JP2008017144A

JP2008017144A - 無線受信装置および方法

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Publication number: JP2008017144A
Application number: JP2006185877A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiko Tanabe; 康彦田邉
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-07-05
Filing date: 2006-07-05
Publication date: 2008-01-24

Abstract

【課題】受信性能を高める。
【解決手段】ＯＦＤＭ信号を送信する無線送信装置からＯＦＤＭ信号を受信する受信手段５１１と、受信したＯＦＤＭ信号の伝搬路応答を推定する推定手段５３１と、受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器５４１と、変換されたＯＦＤＭ信号を対象として周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段５５１と、推定された伝搬路応答に基づいて、２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段５７１と、複数の尤度のうち、２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段５８１と、を具備する。
【選択図】図５

Description

本発明は、複数の直交するサブキャリアを用いて伝送を行うＯＦＤＭ伝送の無線受信装置および方法に関する。

無線通信を高速化することを目的として通信に用いる周波数帯域幅を拡張すると、マルチパス伝搬路の伝搬遅延時間差が無視できなくなる。このような伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。このような環境において、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭと記述）方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信しても符号間干渉に起因する波形歪みを補償することができる方式として知られている。

ＯＦＤＭ伝送方式は信号が複素信号になるため、無線送信装置では直交変調器、無線受信装置では直交復調器を用いる必要がある。この時、直交変調器および直交復調器における同相成分と直交成分の振幅に差が生じたり、９０度移相器に位相誤差が生じると、ＯＦＤＭ信号の複数のサブキャリアのうち、中心周波数に対して周波数軸上で互いに対称な位置にある２つのサブキャリアの信号が相互に干渉し、伝送性能が大きく制限されてしまう（なお、これら２つのサブキャリアのうち、中心周波数より高周波数帯のサブキャリアを「上側波帯のサブキャリア」、中心周波数より低周波数帯のサブキャリアを「下側波帯のサブキャリア」と、呼ぶことがある）。

このような環境下において、上下のサブキャリア間の干渉量を推定し、上下のサブキャリアで受信した両信号を用いて最尤推定や空間フィルタリングで信号を判定する手法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

例えば、非特許文献１の手法を用いると、直交変復調器による歪みを高い精度で補償することができる。しかし、上下のサブキャリア間で相互に干渉する信号の伝搬路応答を推定する必要があり、通常のＯＦＤＭ伝送で要求される伝搬路推定用既知信号の２倍の長さの信号が必要となり、伝送効率が劣化してしまう問題がある。

それに対し、上下のサブキャリア間で干渉する信号の伝搬路応答を時間領域のインパルス応答を推定することによって実現して、従来のＯＦＤＭ伝送と同一の長さの伝搬路推定用既知信号しか必要としない手法がある（例えば、非特許文献２参照）。
A. Tarighat, R. Bagheri, and A. H. Sayed, "Compensation Schemes and Performance Analysis of IQ Imbalances in OFDM Receivers," IEEE Trans. Signal Processing, vol. 8, no. 8, pp. 3257-3268, Aug. 2005. 鎌田裕之、阪口啓、荒木純道、「MIMO-OFDMにおける時間軸IQインバランス補償法」、電子情報通信学会技術報告、A・P2005-94、pp. 55-60、Oct. 2005.

しかし、この手法では伝搬路推定の精度が伝搬路推定用既知信号の信号系列に依存してしまい、信号系列によっては大幅に性能が劣化し、十分な受信性能が得られない場合がある。

このように従来の無線受信装置においては、直交変復調器の振幅・位相の精度によって伝送性能が大きく制限されてしまう問題がある。また、従来の無線受信装置には直交変復調器の不完全性に起因する波形歪みの補償を行う際に、通常よりも長い伝搬路推定用既知信号が必要となり、伝送効率が劣化してしまう問題がある。その他、短い伝搬路推定用既知信号を用いて伝搬路応答を推定しようとすると、伝搬路推定の精度が伝搬路推定用既知信号の系列に依存してしまい、信号系列によっては波形歪みの補正を適用すると大幅に特性が劣化してしまう場合がある。

本発明は、上記問題に鑑み、直交変復調器の不完全性に起因する中心周波数を軸として周波数軸上で互いに対称な位置にある２つのサブキャリア間（上側波帯と下側波帯とのサブキャリア間）で生じる干渉を、伝送効率を劣化させずに補償し、受信性能を高める無線受信装置および方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、前記受信したＯＦＤＭ信号の伝搬路応答を推定する推定手段と、前記受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器と、前記変換されたＯＦＤＭ信号を対象として周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、複数の前記尤度のうち、前記２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする。

また、本発明の無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号のインパルス応答と、該伝搬路推定用既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定する第１の推定手段と、前記伝搬路推定用既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、前記伝搬路推定用既知信号の複素共役のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、各サブキャリアの伝搬路推定誤差を検出する検出手段と、複数の前記尤度のうち、伝搬路推定誤差が閾値よりも大きいサブキャリアに対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする。

さらに、本発明の無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号のインパルス応答と、該伝搬路推定用既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定する第１の推定手段と、前記伝搬路推定用既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知手段が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、前記伝搬路推定用既知信号の複素共役のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、複数の前記尤度のうち、周波数帯域両端のそれぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアに対応する尤度と、中心周波数近傍それぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアに対応する尤度とに１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする。

またさらに、本発明の無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号のインパルス応答と、該伝搬路推定用既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定する第１の推定手段と、前記伝搬路推定用既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知手段が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、前記伝搬路推定用既知信号の複素共役のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて前記尤度に重み付けを行うサブキャリアを選択する選択手段と、該サブキャリアに乗算する重み係数を、前記複数の伝搬路推定用既知信号系列のうちの実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて切り替える切替手段と、を具備することを特徴とする。

本発明の無線受信装置および方法によれば、直交変復調器の不完全性に起因する、中心周波数を軸として周波数軸上で互いに対称な位置にある２つのサブキャリア間で生じる干渉を、伝送効率を劣化させずに補償し、受信性能を高めることができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線受信装置および方法について詳細に説明する。以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送における無線受信装置について説明する。

（第１の実施形態）
まず、本実施形態の無線受信装置が受け取る送信信号を生成する無線送信装置に含まれる変調器が受け取る送信信号の生成について図１、図２を参照して説明する。なお、実施形態のすべての無線送信装置は一般的な装置の一例である。
無線送信装置内の変調器が受け取る送信信号は、図１に示すように符号器１０１が情報信号を符号化して送信信号を生成する。符号器１０１は、送信すべき情報信号に伝搬路符号化を適用することによって送信信号を生成する。このように伝搬路符号化を施すことによって信号に冗長性が付加されるため、情報信号の伝送速度は劣化するものの、誤り訂正によって通信品質が向上するため、結果として高いスループット特性が得られることが期待される。

ここで、符号器はリード・ソロモン符号や畳込み符号、ターボ符号やＬＤＰＣ（Low Density Parity Check codes）などいかなる符号化方式を用いても構わない。予め定められた符号化方式で本実施形態の無線受信装置が既知な方式であり、復号できる方式であればいかなる方式を用いても構わない。また、複数の符号化方式を実装し、送信するフレームごとに方式を変更しても構わない。

なお、符号器１０１で適用する符号化方式によっては隣接する符号語間の相関が高くなるため、図２に示すようにインターリーバー２０１を用いて信号を並び替えても構わない。このとき、インターリーバー２０１では、様々な並べ替え方が存在するが、いかなる規則で並べ替えを行っても構わない。予め定められた規則に従い、本実施形態の無線受信装置が既知の規則であればいかなる方式を用いても構わない。

次に、本実施形態の無線受信装置が受け取る送信信号を生成する無線送信装置について図３を参照して説明する。図３は、第１の実施形態に係る無線受信装置が受信する信号を生成し、送信を行う無線送信装置の構成の一例を示したものである。
無線送信装置は、変調器３０１、パイロット生成部３１１、逆フーリエ変換器３２１、ＧＩ付加部３３１、既知信号生成部３４１、無線部３５１、アンテナ３６１、スイッチ３７１を備えている。

変調器３０１は、送信信号を受け取りサブキャリアごとに変調を施す。変調器３０１が使用する変調方式はＢＰＳＫやＱＰＳＫ、８ＰＳＫなどの位相変調や１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどの直交振幅変調などが挙げられる。ただし、本実施形態における変調方式をこれらの方式に制限するものではない。これらの方式を用いても構わないし、その他の変調方式を使用しても構わない。予め定められた変調方式で、無線受信装置が復調可能であればいかなる変調方式を用いても構わない。

