WO2006003291A1 - Procede de reduction du bruit de phase lors de la reception d'un signal ofdm, recepteur, programme et support - Google Patents

Procede de reduction du bruit de phase lors de la reception d'un signal ofdm, recepteur, programme et support Download PDF

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WO2006003291A1
WO2006003291A1 PCT/FR2005/001381 FR2005001381W WO2006003291A1 WO 2006003291 A1 WO2006003291 A1 WO 2006003291A1 FR 2005001381 W FR2005001381 W FR 2005001381W WO 2006003291 A1 WO2006003291 A1 WO 2006003291A1
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phase shift
phase
phase noise
receiver
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François Marx
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France Telecom
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to the field of telecommunications, that is to say to the field of data transmission and reception.
  • This field covers in particular the processes relating to the digital processing of an OFDM signal.
  • the received signal is translated from the carrier frequency to the base frequency before being sampled.
  • the translation is effected by a multiplication of the signal by a reference sinusoid at the same frequency as the carrier frequency, followed by a low-pass filtering.
  • Such a process requires the use of oscillators.
  • At high frequencies such as 5 GHz or 60 GHz, it is difficult or extremely difficult to achieve an accurate oscillator. This lack of precision is at the origin of what is called "phase noise" which has the effect of distorting the received signal.
  • phase noise which has the effect of distorting the received signal.
  • the distortion introduced can be broken down into two components: on the one hand a rotation of the constellation for all the sub-carriers and on the other hand an interference between sub-carriers.
  • the first relationship giving R 1n comprises two terms.
  • the first term corresponds to a constant rotation over the entire OFDM symbol:
  • R 1n X 1n - ⁇ exp (j ⁇ k ) which can be decomposed into X 1n + ⁇ j - ⁇ ⁇ k ⁇ X m
  • the problem to be solved by the invention is therefore to reduce the phase noise when receiving a signal by a receiver according to a more efficient method than the known techniques.
  • a solution to the technical problem that is posed, according to the present invention, in that said method, which estimates a signal phase shift due to phase noise, is such as to: refine this estimate by means of an algorithm iterative in which, at each iteration, the method estimates a value of the phase shift due to the phase noise and corrects the signal by performing a reverse rotation to that provided by the estimated phase shift due to the phase noise.
  • the invention further relates to a receiver for implementing a phase noise reduction method, according to the previous object, when receiving a signal.
  • the receiver includes:
  • means for estimating a value of the phase shift due to the phase noise adapted to refine this estimation by means of an iterative algorithm in which, at each iteration, the method estimates a value of the phase shift due to the noise of phase and corrects the signal by performing a reverse rotation to that provided by the estimated phase shift due to phase noise.
  • the invention further relates to a computer program product load directly into the internal memory of a receiver according to the previous object.
  • the computer program product comprises portions of software code for executing the steps of a method according to one of the objects of the invention, when the program is executed on the receiver.
  • the invention further relates to a support usable in a receiver according to an object of the invention and on which is recorded a computer program product according to an object of the invention.
  • Figure 1 is a flowchart of a phase noise reduction method according to the invention.
  • FIG. 2 is a flowchart of a particular implementation of a phase noise reduction method according to the invention.
  • FIG. 3 is a flowchart of a particular implementation of a phase noise reduction method according to the invention.
  • FIG. 4 is a diagram of a receiver implementing a phase noise reduction method according to the invention.
  • a method according to the invention for reducing the phase noise of a signal implemented by a receiver takes place as described below with respect to the flowchart of FIG. 1.
  • the receiver receives a signal r which is supposed to have been modulated during transmission.
  • the method 1 consists in estimating a value of the phase shift of the signal r due to the phase noise and in refining this estimation by means of an iterative algorithm.
  • the algorithm consists in estimating a value of the phase shift due to the phase noise and in correcting the received signal by performing an inverse rotation to that provided by the estimated phase shift due to the phase noise.
  • the iterative algorithm consists of a loop of p iterations.
  • the initial value of p is a parameter.
  • the method tests 4 the value of p at the end of each iteration. If this value is not zero, the method decrements a variable p and starts the processing steps of a new iteration. If this value is zero, the process leaves the loop of the iterative algorithm.
