FR2993738A1

FR2993738A1 - Procede et dispositif d'estimation de parametres correctifs de gain et de phase lors de la reception d'un signal module selon une modulation du type ofdm

Info

Publication number: FR2993738A1
Application number: FR1257122A
Authority: FR
Inventors: Jacques Meyer
Original assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Current assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Priority date: 2012-07-23
Filing date: 2012-07-23
Publication date: 2014-01-24
Also published as: US20140023167A1

Abstract

On estime (26) les paramètres correctifs de gain (a) et de phase (theta) en calculant l'erreur entre la valeur d'au moins un bin reçu et une valeur probable du bin émis, et en corrélant cette erreur avec la valeur conjuguée du bin symétrisé compensé en rotation.

Description

Procédé et dispositif d'estimation de paramètres correctifs de gain et de phase lors de la réception d'un signal modulé selon une modulation du type OFDM L'invention concerne le traitement de signaux modulés, et plus particulièrement l'estimation et la correction des défauts d'appariement (« imbalance » selon une dénomination anglosaxonne bien connue de l'homme du métier) entre les voies I et Q de la chaîne de réception d'un tel signal.

L'invention s'applique tout particulièrement aux signaux modulés par une modulation numérique en quadrature sur un grand nombre de porteuses orthogonales (modulation OFDM : « Orthogonal Frequency Division Multiplexing », selon une dénomination anglosaxonne couramment utilisée par l'homme du métier).

L'invention s'applique avantageusement mais non limitativement aux signaux satisfaisant à la norme MoCA (Multimedia over Coax Alliance) reçus par l'intermédiaire de câbles coaxiaux et destinés par exemple à des appareils multimédias d'un réseau domestique.

Dans une chaîne de réception d'un signal modulé complexe reçu, le signal en bande de base se déduit du signal radiofréquence reçu par au moins une transposition de fréquence à une fréquence aussi proche que possible que la fréquence de la porteuse d'émission. Celle-ci est souvent effectuée dans le domaine analogique et les composantes traditionnelles en phase et en quadrature (I et Q) subissent des opérations réalisées physiquement par du matériel distinct, donc fatalement différent. Il en résulte une détérioration du signal, qui peut éventuellement se corriger, à condition de savoir détecter et mesurer ces défauts d'appariement en gain et en quadrature, entre ces voies I et Q.

La demande de brevet français n°2 837 338 décrit une solution pour détecter et corriger ces défauts d'appariement dans le cas de signaux monoporteuses. Cela étant, l'estimation de ces paramètres de correction est particulièrement difficile, en particulier dans les transmissions OFDM, et tout particulièrement dans les applications réseau, par exemples ceux conformes à la spécification MoCA, car ces paramètres représentatifs du désappariement (« imbalance parameters ») peuvent changer à chaque nouvelle transaction.

L'article de Ron Parrot et Fred Harris intitulé « Resolving and correcting gain and phase mismatch in transmitters and receivers for wide band OFDM systems", IEEE 2002, pages 1005-1009, décrit une solution pour estimer ces paramètres de désappariement dans le cas d'une transmission OFDM. Cela étant, cette solution prévoit l'utilisation de symboles spécifiques dédiés à une telle estimation et nécessite l'utilisation d'un grand nombre de symboles pendant un temps non négligeable. Selon un mode de mise en oeuvre et de réalisation, il est proposé un procédé et un dispositif d'estimation des paramètres de désappariement en gain et en quadrature, pouvant s'effectuer sur un seul symbole OFDM, en pratique sur plusieurs symboles OFDM pour une meilleure précision, et en utilisant des symboles OFDM non spécifiquement dédiés à cette estimation. Selon un aspect, cette estimation est basée sur le fait que le bruit sur le coefficient de modulation de porteuse (communément désignée par l'homme du métier sous la dénomination anglosaxonne « bin ») k est corrélé au bin symétrique N-k, avec une prise en compte du décalage de phase entre le signal reçu et le signal entrant dans l'opérateur de transformée de Fourier. En d'autres termes, l'estimation de ces paramètres peut être effectuée en étudiant la corrélation du vecteur d'erreur entre un bin reçu et la valeur probable du bin correspondant émis avec le spectre inversé du signal en prenant en compte la rotation appliquée à chaque symbole avant le traitement de transformée de Fourier.

