^(r)は次式のように表すことができる。

すなわち、α^(r)とβ^(r)は、α^(r)とβ^(r)*の比を用いて表すことができる。

また、β^(r)*とα^(r)の比は、式（４４）の固有ベクトルの第１要素ｅ_１と第２要素ｅ_２の比から求めることができる。

以上説明したように、−ｋ番目のサブキャリアで受信した信号と、ｋ番目のサブキャリアで受信した信号の複素共役信号とを要素とするベクトルの相関行列を、複数のサブキャリア、複数のシンボルにわたって計算し、最大固有値に対応する固有ベクトルを求めることによって（式（３５）〜式（３８）、式（４５）〜式（４７）にしたがって計算することにより）、図５に示したＩＱインバランス補正部１０４の各係数を求める。

ＩＱインバランス推定モードの場合には（ステップＳ１１０）、ＩＱインバランス推定部１０８で推定されたＩＱインバランス補正係数は、ＩＱインバランス補正部１０４に設定される（ステップＳ１１１）。その後、ローカル周波数を送信信号の中心周波数に設定（ステップＳ１１２）し、無線通信装置が信号受信モードに移行した場合には、ＩＱインバランス補正部１０４に設定された上記補正係数を用いてＩＱインバランスの補正が行われる。

なお、式（３７）に示したように、Ｑチャネル信号に乗算し、Ｉチャネル信号に付加する信号の係数ｗqiは「０」となる。従って、ＩＱインバランス補正部１０４は、図５の乗算部５０１ｃ及び加算部５０２ａを含まない、図６に示すような構成でもよい。さらに、次式（４９）〜（５１）を満たすようにwii、wiq、wqqを規格化してもよい。この場合、wqqが「１」になるように規格化することにより、ＩＱインバランス補正部１０４は、図７に示すように、加算部５０２ｂ、乗算部５０１ａ、５０１ｂのみを含む構成となる。

このように、ローカル周波数をＷ／２高くすることによって、受信装置のIQインバランスを補正する係数を求めることができる。

上述のＩＱインバランスの推定を行わない場合、すなわち、後述する通常の信号受信モードの場合には、（ａ１）ローカル信号の周波数は、受信された送信信号の中心周波数（ａ２）アナログローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂの通過帯域幅はＷ（受信信号の信号帯域）／２、カットオフ周波数は該中心周波数、（ａ３）Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂのサンプリング周波数は２Ｗ、（ａ４）デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂのカットオフ周波数はＷ／２、（ａ５）Ｓ／Ｐ変換部１０６での並列数はＮ（例えばＯＦＤＭの場合には、Ｎはサブキャリの数）である。

しかし、上述のＩＱインバランス推定モードでは、（ｂ１）ローカル信号の周波数は、受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高い周波数、（ａ２）アナログローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂのカットオフ周波数はＷ、（ａ３）Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂのサンプリング周波数は４Ｗ、（ａ４）デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂのカットオフ周波数はＷ、（ａ５）Ｓ／Ｐ変換部１０６での並列数は２Ｎとなっている。

上述のＩＱインバランス推定モードの設定のままで、信号を受信することも可能である。この場合、受信信号は全て下測波帯に含まれるため、通常のＯＦＤＭ信号の復調とは異なり、下測波帯のサブキャリアのみを用いて復調することによって、ＩＱインバランスによるひずみを推定しながら受信した信号を復調することができる。このとき、送信装置は受信装置にとって上測波帯となるサブキャリアで信号を送信していないため、信号を復調する際に受信装置のＩＱインバランスによるサブキャリア間干渉を受けずに信号を復調することができる。

次に、以上のようにして推定された（計算された）ＩＱインバランス補正係数を用いて、図１の無線通信装置がＩＱインバランスを補正し、受信を行う場合（無線通信装置が信号受信モードの場合）の手順について説明する。

信号受信モードの場合には（ステップＳ１００）、ステップＳ２０１へ進む。

一方、ＩＱインバランス補正係数を求める際は、発信器１１０が生成するローカル信号の周波数を受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定していた。しかし、上述したように補正係数が既に設定されている場合は、従来の一般的な装置と同様に、発信器１１０が生成するローカル信号の周波数は送信信号の中心周波数に合わせて受信を行う。

直交復調部１００は、アンテナ９８、増幅器９９を介して受信された信号を、受信された送信信号の中心周波数と同じ周波数のローカル信号を用いて直交復調する（ステップＳ２０１）。この場合、周波数スペクトルは、図１２のように下測波帯のみに信号が集中するのではなく、信号帯域の中心に中心周波数が存在する。従って、一般的な受信装置と同様に、アナログフィルタ１０１ａと１０１ｂのカットオフ周波数をＷ／２に設定する（ステップＳ２０２）。この結果、直交復調によって生じる高周波成分が抑圧され、所望信号のベースバンド信号のみが抽出される。

Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂは、アナログフィルタ１０１ａ、１０１ｂを通過した信号をデジタル信号に変換する。ＩＱインバランスを推定する際はＡ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂのサンプリングレートを２Ｗ以上に設定していたが、ローカル信号の中心周波数を受信された送信信号の中心周波数に合わせている場合には、サンプリングレートはＷ以上に設定する。なお、Ａ／Ｄ変換後にデジタルフィルタを適用するため、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂのサンプリングレートを２Ｗに設定し、アナログフィルタ１０１ａ、１０１ｂから出力された信号をデジタル信号に変換する（ステップＳ２０３）。

Ａ／Ｄ変換後に適用するデジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂも通過させる信号帯域幅はＷで十分である。従って、デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂのカットオフ周波数をＩＱインバランス推定モード時のＷからＷ／２に変更し、Ａ／Ｄ変換後の信号を通過させる（ステップＳ２０４）。

なお、ここでフィルタのカットオフ周波数を正確にＷ／２に設定する必要はない。帯域幅Ｗの信号を通過させ、帯域外の信号を抑圧するのに十分であればフィルタの帯域幅を若干広くしても構わないし、若干狭くしても構わない。

次に、ＩＱインバランス補正部１０４は、デジタルフィルタ１０３ａ、１０３ｂが適用された後の信号に対し、ＩＱインバランスの補正を行う（ステップＳ２０５）。ＩＱインバランス補正のために用いる補正係数は、ＩＱインバランス推定部１０８で計算された補正係数を用いる。ＩＱインバランス補正部１０４が図５に示したような構成の場合は、式（２５）、式（２６）に示したように、Ｉチャネルの信号とＱチャネルの信号を加重合成することにより補正を行う。なお、ＩＱインバランス補正部１０４が図６に示したような構成の場合は、式（５２）に従い補正を行う。ＩＱインバランス補正部１０４が図７に示したような構成の場合は、式（５３）に従って補正を行う。

ＩＱインバランスを補正した後の信号は、フーリエ変換を適用するために直並列変換部１０５で並列信号に変換される。ＩＱインバランスを推定する場合は信号の帯域幅が２Ｗだったため、サンプリングレート２Ｗで並列信号に変換した。しかし、ローカル信号の周波数を受信された送信信号の中心周波数に合わせている場合は、信号帯域幅はＷになっているため、直並列変換を適用する信号のサンプリングレートはＷに設定する。また、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリア数はＮであるため、直並列変換後の並列数がＮになるように直並列変換する（ステップＳ２０６）。

フーリエ変換部１０６は、並列信号に変換された信号をフーリエ変換（離散フーリエ変換／高速フーリエ変換）し、周波数領域の信号に変換する（ステップＳ２０７）。ここで、ＩＱインバランスを推定する場合はサンプル数２Ｎのフーリエ変換を適用していたが、発信器１１０のローカル周波数を受信された送信信号の中心周波数に合わせている場合はサンプル数Ｎのフーリエ変換を適用する。

復調部１０７は、フーリエ変換部１０６で周波数領域に変換された信号に対してサブキャリア毎に復調を行う（ステップＳ１０９）。このとき、ＩＱインバランスを推定している場合は下側波帯のサブキャリアにのみ信号が含まれていたが、発信器１１０のローカル周波数を受信された送信信号の中心周波数に合わせている場合は、上側波帯と下側波帯それぞれに信号が存在する。従って、適用しているシステムの仕様に応じてデータ信号が送信されているサブキャリアの信号に対して復調を適用する。

なお、一般にＯＦＤＭ伝送では伝搬路の変動や周波数オフセットや位相雑音、クロックオフセットによる位相誤差を補正するため、受信端末が既知の信号を一部のサブキャリアで送信している（ここでは当該サブキャリアをパイロットサブキャリアと呼ぶ）。よって、一般に復調の前にパイロットサブキャリアを用いて伝搬路の変動や位相誤差を推定し、補正を行ってから復調が適用されるがこれらの補正は本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。

また、一般にＯＦＤＭ伝送は誤り訂正が適用されているため、復調処理の後に復号が適用されるが、本発明の要旨ではないため詳細な説明は省略する。その他、無線通信では一般にフレーム検出やタイミング同期、周波数同期などが適用され、ＯＦＤＭ伝送ではガードインターバルを除去する処理が適用されるが、いずれも本発明の要旨ではないため、説明は省略した。

以上説明したように、信号受信モードでは、ＩＱインバランス推定モードで計算された補正係数を用いて、ＩＱインバランスを補正することができる。

ＩＱインバランス補正係数の推定は、無線通信装置を製造したときのみ、上述のＩＱインバランスの推定手法を用いて（該無線通信装置を上述のＩＱインバランス推定モードに設定して）補正係数を算出し、該補正係数をＲＯＭに保存してもよい。この場合、該無線通信装置の利用時にはＩＱインバランスの推定は行わずに、ＩＱインバランスの補正のみ行う。また、上述の無線通信装置の電源投入時に、上述のＩＱインバランスの推定を行い、その後は補正のみを行うようにしてもよいし、定期的にＩＱインバランスを推定し、補正係数を更新してもよい。ＩＱインバランスの推定時に、発信器１１０のローカル周波数をずらして、ＩＱインバランスおよび補正係数の推定を行い、得られた補正係数を用いてＩＱインバランスを補正するのであれば、いかなる頻度／タイミングでＩＱインバランスの推定を行ってもよい。

以上説明したように、上記第１の実施形態によれば、所望信号とＩＱインバランスによるイメージ信号（干渉信号）が同一のサブキャリアに重複しないように、受信部のローカル信号の周波数を所望信号の中心周波数からずらすことにより、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを高精度にしかも容易に推定することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。また、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要がなく、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。

ＩＱインバランス推定モードと、信号受信モードとを切り替えることにより、ＩＱインバランス推定モードで計算された補正係数を用いて補正を行いながら信号を受信する際の（信号受信モード時）消費電力を低減することができる。

また、上記第１の実施形態は、ＯＦＤＭ変調方式の採用された伝送システムで用いられる無線通信装置を例にとり説明したが、この場合に限らず、直交変調信号を送受信するのであれば、複数のサブキャリアに分割して伝送するマルチキャリア変調方式及び１つ（シングル）の搬送波（キャリア）を使用して無線通信を行うシングルキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置にも、前述同様にして適用可能である。

シングルキャリア変調方式に適用されている直交変調信号を受信する無線通信装置の場合のＩＱインバランス推定及び補正について、図２３を参照して簡単に説明する。この場合も、上述のＯＦＤＭ伝送の場合と同様、上述のＩＱインバランスの推定を行わない場合、すなわち、後述する通常の信号受信モードの場合には、（ａ１）ローカル信号の周波数は、受信された送信信号の中心周波数（ａ２）アナログローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂのカットオフ周波数はＷ（受信された送信信号の信号帯域）／２、（ａ３）Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂのサンプリング周波数は２Ｗ、（ａ４）デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂのカットオフ周波数はＷ、（ａ５）Ｓ／Ｐ変換部１０６での並列数はＮ（Ｎは２以上の任意の整数）である。また、上述のＩＱインバランス推定モードでは、（ｂ１）ローカル信号の周波数は、受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高い周波数、（ａ２）アナログローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂのカットオフ周波数はＷ、（ａ３）Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂのサンプリング周波数は４Ｗ、（ａ４）デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂのカットオフ周波数はＷ、（ａ５）Ｓ／Ｐ変換部１０６での並列数は２Ｎである。

ＩＱインバランスを推定する場合、上述のＩＱインバランス推定モードの設定あるいは構成で、アンテナ９８及び増幅器９９で受信された直交変調信号を、直交復調部１００で直交復調する。そして、得られたＩチャネル信号及びＱチャネル信号は、ローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂ、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂ、デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂを経た後、直並列変換及びフーリエ変換されて、周波数領域の信号（周波数成分）に変換される。この周波数領域の信号を用いて、ＩＱインバランス推定部１０８は、前述同様にして、補正係数を算出する。算出された補正係数は、ＩＱインバランス補正部１０４に設定される。

上述の信号受信モードに切り替えた後、算出された補正係数を用いたＩＱインバランスの補正を行いながら信号を受信する場合、アンテナ９８及び増幅器部９９で受信された直交変調信号を、直交復調部１００で直交復調する。そして、得られたＩチャネル信号及びＱチャネル信号は、ローパスフィルタ１０１ａ、１０１ｂ、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ、１０２ｂ、デジタルローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂを経た後、ＩＱインバランス補正部１０４で上記補正係数を用いたＩＱインバランスの補正がなされる。その後、復調部１０７は、ＩＱインバランスを補正した後のＩチャネル信号及びＱチャネル信号に、所定の復調処理を施して、ユーザデータを得る。