  • the transmission channel is assumed to be Gaussian and only an OFDM symbol is taken into account. The consideration of multiple paths would require considering the effect of the channel which would translate only by a multiplicative factor on the subcarriers.
  • the size of the FFT is taken equal to N which is usually a power of two for computing convenience.
  • the modulation is chosen of size M equal to sixty four for a 64-QAM.
  • the calculation of the phase noise takes into account 2 ⁇ L + 1 coefficients.
  • S denotes the data to be transmitted by the transmission channel. It is a vector of length N x log 2 (M).
  • X denotes the signal S modulated for example by a QAM modulator. It is a vector of length N.
  • x denotes the temporal signal, that is to say the inverse Fourier transform of X. It is a vector of length N. r designates the noisy signal by the transmission channel and by the phase noise.
  • R denotes the Fourier transform of r. It is a vector of length N.
  • ⁇ moy is the average of the phase noise. This is a real one.
  • r cpe designates the time signal corresponding to the corrected signal of the constant rotation corresponding to the phase noise. It is a vector of length N.
  • Cpe R denotes the Fourier transform of r cpe. It is a vector of length N.
  • S esl designates the signal demodulated for example by a QAM demodulator. It is a vector of length Nx log 2 (M).
  • X is the signal S is modulated for example by a QAM modulator. It is a vector of length N.
  • I esl denotes the estimated Fourier transform of the phase noise ⁇ . It is a vector of length 2 x L + 1. In the example described, L is chosen equal to three.
  • ⁇ is the estimate of the phase noise. It is a vector of length N.
  • r is denotes the corrected time signal of the value of ⁇ is . It is a vector of length N.
  • R is denotes the Fourier transform of the signal r esl . It is a vector of length N.
  • the method comprises a first 6 and a second 7 initialization steps.
  • the method estimates an average value Avg ⁇ of the phase shift due to the phase noise by calculating an estimate of the phase shift in the sense of least squares of the phase shift of the pilot symbols of the OFDM signal. This calculation is done by solving the following equation:
  • pilot symbols consist of information known and transmitted in the OFDM symbol in order to estimate the channel, synchronize, correct the RF imperfections.
  • the method corrects the received signal r by making it perform a reverse rotation to that provided by the average phase shift ⁇ Avg previously estimated.
  • a step 8 of demodulating the current signal R eSt to obtain a demodulated signal S is -
  • the current signal is such as it was calculated during the previous iteration.
  • the demodulation is performed for example by a QAM demodulator.
  • a step 9 for modulating the signal S is derived from the previous step to obtain a modulated signal X is - Modulation is performed for example by a QAM modulator.
  • a step 10 of determining the Fourier transform I is phase shift from the following equation:
  • the estimation of the phase shift consists in retaining only the low frequency terms, that is to say the
  • the number L is a parameter whose
  • value is for example three. It may take a lower value to limit the calculations but at the risk of introducing a loss of performance. However, an increase in the order of the filter does not necessarily lead to an improvement in performance. The order is chosen based on a compromise between the precision on the phase noise and the Gaussian noise sensitivity.
  • pinv designating the pseudo-inverse in the sense of least squares.
  • This step may use other alternative calculation techniques of a pseudo-inverse calculation. These are, for example, iterative methods such as a gradient method.
  • a step 12 of correction of the signal r cpe which consists of correcting it
  • phase shift ⁇ is previously calculated. This correction is reflected in the relationship
  • a step 13 of calculating the Fourier transform of the preceding signal according to
  • the loop output criterion may consist in comparing, during each iteration, the value of S 1151 with the value obtained during the previous iteration. The process leaves the loop when the result of the comparison is less than a threshold whose value is parameterizable.
  • the steps of determining the phase shift correction signal r cpe and calculating the Fourier transform of the corrected signal can be grouped into a single step corresponding to the following relationship:
  • the performances can be increased by using a channel decoder after the demodulation step
  • the channel decoder is used to get the bits
  • FIG. 4 is an illustration of an exemplary embodiment of a receiver implementing a work according to the invention.
  • the receiver 14 is part of a transmission chain which comprises a transmitter 15 and a transmission channel 16.
  • the receiver 14 comprises means 17 for initialization and means 18 for estimating a value of the phase shift of the signal due to the phase noise.