Selon un mode de mise en oeuvre, il est proposé un procédé de traitement d'un signal analogique reçu d'un canal de transmission et modulé selon une modulation sur N porteuses, par exemple une modulation OFDM ; le signal reçu véhicule une succession de symboles de taille N comportant chacun N coefficients complexes de modulation (ou « bins ») respectivement associés aux N porteuses ; le procédé comporte au moins une transposition de fréquence sur deux voies de traitement en quadrature de phase, une conversion analogique numérique du signal transposé, et un traitement numérique du signal converti ; ce traitement numérique comporte un traitement de transformée de Fourier de taille N précédé d'une correction de gain et de quadrature utilisant un paramètre correctif de gain et un paramètre correctif de phase, et d'une correction du décalage de phase (dérotation) entre le signal reçu et le signal traité par la transformée de Fourier ; le traitement de transformée de Fourier est par ailleurs suivi par une estimation desdits paramètres correctifs de gain et de phase, cette estimation comprenant, pour au moins un coefficient de modulation reçu au sein d'au moins un symbole et associé à une première porteuse, un calcul de l'erreur entre la valeur de ce coefficient de modulation reçu et une valeur probable du coefficient de modulation correspondant émis pondérée par le coefficient correspondant de la fonction de transfert du canal de transmission (coefficient de distorsion du canal), et une corrélation de cette erreur avec la valeur complexe conjuguée du coefficient de modulation symétrique émis pondérée par le coefficient correspondant de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase. Pour un coefficient de modulation, ou bin, d'indice p, associé à la porteuse p, le coefficient de modulation symétrique est le coefficient de modulation d'indice N-p associé à la porteuse N-p ayant une fréquence symétrique de la fréquence p associée au bin p par rapport à la fréquence porteuse centrale. Bien que cette estimation puisse être effectuée sur un seul bin d'un seul symbole, il est préférable qu'elle soit effectuée sur plusieurs bins voire tous les bins d'au moins un symbole. En variante, cette estimation peut être effectuée pour au moins plusieurs bins voire tous les bins, respectivement reçus au sein de plusieurs symboles, par exemple M symboles. La valeur probable de chaque coefficient de modulation correspondant émis peut être une valeur préalablement connue dans le cas où on utilise des symboles connus. Cela étant, généralement, le traitement numérique du signal converti comprend, postérieurement à la transformée de Fourier, un traitement de transformation (demapping) des symboles en informations binaires, éventuellement suivi d'un traitement de correction d'erreurs (du type FEC : Forward Error Correction). Dans ce cas, en variante, la valeur probable d'un coefficient de modulation émis peut être une valeur reconstituée à partir des informations binaires obtenues à partir du traitement de transformation (demapping) appliqué au symbole contenant le coefficient de modulation correspondant reçu, après éventuellement application du traitement de correction. En cas de décalage important de fréquence lors de l'opération de transposition de fréquence, le symbole peut tourner d'un angle non négligeable entre son premier et son dernier échantillon, créant alors une interférence entre les porteuses. Aussi, est-il particulièrement avantageux que l'on effectue, préalablement au calcul du vecteur d'erreur entre le bin reçu et la valeur probable du bin transmis pondérée par le coefficient correspondant de distorsion du canal, une correction de la valeur du coefficient de modulation reçu correspondant, en utilisant une interpolation à partir des valeurs des coefficients de modulation reçus et associés aux porteuse voisines de la porteuse associée au coefficient de modulation en question.