（第２の実施形態）
第２の実施形態に係る無線受信装置について説明する。

第２の実施形態に係る無線通信装置の構成は、図１と同様であり、ＩＱインバランス補正部１０４の構成も図５〜図７のいずれかと同様である。さらに、ＩＱインバランスを推定するために発信器１１０のローカル周波数を受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定し、Ａ／Ｄ変換部、フィルタ、直並列変換部及びフーリエ変換部における帯域幅、サンプリングレートを通常の信号受信時の２倍に設定する点も第１の実施形態と同様である。

第２の実施形態において、第１の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスの推定法である。

第１の実施形態では−ｋ番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリアで受信した信号を用いて式（３９）のような受信ベクトルを定義し、式（４１）のように相関行列を求め、当該行列の最大固有値に対応する固有ベクトルからＩＱインバランスを推定していた。一方、第２の実施形態では、次式（５４）に示すような相関ベクトルｒ_xxを用いて推定を行う。

式（５４）の計算は全てのサブキャリアを用いて計算しても構わないし、一部のサブキャリアのみを用いて計算しても構わない。また、推定に用いるＯＦＤＭシンボルもプリアンブル信号など受信装置が既知の信号を用いても構わないし、データ信号が送信されている情報シンボルを用いても構わないし、両者を用いて推定を行っても構わない。

なお、−ｋ番目およびｋ番目のサブキャリアの受信信号は式（２３）、式（２４）を用いて表すことができるため、式（５４）の相関ベクトルは次式（５５）のように展開することができる。

すなわち、式（５４）から、複数の−ｋ番目のサブキャリアについて、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号の複素共役信号に該受信信号を乗じることにより、第１の相関値ｒ_xx(1)が得られ、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号の複素共役信号に、ローカル周波数を軸に各−ｋ番目のサブキャリアと対称の位置にあるｋ番目のサブキャリアの複素共役信号を乗じることにより、第２の相関値ｒ_xx(2)が得られる。

第１の実施形態で相関行列を計算したときと同様に、送信信号およびＩＱインバランスによるひずみと雑音は無相関なため、複数のサブキャリアおよび複数のＯＦＤＭシンボルを用いて平均化がなされる場合、式（５５）の右辺の第２項と第３項は無視できるようになる。従って、式（５５）は、次式（５６）のように書きなおすことができる。

式（４５）、式（４６）からα^(r)とβ^(r)*の比を求めることができれば、α^(r)とβ^(r)*をそれぞれ求めることができ、さらに式（３５）〜式（３８）に従い、ＩＱインバランスの補正係数も求めることができる。本実施形態では、式（５４）に従って求めた相関ベクトルから、次式（５７）にしたがってα^(r)とβ^(r)*の比を求めることができる。

式（５７）で得られたα^(r)とβ^(r)*の比を用いて、ＩＱインバランスの補正係数を求める方法は第１の実施形態と同様であるため、説明は省略する。

このように、本実施形態の場合、相関行列の計算や固有分解を用いる必要がないため、少ない演算量でＩＱインバランスの補正係数を求めることができる。

以上のようにして求めた補正係数を用いてＩＱインバランスを補正する方法や信号を復調するまでの手順は第１の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。

以上説明したように、上記第２の実施形態によれば、受信装置のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。また、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要がなく、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。さらに、ＩＱインバランスを推定する際に相関行列を求める演算や固有解析を行う必要がないため、少ない演算量でＩＱインバランスを補正する係数を求めることができる。

なお、上記第２の実施形態で説明した手法は、図１に示したような、ＯＦＤＭ変調方式のようなマルチキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図１）のみならず、シングルキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図２３）にも、同様に適用可能である。

（第３の実施形態）
第３の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

第３の実施形態に係る無線通信装置の構成は、図１と同様であり、ＩＱインバランス補正部１０４の構成も図５〜図７のいずれかと同様である。さらに、ＩＱインバランスを推定するために発信器１１０のローカル周波数を受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定し、Ａ／Ｄ変換部、フィルタ、直並列変換部及びフーリエ変換部における帯域幅、サンプリングレートを通常の信号受信時の２倍に設定する点も第１および第２の実施形態と同様である。

第３の実施形態において第１及び第２の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスの推定法である。

第２の実施形態では、式（５４）に従い相関ベクトルｒ_xxをもとめ、式（５７）のようにα^(r)とβ^(r)*の比を計算することによって、ＩＱインバランスの補正係数を算出した。

ここで、式（５６）に着目する。Ａは信号電力に相当し、雑音電力に対して信号電力が十分大きい場合は、式（５６）の右辺の第２項は無視できる。従って、相関ベクトルｒ_xxは次式（５９）のように表すことができる。

よって、α^(r)とβ^(r)*の比は、次式（６０）から求めることができる。

この結果、雑音電力を推定する必要が無くなる。

以上のようにして求めたα^(r)とβ^(r)*の比から、ＩＱインバランス補正係数を求める方法は、第１および第２の実施形態と同様であり、説明は省略する。また、求めた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う方法や信号を復調するまでの手順も第１および第２の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。

以上説明したように、上記第３の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。また、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要がなく、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。さらに、ＩＱインバランスを推定する際に相関行列を求める演算や固有解析、雑音電力の推定を行う必要がないため、少ない演算量でＩＱインバランスを補正する係数を求めることができる。

なお、上記第３の実施形態で説明した手法は、図１に示したような、ＯＦＤＭ変調方式のようなマルチキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図１）のみならず、シングルキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図２３）にも、同様に適用可能である。

（第４の実施形態）
第４の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

第４の実施形態に係る無線通信装置の構成は、図１と同様であり、ＩＱインバランス補正部１０４の構成も図５〜図７のいずれかと同様である。さらに、ＩＱインバランスを推定するために発信器１１０のローカル周波数を受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定し、Ａ／Ｄ変換部、フィルタ、直並列変換部及びフーリエ変換部における帯域幅、サンプリングレートを通常の信号受信時の２倍に設定する点も第１乃至第３の実施形態と同様である。

第４の実施形態において第１及至第３の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスの推定法である。

第１及至第３の実施形態では、式（３９）に示した受信ベクトルに従い推定を行っていた。

一方、受信電力が雑音電力よりも十分大きく、雑音が無視できる場合、式（２３）と式（２４）は次式（６１）及び（６２）のように書きなおすことができる。

よって、α^(r)とβ^(r)*の比は、次式（６３）を用いて計算することができる。

ただし、Ｄは、平均化に用いたサブキャリア数×ＯＦＤＭシンボル数を表している。

第４の実施形態によれば、複数の−ｋ番目のサブキャリアの受信信号と、ローカル周波数を軸に各−ｋ番目のサブキャリアと対称の位置にあるｋ番目のサブキャリアの受信信号の複素共役信号との比から、α^(r)とβ^(r)*の比を求めることができる。

以上のようにして得られたα^(r)とβ^(r)*の比から、ＩＱインバランス補正の係数を求める方法は第１及至第３の実施形態と同様であり、説明は省略する。また、求めた補正係数を用いて補正を適用する方法や信号を復調するまでの手順も第１及至第３の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。

以上説明したように、上記第４の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。また、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要がなく、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。さらに、ＩＱインバランスを推定する際に相関行列を求める演算や固有解析、雑音電力の推定を行う必要がないため、少ない演算量でＩＱインバランスを補正する係数を求めることができる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係わる無線通信装置について説明する。

第５の実施形態に係る無線通信装置の構成は、図１と同様であり、ＩＱインバランス補正部１０４の構成も図５〜図７のいずれかと同様である。さらに、ＩＱインバランスを推定するために発信器１１０のローカル周波数を受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定し、Ａ／Ｄ変換部、フィルタ、直並列変換部及びフーリエ変換部における帯域幅、サンプリングレートを通常の信号受信時の２倍に設定する点も第１乃至第４の実施形態と同様である。

第５の実施形態が第１及至第４の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスの推定に用いるサブキャリアである。

第１及至第４の実施形態では、ＩＱインバランスの推定に用いるサブキャリアに特に制限を設けずに、正のサブキャリア番号のサブキャリアは負のサブキャリア番号のサブキャリア信号のイメージ信号（干渉信号）であることを利用して推定を行ってきた。

しかし、送信装置で適用されたフィルタが十分に高域の信号を抑圧できていない場合、図１９に示すように送信信号のスペクトルが受信端末のローカル周波数よりも大きい正のサブキャリア番号のサブキャリアにもれこんでしまう。この結果、ＩＱインバランスの推定のために発信器１１０の中心周波数をずらして受信を行う際に、正のサブキャリア番号のサブキャリアで受信される信号に送信信号のイメージ信号だけではなく送信信号の帯域外放射成分も含まれてしまい、ＩＱインバランスによるひずみの推定精度が劣化してしまう。

また、隣接チャネルを他の端末が使っている場合、当該端末の信号の帯域外放射の影響を受けてしまい、受信端末の帯域両端近傍のサブキャリアも不要信号を受信してしまう。

第５の実施形態では、以上の問題を鑑み、ＩＱインバランスの推定に用いるサブキャリアを送信信号の中心周波数近傍で、且つ受信端末のローカル周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアのみに制限する。以上の結果、推定に用いるサブキャリアは以下の４Ｋ個になる。

ここで、KはN／２より小さい任意の正の整数であり、帯域外放射の影響を考慮して設定する。

なお、その他の計算については第１及至第４の実施形態のいずれかの方法を用いて、α^(r)とβ^(r)*の比を求め、補正係数を求めればよく、詳細な説明は省略する。また、求めた補正係数を用いてＩＱインバランスを補正する方法や信号を復調するまでの手順も第１及至第４の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。

以上説明したように、上記第５の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な無線通信装置を提供することができる。また、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要がなく、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。さらに、送信信号または隣接チャネルを用いた他の端末の帯域外放射の影響を考慮して推定に用いるサブキャリアを制限する事によって帯域外放射が無視できない環境下でも精度の高いＩＱインバランスの補正を実現し、高精度な受信装置を提供することができる。

なお、上記第５の実施形態で説明した手法は、図１に示したような、ＯＦＤＭ変調方式のようなマルチキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図１）のみならず、シングルキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図２３）にも、同様に適用可能である。

（第６の実施形態）
第６の実施形態にかかる無線通信装置について説明する。

第６の実施形態では、図１の無線通信装置におけるＩＱインバランス推定モードで機能の固定された（ＩＱインバランス推定モードと信号受信モードとを切り替えることのない）、無線通信装置について説明する。

第６の実施形態も、ＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を受信された送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定し、ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを補正するための補正係数を計算する点は第１及至第５の実施形態と同様である。また、求めた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も第１及至第５の実施形態と同様である。

第６の実施形態において、第１及至第５の実施形態と異なる点は、アナログフィルタ、Ａ／Ｄ変換部、デジタルフィルタ、直並列変換部、フーリエ変換部がＩＱインバランスを推定する場合もそうでない場合も同一の機能で動作する点である。

第６の実施形態に係る無線通信装置の受信部の構成を図２を参照して説明する。なお、図２において、図１と同一部分は同一符号を付している。

図２の無線通信装置は、直交復調部１００、アナログローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂ、Ａ／Ｄ変換部２０２ａ、２０２ｂ、デジタルローパスフィルタ２０３ａ、２０３ｂ、ＩＱインバランス補正部１０４、直並列変換部２０５、フーリエ変換部２０６、復調部１０７、ＩＱインバランス推定部１０８、制御部１０９、発信器１１０を備えている。

直交復調器１００で直交復調された信号は高周波成分が含まれるため、Ｉチャネル信号・Ｑチャネル信号にそれぞれローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂを適用し、高周波成分を抑圧する。ここで、ローパスフィルタ２０１ａと２０１ｂは送信信号の帯域幅Ｗに対して２倍の帯域幅２Ｗの信号を通過させる必要があるため、カットオフ周波数はＷ以上である必要がある。

ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂで高周波成分が抑圧されたＩチャネル信号とＱチャネルの信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器２０２ａ、２０２ｂでデジタル信号に変換される。このとき、Ａ／Ｄ変換器２０２ａと２０２ｂは信号帯域幅Ｗの２倍以上のサンプリングレートで信号をサンプリングする。
Ａ／Ｄ変換器２０２ａ、２０２ｂでデジタル信号に変換されたＩチャネルおよびＱチャネルの信号に対してそれぞれデジタルローパスフィルタ２０３ａ、２０３ｂを適用する。ここで、ローパスフィルタ２０３ａと２０３ｂは送信された信号の帯域幅Ｗの２倍の帯域の信号を通過させる必要があるため、カットオフ周波数がＷ以上のフィルタを適用する。なお、ローパスフィルタ２０３ａ、２０３ｂは第１乃至第５の実施形態と同様にどのようなフィルタを適用しても構わない。ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタでもよい。

デジタルフィルタ２０３ａ、２０３ｂを適用したＩチャネルおよびＱチャネルの信号を用いてＩＱインバランス補正部１０４で補正を行う。ここで、ＩＱインバランス補正部１０４は第１及至第５の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。
ＩＱインバランスが補正された信号は、直並列変換部２０５で並列信号に変換される。直並列変換部２０５は、送信信号の２倍のサンプリングレートの信号を直並列変換する機能を備えており、全サブキャリア数の２倍の並列信号に変換する。
フーリエ変換器２０６は、直並列変換部２０５で並列信号に変換された信号に対して、フーリエ変換（離散フーリエ変換／高速フーリエ変換）を適用する。ここで、フーリエ変換部２０６は、送信されたＯＦＤＭ信号の全サブキャリア数の２倍のサンプル数に対してフーリエ変換（離散フーリエ変換／高速フーリエ変換）を適用する。