パイロット生成部３１１は、パイロットサブキャリアで送信するための予め定められた系列の信号を生成し、逆フーリエ変換器３２１に供給する。一般に、ＯＦＤＭ伝送では無線送信装置と無線受信装置との間のローカル周波数のずれや位相のずれ、伝搬路変動を補正するため、全てのサブキャリアで情報を送信するのではなく、一部のサブキャリアは無線受信装置が既知の信号を送信する。このサブキャリアをここではパイロットサブキャリアと呼び、情報を送信するサブキャリアをデータサブキャリアと呼ぶ。

逆フーリエ変換器３２１は、変調器３０１からデータサブキャリアの信号、パイロット生成部３１１からパイロットサブキャリアの信号を受け取り、これらの信号を時間領域の信号にそれぞれ変換する。ここで、逆フーリエ変換器３２１における逆フーリエ変換はＩＤＦＴ（Inverse Digital Fourier Transform）を用いてもＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を用いても構わない。各サブキャリア用に生成した送信シンボルに離散逆フーリエ変換が適用されればいかなる方式を用いても構わない。また、時間領域の信号を巡回シフトさせ、ずらして出力しても、一つのフレーム内で同一のシフト量であれば構わない。逆フーリエ変換器３２１は、変換した信号をＧＩ付加部３３１に供給する。

ＧＩ付加部３３１は、ＯＦＤＭシンボルごとにガードインターバルまたはサイクリックプレフィクスと呼ばれる信号を付加する。これは、伝搬遅延時間の異なるマルチパス信号が到来したときに、信号の周期性を保ち、周波数領域において符号間干渉が生じないようにするためにＯＦＤＭ伝送において一般的に用いられる手法なので、詳細な説明は省略する。ＧＩ付加部３３１は、信号を付加されたＯＦＤＭシンボルをスイッチ３７１に供給する。

既知信号生成部３４１は、既知信号を生成し、スイッチ３７１に供給する。既知信号は一般に同期や伝搬路推定のために使用される。既知信号については後に図４を参照して説明する。

無線部３５１は、情報信号または既知信号を受け取り、信号をアナログ信号に変換し、無線周波数信号に周波数変換したのち、送信アンテナ３６１を介して送信する。無線部３５１は、デジタル−アナログ変換器や直交変調器、周波数変換器、フィルタ、増幅器などから構成される一般的な無線部であり、本実施形態の要部を構成するものではないので、その詳細な説明は省略する。既知信号生成部３４１からスイッチ３７１を経由して既知信号を受け取り、アンテナ３６１を介して変調信号を送信する。他に、無線部３５１は、ＧＩ付加部３３１からガードインターバルが付加されたＯＦＤＭシンボルを受け取り、アンテナ３６１を介して変調信号を送信する。無線部３５１については無線受信装置との関係で後に図６を参照して説明する。
また、送信アンテナ３６１についても、所望の周波数の信号を送信することができればいかなるアンテナを用いても構わない。

スイッチ３７１は、ＧＩ付加部３３１と既知信号生成部３４１とのいずれか一方を無線部５１１へ接続する。スイッチ３７１は、既知信号生成部３４１が生成した既知信号を送信する際は、既知信号生成部３４１と無線部３５１とを接続することにより、無線部３５１は既知信号生成部３４１で生成された既知信号を送信することができる。

次に、既知信号生成部３４１が生成する既知信号について図４を参照して説明する。
アンテナ３６１を介して無線部３５１からは、情報信号の他に、無線通信では一般に同期や伝搬路推定のために既知信号が送信される。このような既知信号を送信する通信システムの一例として、ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおけるフレームフォーマットを説明する。図４においてフレーム先頭部のＳＰ（ショートプリアンブル）４１１が同期用の既知信号となり、続くＬＰ（ロングプリアンブル）４２１が伝搬路推定用の既知信号となる。

以上、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのフレームフォーマットを例に、既知信号の送信について説明したが、本実施形態の無線受信装置が受信できる信号はＩＥＥＥ８０２．１１ａに制限されるものではない。

以上説明した無線送信装置で送信された信号を受信するための、第１の実施形態に係る無線受信装置の構成例について図５を参照して説明する。本実施形態、第２、第３の実施形態は送信信号の通信モードが予め決まっている場合である。したがって、無線受信装置は使用される通信モードを予め知っている。
図５の無線受信装置は、受信アンテナ５０１、無線部５１１、ＧＩ除去部５２１、伝搬路推定部５３１、フーリエ変換器５４１、受信信号結合部５５１、位相補正部５６１、復調部５７１、尤度重み乗算部５８１を備えている。

受信アンテナ５０１は、所望の周波数帯域の信号を受信することができるアンテナであればいかなるアンテナを用いても構わない。

無線部５１１は、それぞれ増幅器、フィルタ、直交復調器、周波数変換器、アナログ−デジタル変換器などから構成され、無線部５１１に接続された受信アンテナ５０１で受信した無線周波数の信号をデジタル信号に変換する。無線部５１１は、受信した無線周波数の信号を複素デジタル信号に変換することができればいかなる構成を用いても構わない。無線部５１１は、無線周波数の信号を一旦中間周波数の信号に変換してからベースバンド信号に変換しても構わないし、中間周波数を介せず直接無線周波数信号をベースバンド信号に変換しても構わない。また、アナログで直交復調を行っても構わないし、アナログ−デジタル変換器出力を用いてデジタルで直交復調を行っても構わない。また、無線部５１１における増幅器やフィルタ、周波数変換器やアナログ−デジタル変換器は一般的な物であり、本実施形態の要旨ではないので、それぞれの詳細な説明は省略する。直交復調器での信号については後に図７を参照して説明する。

ＧＩ除去部５２１は、無線部５１１から受け取ったデジタル信号からガードインターバルを除去し、伝搬路推定部５３１およびフーリエ変換器５４１に除去後のデジタル信号を供給する。

伝搬路推定部５３１は、ガードインターバル除去後のデジタル信号に含まれる伝搬路推定用既知信号に基づいて伝搬路推定を行う。伝搬路推定部５３１の動作の詳細については後に式（２３）〜式（２７）を参照して説明する。

フーリエ変換器５４１は、ガードインターバル除去後のデジタル信号をフーリエ変換して周波数領域のデジタル信号に変換する。フーリエ変換器５４１の動作の詳細については後に式（１４）〜式（２１）、式（３０）、（３１）を参照して説明する。

受信信号結合部５５１は、周波数領域で中心周波数を軸として対称な位置にある二つのサブキャリアの受信信号を結合する。フーリエ変換されたデジタル信号を結合して位相補正部５６１に供給する（式（２２）を参照）。

位相補正部５６１は、復調を行う前に、シンボルごとにパイロットサブキャリアの信号を用いて位相誤差を補正する。周波数オフセットおよび位相雑音の影響で、受信信号はシンボルごとに異なる位相誤差を受けている。位相補正部５６１は位相を補正した信号を復調部５７１に供給する。位相補正部５６１の動作の詳細については本実施形態の要旨ではないので、詳細な説明は省略する。

復調部５７１は、伝搬路推定部５３１で推定された伝搬路応答と受信信号結合部５５１で結合した信号を用いて二つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を求める。復調部５７１は、位相補正部５６１で位相誤差が補正された信号を復調する。復調部５７１の動作の詳細については後に式（３２）を参照して説明する。

尤度重み乗算部５８１は、伝搬路推定の精度が劣化する帯域の両端の数サブキャリアの尤度をその他のサブキャリアの尤度よりも重みを小さくするために、帯域の両端の数サブキャリアの尤度に１未満の係数を乗算する。本実施形態では、予め通信モードが定まっているので、尤度重み乗算部５８１は、どのサブキャリアの尤度の重みを小さくすべきかについては予め定まっている。尤度重み乗算部５８１の動作の詳細については後に式（３３）〜式（３７）、図９、図１０を参照して説明する。

次に、フーリエ変換器５４１が出力する信号について考える。まず、無線送信装置に含まれる無線部３５１が送信信号を生成することについて図６を参照して説明する。
無線送信装置から送信される信号では、図３に示したように無線部３５１でデジタル信号を直交変調し、アナログの無線周波数の信号に変換して送信する。無線部３５１に含まれる直交変調器をアナログ回路で構成した場合、ＩチャネルとＱチャネルの利得を同一に保つことが理想的であるが、実際には困難である。さらに、Ｉチャネルのデジタル−アナログ変換器とＱチャネルのデジタル−アナログ変換器に個体差が生じるとＩチャネルとＱチャネルに異なる利得が付加されているのと等価になる。また、直交変調器においてＩチャネルの信号とＱチャネルの信号を生成する際に正確に９０度の位相差を発生することが理想的であるが、実際には困難である。この結果、直交変調器の出力において、ＩチャネルとＱチャネルは振幅が異なり、位相差も９０度からずれてしまう。