Selon un autre aspect, il est proposé un dispositif d'estimation d'un paramètre correctif de gain et d'un paramètre correctif de phase, lesdits paramètres étant utilisables dans un étage de correction de gain et de quadrature pour corriger deux voies de traitement en quadrature d'un signal numérique transposé et issu d'un signal analogique reçu d'un canal de transmission et modulé selon une modulation sur N porteuses, ledit signal reçu véhiculant une succession de symboles de taille N comportant chacun N coefficients complexes de modulation respectivement associés aux N porteuses ; le dispositif d'estimation comporte un module d'estimation apte à être couplé à un module de transformée de Fourier de taille N couplé en amont audit étage de correction de gain et de quadrature et à un étage de correction du décalage de phase entre le signal reçu et le signal traité par le module de transformée de Fourier ; le module d'estimation est configuré pour effectuer une estimation desdits paramètres correctifs de gain et de phase comprenant, pour au moins un coefficient de modulation reçu au sein d'au moins un symbole et associé à une première porteuse, -un calcul de l'erreur entre la valeur de ce coefficient de modulation reçu et une valeur probable du coefficient de modulation correspondant émis pondérée par le coefficient correspondant de la fonction de transfert du canal de transmission, et -une corrélation de cette erreur avec la valeur complexe conjuguée du coefficient de modulation symétrique émis pondérée par le coefficient correspondant de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase. Selon un mode de réalisation, le module d'estimation est en outre configuré pour effectuer ladite estimation comprenant, pour au moins plusieurs coefficients complexes de modulation reçus au sein d'au moins un symbole et respectivement associés à des premières porteuses, -un calcul des erreurs entre les valeurs de ces coefficient de modulation reçus et des valeurs probables des coefficients de modulation correspondant émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, et -une corrélation de ces erreurs avec les valeurs complexes conjuguées des coefficients de modulation symétriques respectifs émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase. Selon un mode de réalisation, le module d'estimation est en outre configuré pour effectuer ladite estimation comprenant, pour au moins plusieurs coefficients complexes de modulation respectivement reçus au sein de plusieurs symboles et respectivement associés à des premières porteuses, -un calcul des erreurs entre les valeurs de ces coefficient de modulation reçus et des valeurs probables des coefficients de modulation correspondant émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, et -une corrélation de ces erreurs avec les valeurs complexes conjuguées des coefficients de modulation symétriques respectifs émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase. Selon un mode de réalisation, la valeur probable de chaque coefficient de modulation correspondant émis est une valeur préalablement connue ou bien une valeur reconstituée à partir des informations binaires, éventuellement corrigées par un traitement de correction, et obtenues à partir d'un traitement de transformation de symbole en informations binaires appliqué au symbole contenant le coefficient de modulation correspondant reçu. Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend en outre un bloc de correction configuré pour effectuer une correction de la valeur du coefficient de modulation reçu correspondant, en utilisant une interpolation à partir des valeurs des coefficients de modulation reçus et associés aux porteuses voisines de la porteuse associée au coefficient de modulation en question, et délivrer ladite valeur corrigée au module d'estimation. Selon un autre aspect, il est proposé une chaîne de réception, comprenant -une entrée couplée à un canal de transmission et configurée pour recevoir un signal analogique modulé selon une modulation sur N porteuses, ledit signal reçu véhiculant une succession de symboles de taille N comportant chacun N coefficients complexes de modulation respectivement associés aux N porteuses, -des moyens de transposition de fréquence configurés pour effectuer au moins une transposition de fréquence sur deux voies de traitement en quadrature de phase, -des moyens de conversion configurés pour effectuer une conversion analogique numérique du signal transposé, et -des moyens de traitement numérique couplés à la sortie des moyens de conversion et comportant un module de transformée de Fourier de taille N couplé en amont à un étage de correction de gain et de quadrature utilisant un paramètre correctif de gain et un paramètre correctif de phase et à un étage de correction du décalage de phase entre le signal reçu et le signal traité par le module de transformée de Fourier, et couplé en aval à un dispositif d'estimation tel que défini ci-avant. Selon un autre aspect, il est proposé un appareil comprenant une chaîne de réception telle que définie avant.