復調部１０７は、周波数領域に変換された信号を復調する。復調部１０７の動作は第１及至第５の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。
次に、図２に示した構成の無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを推定する際の動作と、推定した補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う際の動作について説明する。

まず、発信器１１０が発生するローカル信号の周波数（ローカル周波数）を第１及至第５の実施形態と同様に、送信される信号の中心周波数よりもてＷ／２高く設定する。このローカル周波数を用いて、直交復調器１００で直交復調する。直交復調については第１及至第５の実施形態と同様であり、説明は省略する。

第１及至第５の実施形態では、ＩＱインバランス推定時にアナログフィルタおよびデジタルフィルタのカットオフ周波数を通常の信号受信時のカットオフ周波数の２倍に設定していたが、第６の実施形態では、予め２倍のカットオフ周波数のフィルタが適用されている。また、第１及至第５の実施形態におけるＡ／Ｄ変換器１０２ａ、１０２ｂ、直並列変換器１０５は、ＩＱインバランス推定時に、通常の信号受信時のサンプリングレートの２倍のサンプリングレートで動作するように設定していたが、第６の実施形態におけるＡ／Ｄ変換器２０２ａ、２０２ｂ、直並列変換部２０５は、予め２倍のサンプリングレートで動作するものが用いられている。直並列変換部２０５は、入力された信号を２Ｎの並列信号に変換する。さらに、フーリエ変換部１０６は、サンプル数２Ｎの信号を周波数領域に変換する。

このように、図２の構成は、図１と異なり、各構成部の機能を切り替える動作は含まれないものの、図２の構成は、ＩＱインバランス推定モードにおける図１の無線通信装置の受信部の設定と同一である。

よって、第６の実施形態において、ＩＱインバランスを推定する際は、第１及び第５の実施形態のうちのいずれかを適用することにより、受信部で発生したＩＱインバランスを補正するための補正係数を計算することができる。

次に、得られた補正係数を用いて、ＩＱインバランスを補正する、信号受信動作について説明する。

発信器１１０は、第1及至第５の実施形態と同様に、ローカル周波数を、送信信号の中心周波数に設定し、直交復調器１００で直交復調する。

以上の信号に対し、アナログローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂをそれぞれ適用する。このとき、第１及至第5の実施形態と異なり、アナログローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂのカットオフ周波数が信号受信モードのカットオフ周波数の２倍になっているため、フィルタ通過後の雑音電力は２倍になっている。また、通過帯域幅が広いため、隣接チャネルを用いて通信を行っている他の端末の信号が含まれる可能性がある。しかしながら、直交復調によって生じる高周波成分は抑圧することができるため、所望信号を抽出することは可能である。

以上のアナログフィルタ２０１ａ、２０１ｂ通過後の各信号を、Ａ／Ｄ変換部２０２ａ、２０２ｂでデジタル信号にそれぞれ変換する。このとき、第１及至第５の実施形態ではＡ／Ｄ変換部のサンプリングレートをＩＱインバランス推定時の半分のサンプリングレートに調整していたが、第６の実施形態ではＩＱインバランス推定時と同じサンプリングレートでＡ／Ｄ変換する。

Ａ／Ｄ変換後に適用されるデジタルローパスフィルタ２０３ａ、２０３ｂについても、アナログフィルタ２０１ａ、２０１ｂと同様に、第１及至第５の実施形態のデジタルフィルタ１０３ａ、１０３ｂに比べ、カットオフ周波数が信号受信モードのカットオフ周波数の２倍になっている。この結果、アナログフィルタ２０１ａ、２０１ｂと同様に隣接チャネルの抑圧効果や雑音指数は劣化するが、所望信号を抽出することは可能である。

デジタルローパスフィルタ適用後の信号は、ＩＱインバランス補正部１０４でＩＱインバランスの補正が施される。ＩＱインバランス補正部１０４の動作については第１及至第５の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。

その後、フーリエ変換を適用するために直並列変換部２０５で並列信号に変換する。本実施形態では、ＩＱインバランスの補正係数を推定する場合と同様に、サンプリングレート２Ｗの信号に対し、直並列変換後の並列数が２Ｎになるように変換を行う。

並列信号に変換された信号は、フーリエ変換器２０６でフーリエ変換（離散フーリエ変換／高速フーリエ変換）し、周波数領域の信号に変換する。フーリエ変換についても第１及至第５の実施形態の信号受信モードと異なり、サンプル数２Ｎの信号に対して離散フーリエ変換を適用する。

復調部１０７は、フーリエ変換部２０６で周波数領域に変換された信号に対して、サブキャリア毎に復調を行う。このとき、ＩＱインバランスを推定している場合は下側波帯のサブキャリアにのみ信号が含まれていたが、発信器１１０のローカル周波数を受信信号の中心周波数に合わせている場合は、上側波帯と下側波帯それぞれに信号が存在し、適用しているシステムの仕様に応じてデータ信号が送信されているサブキャリアの信号に対して復調を適用する。

さらに、アナログフィルタやデジタルフィルタのカットオフ周波数が２倍になっているため受信してしまった雑音成分や隣接チャネルの信号は、所望信号が含まれるサブキャリアではなく、帯域両端のサブキャリアに存在するため、フーリエ変換後の信号については、フィルタのカットオフ周波数が高いために生じる劣化の影響を受けない。よって、図２ではデジタルフィルタを適用しているが、第６の実施形態の場合、デジタルフィルタを適用しなくても構わない。

このように、第１及至第５の実施形態のように、図１の無線通信装置におけるＩＱインバランス推定モードの設定・構成のまま（ＩＱインバランス推定モードと信号受信モードとを切り替えることなく）、ＩＱインバランス補正係数を計算したり、得られた補正係数を用いたＩＱインバランスの補正を行った信号受信を実現することができる。この結果、図１の無線通信装置に比べ、簡単な構成で、第１乃至第５の実施形態と同様の効果が得られる。

上記第６の実施形態では、アナログローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂ、Ａ／Ｄ変換部２０２ａ、２０２ｂ、デジタルローパスフィルタ２０３ａ、２０３ｂ、直並列変換部２０５、フーリエ変換部２０６の機能を全て固定しているが、これら構成部のうちの一部の機能を固定し、その他の構成部については、第１及至第５の実施形態のように機能を切り替えて動作させても構わない。制御が困難な、Ａ／Ｄ変換部やアナログローパスフィルタなどの機能を固定し、デジタルローパスフィルタや並直列変換部、離散フーリエ変換部は、ＩＱインバランス推定時とその他の場合とで機能を切り替えて動作させてもよい。消費電力を削減するために、Ａ／Ｄ変換部や離散フーリエ変換部、およびフーリエ変換部に付随する直並列変換部の機能は切り替えて動作させ、その他の構成部は切り替え制御を行わないようにしてもよい。用途に応じて、機能を切り替える構成部と、機能を固定して動作させる構成部とを組み合わせればよい。

以上説明したように、上記第６の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信装置を備えた無線通信装置を提供することができる。なお、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要が無く、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムに適用することが可能である。さらに、ＩＱインバランス推定時に必要な機能を組み合わせた構成により、ＩＱインバランス推定時の制御が簡易になり、装置も簡易化される。

（第７の実施形態）
第７の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

第７の実施形態においてもＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を送信信号の中心周波数からずらし、ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを推定する点は、第１及至第６の実施形態と同様である。また、得られた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も同様である。

第７の実施形態において、第１及至第６の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスを推定する際に発信器のローカル周波数を、送信信号の中心周波数よもＷ／２低く設定する点である。

第７の実施形態に係る無線通信装置の構成は、図１、図２と同様である。

次に、本実施形態におけるＩＱインバランスを推定する動作について説明する。

本実施形態においてＩＱインバランスを推定する際は、まず、発信器１１０で生成するローカル信号の周波数を、受信する送信信号の中心周波数よりもＷ／２低く設定する。その後、第１乃至第６の実施形態と同様にして、直交復調、アナログローパスフィルタの適用、Ａ／Ｄ変換、デジタルローパスフィルタの適用、直並列変換、フーリエ変換を適用する。

本実施形態においても、フーリエ変換して得られた周波数領域の信号を用いてＩＱインバランスを補正するための補正係数を計算する。ただし、第１及至第６の実施形態と異なり、発信器１１０のローカル周波数が、受信した送信信号の中心周波数よりもＷ／２低く設定されているため、周波数スペクトルは、図１２に示したように下側波帯のサブキャリアに存在するのではなく、上側波帯のサブキャリアに存在することになる。また、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスによって生じるイメージ信号（干渉信号）は、上側波帯のサブキャリアではなく、下側波帯のサブキャリアに発生する。よって、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号とｋ番目のサブキャリアの受信信号は式（２３）、式（２４）とは異なり、次式（６５）及び（６６）で表される。

また、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号とｋ番目のサブキャリアの受信信号を要素とする受信ベクトルも式（３９）とは異なり、次式（６７）のように定義する。

式（６７）の受信ベクトルを用いて、ＩＱインバランスの推定を行う。ここで、第１の実施形態で説明したＩＱインバランスの推定方法を用いる場合は、式（６７）の相関行列を式（４１）に従って計算し、当該行列の最大固有値に対応する固有ベクトルを用いて、式（４７）に従い、α^(r)とβ^(r)*の比を計算する。
また、第２の実施形態で説明したＩＱインバランスの推定方法を用いる場合は、式（５４）ではなく、式（６７）の受信ベクトルを用いて次式（６８）で定義する相関ベクトルを求める。

得られた相関ベクトルを用いて、式（５７）にしたがって、α^(r)とβ^(r)*の比を計算する点は、第２の実施形態と同様である。

第３の実施形態で説明したＩＱインバランスの推定方法を用いる場合は、式（６８）で得られた相関ベクトルを用いて、式（６０）にしたがって、α^(r)とβ^(r)*の比を計算する。第４の実施形態で説明したＩＱインバランスの推定方法を用いる場合は、式（６３）ではなく次式（６９）を用いてα^(r)とβ^(r)*の比を計算する。

以上のようにして得られたα^(r)とβ^(r)*の比を用いて、式（３５）〜式（３８）、式（４５）、式（４６）に従い、ＩＱインバランスの補正係数を計算する点は、どの推定方法を用いても共通である。

このように、発信器１１０のローカル周波数を低く設定する場合も第１及至第６の実施形態と同様な手法でＩＱインバランスの補正係数を求める事ができる。

また、得られた補正係数を用いてＩＱインバランス補正部１０４で補正を行い、ＯＦＤＭ信号を復調する手順は第１及至第５の実施形態、または第６の実施形態と同一であるため、説明は省略する。

以上説明したように、上記第７の施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信装置を備えた無線通信装置を提供することができる。なお、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要が無く、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。

なお、上記第７の実施形態で説明した手法は、図１に示したような、ＯＦＤＭ変調方式のようなマルチキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図１）のみならず、シングルキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置（図２３）にも、同様に適用可能である。

（第８の実施形態）
第８の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

第８の実施形態においても、ＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を送信信号の中心周波数からずらし、ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを推定する点は、第１及至第７の実施形態と同様である。また、得られた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も同様である。

第８の実施形態において、第１及至第７の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスを推定する際の発信器のローカル周波数を状況に応じて、送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定する場合とＷ／２低く設定する場合に切り替える点である。

第１乃至第７の実施形態では、発信器１１０で発生するローカル周波数を送信信号の中心周波数からずらすことによって、所望信号と受信部のＩＱインバランスによる干渉信号が干渉しないようにし、ＩＱインバランスを推定する点に特徴がある。しかし、隣接チャネルを他の端末が利用している場合、本来ＩＱインバランスによるイメージ信号（干渉信号）のみが存在して欲しいサブキャリアに、隣接チャネルの干渉が含まれ、ＩＱインバランスの推定精度が劣化する場合がある。

例として、無線通信装置が利用しているチャネルよりも１つ高いチャネルを他の無線通信装置が利用している場合を考える。このとき、第１及至第６の実施形態のように発信器１１０のローカル周波数を、受信すべき送信信号の中心周波数よりもＷ／２高く設定してしまうと、前記一つ隣のチャネルを利用している無線通信装置の信号を上側波帯のサブキャリアで受信してしまう。この結果、所望信号とイメージ信号の比を正しく計算することが困難になり、ＩＱインバランスの推定精度が劣化してしまう。

このとき、１つ低いチャネルが利用されていない場合は、第７の実施形態で説明したように、ローカル周波数をＷ／２低く設定することによって、１つ高いチャネルを利用している信号の干渉を防ぐことができる。逆に、１つ低いチャネルを他の無線通信装置が利用しており、高い方のチャネルは利用されていない場合は、ローカル周波数をＷ／２高く設定することによって干渉を防ぐ事ができる。

このように、隣接チャネルの利用の有無に応じて、発信器１１０のローカル周波数を変えることによって、ＩＱインバランスの推定精度を高めることができる。

無線ＬＡＮを高速化することを目的としたタスクグループであるIEEE802.11TGnに提案されたシステム（非特許文献、Joint Proposal: High throughput extension to the 802.11 Standard: PHY, IEEE P802.11-05/1102r04, Jan. 2006.およびJoint Proposal: High throughput estension to the 802.11 Standard: MAC, IEEE P802.11-05/1095r4, Jan. 2006.）では、信号帯域幅２０ＭＨｚの信号と４０ＭＨｚの信号のいずれかが送信される。このシステムでは、２０ＭＨｚの信号を送信するときに用いられるチャネルをcontrol channel、４０ＭＨｚの信号を送信するときにcontrol channelとともに用いられるチャネルをextension channelと呼ぶ。