  • the initialization means 17 are adapted to estimate an average value
  • the estimating means 18 are adapted to refine the estimation by means of an iterative algorithm in which, at each iteration, the method estimates a value of the phase shift due to the phase noise and corrects the signal by rotating inversely to that brought by the estimated phase shift due to the phase noise.
  • the estimation means 18 comprise a demodulator and a modulator, for example of the QAM type. They further comprise a direct and inverse Fourier transform calculation module, a calculator.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Signal Processing (AREA)
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Abstract

La présente invention se rapporte à un procédé (1) de réduction du bruit de phase lors de la réception d'un signal r par un récepteur. Le procédé consiste à estimer une valeur du déphasage du signal r dû au bruit de phase et à affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif. A chaque itération, le procédé (1) estime (2) une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige (3) le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase.

Description

PROCEDE DE REDUCTION DU BRUIT DE PHASE LORS DE LA RECEPTION D'UN SIGNAL OFDM, RECEPTEUR, PROGRAMME ET
SUPPORT
La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications, c'est-à- dire au domaine de la transmission et de la réception de données. Ce domaine couvre en particulier les procédés relatifs au traitement numérique d'un signal OFDM.
Dans ce domaine, certaines recherches tentent de construire des modulations adaptées aux canaux de transmission radio. Différents travaux ont conduit à démontrer l'intérêt pour ce type de canaux de modulations multiporteuses et, en particulier, de l'OFDM (Orthogonal frequency Division Multiplexing). Ces canaux peuvent être utilisés par des systèmes très divers tels que des systèmes de télécommunication vers des mobiles, des WLAN du type 802.11 qui utilisent une modulation OFDM à 5GHz, ou des WLAN à 60 GHz. Pour l'ensemble des différents systèmes, la modulation n'est cependant pas limitée à l'OFDM. Dans les transmissions de type ADSL, VDSL, on rencontre par exemple la modulation DMT.
Dans un récepteur radio, le signal reçu est translaté de la fréquence porteuse à la fréquence de base avant d'être échantillonné. La translation s'effectue par une multiplication du signal par une sinusoïde de référence à la même fréquence que la fréquence porteuse, suivie d'un filtrage passe-bas. Un tel procédé nécessite l'utilisation d'oscillateurs. A des fréquences élevées comme 5 GHz voire 60 GHz, il est difficile voire extrêmement difficile de réaliser un oscillateur précis. Ce manque de précision est à l'origine de ce qui est appelé "bruit de phase" qui a pour conséquence de distordre le signal reçu. Pour un signal modulé OFDM, la distorsion introduite peut se décomposer en deux composantes : d'une part une rotation de la constellation pour toutes les sous-porteuses et d'autre part une interférence entre sous-porteuses.
Cette première composante est facilement éliminée car la rotation est la même pour toutes les sous porteuses. Certaines techniques d'élimination consistent à utiliser des symboles pilotes, c'est-à-dire des sous porteuses dont on connaît la valeur. L'article "Analysis of the effects of phase-noise in orthogonal frequency division multiplex (OFDM) Systems", de Robertson, P.; Kaiser, S.; Communications, 1995. ICC 95 Seattle, Gateway to Globalization, Pages: 1652-1657 vol.3 décrit une de ces techniques. Par contre, ce n'est pas le cas pour la seconde composante qui est plus difficile à éliminer. Deux articles récents proposent d'estimer le bruit de phase et de corriger le signal. Il s'agit de "Phase Noise Suppression in OFDM Including Intercarrier Interférence", D. Petrovic, W. Rave, and G. Fettweis, in Proc. International OFDM Workshop (InOWo), pages 219-224. Hamburg, Germany, 24.-25. September 2003 et de "A New Method of Phase Noise Compensation in OFDM", Gholami, M.R.; Nader- Esfahani, S.; Eftekhar, A.A. in ICC '03. IEEE International Conférence on , Volume: 5 , 2003.