以上の現象は、図６のようにモデル化できる。図６において、ｕ_ｉ（ｔ）およびｕ_ｑ（ｔ）はＩチャネルとＱチャネルで送信するベースバンド信号をそれぞれ表しており、乗算器６３１、６３２はこれらのベースバンド信号に対してキャリア信号をそれぞれ乗算する。図６では、先に説明したようにデジタル−アナログ変換器の個体差を含めたＩチャネルとＱチャネルの利得の差をＩチャネルとＱチャネルにそれぞれ異なる利得Ｇ_ｉ ^（ｔ）とＧ_ｑ ^（ｔ）を乗算することによって表現している。また、図６では、先に説明したＩチャネルとＱチャネルとの位相差が９０度にならない現象をＱチャネルに位相がθ^（ｔ）ずれた正弦波を乗算することによって表現している。

この結果、無線送信装置の無線部３５１内の直交変調器の出力は次式（１）で表される。

ただし、ｆはキャリア周波数を表している。以上の信号を等価低域系で行列表記すると、次式（２）のように表すことができる。

ただし、ｍ_ｉ（ｔ），ｍ_ｑ（ｔ）はそれぞれＩチャネル、Ｑチャネルの送信信号を表し、ＩＱインバランスの影響を考慮した等価低域系の複素送信信号ｍ（ｔ）＝ｍ_ｉ（ｔ）＋ｊｍ_ｑ（ｔ）（ただし、ｊ^２＝−１）は次式（３）、（４）、（５）、（６）で表すことができる。ＩＱインバランスとは、直交変調器、直交復調器での、位相誤差と振幅誤差との不均衡を示す。

このように、送信信号ｕ（ｔ）の複素共役ｕ^＊（ｔ）を用いることによって、ＩＱインバランスの影響で直交性が崩れた環境下においても信号を複素表記することができる。なお、式（３）から明らかなように、ＩＱインバランスの影響で送信信号はα_ｔの歪みが生じるだけでなく、複素共役信号ｕ^＊（ｔ）が不要放射されていることがわかる。後述するようにこの複素共役信号が干渉となり、ＯＦＤＭ伝送の性能を制限してしまう（例えば、式（１９）〜式（２１））。

次に、無線受信装置における直交復調器について図７を参照して説明する。無線受信装置では、乗算器７２１、７２２を用いて受信した信号に位相が９０度異なる二つの正弦波をそれぞれ乗算し、ローパスフィルタを適用することによってＩチャネルの信号とＱチャネルの信号を得ることができる。

しかし、直交変調器の場合と同様に、９０度の位相差を正確に発生させることが理想的であるが、実際には困難であり、フィルタの利得やアナログ−デジタル変換器の個体差によってＩチャネルとＱチャネルの利得も一般に異なってしまう。以上の結果生じるＩＱインバランスを直交復調器の不完全性でモデル化した図が図７であり、帯域信号をｙ_ｉ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｔ）−ｙ_ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｔ）とおくと、直交復調器によって出力されるＩチャネルの信号ｒ_ｉ（ｔ）とＱチャネルの信号ｒ_ｑ（ｔ）は次式（７）で表すことができる。

よって、ＩＱインバランスの影響を考慮した等価低域系の受信信号ｒ（ｔ）＝ｒ_ｉ（ｔ）＋ｊｒ_ｑ（ｔ）は次式（８）、（９）、（１０）、（１１）で表すことができる。

このように、直交復調器においても直交変調器と同様に直交性が崩れた環境下における等価低域系信号を複素表記することができる。また、無線送信装置と同様に無線受信装置においても、ＩＱインバランスの影響で受信信号に式（１０）で示されるα_ｒの歪みが生じるだけでなく式（８）で示されるように複素共役信号ｙ^＊（ｔ）が付加されることがわかる。

次に、無線送信装置、無線受信装置間のマルチパス伝搬路の影響について説明する。
伝搬路のパス数をＬ、各パスの遅延時間をτ_ｌ、各パスの複素振幅をｈ_ｌとおくと、受信信号ｙ（ｔ）は次式（１２）で表すことができる。

式（１２）に式（３）で示される直交変調器の歪みの影響を加えると次式（１３）のように表される。

さらに、式（８）で示される直交復調器のＩＱインバランスの影響を加えることにより、マルチパス伝搬環境下におけるＩＱインバランスの影響を次式（１４）、（１５）、（１６）で表すことができる。

式（１４）より、直交変調器または直交復調器の歪みを示したときと同様に、伝搬路応答の影響を加味してもＩＱインバランスの影響は送信信号ｕ（ｔ）とｕ^＊（ｔ）の線形和で表せることがわかる。

次に、ＯＦＤＭ伝送を行う場合について説明する。
ＯＦＤＭ伝送の場合、式（１４）で表される受信信号をフーリエ変換し、周波数領域に変換した後、復調を行う。フーリエ変換の時間移動則および複素共役信号のフーリエ変換には次式（１７）、（１８）の関係がなりたつ。

よって、式（１４）、（１７）、（１８）からｋ番目のサブキャリアで受信する信号ｘ^（ｋ）は次式（１９）、（２０）、（２１）のように表すことができる。

ここで、ｈ^（ｋ）、ｈ^（−ｋ）はＩＱインバランスの影響を含まないｋ番目、−ｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答をそれぞれ表しており、Δｆは隣接するサブキャリアとの周波数間隔、ｓ^（ｋ）、ｓ^（−ｋ）は、ｋ番目、−ｋ番目のサブキャリアで送信した変調信号をそれぞれ表している。

以上説明したように、ＯＦＤＭ伝送においてＩＱインバランスが生じると、無線受信装置におけるフーリエ変換器が出力する信号は、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアの信号が干渉した信号を出力することがわかる。以上の現象は図８に図示しており、−ｋ番目のサブキャリアでも同様にｋ番目のサブキャリアの信号が干渉している。

このことから、ｋ番目のサブキャリアの受信信号と−ｋ番目のサブキャリアの受信信号にはｋ番目と−ｋ番目の二つのサブキャリアで送信された信号が含まれるため、二つのサブキャリアの受信信号を用いて二つのサブキャリアで送信された信号を同時に推定することによって、ＩＱインバランスによる歪みが生じている環境下においても復調を行うことができる。

以下のように、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号の複素共役を求め、二つのサブキャリアにおける受信信号を結合した、次式（２２）に示す受信信号ベクトルを考える。

ただし、ｎ^（ｋ）、ｎ^（−ｋ）はｋ番目のサブキャリアと−ｋ番目のサブキャリアにおける雑音ベクトルを結合したベクトルを表している。
式（２２）は空間多重数が２、受信アンテナ数が２のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）信号と等価であり、伝搬路応答を推定することができれば、二つのサブキャリアで受信した信号を用いて二つのサブキャリアで送信された信号を同時に推定することができる。このとき、受信アルゴリズムは従来のＭＩＭＯで用いられる方式と同一のアルゴリズムが適用可能であり、このようにして信号を推定することによって、ＩＱインバランスの影響を補償できる。

しかし、伝搬路推定用既知信号は、図４に示したＩＥＥＥ８０２．１１ａのフレームフォーマットのように、一般にｋ番目のサブキャリアと−ｋ番目のサブキャリアの信号が干渉することを想定して設計されてはいない。よって、他のサブキャリアから干渉する信号の伝搬路応答とこのサブキャリアで送信された信号の伝搬路応答とを区別することができず、二つのサブキャリアの信号を同時に推定することはできない。

次に、式（１４）で表される受信信号をフーリエ変換器５４１でフーリエ変換を施す前の時間領域の信号について説明する。
ここで、ＩＱインバランスの影響を含めた伝搬路応答で推定すべき信号は（ｌ＝０〜Ｌ−１）の２Ｌ個であり、ガードインターバルのサンプル数がパイロットサブキャリアも含めたＯＦＤＭ伝送に用いるサブキャリア数の半分以下であり、マルチパス伝搬路のパス数Ｌがガードインターバルのサンプル数よりも少なければ時間領域でインパルス応答ｈ_ｌ’とｈ_ｌ’’を推定することができる。

伝搬路推定部５３１は、伝搬路推定用既知信号４２１が送信されている区間の受信信号を１ＯＦＤＭシンボル分蓄積し、次式（２３）で示すように受信ベクトルを求める。

ただし、ＯＦＤＭ１シンボルのサンプル数をＮとおいた。さらに、ガードインターバルのサンプル数をＮ_ｇとおき、伝搬路推定用既知信号を送信している区間の信号ｕ（ｔ）をＬｐ（ｔ）とおくことにより、式（１４）を用いて式（２３）は次式（２４）、（２５）、（２６）、（２７）のように表すことができる。