上記システムに、本発明を適用する場合、信号帯域幅４０ＭＨｚの信号を受信できるように無線通信装置を構成し、２０ＭＨｚの信号を用いて第１及至第７の実施形態で示したように発信器１１０のローカル周波数を受信する２０ＭＨｚの信号の中心周波数とは異なる周波数へずらして、ＩＱインバランスの補正係数を求める。アナログフィルタやデジタルフィルタ、Ａ／Ｄ変換部やフーリエ変換部などは、４０ＭＨｚの信号を受信するために必要不可欠な機能を実装すれば、第１乃至第７の実施形態と同様の効果が得られる。

しかし、ＩＱインバランスを推定する際にcontrol channelとextension channelが上側波帯と下側波帯に含まれるように発信器１１０のローカル周波数を設定してしまうと、４０ＭＨｚの信号が送信されてきた場合、所望信号と、受信装置のＩＱインバランスによるイメージ信号（干渉信号）の比を推定することができなくなってしまう。また、control channelのみを用いて２０ＭＨｚの信号が送信される場合も、送信装置が本発明における無線通信装置と同様に発信器のローカル周波数を中心からずらし、上側波帯または下側波帯のサブキャリアのみを用いて信号を送信すると、extension channelには受信部のＩＱインバランスによるイメージ信号だけではなく、送信端末のＩＱインバランスによるイメージ信号も含まれてしまうため、無線通信装置の受信部で生じているＩＱインバランスが推定できなくなってしまう。

以上の問題を鑑み、第８の実施形態では、control channelのみ上側波帯か下側波帯のいずれかに存在し、extension channelが帯域外に存在するように発信器１１０のローカル周波数を設定する。control channelとextension channelの位置はビーコンと呼ばれる信号で定期的に報知されるため、ビーコン信号を受信することによって認識することができる。

この結果、図１８に示すように、control channelの信号と無線通信装置の受信部のＩＱインバランスによって生じるイメージ信号のみをフィルタで抽出することができ、４０ＭＨｚ信号が送信されている場合のextension channelの信号や送信端末のＩＱインバランスによるイメージを抑圧することができる。

また、上記のように制御し、干渉信号を避けるように発信器１１０が生成する周波数を制御しても、イメージ信号のみが生じて欲しいチャネルで他の端末が信号を送信してしまう場合がある。このような場合は、他の端末が一定期間信号を送信しないように制御信号を送信し、他の端末が当該チャネルを利用しない間に所望のチャネルで信号を送信させることによってＩＱインバランス補正係数を推定することができる。

このような制御信号の一例として、前述のシステムではＲＴＳ（Request To Send）やＣＴＳ−Ｓｅｌｆ（Clear To Send-Self）があげられる。いずれも信号送信権を獲得するための制御信号であり、この信号を受信した端末は一定期間信号を送信することができなくなる。

例として、所望信号の中心周波数よりも発信器１１０が発生するローカル周波数をＷ／２高く設定し、下側波帯のサブキャリアに所望信号、上側波帯のサブキャリアで所望信号のイメージ信号を受信する場合を考える。このとき、無線通信装置は上側波帯のサブキャリアのみを用いてＲＴＳまたはＣＴＳ−Ｓｅｌｆを送信し、上側波帯で他の端末が一定期間信号を送信できなくする。

その後、下側波帯のサブキャリアを用いて、特定の端末に対してＲＴＳを送信する。ＲＴＳを受信した端末は、ＣＴＳと呼ばれる信号を返信することになっているため、当該端末が送信するＣＴＳを利用して、無線通信装置は受信部のＩＱインバランスを推定する。

このように、上側波帯が他の端末に使われている場合も、制御信号を利用することによって他の端末が一時的に信号を送信できないような状態を作り、下側波帯で送信された信号を利用してＩＱインバランスを補正する係数を推定することができる。

なお、ＩＱインバランスの推定法やＩＱインバランスの補正および信号の復調は第１及至第６の実施形態のいずれかの手法を適用することによって実現可能なため、詳細な説明はここでは省略する。

以上説明したように、上記第８の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。なお、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要が無く、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。また、隣接チャネルが利用されている場合でも当該チャネルを避けることが可能であり、高い精度でＩＱインバランスを補正することができる。その他、送信装置が２倍の帯域幅の信号を送信する場合でもＩＱインバランスの推定を行うことが可能であり、ＩＱインバランスを補正し、高い精度でＯＦＤＭ信号を復調する無線通信装置を提供することが可能になる。

（第９の実施形態）
第９の実施形態に係る無線受信装置について説明する。

第９の実施形態においてもＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を送信信号の中心周波数とは異なる周波数に設定し、ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを推定する点は、第１及至第８の実施形態と同様である。また、得られた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も同様である。

第９の実施形態において、第１及至第８の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスを推定する際の発信器のローカル周波数を、送信信号の中心周波数よりＷ／２ではなくＷまたは−Ｗずらす点である。

第５の実施形態で、図１９を用いて説明したように、送信端末で適用されるフィルタの特性次第で帯域外に信号が漏れこんでしまう。この結果、発信器１１０のローカル周波数を、送信信号の中心周波数からＷ／２ずらすだけでは、全てのサブキャリアを用いてＩＱインバランスの推定を行うことが困難であった。

そこで、第９の実施形態では、発信器１１０が発生するローカル周波数を、送信信号の中心周波数よりＷ高く設定する。その結果、図２０に示すように、帯域外の漏れ込みがイメージ信号に与える影響が小さくなり、第５の実施形態の場合よりも多くのサブキャリアをＩＱインバランスの推定に適用することが可能になる。

しかし、より広帯域の信号処理が要求され、帯域幅３Ｗの信号を処理しなくてはならない。その結果、図１及び図２のＡ／Ｄ変換部は、第１及至第８の実施形態の１．５倍以上のサンプリングレートが要求される。さらに、図１及び図２のアナログローパスフィルタ、デジタルローパスフィルタも、第１及至第８の実施形態の１．５倍以上のカットオフ周波数のフィルタを適用する。

また、図１及び図２の直並列変換部は、サンプリングレート３Ｗの信号を並列数３Ｎに変換し、図１及び図２のフーリエ変換部は、サンプル数３Ｎの信号に対しフーリエ変換を適用する。

さらに、フーリエ変換部でＦＦＴを適用するためには、サンプル数を２のべき乗にする必要があるため、Ａ／Ｄ変換部を第１及至第８の実施形態の２倍のサンプリングレートで動作させ、直並列変換部をサンプリングレート４Ｗ、並列数４Ｎになるように動作させる。

このとき、第１の実施形態で示したように、ＩＱインバランス推定モードと信号受信モードとで、各構成部の機能を切り替えて使用してもよい。第６の実施形態で説明したように、一部または全ての構成部の機能をＩＱインバランス推定モード時の機能で固定して利用してもよい。

なお、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号とｋ番目のサブキャリアの受信信号を用いてＩＱインバランスを推定する方法は、適用するサブキャリアが異なるだけで、第１及至第４の実施形態で示した手法のいずれかを適用することによって実現できるため、詳細な説明はここでは省略する。

また、ここでは発信器で発生するローカル周波数を、送信信号の中心周波数よりもＷ高く設定する場合について説明したが、第７の実施形態で説明したように、Ｗ低く設定してもよい。状況に応じて、Ｗだけ高く設定したり、Ｗだけ低く設定してもよい。

ここでは発信器のローカル周波数をＷだけ高く、または低く設定する場合について説明したが、ＩＱインバランスを推定する際には、ローカル周波数を送信信号の中心周波数よりもＷ以上高い周波数に設定してもよいし、−Ｗより低く設定してもよい。ローパスフィルタのカットオフ周波数、Ａ／Ｄ変換部のサンプリングレート、直並列変換部のサンプリングレートおよび出力する信号のサンプル数、フーリエ変換部のサンプル数をそれに応じて設定することが可能であるならば、周波数をＷ以上またはＷ以下ずらしても構わない。

以上説明したように、上記第９の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。なお、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要が無く、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。また、送信信号のフィルタ特性が不十分で帯域外の信号が十分抑圧されていない場合でも、高い精度でＩＱインバランスを推定することができ、精度の高い無線通信装置を提供することができる。

（第１０の実施形態）
第１０の実施形態に係る無線受信装置について説明する。

第１０の実施形態においてもＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を送信信号の中心周波数からずらし、ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを推定する点は、第１及至第９の実施形態と同様である。また、得られた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も同様である。

第１０の実施形態において、第１及至第９の実施形態と異なる点は、ＩＱインバランスの補正をＡ／Ｄ変換前のアナログ部で適用する点である。

図３は、第１０の実施形態に係る無線通信装置の受信部の構成例を示したものである。なお、図３において、図１と同一部分には同一符号を付している。図１と異なる点は、ＩＱインバランス補正部３００が、アナログローパスフィルタ１０１ａ及び１０１ｂ、と、Ａ／Ｄ変換器１０２ａ及び１０２ｂとの間に設けられている点である。

ＩＱインバランス推定部１０８では、第１及至第９の実施形態のいずれかのＩＱインバランス推定手法を適用して、補正係数を計算する。

図３の無線通信装置が、このＩＱインバランス推定部１０８で計算された補正係数を用いて、ＩＱインバランスを補正する場合の動作について説明する。

ＩＱインバランス補正部３００の構成は、図５〜図７のいずれかであり、乗算部および加算部で構成される。よって、補正係数が定まってしまえば複雑な信号処理は必要としないため、アナログ回路でも簡易に構成することができる。

そこで、第１０の実施形態では、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ及び１０２ｂの前に、ＩＱインバランス補正部３００を設け、アナログ信号に対して、直交復調部１００で生じた位相及び振幅の歪み（ＩＱインバランス）を補正する。

このように、アナログ部でＩＱインバランスを補正することによって、アナログフロントエンド単体の精度を高めることができる。よって、アナログフロントエンドを単体で動作させる際に、製造時に第１及至第９の実施形態で示したようなＩＱインバランス推定部１０６を備えたデジタル部に接続し、ＩＱインバランス補正係数を求め、ＩＱインバランス補正部３００のＲＯＭに書き込むことによって、ＩＱインバランスの小さいアナログフロントエンドを提供することができる。

以上説明したように、上記第１０の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。なお、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要が無く、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。また、ＩＱインバランスの補正係数をＲＯＭに書き込むことによってアナログフロントエンドを単体で動作させる際に、ＩＱインバランス推定機能を備えていないデジタル部と接続しても受信部のＩＱインバランスが極めて小さいアナログフロントエンドを提供することができる。

（第１１の実施形態）
第１１の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

第１１の実施形態においてもＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を送信信号の中心周波数とは異なる周波数に設定し、ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを推定する点は、第１及至第１０の実施形態と同様である。また、求められた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も同様である。

第１１の実施形態が、第１及至第１０の実施形態と異なる点は、受信部が複数の系統を所持しており、ダイバーシチ受信を行っている点である。

図４は、第１１の実施形態に係る無線通信装置の２つの受信系統数を備える受信部の構成例を示したものである。なお、図４において、図１と同一部分には同一符号を付し、異なる部分について説明する。

図４の無線通信装置の各受信系統の構成は、発信器１１０、制御部１０９、復調部１０７が、２つの受信系統で共用されている点を除けば、図１とほぼ同様である。

復調部１０７は、ダイバーシチ受信を行うこと以外、図１と同様である。復調部１０７で適用されるダイバーシチ受信についても、選択ダイバーシチや等利得合成、最大比合成など一般的なダイバーシチ方式が適用でき、いかなる方式を適用してもよく、本発明の要旨ではないため詳細な説明は省略する。

図４の無線通信装置の受信部では、２つのアンテナ９８ａ及び９８ｂを用いて送信信号を受信し、増幅器９９ａ及び９９ｂに設けられている低雑音増幅器及びバンドパスフィルタなどを介して得られた、２つの受信信号（第１の受信信号、第２の受信信号）が、２つの受信系統の直交復調部１００ａ、１００ｂにそれぞれ入力される。

各受信系統では、入力された受信信号に対し、直交復調、アナログローパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換、デジタルローパスフィルタ、ＩＱインバランスの補正、直並列変換、フーリエ変換が適用された後、ダイバーシチ合成がなされ、ＯＦＤＭ信号の復調が適用される。

図４の無線通信装置におけるＩＱインバランスの影響について考える。図４において、第１の受信信号をデジタル信号に変換し、フーリエ変換を適用する系統を第１の受信系統、第２の受信信号をデジタル信号に変換し、フーリエ変換を適用する系統を第２の受信系統と呼ぶ。

図４では、各受信系統は、異なる直交復調部、アナログローパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換部を備えている。このとき、各受信系統で同一の特性を実現しようとしても、完全に特性が等しい２つの受信系統を構成することは極めて困難である。この結果、受信系統毎に特性のばらつきが生じ、ＩＱインバランスも受信系統毎に異なる。

よって、受信系統毎にＩＱインバランスを推定し、受信系統毎に異なる補正係数でＩＱインバランスの補正を行う必要がある。このため、ＩＱインバランス推定部１０８ａ、１０８ｂでは、各受信系統のフーリエ変換後の信号を用いて、受信系統毎のＩＱインバランスを推定し、受信系統毎のＩＱインバランス補正係数を求める。ここで、ＩＱインバランス推定方法は、第１及至第１０の実施形態のいずれかと同一の方法を用いることができる。