D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : les figures 1 à 4 illustrent schématiquement différents modes de réalisation et de mise en oeuvre de l' invention. Sur la figure 1, la référence APP désigne un appareil possédant une entrée E connectée dans l'exemple décrit ici à un câble coaxial CB et destinée à recevoir un signal modulé selon une modulation du type OFDM, par exemple conforme à la norme MoCA. Chaque symbole OFDM ayant une durée T, comporte des paquets de N bins Ap,. Les bins sont des nombres complexes définis à partir des informations binaires à transmettre par une constellation souvent de modulation de type MAQ à 4, 16, 64, 2' états. Le bin d'indice p, avec p variant de 0 à N-1, module la porteuse de fréquence fp. L' espace entre deux fréquences adj acentes de porteuses adjacentes est pris égal à 1/T rendant ainsi les fréquences orthogonales. La fréquence fp de la porteuse p est donc égale à fo+p/T où fo est la fréquence de la porteuse O. L'appareil APP comporte en tête, un syntonisateur SYN destiné à effectuer notamment au moins une transposition de fréquence pour ramener le signal modulé, généralement radiofréquence, en un signal complexe en bande de base. Le signal analogique en bande de base est ensuite converti en un signal numérique dans un (double) convertisseur analogique numérique CAN.

Le convertisseur analogique numérique CAN est suivi d'un étage MC1 de correction de gain et de quadrature destiné à corriger le désappariement en gain des deux voies I et Q, et le désappariement en quadrature des deux voies I et Q. A cet égard, l'étage de correction MC1 reçoit un paramètre correctif de gain a et un paramètre correctif de phase 0 et applique au signal une matrice de correction qui peut être par exemple la matrice MC suivante : 0ra 0 MC = 1-a L'étage de correction MC1 est suivi d'un étage MC2 de correction du décalage de phase entre le signal reçu SR1 et le signal SR2 traité par un module de transformée de Fourier TFD, ici de taille N, couplé en aval de l'étage de correction MC2.

Cet étage de correction MC2 est également dénommé par l'homme du métier sous la dénomination de « dérotateur » car il effectue une correction de dérotation de composantes I et Q du signal en multipliant ces composantes par le nombre complexe e-JY/2 où y/2 est l'angle de dérotation défini par la formule (1) suivante : y/2 (cor - cojt + y (1) dans laquelle O)r désigne la pulsation de la porteuse de modulation d'émission et O)r désigne la pulsation du signal de transposition. cp désigne un déphasage d'origine inconnu. Le paramètre y est ainsi le double de l'angle de dérotation au milieu du symbole et est classiquement obtenu par exemple en utilisant des symboles pilotes lors d'une phase d'apprentissage. Un tel étage ou dérotateur MC2 est de structure classique et connue en soi et peut être par exemple celui décrit dans la demande de brevet européen n° 0 481 543. Comme indiqué ci-avant, le dérotateur MC2 est connecté à un module de transformée de Fourier de taille N référencé TFD suivi classiquement d'un moyen DMP effectuant un traitement de transformation des symboles en informations binaires. Un tel moyen est également connu par l'homme du métier sous la dénomination de « démapeur ». Le démapeur est généralement suivi d'un module FEC destiné à effectuer un traitement de correction d'erreur sur les bits délivrés par le démapeur. Outre les moyens qui viennent d'être décrits, la chaîne de réception de l'appareil APP comporte un dispositif DIS destiné à estimer le paramètre correctif de gain a et le paramètre correctif de phase 0 à partir, notamment comme on va le voir plus en détail ci après, en tenant compte du paramètre y et de la fonction de transfert H du canal de transmission, ici le câble coaxial CB. Cette fonction de transfert représente la distorsion du canal.

D'une façon générale, comme illustré sur la figure 2, le traitement du signal analogique reçu SR1 comporte tout d'abord une réception de ce signal (étape 20) suivie d'au moins une transposition de fréquence 21 effectuées dans le syntonisateur SYN.