よって、次式（２８）、（２９）に示すようにＡの一般化逆行列を用いることによって、ＯＦＤＭ信号に含まれる伝送路推定用の既知信号のインパルス応答と既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定することができる。

以上のようにして求められたｈ_ｌ’とｈ_ｌ’’をフーリエ変換することにより各サブキャリアの伝搬路応答ｈ_α ^（ｋ）とｈ_β ^（ｋ）を次式（３０）、（３１）のように推定することができる。

ここで、フーリエ変換は式（３０）、式（３１）に従って離散フーリエ変換を適用しても構わないし、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数と同数になるまで０埋めし、高速フーリエ変換を適用しても構わない。得られたｈ_ｌ’とｈ_ｌ’’からｈ_α ^（ｋ）とｈ_β ^（ｋ）を求めることができればいかなる手法を用いても構わない。

以上、伝搬路推定部５３１の伝搬路応答推定法として最小二乗法を用いる方式で説明したが、本発明における伝搬路推定部を最小二乗法に制限するものではない。雑音電力を推定し、平均二乗誤差最小法を用いて推定を行っても構わないし、時間領域の信号を用いて周波数領域の伝搬路応答を推定することができるのであればいかなる手法を用いても構わない。

一方、無線送信装置と無線受信装置のそれぞれの無線部３５１と無線部５１１で発生するローカル周波数を正確に同一の周波数に設定することは困難であり、一般に無線送信装置と無線受信装置には周波数オフセットが存在する。また、無線送信装置と無線受信装置の無線部それぞれで異なる位相雑音が生じる。これらの周波数オフセットおよび位相雑音の影響で、受信信号はシンボルごとに異なる位相誤差を受けている。よって、復調を行う前に位相補正部５６１でシンボルごとにパイロットサブキャリアの信号を用いて位相誤差を補正する。なお，補正方式については本実施形態の要旨ではないため、詳細な説明は省略する。

このように、位相補正部５６１で位相誤差が補正された信号に対して復調部５７１で復調を行う。復調は式（１９）に対して伝搬路推定部５３１で推定した伝搬路応答を用いて行う。本実施形態における伝搬路推定部５３１では後段で軟判定復号が適用されることを前提とし、送信信号の各ビットの尤度を出力する。

復調方式の一例をＺＦ基準の復調方式（以下ＺＦ方式と呼ぶ）を用いて説明する。ＺＦ方式では推定した伝搬路応答の逆行列を受信信号に乗算することにより、次式（３２）に示すｋ番目のサブキャリアで送信された信号と−ｋ番目のサブキャリアで送信された信号を分離する。

この結果、ｋ番目のサブキャリアで送信された信号と−ｋ番目のサブキャリアで送信された信号をそれぞれ個別に式（３２）と変調に用いた変調方式の信号点の距離を計算することによって各ビットの尤度を計算することができる。なお、周波数選択性フェージング環境下ではサブキャリアごとに受信電力が異なるため、尤度重み乗算部５８１は、推定した伝搬路応答に基づき、尤度に対して重み付けを行う。このような重みの一例として逆行列の行ノルムで規格化する方式があげられ、次式（３３）、（３４）、（３５）、（３６）、（３７）のような演算を行う。

ただし、λ_０（ｍ_ｋ）、λ_１（ｍ_ｋ）はｋ番目のサブキャリアで送信されたｍ番目のビットが０である尤度、１である尤度をそれぞれ示しており、λ_０（ｍ_−ｋ）、λ_１（ｍ_−ｋ）は−ｋ番目のサブキャリアで送信されたｍ番目のビットが０である尤度、１である尤度をそれぞれ表している。サブキャリアごとに伝搬路応答が異なるため逆行列の各要素もサブキャリアごとに異なり、各サブキャリアで送信された信号の尤度もそれぞれ異なる重み付けがなされる。

以上、伝搬路応答に応じた各サブキャリアの尤度の重み付けとして式（３４）〜（３７）に応じて重み付けを行う方式について説明したが、本実施形態における尤度の重み付けは上記方式に制限されない。伝搬路応答に応じて重み付けが変更される方式であればいかなる手法を用いても構わない。また、復調部５７１における復調方式としてＺＦ方式を例に説明を行ったが、その他いかなる方式を用いて復調を行っても構わない。ＭＭＳＥ基準で復調を行っても構わないし、最尤推定法に基づいて復調を行っても構わない。各ビットの尤度を求めることができればいかなる方式を用いても構わない。

以上のようにして時間領域の信号を用いて伝搬路応答を推定することによって、ＩＱインバランスの影響でサブキャリア間の干渉が生じる状況でも復調を行うことができる。

しかし、時間領域の信号を用いて伝搬路推定を行う方式は送信される伝搬路推定用既知信号の系列に推定精度が依存してしまう問題がある。式（２５）で示した行列Ａの最大固有値と最小固有値の比（以下、条件数と呼ぶ）が小さい場合は推定精度の劣化は生じないが、条件数は信号系列に依存して変化し、条件数が大きい場合は雑音強調などにより特性が著しく劣化する。

また、このような伝搬路推定精度の劣化は、各サブキャリアに等しく生じるのではなく、信号に不連続点が生じる箇所で顕著に現れる特徴がある。一般にＯＦＤＭ伝送では隣接チャネルとの干渉を防ぐため、帯域両端の数サブキャリアは伝送に用いないことが多い。よって、両端のサブキャリアにおいて不連続点が生じ、両端のサブキャリアの伝搬路応答推定精度が他のサブキャリアに比べ大きく劣化してしまう場合がある。

次に、各サブキャリアの伝搬路推定精度を求めた一例を図９に示す。図９において、横軸はサブキャリアの番号を示し、縦軸が伝搬路応答の平均電力で規格化した各サブキャリアの伝搬路応答の推定誤差の二乗平均値を表す。

図９に示したように、両端のサブキャリアの推定誤差が他のサブキャリアに比べて著しく大きくなっていることがわかる。このような伝搬路推定用既知信号を用いられると、このサブキャリアで受信した信号は伝搬路推定精度が低いため、受信電力が高くて一般に復調精度が高くなる環境下においても復調精度が低くなり、軟判定復号の復号精度も十分得られず、受信性能が劣化してしまう。

そこで、本実施形態では尤度重み乗算部５８１で伝搬路推定の精度が劣化する帯域の両端の数サブキャリアの尤度をその他のサブキャリアの尤度よりも重みを小さくするために、１未満の係数を帯域の両端の数サブキャリアの尤度に乗算する。この場合、乗算する係数は０より大きく１未満であることが好ましい。伝搬路の推定誤差は通信中に計測することは困難であるが、伝搬路推定用既知信号は予め定められた系列なので、装置を構成する前に予め伝搬路推定の精度を見積もることは簡易に行える。例として、図９のような伝搬路推定誤差が得られるような伝搬路推定用既知信号を用いている場合は、図１０に示すように、両端のサブキャリアに最も小さい係数ａ、両端から２番目のそれぞれのサブキャリアには係数ｂを割り当て、復調部から出力される尤度が２８番目のサブキャリア、−２８番目のサブキャリアの場合はａを乗算し、２７番目、−２７番目のサブキャリアの尤度の場合はｂ倍して出力する。また、その他のサブキャリアの尤度に対しては何も処理を行わずそのまま尤度を出力する。

この結果、伝搬路推定精度の低いサブキャリアで得られた尤度が復号に与える影響が小さくなるため、復号性能の劣化を緩和することができる。

なお、尤度重み乗算部５８１の説明として、図９のような伝搬路推定誤差が得られる伝搬路推定用既知信号を用いる場合を例に、帯域の両端二つずつのサブキャリアで得られる尤度のみに１未満の係数を乗算する方式について説明を行ったが、全てのサブキャリアで得られる尤度に対して係数を乗算し、帯域両端のサブキャリアで得られた尤度に乗算する係数が図１０に示すように比率として小さくなるように装置を構成しても構わない。また、両端からそれぞれ２番目のサブキャリアの推定誤差は両端のサブキャリアの推定誤差に対して小さいため、両端のサブキャリアで得られる尤度のみに重みが小さくなる係数を乗算しても構わない。予め求められた伝搬路推定の推定誤差に基づき係数を決定するのであれば構わない。さらに、帯域両端それぞれ２８番目のサブキャリアまで用いて通信を行う場合を例に説明したが、本発明におけるサブキャリア数を上述の例に制限するものではない。また、尤度重み乗算部５８１が図９のような伝搬路推定誤差を検出できる場合は、この推定誤差を推定して、推定誤差が大きいサブキャリア番号に対応する尤度に重みが小さくなる係数を乗算してもよい。