Dans le cas particulier d'une modulation OFDM, la chaîne de transmission peut se décomposer de la manière suivante. a) un signal Sk b) un signal Xk qui est le résultat de la modulation de Sk , par exemple par un modulateur QAM (Quadrature Amplitude Modulation) c) un bloc de transformée de Fourier qui calcule l'inverse de la transformée de Fourier de Xk , xk = FFTinv(Xk) d) un bloc qui convertit le signal bande de base vers un signal radio à la fréquence de la porteuse, rp (?) = x(?) x exp [—j x 2 x π x fc x ?) e) un canal radio, gaussien par exemple, rpw (?) = rp (?) + w(?) f) un bloc qui convertit le signal r vers la bande de base φ(t) le bruit de phase
Figure imgf000004_0001
h) un bloc de démodulation pour obtenir Sestk à partir de Rk La sortie du démodulateur OFDM peut alors s'écrire :
Figure imgf000004_0002
En notant / la transformée de Fourier du bruit de phase et avec l'approximation exp(jφk ) = 1 + jφk , on obtient la relation :
Figure imgf000004_0003
La première relation donnant R1n comprend deux termes. Le premier terme correspond à une rotation constante sur tout le symbole OFDM : R1n = X1n — ∑ exp (jφk ) qui peut se décomposer en X1n + \ j — ∑ φk \Xm
« 1=0 \ M *=0 J Le second terme correspond à l'interférence entre sous porteuses
N-\ N-]
∑ ^π∑exP(M)exP -jx 2xπ—(n-m) n=0,n≠m k=0 V ^ J
Le second terme résulte du bruit de phase. Une estimation grossière telle que décrite dans l'article "Analysis of the effects of phase-noise in orthogonal frequency division multiplex (OFDM) Systems", de Robertson, P.; Kaiser, S.; Communications, 1995. ICC 95 Seattle, Gateway to Globalization, Pages: 1652-1657 vol.3 consiste à obtenir par l'intermédiaire des pilotes des sous porteuses la moyenne des φk , c'est-à- dire :
Y N-I
— ∑exp{φk)
Un estimateur au sens des moindres carrés de cette moyenne est donné par la relation suivante :
Figure imgf000005_0001
Le problème que se propose de résoudre l'invention est donc de réduire le bruit de phase lors de la réception d'un signal par un récepteur selon un procédé plus performant que les techniques connues.
Une solution au problème technique posé consiste, selon la présente invention, en ce que ledit procédé, qui estime une valeur du déphasage du signal dû au bruit de phase, est tel qu'il consiste : à affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé estime une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase.
En affinant l'estimation du déphasage, un procédé selon l'invention permet d'améliorer la qualité du signal reçu et donc de réduire le taux d'erreur binaire. Par conséquent le procédé permet avantageusement de diminuer les contraintes sur les performances des oscillateurs et par voie de conséquence d'en diminuer le prix. L'invention a en outre pour objet un récepteur pour la mise en œuvre d'un procédé de réduction du bruit de phase, selon l'objet précédent, lors de la réception d'un signal. Le récepteur comprend :
- des moyens d'estimation d'une valeur du déphasage du signal dû au bruit de phase, adaptés pour affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé estime une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase.
L'invention a en outre pour objet un produit programme d'ordinateur chargeable directement dans la mémoire interne d'un récepteur selon l'objet précédent.
Le produit programme d'ordinateur comprend des portions de code logiciel pour l'exécution des étapes d'un procédé selon un des objets de l'invention, lorsque le programme est exécuté sur le récepteur.
L'invention a en outre pour objet un support utilisable dans un récepteur selon un objet de l'invention et sur lequel est enregistré un produit programme d'ordinateur selon un objet de l'invention.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront lors de la description qui suit faite en regard de figures annexées données à titre d'exemples non limitatifs. La figure 1 est un organigramme d'un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention.
La figure 2 est un organigramme d'une mise en œuvre particulière d'un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention.
La figure 3 est un organigramme d'une mise en œuvre particulière d'un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention.
La figure 4 est un schéma d'un récepteur mettant un œuvre un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention.
Un procédé selon l'invention de réduction du bruit de phase d'un signal mis en œuvre par un récepteur se déroule de la façon suivante décrite en regard de l'organigramme de la figure 1.
Le récepteur reçoit un signal r qui est supposé avoir été modulé lors de l'émission. Le procédé 1 consiste à estimer une valeur du déphasage du signal r dû au bruit de phase et à affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif. L'algorithme consiste à estimer 2 une valeur du déphasage dû au bruit de phase et à corriger 3 le signal reçu en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase.