Puis, on effectue une conversion analogique numérique 22 et on procède à la correction 23 du désappariement en gain et en quadrature en utilisant les paramètres correctifs a et O. Le signal ainsi corrigé subit une dérotation 24 puis une transformée de Fourier 25. L'estimation 26 des paramètres a et 0 est effectuée en sortie de la transformée de Fourier 25 à partir du paramètre y qui représente le double de l'angle de dérotation au milieu d'un symbole OFDM, et des coefficients H de la fonction de transfert du canal. En pratique, le système converge après quelques itérations.

On va maintenant décrire plus en détail un mode de mise en oeuvre de l'estimation 26 des paramètres a et O. On raisonne ici sur une séquence de M symboles OFDM connus. En pratique, ces symboles peuvent précéder un échange de données, par exemple dans le standard MoCA, on peut utiliser la séquence intitulée « Probe 1 ». On suppose également que le canal de transmission est à peu près estimé. Cette estimation est effectuée par des moyens d'estimation ESTC (figure 1) de structure classique et connue en soi, qui permettent de déterminer les coefficients H de la fonction de transfert du canal. On suppose également que la fenêtre de la transformée de Fourier est choisie pour éliminer l'interférence intersymboles. Par conséquent, les seules perturbations inconnues sont alors le désappariement en gain et en quadrature (« imbalance ») et le bruit thermique gaussien ou assimilé. Si le bruit thermique moyen n'est pas connu bin par bin, on peut considérer qu'il est constant pour tous les bins. Les bins envoyés sont {24,1} dans lesquels i={0,1,..M-1} est l'indice symbole et p={0,1,...N-1} désigne le numéro de porteuse.

En entrée E (figure 1), on reçoit une composante 124,11 +n p1}. L'«imbalance» introduit une interaction entre les bins symétriques. Plus précisément, en OFDM, pour (wr-0)e) faible, l'«imbalance» se traduit par un effet de « bavure » de chaque bin de fréquence f sur son symétrique de fréquence -f (ou N-f). En effet, si pendant la durée d'un symbole, la variation de l'angle (wr-we)t est faible, on aura simplement une rotation constante de la contribution de cette bavure. Cette rotation y est connue puisque c'est le double de l'angle appliqué au dérotateur pendant la réception du symbole.

En l'absence de bruit thermique on devrait recevoir pour chaque bin : p = H pApi(1+ j a tan(0 ))+ HN_pAN_p - j tan° ) Avec le bruit, on reçoit les bins On va alors déterminer les valeurs de a et de tan0 en maximisant la probabilité de la séquence reçue. Cette probabilité est, puisque les bruits sont indépendants: Prfra,0,4= nPr{XpIA' p/} 19,1 et puisque la distribution du bruit est gaussienne, ( 1 -2 2 exp 2na 262 Maximiser la probabilité revient à minimiser la fonction coût : 2 c = Im 2ap,i1 _El, AP1 2 PF - 2 P,1 où 142, est un coefficient proportionnel au rapport signal /bruit de la porteuse p, et M représente l'erreur sur chaque bin : soit A p/ = H pAp(i+ j a tan(0)+ HN_pAN_p - j tan(0)))- p Bien que l'on puisse effectuer un calcul complet de a et 0, on peut néanmoins en pratique se contenter d'une approximation en supposant les valeurs d'«imbalance» faibles (par exemple a<0,1 et 0 <5°). En pratique, les valeurs estimées même inexactes donneront lieu à une correction qui réduira l'«imbalance», une nouvelle mesure donnera des meilleures valeurs. Le système convergera après quelques itérations. On prendra donc A p/ = H p A + H N_pAN_p,le-'' (a - je)- p/ En annulant les dérivées de C par rapport à a, 0, et y il vient : RelitvpHN,AN,,, "Y A 'il= 0 ImIEw pH N,AN,,,e" M p ,;} = 0 soit LW pH N_pA e N_p,/ (I I pApe + H A N-p N- e - je) - X )= 0 D'où on tire E.pH,_pAN_p,/ (x p,/ - A p,/ I I p) Ewp vipA, X - AH représente le vecteur d'erreur ; le numérateur de (2) est la corrélation de cette erreur avec les bins symétrisés conjugués et compensés en rotation, le dénominateur une simple normalisation. On peut à cet égard affecter la valeur 1 aux coefficients wp. Ce calcul de la formule (2) est illustré schématiquement sur la figure 3. a - j0 = (2) Ainsi, après émission (étape 30) des bins A sur le canal, on reçoit les bins Xp,, (étape 31). On effectue le calcul du vecteur d'erreur (étape 32) que l'on corrèle avec les bins symétrisés conjugués et compensés en rotation (étape 33) pour déterminer les paramètres a et O. La formule (2) peut être calculée sur un ou plusieurs symboles OFDM suivant la précision recherchée. On peut même déterminer les paramètres a et 0 en n'utilisant qu'un seul bin d'un seul symbole OFDM.