以上のようにして得られた尤度を無線送信装置の構成次第でデインターリーバ（図示せず）を適用し、軟判定復号を行い、送信された情報信号を求めることができる。

次に、本実施形態の効果を計算機シミュレーションで評価した結果を図２２に示す。図２２は信号電力対雑音電力比に対するパケット誤り率（Packet Error Rate）特性を表している。前記IEEE802.11aと同一の伝搬路推定系列が適用されている場合に、尤度の調整を行わなかった場合の特性（図２２の凡例中の「従来方式」．非特許文献２の方式）と本実施形態の特性（図２２の凡例中の「提案方式」）を示している。各サブキャリアでは６４ＱＡＭが変調方式として適用されており、符号化率１／２、拘束長７の畳込み符号によって符号化された信号を間引くことによって符号化率３／４の信号を生成している。なお、提案方式においては−２６番目のサブキャリアと２６番目のサブキャリアから得られた尤度に１／６４の重み付けを行っており、−２５番目と２５番目のサブキャリアから得られた尤度に１／８の重み付けを行っている。図２２の結果から、本実施形態はパケット誤り率が１０％の時に約７ｄＢ従来方式よりも特性が改善していることがわかる。

以上説明したように第１の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器などの不完全性によりＩＱインバランスが発生し、上側波帯と下側波帯のサブキャリアの信号が相互に干渉する環境化において、時間領域の信号を用いて干渉成分も含めた伝搬路応答を推定し、各サブキャリアの受信信号を用いて両サブキャリアで送信された信号を復調する際に、伝搬路推定用既知シンボルの系列によって生じる受信性能の劣化を緩和することができる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態の無線受信装置について説明する。
本実施形態において、ＯＦＤＭ伝送を行う際にＩＱインバランスの影響が無視できず、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアが干渉するときに、時間領域の信号を用いて干渉信号の成分も含めて伝搬路応答を推定し、相互に干渉する二つのサブキャリアで受信した信号を用いて二つのサブキャリアで送信された信号を復調し、復調によって得られた各ビットの尤度を伝搬路推定の推定精度に応じて重み係数を乗算する点は第１の実施形態と同一である。第２の実施形態が第１の実施形態と異なる点は、無線送信装置が複数のアンテナを用いて信号を送信し本実施形態における無線受信装置が複数の受信アンテナを用いて受信を行う点である。

まず、本実施形態の無線受信装置が受信する信号を生成し、送信を行う無線送信装置について図１１を参照して説明する。図１１は二つの送信アンテナから並列に信号を送信する空間多重方式を用いた送信機装置の構成の一例であり、送信信号は送信すべき情報信号に伝搬路符号化を適用することによって生成される。以下、既に説明した装置部分と同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。
無線送信装置は、変調器３０１、１１０２、逆フーリエ変換器３２１、１１２１、ＧＩ付加部３３１、１１３２、スイッチ３７１、１１５２、無線部３５１、１１６２、アンテナ３６１、１１７２を２つずつ備えている。それぞれは、第１の実施形態で説明した動作と同様な動作をする。パイロット生成部１１１１、既知信号生成部１１４１も動作は第１の実施形態での動作と同様であるが、出力数が異なる。すなわち、パイロット生成部１１１は、パイロット信号を逆フーリエ変換器３２１と逆フーリエ変換器１１２１に供給し、既知信号生成部１１４１は、生成した既知信号をスイッチ３７１とスイッチ１１５２に供給する。
パイロット生成部１１１１では、第１の実施形態で説明したように、パイロットサブキャリアの信号を生成する。このとき、空間多重する信号１と空間多重する信号２とで同一のパイロット信号を送信しても構わないし、異なる信号を送信しても構わない。また、一つの空間多重する信号だけでパイロット信号を送信しても構わない。無線受信装置が既知の信号を送信するのであればいかなる送信手段を用いても構わない。

また、既知信号生成部１１４１は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行うために必要な既知信号を生成し、この既知信号を無線受信装置に送信する。

なお、送信アンテナ３６１と１１７２は、それぞれ同一の性能を示すアンテナを用いても構わないし、異なる性能を示すアンテナを用いても構わない。所望の周波数の信号を送信することができればいかなる送信アンテナを用いても構わない。

このとき送信信号１および送信信号２を生成する手法の一例として図１２に示すように、送信する情報信号に符号器１０１が符号化を施した後、直並列変換部１２０１が直並列変換で並列信号に変換し、複数の送信信号を生成する手法がある。ここで、直並列変換は１ビットずつ変換しても構わないし、変調器３０１、１１０２で適用される変調多値数に応じたビット単位で変換しても構わない。また、ＯＦＤＭシンボルに含まれるビット数ごとに変換しても、その他の単位で変換しても構わない。予め定められたビット数であり、無線受信装置が既知であればいかなる単位で変換しても構わない。また、第１の実施形態で説明したように、符号器１０１で適用される符号化方式次第で隣接する符号語間の相関が高い符号化方式があり、このような信号を同一サブキャリア、または隣接するサブキャリアに割り当てると、サブキャリアの伝搬路応答によって連続した誤りを発生してしまう可能性があり、このような誤りを防ぐため、図１３に示すようにインターリーバー２０１、１３０２を用いて信号の並べ替えを行っても構わない。このとき、インターリーバー２０１、１３０２では無線受信装置が既知の順序であればいかなる規則で並べ替えを行っても構わないし、インターリーバー２０１、１３０２で同一の規則で並べ替えを行っても構わないし、異なる規則で並べ替えを行っても構わない。

その他、図１４や図１５に示すように情報信号を直並列変換してから複数の符号器１０１、１４０２を用いて信号を符号化しても構わない。このとき、符号器１０１、１４０２で同一の符号化方式で符号化を行っても構わないし、異なる符号化方式を用いても構わない。なお、送信信号１と送信信号２は空間多重を行うことによりそれぞれ異なる伝搬路を通過して無線受信装置で受信されるため、図１６や図１７に示すように各符号器で符号化された信号がそれぞれの空間多重信号に含まれるように信号入替部１６０１を用いて各符号器の信号を混ぜて送信信号１や送信信号２として出力しても構わない。

このようにして生成された送信信号１と２をそれぞれ変調器３０１、１１０２でサブキャリアごとに変調を行う。変調器３０１、１１０２で適用される変調方式については第１の実施形態と同一なため、詳細な説明は省略する。なお、変調器３０１、１１０２では同一の変調方式を用いても構わないし、異なる変調方式を用いても構わない。

次に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送におけるフレームフォーマットの一例について図１８を参照して説明する。
図１８のフレームは図４に示したＩＥＥＥ８０２．１１ａと共存するためのフレーム構成になっており、１８１１、１８２１、１８３１はそれぞれ図４に示した４１１、４２１、４３１と同一の信号を送信する。また、１８４１はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調を行うために必要な情報が含まれており、変調方式、符号化方式、符号化率、空間多重数、信号長などが含まれる。なお、１８１２、１８２２、１８３２、１８４２については送信しなくても構わないし、１８１１、１８２１、１８３１、１８４１とそれぞれ同一の信号を送信しても構わないし、巡回シフトさせた信号を送信しても構わない。その他、１８６１〜１８６４はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの伝搬路応答を推定するための伝搬路推定用既知信号であり、サブキャリアごとに空間多重された各信号の伝搬路応答を推定できるように設計される。ここで、ヘッダ信号の一例として図１８のフォーマットを用いて説明したが、本実施形態におけるフレームフォーマットを図１８のフォーマットに制限するものではないし、ヘッダ信号のフォーマットも図１８のフォーマットに制限されるものではない。また、復調に必要な情報として上記の信号を例としてあげたが、無線受信装置が復調できるのであればこれらの信号全てを必ずヘッダ信号として送信する必要は無く、また、他の信号をヘッダ信号に含めて送信しても構わない。

次に、本実施形態の無線受信装置について図１９を参照して説明する。
図１９の無線受信装置は、受信アンテナ５０１、１９０２、無線部５１１、１９１２、ＧＩ除去部５２１、１９２２、伝搬路推定部１９３１、ＭＩＭＯ復調前処理部１９３２、フーリエ変換器５４１、１９４２、受信信号結合部１９５１、位相補正部１９６１、ＭＩＭＯ復調部１９７１、尤度重み乗算部１９８１を備えている。

受信アンテナ５０１、１９０２、無線部５１１、１９１２、ＧＩ除去部５２１、１９２２、フーリエ変換器５４１、１９４２は、第１の実施の形態で説明した通りなので、詳細な説明は省略する。