ＩＱインバランス推定部１０８ａ、１０８ｂで受信系統毎に求めた補正係数を用いて、ＩＱインバランス補正部１０４ａ、１０４ｂは、それぞれの受信系統の信号に対しＩＱインバランスを補正する。ＩＱインバランス補正部１０４ａ及び１０４ｂは、受信系統毎に補正することを除いて、図５〜図７に示した構成と同様であり、第１及至第１０の実施形態のいずれかの方法を用いて補正を行う。

以上説明したように、複数の受信系統を用いてダイバーシチ受信を行う場合、受信系統毎にＩＱインバランスを推定し、受信系統毎にＩＱインバランスを補正することによって、受信精度の高い無線通信装置を提供することができる。なお、第１１の実施形態では、２つの受信系統数の場合を例に説明したが、この場合に限らない。受信系統毎にＩＱインバランスを推定し、受信系統毎にＩＱインバランスを補正するのであれば、３つ以上の受信系統を備える無線通信装置にも適用できる。

以上説明したように、上記第１１の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な受信部を備えた無線通信装置を提供することができる。なお、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要が無く、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。また、複数の受信系統を備えた無線通信装置に対して、受信系統毎にＩＱインバランスを補正することによって、高精度な無線通信装置を提供することができる。

（第１２の実施形態）
第１２の実施形態に係る無線受信装置について説明する。

第１２の実施形態においてもＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を送信信号の中心周波数とは異なる周波数に設定し、該ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを推定する点は、第１及至第１１の実施形態と同様である。また、得られた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も同様である。さらに、複数の受信系統を用いて受信を行う点は第１１の実施形態と同様である。

第１２の実施形態に係る無線通信装置は、複数の送信系統で生成された送信信号を受信する点で、第１１の実施形態と異なる。

第１２の実施形態に係る無線通信装置の構成は、復調部１０７の処理動作以外は、図４と同様である。

第１２の実施形態では、複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナで受信して復調する、所謂ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output OFDM）伝送システムに適用可能である。復調部１０７は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調する機能を備えていなければならない。ここで、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調方式としては一般的にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送で適用される方式を適用すればよく、本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。

第１の実施形態と同様に、発信器１１０が出力するローカル信号の周波数（ローカル周波数）を、送信信号の中心周波数よりもＷ／２高くしてＩＱインバランスを推定する場合を例にとり、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信する際の受信系統毎のＩＱインバランスの推定方法について説明する。

各受信系統では、第１の実施形態と同様に、受信信号に対し、直交復調、アナログローパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換、デジタルローパスフィルタ、ＩＱインバランス補正、直並列変換、フーリエ変換を適用する。

フーリエ変換後に得られる−ｋ番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリアの受信信号について考える。前述したように、１つの送信系統で信号が生成された場合の受信信号は、式（２３）、式（２４）で表すことができる。一方、複数の受信系統で信号を受信する場合、受信系統毎にＩＱインバランスおよび伝搬路応答が異なる。また、複数の送信系統で送信された信号も送信系統毎にＩＱインバランスおよび伝搬路応答が異なる。その結果、ｉ番目の受信系統で受信するｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける−ｋ番目のサブキャリアおよびｋ番目のサブキャリアの受信信号ｘ_i ^(-k)(m)、ｘ_i ^(k)(m)は次式（７０）、（７１）で表すことができる。

ただし、α_j ^(ｔ)とβ_j ^(ｔ)は、ｊ番目の送信系統における式（５）、式（６）で表されるＩＱインバランスによるひずみを表す。α_i ^(r)とβ_i ^(r)は、ｉ番目の受信系統における式（１０）、式（１１）で表されるＩＱインバランスのひずみを表す。ｓ_j ^(-k)、ｓ_j ^(-N+k)はｊ番目の送信系統から送信される−ｋ番目のサブキャリア、−Ｎ＋ｋ番目のサブキャリアの送信信号を表す。

ｈ_ij ^(-k)は、ｊ番目の送信系統とｉ番目の受信系統間の−ｋ番目のサブキャリアにおける伝搬路応答を表す。ｎ_i ^(-k)(m)、ｎ_i ^(k)(m)は、ｉ番目の受信系統のm番目のＯＦＤＭシンボルにおける−ｋ番目、ｋ番目のサブキャリアの雑音信号をそれぞれ表している。

第１の実施形態と同様に、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号と、ｋ番目のサブキャリアの受信信号とを要素とする、ｉ番目の受信系統の受信ベクトルを次式（７３）で定義する。

式（７３）の受信ベクトルを用いて、第１及至第４の実施形態のいずれかの手法を適用することによって、受信系統毎のＩＱインバランスを推定することができる。第１の実施形態の推定手法を用いる場合、式（７３）の相関行列を式（４１）のように受信系統毎に計算し、最大固有値に対応する固有ベクトルを求め、第１要素ｅ₁と第２要素ｅ₂の比からα_i ^(r)とβ_i ^(r)*の比を計算することができる。また、第２の実施形態の推定方法を用いる場合は、式（７４）に示すように−ｋ番目のサブキャリアの複素信号を式（７３）の受信信号に乗算し、相関ベクトルを計算し、相関ベクトルの第１要素ｅ₁と第２要素ｅ₂の比を式（７５）のように計算することによって、α_i ^(r)とβ_i ^(r)*の比を計算することができる。

第３の実施形態の推定方法を用いる場合は、式（７７）に従い、第４の実施形態の推定方法を用いる場合は式（７８）に従うことによって、α_i ^(r)とβ_i ^(r)*の比を計算することができる。

以上の結果得られたα_i ^(r)とβ_i ^(r)*の比を用いて式（３５）〜式（３８）、式（４５）、式（４６）から、ｉ番目の受信系統のＩＱインバランス補正係数を求めることができる。

以上の演算を各受信系統毎に行うことによって、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においても第１１の実施形態と同様に受信系統毎にＩＱインバランスを補正する係数を求めることができる。

以上のように推定されたＩＱインバランス補正係数を用いてＩＱインバランスを補正する際の各受信系統毎の動作は第１の実施形態と同一であるため、詳細な説明は省略する。

以上、本実施形態における受信系統毎のＩＱインバランスの推定、受信系統毎のＩＱインバランスの補正を第１及至第４の実施形態を例に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに拡張する手法について説明したが、上述のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送におけるＩＱインバランス推定方法、ＩＱインバランス補正方法を第１及至第４の実施形態の方式に制限するものではない。第５及至第１０の実施形態で示した方法を複数の受信系統に拡張してもよい。

また、図４は、２つの受信系統の場合を示したが、第１２の実施形態の手法は、この場合に限らない。受信系統毎にＩＱインバランスを推定し、補正を適用するのであれば、３つ以上の受信系統の場合にも適用可能である。

以上説明したように、上記第１２の実施形態によれば、無線通信装置の受信部のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な無線通信装置を提供することができる。なお、ＩＱインバランスを推定する際に特別な信号を送信する必要が無く、任意の信号に対して推定することができるため、任意のＯＦＤＭ伝送システムで適用することが可能である。また、複数の受信系統を備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送用の無線通信装置に対して、受信系統毎にＩＱインバランスを補正することによって、高精度な無線通信装置を提供することができる。

（第１３の実施形態）
第１３の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

第１３の実施形態においてもＩＱインバランスを推定するために発信器のローカル周波数を送信信号の中心周波数とは異なる周波数に設定し、ローカル周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアを用いてＩＱインバランスを推定する点は、第１及至第１２の実施形態と同様である。また、得られた補正係数を用いてＩＱインバランスの補正を行う点も同様である。

第１３の実施形態に係る無線通信装置は、受信部と送信部を備え、前述のようにしてＩＱインバランスの補正係数の算出された該受信部を用いて該送信部のＩＱインバランスを推定し、該送信部のＩＱインバランスの補正も行う点で、第１及至第１２の実施形態と異なる。
第１３の実施形態に係る受信部１及び送信部２を備える無線通信装置の構成例を図８に示す。図８の送信部２のＩＱインバランス補正部８０４の構成例を図５、図１０、図１１に示す。

図８の無線通信装置の受信部１の構成は、図１とほぼ同様であり、図１と同一部分には同一符号を付し、異なる部分について説明する。すなわち、図８では、発信器１１０、制御部１０９が、受信部１及び送信部２で共用されている。また、直交復調部１００への入力を増幅器９９からの出力と送信部２の直交変調部８００からの出力とのいずれか一方に切り替えるスイッチ８０８ａが、増幅器９９と直交復調部１００との間に設けられている。さらに、ＩＱインバランス推定部８０９は、該ＩＱインバランス推定部８０９で計算された補正係数を受信部１のＩＱインバランス補正部１０４へ出力したり、送信部２のＩＱインバランス補正部８０４へ出力するためのスイッチ８０８ｃに接続されている。

図８の無線通信装置の送信部２は、サブキャリア毎に変調し、ＯＦＤＭ信号を生成する変調部８０７、変調部８０７から出力された信号に対し、逆フーリエ変換を施す逆フーリエ変換部８０６、逆フーリエ変換部８０５から出力された並列信号を直列信号に変換する並直列変換部８０５、ＩＱインバランス推定部８０９で計算された送信部２の補正係数を用いて、送信部２のＩＱインバランスを補正するＩＱインバランス補正部８０４、デジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ（Digital to Analog）変換部８０２ａ、８０２ｂ、Ｄ／Ａ変換部８０２ａ、８０２ｂから出力された信号を発信器１１０で生成されたローカル信号を用いて直交変調する直交変調部８００、直交変調部８００から出力された直交変調信号を増幅する増幅器８１０、直交変調部８００で得られる直交変調信号の出力先を、受信部１のスイッチ８０８ａと送信部２の増幅器８１０のうちのいずれか一方に切り替えるスイッチ８０８ｂを含む。その他、図８の無線通信装置はアンテナ９８で受信した信号を受信部１に出力し、送信部２で生成した送信信号をアンテナ９８に出力する方向性結合部８１１を含む。

変調部８０７は、入力されたビット列をもとにサブキャリア毎に変調を施す。ここで適用される変調方式は通信システムに応じてさまざまな変調方式が考えられるが、ここでの変調方式は特別な変調方式ではなく一般的なものであり、本発明の要旨ではないので、詳細な説明は省略する。

逆フーリエ変換部８０６は、変調部８０７でサブキャリア毎に変調が施された周波数領域の信号に対し逆フーリエ変換（逆離散フーリエ変換（Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT)）あるいは逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform (IFFT)）など）を施し、時間領域の系列に変換する。

並直列変換部８０５は、逆フーリエ変換して得られた時間領域の信号を直列信号に変換する。この結果、ＩチャネルとＱチャネルの時系列の信号が生成される。

ＩＱインバランス補正部８０４は、直並列変換がなされた信号に対して、送信部２のＩＱインバランスにより生じる歪みを補正を行う。送信部２のＩＱインバランス補正は後段のＤ／Ａ変換部８０２ａ、８０２ｂ、アナログローパスフィルタ８０１ａ及び８０１ｂ、直交変調部８００で生じるＩＱインバランスを打ち消すように、歪みを付加するものである。

ＩＱインバランス補正部８０４の構成は、図５に示した受信部１のＩＱインバランス補正部１０４と同様である。ここで、加重合成の補正係数はＩＱインバランス推定部８０９で計算される。得られた補正係数は、乗算部５０１ａ、５０１ｂ、５０１ｃ、５０１ｄで乗算される。なお、これら補正係数の推定方法は後述する。

ＩＱインバランス補正部８０４から出力される信号は、サンプル間を０補間された後、デジタルローパスフィルタ８０３ａ、８０３ｂが適用される。デジタルローパスフィルタは後段のＤ／Ａ変換で生じるエイリアジング信号をアナログのローパスフィルタのみで適用することが困難なため適用されるフィルタである。デジタルローパスフィルタは、アナログローパスフィルタ８０１ａ、８０１ｂとあわせて信号のスペクトルを所望の形状に整形することができればいかなるフィルタを適用しても構わない。

デジタルローパスフィルタ８０３ａ及び８０３ｂのそれぞれから出力されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号は、Ｄ／Ａ変換部８０２ａ及び８０２ｂのそれぞれで、アナログ信号に変換される。

アナログ信号に変換された信号には、エイリアジング信号と呼ばれる不要な高周波信号が含まれるため、デジタル信号に変換されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号に対し、アナログローパスフィルタ８０１ａ及び８０１ｂをそれぞれ適用して高周波成分を抑圧する。

ここで、アナログローパスフィルタ８０１ａ及び８０１ｂは、デジタルローパスフィルタ８０３ａ及び８０３ｂとあわせて送信信号を所望のスペクトルの信号に整形することができればいかなるフィルタを適用しても構わない。

直交変調部８００は、アナログローパスフィルタ８０１ａ及び８０１ｂのそれぞれから出力されたベースバンドのＩチャネル信号とＱチャネル信号を直交変調し、ＲＦ信号を生成し、所望の帯域の信号のみ抽出される。直交変調部８００はで行う直交変調は、従来と同様であり、本発明の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。

直交復調された信号は、増幅器８１０で増幅が施された後、方向性結合部８１１を介してアンテナ９８から送信される。

受信部１のスイッチ８０８ａは、受信部１のＩＱインバランスを推定する場合や信号を受信する場合は、増幅器９９から出力される受信信号を直交復調部１００に入力するように制御部１０９から制御される。また、送信部２のＩＱインバランスを推定する場合には、直交変調部８００から出力される信号を直交復調部１００に入力するように制御部１０９から制御される。