Si le canal est déjà estimé, les coefficients H, sont connus, ainsi que les coefficients wp. Il suffit de noter la valeur de l'angle du dérotateur au milieu de chaque symbole, angle que l'on double pour obtenir la valeur du paramètre y. Si le canal n'est pas estimé, on pourra dans un premier temps se servir de N symboles (à condition qu'ils soient différents) pour effectuer l'estimation de canal. On choisira ensuite un ou plusieurs de ces symboles pour calculer les paramètres a et O. En effet, l'erreur due au désappariement (« imbalance ») sur chaque porteuse, ne perturbera que peu l'estimation du canal H, ces valeurs étant décorrélées d'un symbole à l'autre. Cet algorithme de calcul permettant de déterminer a et 0 par la formule (2), peut être implémenté de façon logicielle au sein d'un module d'estimation MEST (figure 1).

En cas de décalage important de fréquence de démodulation, le symbole tourne d'un angle non négligeable entre son premier et son dernier échantillon, créant une interférence entre les porteuses. Aussi, est-il avantageux, comme illustré sur la figure 4, que préalablement au calcul du vecteur d'erreur, on effectue une correction 40 (figure 4) de la valeur du coefficient de modulation reçue (bin) Xk en utilisant une interpolation à partir des valeurs du coefficient de modulation reçu Xp-f et associé aux porteuses voisines de la porteuse associée au coefficient de modulation en question Xk.

On obtient alors une valeur corrigée X'k que l'on utilise dans la formule (2). Plus précisément, si le décalage d est un nombre entier de fois l'écart A entre deux sous-porteuses, l'image de la fréquence p sera N- p+d/A au lieu de N-p. Si ce décalage d, divisé par l'écart interporteuse A a une partie fractionnaire, l'image de la porteuse p affectera toutes les porteuses, mais surtout celles autour de la porteuse N-p+d/A . En effet, une sous porteuse p de fréquence fp et d'argument nul au milieu du symbole, donnera après transformée de Fourier un signal Sp égal à : 1 N-1 / 2 27c ./-(p-f) sin irf Sp, -Le J27cfk-N -kp N k=0 N e N = Nsin P) ntf N où f = fp/A soit ( sin Ici (cot ,--- 1 j sin rcf _ - 19) ntf Si, j N N 7C(f - /9) N i \, i On pourra donc avant d'effectuer le calcul (2), corriger par une convolution les effets de la rotation sur les porteuses reçues. sin rcf Xk N L est le nombre K+L E Xp_f cotn&-P) j Exp_f 2 p=k-- 2 P= -Ï de porteuse voisines qui interviennent pour la convolution ; la correction sera d'autant plus précise que L est grand, mais demandera plus de calculs. Une telle correction peut être effectuée de façon logicielle par un bloc de correction BCC implémenté dans le dispositif DIS (figure 1). Comme il vient d'être décrit on peut effectuer l'estimation (2) des paramètres a et 0 sur une séquence de M symboles OFDM connus.