伝搬路推定部１９３１は、ＧＩ除去部５２１、１９２２からの信号を受け取り、これらの信号に基づいて伝搬路推定を行う。伝搬路推定部１９３１の詳細については後に式（３９）の下で説明する。

ＭＩＭＯ復調前処理部１９３２は、ＭＩＭＯ復調を行うための前処理を行う。ＭＩＭＯ復調前処理部１９３２は、伝搬路推定部１９３１で推定された伝搬路応答を用いてデータサブキャリアのＭＩＭＯ伝送された信号を復調するための前処理を行う。

受信信号結合部１９５１は、周波数領域で中心周波数を軸として対称の位置にある二つのサブキャリアの受信信号を結合する。受信信号結合部１９５１は、フーリエ変換器５４１、１９４２から受け取ったフーリエ変換されたデジタル信号を結合して位相補正部１９６１に供給する。

位相補正部１９６１は、復調を行う前に、シンボルごとにパイロットサブキャリアの信号を用いて位相誤差を補正する。

ＭＩＭＯ復調部１９７１は、伝搬路推定部１９３１で推定された伝搬路応答と受信信号結合部１９５１で結合した信号を用いて二つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を求める。また、ＭＩＭＯ復調部１９７１は、推定された位相誤差を位相補正部１９６１で補正した信号に復調を行う。復調は第１の実施の形態における復調部５７１における復調に対し、式（２２）と式（３９）の比較からわかるように、受信ベクトルやチャネル行列、送信ベクトルの要素数が増えただけであり、同一の手法で復調することができるので、詳細な説明は省略する。

尤度重み乗算部１９８１は、伝搬路推定の精度が劣化する帯域の両端の数サブキャリアの尤度をその他のサブキャリアの尤度よりも重みを小さくするために、帯域の両端の数サブキャリアの尤度に１未満の係数を乗算する。

次に、第１の実施形態と同様に、無線送信装置および無線受信装置の無線部における直交変調器、直交復調器それぞれの不完全性によりＩＱインバランスが生じる際の無線受信装置におけるフーリエ変換器出力について考える。

まず、受信アンテナ５０１で受信される信号について考える。第１の実施形態で示したＯＦＤＭ伝送の場合は式（１９）のような出力が得られることを示したが、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の場合、空間多重で送信された信号が加わるだけである。ここで、空間多重される信号ごとに異なる直交変調器、伝搬路を経過して受信されるため、直交変調器の歪みの値や伝搬路応答値は異なるものの、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリア間の信号が干渉する特徴は同一である。また、受信アンテナ１９０２で受信される信号についても空間多重された信号がそれぞれ加算されるだけなので、伝搬路応答、直交復調器の歪みの値が異なる点を除いて、大きな性質上の違いはない。

よって、式（１９）のＯＦＤＭ伝送の受信信号をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに拡張して、次式（３８）のように表すことができる。

ただし、式（３８）においてｘ^（ｋ）は各フーリエ変換器が出力するｋ番目のサブキャリアの受信信号を要素とする受信ベクトル、Ｈ_α ^（ｋ）はｉ行ｊ列の成分がｋ番目のサブキャリアでｊ番目の空間多重された信号がｉ番目のフーリエ変換器から出力されるｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答となる伝搬路行列、Ｈ_β ^（ｋ）はｉ行ｊ列の成分が−ｋ番目のサブキャリアでｊ番目の空間多重された信号がｉ番目のフーリエ変換器から出力されるｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答となる伝搬路行列、ｓ^（ｋ）はｋ番目のサブキャリアで空間多重される各信号を要素とする送信ベクトル、ｓ^（−ｋ）は−ｋ番目のサブキャリアで空間多重される各信号を要素とする送信ベクトルを表している。

式（３８）と同様に表される−ｋ番目のサブキャリアの受信ベクトルの複素共役を求め、ｋ番目のサブキャリアの受信ベクトルと結合した受信ベクトルは次式（３９）のように表すことができる。

式（３９）は、第１の実施形態における式（２２）の各要素をベクトルまたは行列に拡張しただけであり、要素数が増えただけである。よって、空間多重された信号および干渉となるサブキャリアからの信号の伝搬路応答を求めることができれば、第１の実施形態と同様にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においてもＩＱインバランスによる歪みを補償することができる。

次に、伝搬路推定部１９３１で適用されるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送における伝搬路推定について考える。図１８に示すような伝搬路推定用既知信号（図１８では伝搬路推定用プリアンブルと記載）が送信されているとする。ここで、１８６１、１８６２、１８６４は同一の系列の信号を送信しており、１８６３のみ１８６１の符号を反転した信号を送信する。このような伝搬路推定用既知信号が送信されている場合、伝搬路変動や周波数オフセットの影響が小さいと、１８６１が送信されている区間の受信信号と１８６３が送信されている受信信号との和を求めると、１８６１と１８６３とは符号が反転しているので相殺され、空間多重される２番目の信号のみが受信信号に残留することがわかる。一方、当該区間の受信信号の差を計算すると、空間多重された信号１の信号が同相加算され、空間多重された信号２は相殺されることがわかる。

よって、伝搬路推定部１９３１は、ＧＩ除去部５２１、１９２２が出力する信号それぞれで、伝搬路推定用既知信号を受信している区間の信号の和や差を求めることにより、それぞれ単一の既知信号が送信されたＯＦＤＭ信号を抽出することができる。この結果、第１の実施形態と全く同様に式（２３）、（２８）、（３０）、（３１）の手順でｉ番目のＧＩ除去部が出力するｊ番目の空間多重された信号の伝搬路応答を干渉となるサブキャリアの成分も含めて求めることができるため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の場合もＯＦＤＭ伝送の場合と同様に時間領域の信号から各サブキャリアの伝搬路応答を推定できる。

また、伝搬路推定部１９３１における伝搬路推定はＭＩＭＯ伝搬路の各要素を一つずつ推定することになり、第１の実施形態で述べたＯＦＤＭ伝送の場合と同一の問題が生じ、同一の現象が得られる。よって、第１の実施形態で説明した方式と同様に、伝搬路推定誤差を予め求めることができ、伝搬路推定誤差が大きくなる両端の少なくともそれぞれ一つ以上のサブキャリアで求められた尤度の値が小さくなるような係数が乗算される。

なお、本実施の形態ではＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送として空間多重数が２、受信アンテナ数が２の場合を例に説明したが、本発明における空間多重数や受信アンテナ数をこれらの数に制限するものではない。式（３９）のベクトルや行列の要素数が増加するだけであり、基本的には同一の方式で受信を行うことができる。

以上説明したように第２の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性などによりＩＱインバランスが発生し、上側波帯と下側波帯のサブキャリアの信号が相互に干渉する環境化でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行う場合において、時間領域の信号を用いて干渉成分も含めた伝搬路応答を推定し、各サブキャリアの受信信号を用いて両サブキャリアで送信された信号を復調する際に、伝搬路推定用既知シンボルの系列によって生じる受信性能の劣化を緩和することができる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態の無線受信装置について説明する。
本実施形態ではＯＦＤＭ伝送やＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においてＩＱインバランスの影響が無視できず、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアが干渉するときに、時間領域の信号を用いて干渉信号の成分も含めて伝搬路応答を推定し、相互に干渉する二つのサブキャリアで受信した信号を用いて二つのサブキャリアで送信された信号を復調し、復調によって得られた各ビットの尤度を伝搬路推定の推定精度に応じて重み係数を乗算する点は、第１および第２の実施形態と同一である。本実施形態が第１および第２の実施形態と異なる点は、帯域両端付近のサブキャリアだけでなく、中心サブキャリア周辺のサブキャリアの尤度も影響が小さくなるように重み係数を乗算する点である。

第１の実施形態において、時間領域の信号を用いて干渉信号も含めた伝搬路応答を推定する場合は伝搬路推定用既知信号の系列に依存して伝搬路応答の推定精度が劣化し、かつ、不連続なサブキャリアの近傍の推定精度が劣化する現象について説明した。式（２５）に示した行列の条件数が小さい場合はこのような伝搬路推定精度の劣化はそれほど生じないが、条件数が大きくなるにつれ複数のサブキャリアを利用していない帯域両端付近のサブキャリアの伝搬路推定精度の劣化が顕著に現れる。なお、ＯＦＤＭ伝送では無線部のローカル周波数のもれ込みや直流成分の不要信号の影響で、サブキャリア番号０の信号は他のサブキャリアに比べ不要信号の影響が大きく、一般に伝送には用いられない。よって、式（２５）の条件数が大きくなると中心周波数近傍のサブキャリアの伝搬路推定精度も劣化してくる。