送信部２のスイッチ８０８ｂは、信号を送信する場合には、直交変調部８００から出力される信号を増幅器８１０に入力するように制御部１０９から制御され、送信部２のＩＱインバランスを推定する場合には、直交変調部８００から出力される信号を受信部１の直交復調部１００に接続されたスイッチ８０８ａに入力するように制御部１０９から制御される。

スイッチ８０８ｃは、送信部２のＩＱインバランスを推定している場合には、ＩＱインバランス推定部８０９が計算したＩＱインバランス補正係数をＩＱインバランス補正部８０４に出力するように制御部１０９から制御され、受信部１のＩＱインバランスを推定している場合には、ＩＱインバランス推定部８０９が計算したＩＱインバランス補正係数をＩＱインバランス補正部１０４に出力するように制御部１０９から制御される。

次に、図８の無線通信装置が送信部２および受信部１のＩＱインバランスを推定する際の動作について、図２２に示すフローチャート参照して説明する。

図８の無線通信装置は、まず、第１乃至第１２の実施形態のいずれかの方法を用いて、受信部１のＩＱインバランス補正係数を計算し、求めた補正係数をＩＱインバランス補正部１０４に設定する（ステップＳ３０１、ステップＳ３０２）。このとき、スイッチ８０８ａは、増幅器９９から出力される受信信号を直交復調部１００に入力するように制御され、スイッチ８０８ｃは、ＩＱインバランス推定部８０９の出力（補正係数）をＩＱインバランス補正部１０４に入力するように制御されている。

ステップＳ３０２では、ＩＱインバランス推定部８０９により前述したように受信部１のＩＱインバランス補正係数が計算され、この補正係数が、受信部１のＩＱインバランス補正部１０４に設定されると、受信部１のＩＱインバランスが高精度に補正される。すなわち、受信部１のＩＱインバランス補正部１０４で補正された受信信号には、受信部１のＩＱインバランスの影響は無視することができる。そこで、受信部１のＩＱインバランスを補正することが可能になった後、送信部２で生成した送信信号を増幅器８１０及び方向性結合部８１１を介して送信せずに、受信部１に入力し、受信部１で、該送信部２から出力された送信信号を基に、送信部２のＩＱインバランスを推定する。

一般に、送信信号を受信部１に入力して、歪みを推定する方法は、受信部１にＩＱインバランスが存在すると、送信部２のＩＱインバランスの推定精度が劣化し、送信部２のＩＱインバランス補正の精度が制限されるという問題がある。しかし、本実施形態では、受信部１のＩＱインバランスは高精度に補正されるため、純粋に送信部２のＩＱインバランスを推定することが可能になる。

次に、ＩＱインバランス補正部８０４で用いる補正係数の算出手法、すなわち、送信部２のＩＱインバランス推定方法について説明する。

受信部１で送信部２のＩＱインバランス補正係数を算出する場合には、発信器１１０で生成するローカル信号の周波数は、送信部２の直交変調部８００で用いた周波数、すなわち、送信部１から入力される送信信号の中心周波数に等しい。

送信部２のＩＱインバランス補正部８０４が、図５に示したように、受信部１のＩＱインバランス補正部１０４と同様である場合、ＩＱインバランス補正後のＩチャネル信号ｕ_i(t)、及びＱチャネル信号ｕ_q(t)は、次式（７９）、（８０）で表すことができる。

ここで、ｕ_i’(t)およびｕ_q’(t)は、ＩＱインバランス補正前のフーリエ変換後のＩチャネル送信信号とＱチャネル送信信号を表している。

送信部２のＩＱインバランスによって送信信号は式（３）に示したような歪みが生じるが、ＩＱインバランス補正部８０４で送信部２のＩＱインバランスを打ち消すように歪みが付加されている場合、直交変調後の等価低域系の信号は次式（８１）、（８２）を満たす。

よって、式（８１）、式（８２）を満たす補正係数wii、wiq、wqi、wqqを求めれば送信部２のＩＱインバランスを相殺することができる。

以上の関係を満たす補正係数について考える。まず、α^(t)とβ^(t)は、式（５）、式（６）で表すことができるため、次式（８３）〜（８６）の関係を満たす。

ここで、式（７９）及び式（８０）を、式（３）に代入することによって次式を得る。

式（８７）、式（８８）は、式（８１）、式（８２）を満たさなければならないため、ＩＱインバランス補正係数は次式を満たす必要がある。

このことから、α^(t)とβ^(t)を推定することができれば、送信部２のＩＱインバランスを補正する係数を推定できることがわかる。

次に、α^(t)とβ^(t)の推定方法について説明する。

送信部２にＩＱインバランスが生じると、式（３）に示したように、送信信号の複素共役信号が干渉となり、式（１７）、式（１８）に示したフーリエ変換の特性から、中心周波数を軸として対称なサブキャリアの信号が干渉する。よって、送信信号を受信部１へ入力し、受信部１で該送信信号に対し受信処理をした後、フーリエ変換して得られるｋ番目のサブキャリアの１シンボル目の受信信号ｘ^(k)(1)は次式（９３）のように表すことができる。

さらに２シンボル目の信号を送信し、１シンボル目の受信信号ｘ_ｋ(1)と２シンボル目の受信信号ｘ_ｋ (2)を要素とする受信ベクトルｘ^(k)を次式（９４）のように定義する。

ここで、送信信号行列Ｓ^(k)がフルランクになるようにｋ番目のサブキャリアと−ｋ番目のサブキャリアで送信される２シンボルの信号を設定する。その結果、Ｓ^(k)の逆行列を式（９４）の両辺に乗算することにより次式（９９）のＩＱインバランス成分のベクトルｚ^^(k)を得る。

式（９９）は、受信部１のＩＱインバランスを推定する際の式（３９）に示した受信ベクトルと類似のベクトルであることがわかる。よって、受信部１のＩＱインバランスを推定した場合と同様の手法を適用することによって、送信部２のＩＱインバランスを推定することができる。なお、式（９６）で示した行列Ｓ^(k)の条件数（最大固有値と最小固有値の比）が大きいと逆行列を乗算する際に雑音強調が生じる可能性があるため、条件数は小さいことが望ましい。特に、式（９６）の第１列と第２列が直交することが望ましい。このような直交する（相関が「０」となる）系列の一例として、図１３に示すように１シンボル目は下側波帯のサブキャリアのみで信号を送信し、２シンボル目は上側波帯のサブキャリアのみで信号を送信する方法や、図１４に示すように上側波帯の信号のみ２シンボル目に位相を反転させる方法があげられる。ただし、本実施形態における送信信号を図１３や図１４に制限するものではない。式（９６）で示した行列Ｓ^(k)がフルランクになるのであればいかなる系列を用いても構わない。

次に、図２２を参照して、図８の無線通信装置において、ステップＳ３０２で計算された受信部１の補正係数がＩＱインバランス補正部１０４に設定された後に行われる、送信部２のＩＱインバランスの推定処理動作について説明する。

送信部２のＩＱインバランスを推定するための信号は逆フーリエ変換部８０６で時間領域の信号に変換された後、並直列変換部８０５で、ＩチャネルとＱチャネルの時系列の信号が生成される。並直列変換部８０５から出力されるＩチャネル信号及びＱチャネル信号は、通常の送信時にはＩＱインバランス補正部８０４で入力されるが、まだ補正係数が定まっていないため、ＩＱインバランス補正部８０４での補正処理がスキップされるか、式（２２）に示した補正係数を用いて補正処理を施していない場合と等価の処理が施される。

その後、送信信号は、デジタルローパスフィルタ８０３ａ及び８０３ｂ、Ｄ／Ａ変換部８０２ａ及び８０２ｂ、アナログローパスフィルタ８０１ａ及び８０１ｂを経由した後、直交変調部８００で直交変調される（ステップＳ３０３）。

直交変調部８００から出力された直交変調信号を受信部１に入力するために、制御部１０９は、スイッチ８０８ｂ及び８０８ａを制御する。

直交変調部８００から出力された直交変調信号（送信信号）は、スイッチ８０８ｂ及び８０８ａを経由して、直交復調器１００に入力され、ここで、直交復調される。直交復調された信号は、アナログローパスフィルタ１０１ａ及び１０１ｂ、Ａ／Ｄ変換部１０２ａ及び１０２ｂ、デジタルローパスフィルタ１０３ａ及び１０３ｂを経由して、ＩＱインバランス補正部１０４に入力される。ＩＱインバランス補正部１０４では、既に設定されている補正係数を用いて、入力された信号に対し、受信部１のＩＱインバランスの補正を行う。

なお、以上の受信部１の受信処理は、前述の第１及至第１２の実施形態と同様である。

ＩＱインバランス補正部１０４でＩＱインバランスが補正された信号は、さらに、直並列変換部１０５及びフーリエ変換部１０６を経由して、式（９３）に示したような、周波数領域の受信信号に変換される（ステップＳ２０４）。

ＩＱインバランス推定部８０９は、このようにして１シンボル目の受信信号ｘ^(k)(1)を得ると（ステップＳ２０５）、これを一時記憶し、さらにステップＳ３０３へ戻り、上述同様にして、２シンボル目の受信信号ｘ^(k)(2)を得る（ステップＳ３０３〜ステップＳ３０５）。

その後、ステップＳ３０６へ進み、ＩＱインバランス推定部８０９は、得られた１シンボル名の受信信号ｘ^(k)(1)と２シンボル目の受信信号ｘ^(k)(2)とから、式（９５）に示した受信ベクトルを生成する。さらに、得られた受信ベクトルに式（１００）で示した送信信号行列の逆行列を乗算して、１シンボル目及び２シンボル目の受信信号のそれぞれについて、ベクトルｚ^(k)を得る（ステップＳ３０６）。ここで、送信部２のＩＱインバランスを推定するために送信する信号は既知の信号である。従って、ここでは、ｋ番目のサブキャリアの１シンボル目及び２シンボル目の送信信号ｓ^(k)(1)、ｓ^(k)(2)と、これらの複素共役信号を要素とする送信信号行列Ｓ^(k)や、その逆行列（式（１００））Ｓ^(k)-1は予め計算されて、ＩＱインバランス推定部８０９のＲＯＭなどに予め記憶されているものとする。

得られた２次元ベクトルｚ^^(k)を用いて、第１の実施形態と同様に相関行列の固有ベクトルを求める場合、相関行列は次式（１０１）のように表すことができる。

式（１０１）の最大固有値に対応する固有ベクトルは、式（１０３）に示す関係が成り立つため、α^(t)とβ^(t)の比は、式（１０４）で求めることができる（ステップＳ３０７）。

また、式（５）と式（６）を用いると、α^(t)とβ^(t)は次式（１０５）（１０６）のように表すことができる。

以上説明したように、送信信号の中心周波数（＝ローカル周波数）を軸として対称なサブキャリア間で２シンボルにわたり一次独立な組み合わせの信号を、送信部２を介して受信部１に入力し、各サブキャリアで１シンボル目の受信信号と２シンボル目の受信信号を要素とするベクトルの相関行列を複数のサブキャリアにわたって計算し、最大固有値に対応する固有ベクトルを求め、式（１０５）〜式（１０６）にしたがって計算することにより、α^(t)とβ^(t)を得る。

さらに、得られたα^(t)とβ^(t)と、式（８９）〜（９２）とから、図５に示したＩＱインバランス補正部８０４の各補正係数wii，wiq，wqi，wqqを求めることができる（ステップＳ３０８）。

一方、第２の実施形態と同様な手法で、ＩＱインバランスの補正係数を求めることもできる。すなわち、ステップＳ３０７では、まず、
式（９９）に示したように、各ｋについて、受信ベクトルｘ^(k)にＳ^(k)の逆行列を乗算して、２次元ベクトルｚ^^(k)を求めた後、該ベクトルの第１の要素ｚ^^(k)(1)の複素共役を、該ベクトルｚ^^(k)に乗算することにより、次式（１０７）の相関ベクトルを求める。

雑音と信号は無相関なため、式（１０７）は式（１０２）のＡを用いて、次式（１０９）のように表すことができる。

よって、次式（１１０）から、式（１０７）で得られた相関ベクトルｒ_zzの第１の要素ｒ_zz(1)から、推定された雑音電力を減算した結果と、相関ベクトルｒ_zzの第２の要素ｒ_zz(2)との比を計算することにより、α^(t)とβ^(t)の比を求めることができる（ステップＳ３０７）。

式（１１０）から得られた、α^(t)とβ^(t)の比を用いて、式（１０５）〜式（１０６）にしたがって計算することにより、α^(t)とβ^(t)を得る。さらに、得られたα^(t)とβ^(t)と、式（８９）〜（９２）とから、ＩＱインバランス補正部８０４の各補正係数wii，wiq，wqi，wqqを求めることができる（ステップＳ３０８）。

送信部２で生成した信号を直接受信部１に入力しているため、受信電力は十分大きい。従って、ステップＳ３０７では、第３の実施形態のように、式（１１０）において雑音電力を無視して、式（１１２）のように計算を行うことによって、α^(t)とβ^(t)の比を求めることもできる。

さらに、ステップＳ３０７では、式（９９）の右辺の第２項の雑音成分を無視し、式（１１３）のように、２次元ベクトルｚ^^(k)の第２の要素（すなわち、２シンボル目のｚ^^(k)(2)）を、２次元ベクトルｚ^^(k)の第１の要素（すなわち、１シンボル目のｚ^^(k)(1)）で除算して、α^(t)とβ^(t)のの比を求めることもできる。