L'algorithme itératif consiste en une boucle de p itérations. La valeur initiale de p est un paramètre. Selon une mise en œuvre particulière, le procédé teste 4 la valeur de p à la fin de chaque itération. Si cette valeur n'est pas nulle, le procédé décrémente 5 de un la variable p et lance les étapes de traitements d'une nouvelle itération. Si cette valeur est nulle, le procédé sort de la boucle de l'algorithme itératif.
Selon une mise en œuvre particulière du procédé illustrée par les figures 2 et 3, le déroulement est le suivant.
Le canal de transmission est supposé gaussien et seul un symbole OFDM est pris en compte. La prise en compte de trajets multiples nécessiterait de considérer l'effet du canal ce qui se traduirait uniquement par un facteur multiplicatif sur les sous porteuses. La taille des FFT est prise égale à N qui est généralement une puissance de deux pour des commodités de calcul. La modulation est choisie de taille M égale à soixante quatre pour une 64-QAM. Le calcul du bruit de phase prend en compte 2χ L + l coefficients.
Les notations utilisées sont les suivantes :
S désigne les données à transmettre par le canal de transmission. Il s'agit d'un vecteur de longueur N x log2 (M) .
X désigne le signal S modulé par exemple par un modulateur QAM. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. x désigne le signal temporel, c'est-à-dire la transformée de Fourier inverse de X . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. r désigne le signal bruité par le canal de transmission et par le bruit de phase.
Il s'agit d'un vecteur de longueur N. φ désigne le bruit de phase. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Le bruit de phase étant petit, il est considéré dans l'ensemble de la demande que exp (jφ) = 1 + jφ
R désigne la transformée de Fourier de r . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. φmoy désigne la moyenne du bruit de phase. Il s'agit d'un réel. rcpe désigne le signal temporel qui correspond au signal r corrigé de la rotation constante correspondant au bruit de phase. Il s'agit d'un vecteur de longueur N.
Rcpe désigne la transformée de Fourier de rcpe . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Sesl désigne le signal démodulé par exemple par un démodulateur QAM. Il s'agit d'un vecteur de longueur Nx log2 (M) .
Xest désigne le signal Sest modulé par exemple par un modulateur QAM. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Iesl désigne la transformée de Fourier estimée du bruit de phase φ . Il s'agit d'un vecteur de longueur 2 x L + 1 . Dans l'exemple décrit, L est choisit égal à trois. φest désigne l'estimation du bruit de phase. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. rest désigne le signal temporel corrigé de la valeur de φest . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Rest désigne la transformée de Fourier du signal resl . Il s'agit d'un vecteur de longueur N.
Le procédé comprend une première 6 et une seconde 7 étapes d'initialisation. Au cours de la première étape 6 d'initialisation, le procédé estime une valeur moyenne Ψmoy du déphasage dû au bruit de phase en calculant une estimation du déphasage au sens des moindres carrées du déphasage des symboles pilotes du signal OFDM. Ce calcul est effectué en résolvant l'équation suivante :
Figure imgf000008_0001
II est rappelé que les symboles pilotes consistent en une information connue et transmise dans le symbole OFDM dans le but d'estimer le canal, synchroniser, corriger les imperfections RF.
Au cours de la seconde étape 7, le procédé corrige le signal r reçu en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le déphasage moyen Ψmoy précédemment estimé.
La correction s'exprime selon l'équation suivante : rcpe = rx exp(-jφmoy )
Le procédé calcule en outre la transformée de Fourier du signal rcpe corrigé et met sa valeur dans un signal courant ReSt, ce qui se traduit par l'équation suivante : R lvest = F * F * T x ( \r cpe ) j
Lors de chaque itération, les étapes de traitement sont les suivantes. Une étape 8 de démodulation du signal courant ReSt pour obtenir un signal démodulé Sest- Lors de la première itération le signal courant R^t est issue de la seconde étape d'initialisation, Rest = FFT '{rcpe} avec rcpe = rχ exp(-jφ ) . Lors de chaque itération suivante, le signal courant est tel qu'il a été calculé lors de l'itération précédente. La démodulation est effectuée par exemple par un démodulateur QAM.
Une étape 9 de modulation du signal Sest issue de l'étape précédente pour obtenir un signal modulé Xest- La modulation est effectuée par exemple par un modulateur QAM.