このような信号系列を用いた際の伝搬路推定の推定精度の一例を図２０に示す。図９と同様に横軸がサブキャリア番号を示しており、縦軸は伝搬路の平均電力で規格化した伝搬路推定の誤差の二乗平均値である。なお、図９の伝搬路推定用既知信号を用いた際の式（２５）の条件数は約３０であるのに対し、図２０の伝搬路推定用既知信号を用いた場合の式（２５）の条件数は約２００であり、７倍程度大きい値になっている。図９と図２０とでは、図４の伝搬路推定用既知信号４２１が異なっている。図１８のフレームフォーマットを使用している場合には、図９と図２０とで伝搬路推定用プリアンブルが異なっている。

この結果、帯域両端のサブキャリア近傍の伝搬路推定誤差が大きくなるのは図９と同一であるが、さらに中心周波数近傍のサブキャリアの伝搬路推定誤差も大きくなっていることがわかる。

尤度重み乗算部５８１または尤度重み乗算部１９８１は、このような伝搬路推定用既知信号を用いている場合、帯域両端近傍のサブキャリアだけでなく、中心周波数近傍のサブキャリアで送信された信号の尤度も、他のサブキャリアに比べて小さな値になるように係数を乗算することにより、軟判定復号の性能劣化を緩和することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、帯域両端近傍のサブキャリアだけではなく中心サブキャリア近傍のサブキャリアで送信された信号の尤度も他のサブキャリアで得られた尤度よりも影響が小さくなるように尤度に重みを乗算することにより、軟判定復号の復号性能の劣化を抑制し、無線受信装置の受信性能の劣化を緩和することができる。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に係る無線受信装置について図２１を参照して説明する。
本実施形態の無線受信装置は、受信アンテナ５０１、無線部５１１、ＧＩ除去部５２１、伝搬路推定部５３１、フーリエ変換器５４１、受信信号結合部５５１、位相補正部５６１、復調部５７１、尤度重み乗算部５８１、制御部２１０１、帯域幅検出部２１０２、復調信号検出部２１０３を備えている。

制御部２１０１は、伝搬路推定部５３１、帯域幅検出部２１０２、復調信号検出部２１０３からの信号を基にして、無線受信装置が受信した信号がどの通信モードであるかを判別して、通信モードに依存して重み付けを行うための情報を設定する。制御部２１０１は、帯域のどこにどれくらいの大きさで重み付けをするかを設定して、尤度重み乗算部５８１に制御信号を供給する。

帯域幅検出部２１０２は、図４のヘッダ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号４２１を参照して、受信信号の帯域幅を検出する。帯域幅検出部２１０２は、検出した帯域幅の情報を信号として制御部２１０１に供給する。

復調信号検出部２１０３は、図４のヘッダ信号に含まれるＳＩＧ４３１を参照して、受信信号がどの通信モードで送信されたかを判別する。復調信号検出部２１０３は、例えば、ＳＩＧ４３１の有無、所望の帯域幅か否かで通信モードを判別する。

尤度重み乗算部２１０４は、制御部２１０１から重み付けを行うための情報を受け取り、この情報に基づいて伝搬路推定の精度が劣化する帯域の数サブキャリアの尤度をその他のサブキャリアの尤度よりも重みを小さくする。

次に、本実施形態に係る無線受信装置の動作について説明する。
第３の実施形態では、伝搬路推定用既知信号に応じて伝搬路推定誤差が異なるため、伝搬路推定用既知信号に応じて尤度重み乗算部１９８１で係数が乗算されるサブキャリアを変更する必要があることを説明した。

無線受信装置が同一の伝搬路推定用既知信号のみを送信する通信システムであれば予め伝搬路推定誤差を求め、尤度重み乗算部で尤度を小さくする係数を乗算するサブキャリアや係数を予め設定することができる。一方、複数の伝搬路推定用既知信号のうちいずれの系列が送信されるかわからないシステムや、複数の通信モードが存在し、各モードによって送信される伝搬路推定用既知信号が異なる場合は、係数を乗算するサブキャリアを予め設定しておくと、各伝搬路推定用既知信号の条件数の値次第で十分な特性が得られない可能性がある。

以上の問題に鑑み、本実施形態では複数の伝搬路推定用既知信号を受信できる無線受信装置において、通信に用いられている伝搬路推定用既知信号に応じて尤度重み乗算部２１０４で乗算される係数と乗算されるサブキャリアを可変にすることを特徴とする。

第１、第２、第３の実施形態で説明したように、伝搬路推定用既知信号は予め定められた系列なので、複数の伝搬路推定用既知信号系列が存在する場合もそれぞれの伝搬路推定精度を予め求めることができる。さらに、それぞれの伝搬路推定用既知信号ごとに係数を乗算するサブキャリア、および係数を予めテーブル化しておき、通信に用いられている伝搬路推定用既知シンボルに応じて制御部２１０１が尤度重み乗算部２１０４の動作を制御する。

このとき、制御部２１０１は伝搬路推定用既知信号に応じて動作を切り替えるため、どの伝搬路推定用既知信号が送信されているかを判定する必要がある。以上の判定手法としては様々な方式が考えられ、上位階層で伝送モードが制御されている場合は上位階層が制御部２１０１に対して通知を行えば、伝搬路推定用既知信号としてどの系列が送信されるのか簡易に知ることができる。また、図１８に示したフレームフォーマットの例では１８４１や１８４２で通信モードが通知される場合、復号結果をフィードバックすることにより通信に用いられている伝搬路推定用既知信号を推定することができる。
また、帯域幅検出部２１０２が、各伝搬路推定用既知信号ごとに周波数帯域幅が異なる場合はフーリエ変換器５４１の出力を観測することによっていかなる系列が用いられたのか推定することができ、各伝搬路推定用既知信号ごとに異なる一部のサブキャリアを伝送に用いていない場合はこのサブキャリアの信号を抽出することにより判定を行うことができる。さらに、伝搬路推定部５３１が、無線部５１１の出力やＧＩ除去部５２１が出力する時間領域の信号で相関を求めることにより、どの系列が送信されたのか推定することもできる。

以上説明したように、送信された伝搬路推定用既知信号の系列を判定する手法は様々な方式があげられ、各系列の特徴や通知の手法によって最適な判定方法も異なる。本実施形態では上述した判定法に制限されることなく、いかなる手法を用いて送信された伝搬路推定用既知信号を判定しても構わない。送信された伝搬路推定用既知信号を知ることができ、制御部２１０１で尤度重み乗算部２１０４の動作を制御することができればいかなる判定法を用いても構わない。

以上に示した実施形態の無線受信装置によれば、時間領域の信号を用いて干渉成分も含めた伝搬路応答を推定し、帯域両端近傍のサブキャリアおよび／または中心サブキャリア近傍のサブキャリアで送信された信号の尤度も他のサブキャリアで得られた尤度よりも影響が小さくなるように尤度に重みを乗算することにより、各サブキャリアの受信信号を用いて両サブキャリアで送信された信号を復調する際に、伝搬路推定用既知シンボルの系列によって生じる受信性能の劣化を緩和することができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

送信する情報信号を符号化して送信信号を生成する符号器を示す図。図１の符号器にインターリーバーを加えた場合の図。第１、第３、第４の実施形態の無線受信装置が受信する信号を送信する無線送信装置のブロック図。ＩＥＥＥ８０２．１１ａのフレームフォーマットの一例を示す図。第１、第３の実施形態の無線受信装置のブロック図。直交変調器の一例を示す図。直交復調器の一例を示す図。ＯＦＤＭ伝送でＩＱインバランスが存在する場合の発生する現象の一例を示す図。サブキャリアごとの伝搬路推定の推定誤差の一例を示す図。図５の尤度重み乗算部が尤度を小さくするサブキャリア部分を示す図。第２、第３、第４の実施形態の無線受信装置が受信する信号を送信する無線送信装置のブロック図。図１の符号器に直並列変換部を加えた場合の図。図１２の装置に２つのインターリーバーを加えた場合の図。直並列変換部の後段に２つの符号器を設置した場合の図。図１４の符号器ごとにインターリーバーを設置した場合の図。図１４の後段に信号入替部を設置した場合の図。図１６の後段に２つのインターリーバーを設置した場合の図。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送におけるフレームフォーマットの一例を示す図。第２、第３の実施形態の無線受信装置のブロック図。サブキャリアごとの伝搬路推定の推定誤差の一例を示す図。第４の実施形態の無線受信装置のブロック図。第１の実施形態の効果を示す図。