Cela étant, il est également possible d'utiliser des symboles non connus à l'avance, mais reconstitués à partir des informations binaires délivrées par le « démapeur » DMP, voire délivrées par le bloc correcteur d'erreur FEC (technique dite « decision-aided »).

Claims

REVENDICATIONS1. Procédé de traitement d'un signal analogique reçu d'un canal de transmission et modulé selon une modulation sur N porteuses, ledit signal reçu véhiculant une succession de symboles de taille N comportant chacun N coefficients complexes de modulation respectivement associés aux N porteuses, le procédé comportant au moins une transposition de fréquence (21) sur deux voies de traitement en quadrature de phase, une conversion analogique numérique (22) du signal transposé, et un traitement numérique du signal converti comportant un traitement de transformée de Fourier de taille N (25) précédé d'une correction de gain et de quadrature (23) utilisant un paramètre correctif de gain (a) et un paramètre correctif de phase (0) et d'une correction du décalage de phase (24) entre le signal reçu et le signal traité par la transformée de Fourier, et suivi par une estimation desdits paramètres correctifs de gain et de phase, ladite estimation (26) comprenant, pour au moins un coefficient de modulation reçu au sein d'au moins un symbole et associé à une première porteuse, un calcul (32) de l'erreur entre la valeur de ce coefficient de modulation reçu (Xp,o et une valeur probable du coefficient de modulation correspondant émis (Ap,i) pondérée par le coefficient correspondant (Hp) de la fonction de transfert du canal de transmission, et une corrélation (33) de cette erreur avec la valeur complexe conjuguée du coefficient de modulation symétrique (AN,p,i) émis pondérée par le coefficient correspondant (HN,p) de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase (y).
2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel ladite estimation (26) comprend, pour au moins plusieurs coefficients complexes de modulation reçus au sein d'au moins un symbole et respectivement associés à des premières porteuses, un calcul (32) des erreurs entre les valeurs de ces coefficient de modulation reçus et des valeurs probables des coefficients de modulation correspondant émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, et une corrélation (33) de ceserreurs avec les valeurs complexes conjuguées des coefficients de modulation symétriques respectifs émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase.
3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel ladite estimation comprend, pour au moins plusieurs coefficients complexes de modulation respectivement reçus au sein de plusieurs symboles et respectivement associés à des premières porteuses, un calcul (32) des erreurs entre les valeurs de ces coefficient de modulation reçus et des valeurs probables des coefficients de modulation correspondant émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, et une corrélation (33) de ces erreurs avec les valeurs complexes conjuguées des coefficients de modulation symétriques respectifs émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase.
4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel ladite valeur probable de chaque coefficient de modulation correspondant émis est une valeur préalablement connue.
5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel ledit traitement numérique du signal converti comprend postérieurement à la transformée de Fourier, un traitement de transformation (DMP) des symboles en informations binaires éventuellement suivi d'un traitement de correction d'erreur (FEC) et ladite valeur probable d'un coefficient de modulation émis est une valeur reconstituée à partir des informations binaires obtenues à partir du traitement de transformation appliqué au symbole contenant le coefficient de modulation correspondant reçu, après éventuellement application du traitement de correction.
6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant en outre préalablement au calcul de chaque erreur, une correction (40) de la valeur du coefficient de modulation reçu correspondant, utilisant une interpolation à partir des valeurs descoefficients de modulation reçus et associés aux porteuses voisines de la porteuse associée au coefficient de modulation en question.
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la modulation est une modulation OFDM.