ただし、式（１１３）においてＤは平均化処理に用いたサブキャリア数を表している。

以上、４つのＩＱインバランス補正係数の計算方法について説明したが、本実施形態は、これらに限定するものではない。受信部１のＩＱインバランスの補正係数を求め、送信部２で生成した信号を受信部１に入力し、受信部１のＩＱインバランスを補正しながら送信部２のＩＱインバランスを求めることができればいかなる方法を用いても構わない。

以上のようにして推定したＩＱインバランス補正係数はＩＱインバランス補正部８０４に設定される。

このとき、式（９０）に示したように、Ｉチャネル信号に乗算し、Ｑチャネル信号に付加する信号の補正係数ｗ_iqは「０」なので、ＩＱインバランス補正部８０４は、図１０に示す構成でもよい。また、 wqqが「1」になるように補正係数を規格化し、図１１に示すように、乗算部５０１ａ、５０１ｃ、加算部５０２ａのみで構成でもよい。

以降、送信部２が信号を送信する際は、ＩＱインバランス補正部８０４で、上記設定された補正係数を用いて、入力されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号に対し、式（７９）、式（８０）で示した補正処理を行い、信号を送信する。このとき、スイッチ８０８ｂにより、直交変調部８００からの出力は、無線送信部８１０へ入力される。

なお、本実施形態では、送信部２のＩＱインバランスを推定する際に、２シンボルの信号を送信して推定する方法を例に説明したが、この場合に限らない。送信するシンボル数を増やすことによって雑音への耐性が強くなるため、２シンボル以上の信号を用いてもよい。この場合、式（９６）に示した行列は、行数が送信シンボル数、列数が「２」の行列になり、ランクが「２」になればいかなる信号を用いてもよい。また、式（９９）においてＳ^（ｋ）の逆行列ではなく、一般化逆行列を用いて以降の処理を適用する。

また、図８では、送信部２のＩＱインバランスをデジタル信号で補正しているが、第１０の実施形態で受信部１のＩＱインバランスをアナログ部で補正したように、送信部２のＩＱインバランスもアナログ部で補正してもよい。

以上説明したように、上記第１３の実施形態によれば、受信部１のＩＱインバランスを補正するための補正係数を求めた後、送信部２で生成した信号を受信部１に入力して、得られた受信部１の補正係数を用いて受信部で生じるＩＱインバランスの補正を行った後に、送信部２のＩＱインバランスを補正するための補正係数を計算する。この結果、無線通信装置の受信部１のみならず送信部２のＩＱインバランスを補正することができ、高精度な無線通信装置を提供することができる。

（第１４の実施形態）
第１４の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

第１３の実施形態では、送信部１で生成／直交変調した信号を受信部１へ入力して、送信部１のＩＱインバランスを推定したが、第１４の実施形態では、送信部１のＩＱインバランスを推定する際に、あらかじめ保存しておいた時間領域の信号を用いて推定を行う点で、第１３の実施形態と異なる。

図９は、第１４の実施形態に係る無線通信装置の構成例を示したものである。なお、図９において、図８と同一部分には同一符号を付し、異なる部分ついて説明する。すなわち、図９では、信号記憶部９０１と、デジタルローパスフィルタ８０３ａから出力される信号と、信号記憶部９０１に記憶された信号とのうちのいずれか一方をＤ／Ａ変換部８０２ａに入力するためのスイッチ８０８ｄと、デジタルローパスフィルタ８０３ｂから出力される信号と、信号記憶部９０１に記憶された信号とのうちのいずれか一方をＤ／Ａ変換部８０２ｂに入力するためのスイッチ８０８ｅとが追加されている。

ＯＦＤＭ信号を送受信する無線通信装置は、受信部１と送信部２とで一部の構成部を共有することがある。例えば、アナログローパスフィルタは送信と受信で信号の帯域幅が等しい場合、送信部１と受信部２で要求される機能が等しくなるため、ローパスフィルタ１０１ａ及び８０１ａの機能を１つのローパスフィルタで実現し、ローパスフィルタ１０１ｂ及び８０１ｂの機能を１つのローパスフィルタで実現する場合がある。また、フーリエ変換部１０６と逆フーリエ変換部８０６は、乗算される係数が若干異なるものの、適用される演算は同一であるため、１つの構成部で、送信時は逆フーリエ変換処理を実行し、受信時はフーリエ変換処理を実行することがある。

このように、受信部１と送信部２とで一部の構成部を共有することによって、回路規模の肥大化を防ぐ効果がある。

無線通信装置をこのような構成にすると、送信部２が生成する信号を受信部１に入力して受信処理を行うことができなくなってしまう。本実施形態では以上の問題点に鑑み、送信部２のＩＱインバランスを推定する際は、デジタル部の送信処理を停止する。そして、信号記憶部９０１に予め記憶されている、デジタルローパスフィルタ通過後の時間領域の信号を、Ｄ／Ａ変換部８０２ｄ及び８０２ｅに入力し、補正係数推定用の信号を生成する。

次に、図９の無線通信装置のＩＱインバランス補正係数の推定およびＩＱインバランスを補正する際の動作について説明する。

第１３の実施形態と同様に、まず、受信部１のＩＱインバランスの推定を行い、ＩＱインバランス補正部１０４の補正係数を設定する。受信部１のＩＱインバランスの推定動作は第１３の実施形態と同様である。

送信部２のＩＱインバランスを推定する際には、第１３の実施形態でも説明したように、受信部１のＩＱインバランスは補正することができるため、送信部２で生成した信号を受信部１に入力して受信処理を行うことによって、送信部２のＩＱインバランスのみを推定することができる。

このとき、第１３の実施形態では送信部２のＩＱインバランスを推定するための複数のＯＦＤＭシンボルを変調部８０７、逆フーリエ変換部８０６、並直列変換部８０５、デジタルローパスフィルタ８０３ａ、８０３ｂを用いて生成していたが、第１４の実施形態では、すでに、これら処理が施された時間領域の信号を信号記憶部９０１に記憶しておく。そして、スイッチ８０８ｄ、８０８ｅにより、信号記憶部９０１に記憶されている該時間領域の信号をＤ／Ａ変換部８０２ａ及び８０２ｂに入力することによって、変調部８０７、逆フーリエ変換部８０６、並直列変換部８０５、デジタルローパスフィルタ８０３ａ、８０３ｂの動作を停止させることが可能になる。

Ｄ／Ａ変換部８０２ａ及び８０２ｂは、信号記憶部９０１から出力された信号をＤ／Ａ変換し、アナログ信号に変換する。なお、通常はその後、エイリアジング信号を除去するためアナログローパスフィルタ８０１ａ、８０１ｂがＩチャネル信号とＱチャネル信号のそれぞれ適用されるが、アナログローパスフィルタ８０１ａ、８０１ｂが受信部１のアナログローパスフィルタと共有されている場合は、処理を適用せずに、信号を通過させる。

直交変調部８００は、アナログローパスフィルタ８０１ａ、８０１ｂから出力された信号を直交変調し、得られた直交変調信号をスイッチ８０８ｂ、スイッチ８０８ａを介して受信部１の直交復調部１００に入力させる。

以降の処理は、第１３の実施形態と同様である。

上記第１４の実施形態によれば、送信時は、送信部２のデジタル部（逆フーリエ変換部、デジタルローパスフィルタ）を動作させていないため、デジタル部が送受信部で共用されている場合も、受信部１で送信部２から出力される信号を利用して、送信部２のＩＱインバランスを補正するための補正係数を計算することができる。

（第１５の実施形態）
第１５の実施形態に係る無線通信装置について説明する。

本実施形態においても、第１３および第１４の実施形態と同様に受信部のＩＱインバランスを補正する係数を推定し、受信部のＩＱインバランスを補正しながら送信部のＩＱインバランスを補正する係数を求める点は同一である。

第１５の実施形態が第１３および第１４の実施形態と異なる点は、無線通信装置が複数の受信系統、複数の送信系統を含む場合に、第１３及び第１４の実施形態で説明したように、各受信系統のＩＱインバランス補正係数、各送信系統のＩＱインバランス補正係数を算出して、各受信系統及び各送信系統でＩＱインバランスを補正する点である。

無線通信装置が複数の送受信系統を含む場合も、第１３および第１４の実施形態と同様である。すなわち、まず、受信部の受信系統毎に、ＩＱインバランスを補正するための補正係数を求める。このとき、複数の受信系統の補正係数を求める方法は、第１１および第１２の実施形態で説明したとおりなので、詳細な説明はここでは省略する。

求めた受信系統毎のＩＱインバランス補正係数を用いて、受信系統毎にＩＱインバランスを補正しながら、送信部のＩＱインバランスを推定する。無線通信装置の各送信系統はそれぞれ個別にＤ／Ａ変換部やアナログのローパスフィルタ、直交変調部を備えているため、一般に送信系統毎にＩＱインバランスの値も異なる。このため、送信系統が複数ある場合、送信系統毎に異なる補正係数でＩＱインバランスを補正する必要がある。

よって、第１３および第１４の実施形態で説明した送信部のＩＱインバランス補正係数の推定方法を送信系統毎に適用し、送信系統毎のＩＱインバランス補正係数を求める。

このようにして求めた送信系統毎のＩＱインバランス補正係数を用いて、送信系統毎にＩＱインバランスを補正することによって、第１３および第１４の実施形態と同様に、高精度な送信部を備えた無線通信装置を提供することができる。

第１４の実施形態でも説明したように、ＯＦＤＭ信号を送受信する無線通信装置は送信部と受信部で一部の構成部が共用されることがある。

例えば、無線通信装置が２つの送信系統および２つの受信系統を含む場合を考える。この場合、まずは第１の送信系統から補正係数を求める。このとき、第１の送信系統のみ動作させ、第２の送信系統は機能を停止し、第１の送信系統で生成した信号を、第１の受信系統ではなく、第２の受信系統に入力する。第２の送信系統と第２の受信系統とで、一部の構成部が共用されていても、第２の送信系統は動作していないため、第２の受信系統が第１の送信系統で生成した信号を受信する際に問題は生じない。

次に、第２送信系統のみ信号を生成し、生成した信号を第１の受信系統に入力する。この結果、第１の送信系統の補正係数を求めた場合と同様に、第２の送信系統が生成した信号を用いて第１の受信系統で、第２の送信系統のＩＱインバランス補正係数を計算することができる。

このように、各送信系統が生成する信号を、該送信系統と対をなす受信系統とは異なる受信系統で受信することによって、第１３の実施形態と同様にして、該送信系統のＩＱインバランス補正係数を算出することができる。

無線通信装置が、４つの送信系統と４つの受信系統を含む場合、第１の送信系統が生成した信号を第３の受信系統に入力し、第２の送信系統で生成した信号を第４の受信系統に入力することによって、２つの送信系統のそれぞれのＩＱインバランス補正係数を同時に計算することもできる。

以上説明したように、上記第１５の実施形態によれば、複数の送信系統と複数の受信系統を含む無線通信装置の場合も、受信系統毎のＩＱインバランス補正係数と、送信系統毎のＩＱインバランス補正係数とを計算することができる。また、得られたＩＱインバランスの補正係数を用いて、信号受信時は受信系統毎にＩＱインバランスを補正し、信号送信時には送信系統毎にＩＱインバランスを補正することにより、高精度な受信部及び送信部を備えた無線通信装置を提供することができる。

なお、第１４の実施形態のように、送信系統毎に信号記憶部９０１を備えれば、各送信系統が生成した信号を、それと対をなす受信系統に入力して、該送信系統のＩＱインバランス補正係数を求めることができる。

本発明は上記第１乃至第１５の実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１及至第５の実施形態に係る無線通信装置の受信部の構成例を示した図。 第６の実施形態に係る無線通信装置の受信部の構成例を示した図。 第１０の実施形態に係る無線通信装置の受信部の構成例を示した図。 第１１および第１２の実施形態に係る無線通信装置の受信部の構成例を示した図。 ＩＱインバランス補正部の構成例を示した図。 ＩＱインバランス補正部の他の構成例を示した図。 ＩＱインバランス補正部のさらに他の構成例を示した図。 第１３の実施形態に係る無線通信装置の構成例を示した図。 第１４の実施形態に係る無線通信装置の構成例を示した図。 送信部のＩＱインバランス補正部の構成例を示した図。 送信部の他のＩＱインバランス補正部の構成例を示した図。 受信部のＩＱインバランス補正係数を推定する場合の受信信号の周波数スペクトルの一例を示した図。 送信部のＩＱインバランス補正係数を推定する場合の送信信号の周波数スペクトルの一例を示した図。 送信部のＩＱインバランス補正係数を推定する場合の送信信号の周波数スペクトルの他の例を示した図。 送信部のＩＱインバランスを説明するための図。 受信部のＩＱインバランスを説明するための図。 受信部におけるＩＱインバランス補正係数の推定方法の原理を説明するための図。 受信部におけるＩＱインバランス補正係数の他の推定方法の原理を説明するための図。 第５の実施形態に係る、ＩＱインバランス補正係数を推定する際の信号スペクトルの一例を示した図。 第９の実施形態に係る、ＩＱインバランス補正係数を推定する際の信号スペクトルの一例を示した図。 無線通信装置の受信部の処理動作を説明するためのフローチャート。 無線通信装置が送信部のＩＱインバランス補正係数を求める際の処理動作を説明するためのフローチャート。 シングルキャリア変調方式の伝送システムの無線通信装置の受信部の構成例を示した図。