符号の説明

１０１・・・符号器、１１１、３１１、１１１１・・・パイロット生成部、２０１・・・インターリーバー、３０１・・・変調器、３２１、１１２１・・・逆フーリエ変換器、３３１・・・ＧＩ付加部、３４１、１１４１・・・既知信号生成部、３５１、５１１・・・無線部、３６１・・・送信アンテナ、３７１、１１５２・・・スイッチ、４２１・・・伝搬路推定用既知信号、５０１、１９０２・・・受信アンテナ、５２１・・・ＧＩ除去部、５３１、１９３１・・・伝搬路推定部、５４１・・・フーリエ変換器、５５１、１９５１・・・受信信号結合部、５６１、１９６１・・・位相補正部、５７１・・・復調部、５８１、１９８１、２１０４・・・尤度重み乗算部、６３１、６３２、７２１、７２２・・・乗算器、１２０１・・・直並列変換部、１６０１・・・信号入替部、１９３２・・・ＭＩＭＯ復調前処理部、１９７１・・・ＭＩＭＯ復調部、２１０１・・・制御部、２１０２・・・帯域幅検出部、２１０３・・・復調信号検出部。

Claims

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
前記受信したＯＦＤＭ信号の伝搬路応答を推定する推定手段と、
前記受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器と、
前記変換されたＯＦＤＭ信号を対象として周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
複数の前記尤度のうち、前記２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
複数のアンテナと、
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を空間多重するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ伝送で送信する無線送信装置から前記複数のアンテナで該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号で空間多重された各信号の伝搬路応答を推定する推定手段と、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器と、
変換された周波数領域の信号ごとに、周波数領域の中心周波数を軸として対称の位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
変換された周波数領域の信号ごとに、前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで空間多重されて送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
変換された周波数領域の信号ごとに、複数の前記尤度のうち、前記２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
前記推定手段は、
空間多重された複数の信号から送信された各アンテナに対応する各信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された各信号の伝搬路応答を推定する推定手段と、を具備することを特徴とする請求項２に記載の無線受信装置。
前記推定手段は、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝送路推定用の既知信号のインパルス応答と、該既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定し、
前記既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を求め、
前記既知信号の複素共役信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を求めることを特徴とする請求項１または請求項３に記載の無線受信装置。
前記乗算手段は、
各サブキャリアの伝搬路推定誤差を検出する検出手段と、
前記伝搬路推定誤差と、伝搬路推定用の既知信号とにしたがって、前記尤度に重み付けを行うサブキャリアを選択する選択手段と、を具備し、
前記伝搬路推定誤差が大きいほど小さな重み係数を前記サブキャリアごとに割り当てることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の無線受信装置。
前記乗算手段は、前記計算手段において信号帯域の少なくとも両端それぞれ一つ以上のサブキャリアから得られる尤度に重み付けを行うことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の無線受信装置。
前記乗算手段は、前記計算手段において信号帯域の両端それぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアから得られる尤度と、該信号帯域の中心周波数に隣接するそれぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアから得られる尤度に重み付けを行うことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の無線受信装置。
前記推定手段は、複数の伝搬路推定用既知信号系列を用いて伝搬路推定を行う推定手段を具備し、
前記乗算手段は、
実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて前記尤度に重み付けを行うサブキャリアを選択する選択手段と、
該サブキャリアに乗算する重み係数を、前記複数の伝搬路推定用既知信号系列のうちの実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて切り替える切替手段と、を具備することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号のインパルス応答と、該伝搬路推定用既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定する第１の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号の複素共役のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
各サブキャリアの伝搬路推定誤差を検出する検出手段と、
複数の前記尤度のうち、伝搬路推定誤差が閾値よりも大きいサブキャリアに対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号のインパルス応答と、該伝搬路推定用既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定する第１の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知手段が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号の複素共役のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
複数の前記尤度のうち、前記２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号のインパルス応答と、該伝搬路推定用既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定する第１の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知手段が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号の複素共役のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
複数の前記尤度のうち、周波数帯域両端のそれぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアに対応する尤度と、中心周波数近傍それぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアに対応する尤度とに１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝搬路推定用既知信号のインパルス応答と、該伝搬路推定用既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを推定する第１の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知手段が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記伝搬路推定用既知信号の複素共役のインパルス応答を周波数領域に変換し、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて前記尤度に重み付けを行うサブキャリアを選択する選択手段と、
該サブキャリアに乗算する重み係数を、前記複数の伝搬路推定用既知信号系列のうちの実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて切り替える切替手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
複数のアンテナと、
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を空間多重するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ伝送で送信する無線送信装置から前記複数のアンテナで該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
空間多重された複数の信号から送信された各アンテナに対応する各信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された各信号に対応する前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝送路推定用の既知信号のインパルス応答と、該既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを第１の推定手段と、
前記既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記既知信号の複素共役信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器と、
変換された周波数領域の信号ごとに、周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
変換された周波数領域の信号ごとに、複数の前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで空間多重されて送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
各サブキャリアの伝搬路推定誤差を検出する検出手段と、
複数の前記尤度のうち、伝搬路推定誤差が閾値よりも大きいサブキャリアに対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
複数のアンテナと、
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を空間多重するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ伝送で送信する無線送信装置から前記複数のアンテナで該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
空間多重された複数の信号から送信された各アンテナに対応する各信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された各信号に対応する前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝送路推定用の既知信号のインパルス応答と、該既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを第１の推定手段と、
前記既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記既知信号の複素共役信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器と、
変換された周波数領域の信号ごとに、周波数領域の中心周波数を軸として対称の位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
変換された周波数領域の信号ごとに、複数の前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで空間多重されて送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
変換された周波数領域の信号ごとに、複数の前記尤度のうち、前記２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
複数のアンテナと、
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を空間多重するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ伝送で送信する無線送信装置から前記複数のアンテナで該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
空間多重された複数の信号から送信された各アンテナに対応する各信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された各信号に対応する前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝送路推定用の既知信号のインパルス応答と、該既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを第１の推定手段と、
前記既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記既知信号の複素共役信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器と、
変換された周波数領域の信号ごとに、周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
変換された周波数領域の信号ごとに、複数の前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで空間多重されて送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
複数の前記尤度のうち、周波数帯域両端のそれぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアに対応する尤度と、中心周波数近傍それぞれ少なくとも一つ以上のサブキャリアに対応する尤度とに１未満の重み係数を乗算する乗算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
複数のアンテナと、
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を空間多重するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ伝送で送信する無線送信装置から前記複数のアンテナで該ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
空間多重された複数の信号から送信された各アンテナに対応する各信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された各信号に対応する前記ＯＦＤＭ信号に含まれる伝送路推定用の既知信号のインパルス応答と、該既知信号の複素共役信号のインパルス応答とを第１の推定手段と、
前記既知信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、送信されたサブキャリアと同一のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を推定する第２の推定手段と、
前記既知信号の複素共役信号のインパルス応答を周波数領域に変換して、各サブキャリアで前記既知信号が送信される場合に、周波数領域で中心周波数を軸として対称なサブキャリアでそれぞれ受信される信号の伝搬路応答を推定する第３の推定手段と、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換器と、
変換された周波数領域の信号ごとに、周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合する結合手段と、
変換された周波数領域の信号ごとに、複数の前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで空間多重されて送信された信号の各ビットの尤度を計算する計算手段と、
実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて前記尤度に重み付けを行うサブキャリアを選択する選択手段と、
該サブキャリアに乗算する重み係数を、前記複数の伝搬路推定用既知信号系列のうちの実際に送信された伝搬路推定用既知信号系列に応じて切り替える切替手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する無線送信装置から該ＯＦＤＭ信号を受信し、
前記受信したＯＦＤＭ信号の伝搬路応答を推定し、
前記受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換し、
前記変換されたＯＦＤＭ信号を対象として周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合し、
前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで送信された信号の各ビットの尤度を計算し、
複数の前記尤度のうち、前記２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算することを特徴とする無線受信方法。
複数のアンテナを用意し、
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を空間多重するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ伝送で送信する無線送信装置から前記複数のアンテナで該ＯＦＤＭ信号を受信し、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号で空間多重された各信号の伝搬路応答を推定し、
前記アンテナごとに受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換し、
変換された周波数領域の信号ごとに、周波数領域の中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアの受信信号を結合し、
変換された周波数領域の信号ごとに、前記推定された伝搬路応答に基づいて、前記２つのサブキャリアで空間多重されて送信された信号の各ビットの尤度を計算し、
変換された周波数領域の信号ごとに、複数の前記尤度のうち、前記２つのサブキャリアの帯域の両端から帯域の中心に向かって少なくとも１つ以上のサブキャリア番号に対応する尤度に１未満の重み係数を乗算することを特徴とする無線受信方法。