8. Dispositif d'estimation d'un paramètre correctif de gain et d'un paramètre correctif de phase, lesdits paramètres étant utilisables dans un étage de correction de gain et de quadrature (MC1) pour corriger deux voies de traitement en quadrature d'un signal numérique transposé et issu d'un signal analogique reçu d'un canal de transmission et modulé selon une modulation sur N porteuses, ledit signal reçu véhiculant une succession de symboles de taille N comportant chacun N coefficients complexes de modulation respectivement associés aux N porteuses, le dispositif d'estimation comportant un module d'estimation (MEST) apte à être couplé à un module de transformée de Fourier de taille N (TFD) couplé en amont audit étage de correction de gain et de quadrature (MC1) et à un étage de correction (MC2) du décalage de phase (y/2) entre le signal reçu et le signal traité par le module de transformée de Fourier, le module d'estimation (MEST) étant configuré pour effectuer une estimation desdits paramètres correctifs de gain et de phase comprenant, pour au moins un coefficient de modulation reçu au sein d'au moins un symbole et associé à une première porteuse, un calcul de l'erreur entre la valeur de ce coefficient de modulation reçu et une valeur probable du coefficient de modulation correspondant émis pondérée par le coefficient correspondant de la fonction de transfert du canal de transmission, et une corrélation de cette erreur avec la valeur complexe conjuguée du coefficient de modulation symétrique émis pondérée par le coefficient correspondant de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase.
9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel le module d'estimation (MEST) est en outre configuré pour effectuer ladite estimation comprenant, pour au moins plusieurs coefficients complexes de modulation reçus au sein d'au moins un symbole et respectivement associés à des premières porteuses, un calcul deserreurs entre les valeurs de ces coefficient de modulation reçus et des valeurs probables des coefficients de modulation correspondant émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, et une corrélation de ces erreurs avec les valeurs complexes conjuguées des coefficients de modulation symétriques respectifs émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase.
10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le module d'estimation (MEST) est en outre configuré pour effectuer ladite estimation comprenant, pour au moins plusieurs coefficients complexes de modulation respectivement reçus au sein de plusieurs symboles et respectivement associés à des premières porteuses, un calcul des erreurs entre les valeurs de ces coefficient de modulation reçus et des valeurs probables des coefficients de modulation correspondant émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, et une corrélation de ces erreurs avec les valeurs complexes conjuguées des coefficients de modulation symétriques respectifs émis pondérées par les coefficients correspondants de la fonction de transfert du canal de transmission, compte tenu dudit décalage de phase.
11. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 10, dans lequel ladite valeur probable de chaque coefficient de modulation correspondant émis est une valeur préalablement connue.
12. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 10, dans lequel ladite valeur probable d'un coefficient de modulation émis est une valeur reconstituée à partir des informations binaires, éventuellement corrigées par un traitement de correction (FEC), et obtenues à partir d'un traitement de transformation (DMP) de symbole en information binaires appliqué au symbole contenant le coefficient de modulation correspondant reçu.
13. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 12, comprenant en outre un bloc de correction (BCC) configuré pour effectuer une correction de la valeur du coefficient de modulation reçucorrespondant, en utilisant une interpolation à partir des valeurs des coefficients de modulation reçus et associés aux porteuses voisines de la porteuse associée au coefficient de modulation en question, et délivrer ladite valeur corrigée au module d'estimation.
14. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 13, dans lequel la modulation est une modulation OFDM.
15. Chaîne de réception, comprenant une entrée (E) couplée à un canal de transmission et configurée pour recevoir un signal analogique modulé selon une modulation sur N porteuses, ledit signal reçu véhiculant une succession de symboles de taille N comportant chacun N coefficients complexes de modulation respectivement associés aux N porteuses, des moyens de transposition de fréquence (SYN) configurés pour effectuer au moins une transposition de fréquence sur deux voies de traitement en quadrature de phase, des moyens de conversion (CAN) configurés pour effectuer une conversion analogique numérique du signal transposé, et des moyens de traitement numérique couplés à la sortie des moyens de conversion et comportant un module de transformée de Fourier de taille N (DFD) couplé en amont à un étage de correction de gain et de quadrature (MC1) utilisant un paramètre correctif de gain (a) et un paramètre correctif de phase (0) et à un étage (MC2) de correction du décalage de phase (y) entre le signal reçu et le signal traité par le module de transformée de Fourier, et couplé en aval à un dispositif d'estimation (DIS) selon l'une des revendications 8 à 14.
16. Appareil, comprenant une chaîne de réception selon la revendication 15.