Une étape 10 de détermination de la transformée de Fourier Iest du déphasage à partir de l'équation suivante :
KΛm) = X eΛm) + J∑X eΛn)lesl(m-n) n=0
Le bruit de phase étant essentiellement basse fréquence, l'estimation du déphasage consiste à ne retenir que les termes basses fréquences, c'est-à-dire les
2 x L + 1 termes les plus importants de Iest . Le nombre L est un paramètre dont la
valeur est par exemple trois. Il peut prendre une valeur inférieure pour limiter les calculs mais au risque d'introduire une perte de performance. Toutefois, une augmentation de l'ordre du filtre ne conduit pas nécessairement à une amélioration des performances. L'ordre est choisi en fonction d'un compromis entre la précision sur le bruit de phase et la sensibilité au bruit gaussien.
Dans le cas particulier de L égal à trois, la relation précédente devient :
Figure imgf000009_0001
et les sept composantes de Iesl sont données par la relation matricielle suivante :
Figure imgf000010_0001
, pinv désignant la pseudo-inverse au sens des moindres carrés.
Cette étape peut faire appel à d'autres techniques de calcul alternatives d'un calcul de pseudo-inverse. Ce sont par exemple des méthodes itératives telle qu'une méthode de gradient.
Une étape 11 de détermination du déphasage dû au bruit de phase en calculant la transformée de Fourier inverse des 2χ £ + l termes précédents complétés par des zéros pour obtenir un vecteur de longueur Ν. Ce calcul est effectué selon l'équation suivante : ^ = rée/(FFr([4( (l),..Jeî, (Z + l),0(l),...,0(N-2xZ-l),4( (Z + 2),...,4/ (2xJL + l)]))
Une étape 12 de correction du signal rcpe qui consiste à le corriger du
déphasage en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le
déphasage φest précédemment calculé. Cette correction se traduit par la relation
suivante :
reSl = rcPe x ew(-J<p)
Une étape 13 de calcul de la transformée de Fourier du signal précédent selon
la relation suivante : Ral = FFT(resl)
Une étape d'incrémentation de l'indice d'itération qui se traduit par la relation
suivante : p = p - 1 Le signal Sesl calculé au cours de la dernière itération correspond au signal OFDM démodulé corrigé du déphasage calculé de manière itérative par le procédé.
Selon une variante, le critère de sortie de boucle peut consister à comparer lors de chaque itération la valeur de S1151 à la valeur obtenue au cours de l'itération précédente. Le procédé sort de la boucle lorsque le résultat de la comparaison est inférieur à un seuil dont la valeur est paramétrable.
Selon une mise en œuvre particulière du procédé, les étapes de détermination du déphasage, de correction du signal rcpe et de calcul de la transformée de Fourier du signal corrigé peuvent être regroupées en une seule étape qui correspond à la relation suivante :
Figure imgf000011_0001
Selon une autre mise en œuvre particulière du procédé, les performances peuvent être augmentées en utilisant un décodeur canal après l'étape de démodulation
qui fournit le signal Sesl . Le décodeur canal est utilisé pour obtenir les bits
d'information transmis, avec le moins d'erreur possible. Ces bits sont ensuite recodés
pour obtenir le signal noté S est qui est pris en entrée à l'étape suivante de modulation
en lieu et place du signal Sesl . La figure 4 donne une illustration d'un exemple de réalisation d'un récepteur mettant un œuvre un procédé selon l'invention. Le récepteur 14 fait partie d'une chaîne de transmission qui comprend un émetteur 15 et un canal de transmission 16. Le récepteur 14 comprend des moyens 17 d'initialisation et des moyens 18 d'estimation d'une valeur du déphasage du signal dû au bruit de phase.
Les moyens 17 d'initialisation sont adaptés pour estimer une valeur moyenne
φmoy du déphasage dû au bruit de phase en calculant une estimation du déphasage au
sens des moindres carrées du déphasage des symboles pilotes du signal, pour corriger le signal reçu en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le
déphasage moyen φmoy précédemment estimé, pour calculer la transformée de Fourier
du signal corrigé et pour mettre sa valeur dans un signal courant Rest . Ces moyens 17
peuvent être inclus dans un calculateur.