符号の説明

９８…アンテナ、９９…増幅器、１００…直交復調部、１０１ａ、１０１ｂ…アナログローパスフィルタ、１０２ａ、１０２ｂ…Ａ／Ｄ変換部、１０３ａ、１０３ｂ…デジタルローパスフィルタ、１０４…ＩＱインバランス補正部、１０５…直並列変換部、１０６…フーリエ変換部、１０７…復調部、１０８、８０９…ＩＱインバランス推定部、１０９…制御部、１１０…発信器

Claims (26)

1. 直交変調信号を受信する受信手段と、
   前記直交変調信号の中心周波数とは異なる周波数の第１のローカル信号を生成する生成手段と、
   前記直交変調信号を前記第１のローカル信号を用いて直交復調し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を得る直交復調手段と、
   前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号のうち、前記第１のローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置にある周波数領域の信号を用いて、前記直交復調手段で直交復調することにより生じる位相及び振幅の歪みを補正するための第１の補正係数を算出する第１の算出手段と、
   前記第１の補正係数を用いて、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号を補正する第１の補正手段と、
   を具備したことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記生成手段は、前記中心周波数から、前記直交変調信号の周波数帯域幅の１／２だけ高いあるいは低い周波数の前記第１のローカル信号を生成することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記生成手段は、前記中心周波数から、前記直交変調信号の周波数帯域幅だけ高いあるいは低い周波数の前記第１のローカル信号を生成することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記直交変調信号より高い周波数帯が未使用の場合、前記生成手段は、前記中心周波数より高い周波数の前記第１のローカル信号を生成し、前記第１の算出手段は前記中心周波数より低い周波数の信号を基に前記補正係数を算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
5. 前記中心周波数より低い周波数帯が未使用の場合、前記生成手段は、前記中心周波数より低い周波数の前記第１のローカル信号を生成し、前記第１の算出手段は前記中心周波数より高い周波数の信号を基に前記補正係数を算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
6. 前記第１の算出手段は、前記中心周波数近傍の信号と、前記第1のローカル信号の周波数を軸として前記中心周波数と対称な周波数位置にある周波数領域の信号とを用いて前記補正係数を算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
7. 前記第１の算出手段は、前記第１のローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号と、他方の周波数位置にある第２の信号の複素共役信号との比を算出し、該比を用いて前記第１の補正係数を算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
8. 前記第２の信号は、前記１の信号のイメージ信号であることを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。
9. 前記第１の算出手段は、（ａ）前記第１の信号を第１の要素、前記第２の信号の複素共役信号を第２の要素とするベクトルの相関行列を求め、（ｂ）該相関行列の最大固有値に対応する固有ベクトルの第１の要素と第２の要素の比を算出し、（ｃ）該比を用いて前記第１の補正係数を算出することを特徴とする請求項８記載の無線通信装置。
10. 前記第１の算出手段は、（ａ）前記第１の信号の複素共役信号と該第１の信号とを乗算することにより第１の相関値を算出するとともに、前記第１の信号の複素共役信号と前記第２の信号の複素共役信号とを乗算することにより第２の相関値を算出し、（ｂ）前記第１の相関値から、推定された雑音電力を減算した結果と、前記第２の相関値との比を算出し、（ｃ）該比を用いて前記第１の補正係数を算出することを特徴とする請求項８記載の無線通信装置。
11. 前記第１の算出手段は、（ａ）前記第１の信号の複素共役信号と該第１の信号とを乗算することにより、第１の相関値を算出するとともに、前記第１の信号の複素共役信号と前記第２の信号の複素共役信号とを乗算することにより、第２の相関値を算出し、（ｂ）前記第１の相関値と、前記第２の相関値との比を算出し、（ｃ）該比を用いて前記第１の補正係数を算出することを特徴とする請求項８記載の無線通信装置。
12. Ｉチャネル送信信号及びＱチャネル送信信号を直交変調する直交変調手段と、
    前記直交変調手段で直交変調することにより生ずる位相及び振幅の歪みを補正するための第２の補正係数を用いて、前記Ｉチャネル送信信号及び前記Ｑチャネル送信信号を補正する第２の補正手段と、
    前記直交変調手段で直交変調することにより得られた既知信号を前記直交復調手段に入力する入力手段と、
    前記直交復調手段で直交復調された後、前記第１の補正手段で前記第１の補正係数を用いて補正された、前記既知信号のＩチャネル信号及びＱチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号を用いて、前記第２の補正係数を算出する第２の算出手段と、
    をさらに具備したことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
13. 前記直交変調手段と前記直交復調手段で用いるローカル信号の周波数は等しいことを特徴とする請求項１２記載の無線通信装置。
14. 前記既知信号は、該既知信号の中心周波数を軸として対称な２つの周波数位置に相関が「１」でない信号系列を含むことを特徴とする請求項１２記載の無線通信装置。
15. 前記既知信号は、該既知信号の中心周波数を軸として対称な２つの周波数位置に相関が「０」となる信号系列を含むことを特徴とする請求項１４記載の無線通信装置。
16. 前記第２の算出手段は、
    （ａ）前記既知信号の中心周波数を軸として対称な２つの周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号系列を第１列とし、他方の周波数位置にある第２の信号系列の複素共役信号列を第２列とする行列の逆行列を、前記第１の信号系列に乗算することによって得られる２次元ベクトルを求め、（ｂ）該第２次元ベクトルの第１の要素と第２の要素との比を算出し、（ｃ）該比を用いて、前記第２の補正係数を算出することを特徴とする請求項１２記載の無線通信装置。
17. 前記第２の算出手段は、
    （ａ）前記既知信号の中心周波数を軸として対称な２つの周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号系列を第１列とし、他方の周波数位置にある第２の信号系列の複素共役信号列を第２列とする行列の逆行列を、前記第１の信号系列に乗算することによって得られる２次元ベクトルの相関行列を求め、（ｂ）該相関行列の最大固有値に対応する固有ベクトルの第１の要素と第２の要素の比を算出し、（ｃ）該比を用いて、前記第２の補正係数を算出することを特徴とする請求項１２記載の無線通信装置。
18. 前記第２の算出手段は、
    （ａ）前記既知信号の中心周波数を軸として対称な２つの周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号系列を第１列とし、他方の周波数位置にある第２の信号系列の複素共役信号列を第２列とする行列の逆行列を、前記第１の信号系列に乗算することによって得られる２次元ベクトルの第１の要素の複素共役を該２次元ベクトルに乗じることにより、相関ベクトルを求め、（ｂ）該相関ベクトルの第１の要素から、推定された雑音電力を減算した結果と、該相関ベクトルの第２の要素との比を算出し、（ｃ）該比を用いて、前記第２の補正係数を算出することを特徴とする請求項１２記載の無線通信装置。
19. 前記第２の算出手段は、
    （ａ）前記既知信号の中心周波数を軸として対称な２つの周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号系列を第１列とし、他方の周波数位置にある第２の信号系列の複素共役信号列を第２列とする行列の逆行列を、前記第１の信号系列に乗算することによって得られる２次元ベクトルの第１の要素の複素共役を該２次元ベクトルに乗じることにより、相関ベクトルを求め、（ｂ）該相関ベクトルの第１の要素と、該相関ベクトルの第２の要素との比を算出し、（ｃ）該比を用いて、前記第２の補正係数を算出することを特徴とする請求項１２記載の無線通信装置。
20. 前記直交復調手段で得られた前記Ｉチャネル信号のうち、前記第１のローカル信号の周波数以下の周波数成分を通過させた後、前記直交変調信号の信号帯域幅よりも高い第１のサンプリング周波数よりもさらに2倍以上高い第２のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する第１の変換手段と、
    前記直交復調手段で得られた前記Ｑチャネル信号のうち、前記第１のローカル信号の周波数以下の周波数成分を通過させた後、前記第２のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する第２の変換手段と、
    をさらに具備し、
    前記第１の算出手段は、第１の変換手段及び前記第２の変換手段で得られたデジタル信号をフーリエ変換した後の周波数領域の信号を用いて、前記第１の補正係数を算出し、
    前記第１の補正手段は、前記第１の変換手段及び前記第２の変換手段で得られたデジタル信号に対し、前記第１の補正係数を用いて補正することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
21. 前記生成手段は、前記第１のローカル信号を生成する第１のモードと、前記中心周波数に等しい第２のローカル信号を生成する第２のモードとを有し、
    前記第１の算出手段で前記第１の補正係数を算出する場合には、前記第１のモードと前記第２のモードのうち前記第１のモードに切り替える制御手段をさらに具備したことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
22. 前記第１のモードでは、前記直交復調手段で得られた前記Ｉチャネル信号のうち、前記第１のローカル信号の周波数以下の周波数成分を通過させた後、前記直交変調信号の信号帯域幅よりも高い第１のサンプリング周波数よりもさらに２倍以上高い第２のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する機能と、前記第２のモードでは、前記直交復調手段で得られた前記Ｉチャネル信号のうち、前記第２のローカル信号の周波数以下の周波数成分を通過させた後、前記第１のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する機能とを有する第１の変換手段と、
    前記第１のモードでは、前記直交復調手段で得られた前記Ｑチャネル信号のうち、前記第１のローカル信号の周波数以下の周波数成分を通過させた後、前記第２のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する機能と、前記第２のモードでは、前記直交復調手段で得られた前記Ｑチャネル信号のうち、前記第２のローカル信号の周波数以下の周波数成分を通過させた後、前記第１のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する機能とを有する第２の変換手段と、
    をさらに具備し、
    前記第１の算出手段は、第１の変換手段及び前記第２の変換手段で得られたデジタル信号をフーリエ変換した後の周波数領域の信号を用いて、前記第１の補正係数を算出し、
    前記第１の補正手段は、前記第１の変換手段及び前記第２の変換手段で得られたデジタル信号に対し、前記第１の補正係数を用いて補正することを特徴とする請求項２１記載の無線通信装置。
23. 直交変調信号を受信する受信手段と、
    前記直交変調信号を直交復調する直交復調手段と、
    前記直交復調手段で直交復調することにより生じる位相及び振幅の歪みを補正するための前記補正係数を算出する第１の算出手段と、
    前記補正係数を用いて、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号を補正する第１の補正手段と、
    を備えた無線通信装置における受信方法であって、
    前記受信手段が直交変調信号を受信する第１の受信ステップと、
    前記直交復調手段が、前記直交変調信号を、前記直交変調信号の中心周波数とは異なる周波数のローカル信号を用いて直交復調し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を得る第１の直交復調ステップと、
    前記第１の算出手段が、前記第１の直交復調ステップで得られた前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号のうち、前記ローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置にある周波数領域の信号を用いて、前記補正係数を算出する第１の算出ステップと、
    を含む受信方法。
24. 前記第１の算出ステップは、前記ローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号と、他方の周波数位置にある第２の信号の複素共役信号との比を算出し、該比を用いて前記補正係数を算出することを特徴とする請求項２３記載の受信方法。
25. 直交変調信号を受信する受信手段と、
    直交復調手段と、
    前記直交復調手段で直交変調することにより生じる位相及び振幅の歪みを補正するための第１の補正係数を算出する第１の算出手段と、
    前記第１の補正係数を用いて、前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号を補正する第１の補正手段と、
    Ｉチャネル送信信号及びＱチャネル送信信号を直交変調する直交変調手段と、
    前記直交変調手段で直交変調することにより生ずる位相及び振幅の歪みを補正するための第２の補正係数を算出する第２の算出手段と、
    前記第２の補正係数を用いて、前記Ｉチャネル送信信号及び前記Ｑチャネル送信信号を補正する第２の補正手段と、
    を備えた無線通信装置における受信方法であって、
    前記受信手段が直交変調信号を受信する第１の受信ステップと、
    前記直交復調手段が、前記直交変調信号を、前記直交変調信号の中心周波数とは異なる周波数の第１のローカル信号を用いて直交復調し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を得る第１の直交復調ステップと、
    前記第１の算出手段が、前記第１の直交復調ステップで得られた前記Ｉチャネル信号及び前記Ｑチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号のうち、前記第１のローカル信号の周波数を軸として対称な周波数位置にある周波数領域の信号を用いて、前記第１の補正係数を算出する第１の算出ステップと、
    前記直交変調手段で直交変調された既知信号を前記直交復調手段に入力する入力ステップと、
    前記直交復調手段が、前記入力ステップで入力された既知信号の中心周波数に等しい第２のローカル信号を用いて、該既知信号を直交復調する第２の直交復調ステップと、
    前記第１の補正手段が、前記第１の算出ステップで算出された第１の補正係数を用いて、前記第２の直交復調ステップで得られたＩチャネル信号及びＱチャネル信号を補正する補正ステップと、
    前記第２の算出手段が、前記補正ステップで補正されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をフーリエ変換して得られる周波数領域の信号を用いて、前記第２の補正係数を算出する第２の算出ステップと、
    を含む受信方法。
26. 前記第２の算出ステップは、
    （ａ）前記既知信号の中心周波数を軸として対称な２つの周波数位置のうちの一方の周波数位置にある第１の信号系列を第１列とし、他方の周波数位置にある第２の信号系列の複素共役信号列を第２列とする行列の逆行列を、前記第１の信号系列に乗算することによって得られる２次元ベクトルを求め、（ｂ）該第２次元ベクトルの第１の要素と第２の要素との比を算出し、（ｃ）該比を用いて、前記第２の補正係数を算出することを特徴とする請求項２５記載の受信方法。

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