Les moyens 18 d'estimation sont adaptés pour affiner l'estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé estime une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase. Les moyens 18 d'estimation comprennent un démodulateur et un modulateur, par exemple du type QAM. Ils comprennent en outre un module de calcul de transformée de Fourier directe et inverse, un calculateur.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé (1) de réduction du bruit de phase lors de la réception d'un signal r par un récepteur (14) consistant à estimer une valeur du déphasage du signal r dû au bruit de phase, caractérisé en ce qu'il consiste à affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé (1) estime (2) une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige (3) le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase.
2. Procédé (1) de réduction du bruit de phase lors de la réception d'un signal r selon la revendication précédente, dans lequel chaque itération comprend les étapes qui consistent : à démoduler (8) le signal courant ReSt pour obtenir un signal démodulé Scst, à moduler (9) le signal précédent Sest pour obtenir un signal modulé Xcst, à déterminer (10) les N premiers termes de la transformée de Fourier Iest du déphasage φ dû au bruit de phase à partir de l'équation suivante :
- Rest (m) = Xest (m) + j∑Xest (n)lest(m -n) ,
- à déterminer (11) le déphasage dû au bruit de phase en calculant la transformée de Fourier inverse des N termes précédents, à corriger (12) le signal reçu et corrigé du déphasage moyen φmoy en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le déphasage précédemment calculé,
- à calculer (13) la transformée de Fourier du signal précédent et à mettre sa valeur dans le signal courant Re51.
3. Procédé (1) de réduction du bruit de phase lors de la réception d'un signal r selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le procédé (1) comprend une première étape (6) d'initialisation au cours de laquelle il estime une valeur moyenne φmoy du déphasage dû au bruit de phase en calculant une estimation du déphasage au sens des moindres carrées du déphasage des symboles pilotes du signal, dans lequel le procédé comprend une seconde étape (7) d'initialisation au cours de laquelle le procédé corrige le signal reçu en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le déphasage moyen φmoy précédemment estimé et dans lequel le procédé consiste à calculer la transformée de Fourier du signal corrigé et à mettre sa valeur dans un signal courant ReSt-
4. Récepteur (14) pour la mise en œuvre d'un procédé (1) de réduction du bruit de phase lors de la réception d'un signal r selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend : - des moyens (18) d'estimation d'une valeur du déphasage du signal dû au bruit de phase, adaptés pour affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé estime une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase.
5. Récepteur (14) selon la revendication précédente dans lequel les moyens (18) d'estimation sont adaptés pour, de manière itérative : démoduler (8) le signal courant ReSt pour obtenir un signal démodulé Scst,
- moduler (9) le signal précédent Sest pour obtenir un signal modulé Xest, - déterminer (10) les N premiers termes de la transformée de Fourier Iest du déphasage φ dû au bruit de phase à partir de l'équation suivante :
- Rest {m) = Xesl (m) + j!∑Xesl (n)le5l(m - n) , déterminer (11) le déphasage dû au bruit de phase en calculant la transformée de Fourier inverse des N termes précédents, - corriger (12) le signal reçu et corrigé du déphasage moyen φmoy en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le déphasage précédemment calculé, calculer (13) la transformée de Fourier du signal précédent et mettre sa valeur dans le signal courant R651.
6. Récepteur (14) selon l'une des revendications précédentes dans lequel le récepteur (14) comprend en outre : des moyens (17) d'initialisation d'un signal courant adaptés pour estimer une valeur moyenne φmoy du déphasage dû au bruit de phase en calculant une estimation du déphasage au sens des moindres carrées du déphasage des symboles pilotes du signal, pour corriger le signal reçu en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le déphasage moyen φmoy précédemment estimé, pour calculer la transformée de Fourier du signal corrigé et pour mettre sa valeur dans un signal courant ReSt.
7. Un produit programme d'ordinateur chargeable directement dans la mémoire interne d'un récepteur (14) selon l'une des revendications 4 à 6, comprenant des portions de code logiciel pour l'exécution des étapes d'un procédé (1) selon l'une des revendications 1 à 3, lorsque le programme est exécuté sur le récepteur (14).
8. Support utilisable dans un récepteur (14) selon l'une des revendications 4 à 6 et sur lequel est enregistré un produit programme d'ordinateur chargeable directement dans la mémoire interne du récepteur (14), comprenant des portions de code logiciel pour l'exécution des étapes d'un procédé (1) selon l'une des revendications 1 à 3, lorsque le programme est exécuté sur le récepteur (14).
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