EP4208989A1 - Procédé de télécommunication avec constellation polaire déphasée pour diminution du papr et dispositifs correspondant - Google Patents

Procédé de télécommunication avec constellation polaire déphasée pour diminution du papr et dispositifs correspondant

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Publication number
EP4208989A1
EP4208989A1 EP21778170.7A EP21778170A EP4208989A1 EP 4208989 A1 EP4208989 A1 EP 4208989A1 EP 21778170 A EP21778170 A EP 21778170A EP 4208989 A1 EP4208989 A1 EP 4208989A1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
constellation
papr
polar
points
phase
Prior art date
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Pending
Application number
EP21778170.7A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Bruno Jahan
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
Orange SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Orange SA filed Critical Orange SA
Publication of EP4208989A1 publication Critical patent/EP4208989A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H04L27/2621—Reduction thereof using phase offsets between subcarriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3411—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power reducing the peak to average power ratio or the mean power of the constellation; Arrangements for increasing the shape gain of a signal set

Definitions

  • TITLE Telecommunication method with phase-shifted polar constellation for PAPR reduction and corresponding devices
  • the present invention relates to the field of telecommunications. Within this field, the invention relates more particularly to digital communications with transmission of a radio signal (6G, 5G, WiFi, etc.) whose PAPR is controlled.
  • a radio signal (6G, 5G, WiFi, etc.) whose PAPR is controlled.
  • Digital communications refers to digital transmission chains that use well-known signal processing modules as shown in Figure 1.
  • a typical chain is shown schematically in Figure 1.
  • This chain retrieves Bit input data from a binary source such that the binary data is representative for example of an audio signal (voice), of a multimedia signal (television stream, Internet stream), etc.
  • the input data is encoded by a COD error-correcting encoder (e.g. Turbo Code, LDPC, Polar code).
  • An ENT interleaver interleaves the encoded data.
  • a MAP signal binary encoder converts a binary data packet, such as a codeword, to a point in a constellation (BPSK, QPSK, mQAM, etc.).
  • This encoder is also called a mapper and it is equivalently said that the mapper maps the input data to the points of the constellation.
  • the output of this mapper consists of the symbols of the constellation according to the mapping of the input data or equivalently we speak of the mapped data to denote the output data.
  • mQAM Quadrature Amplitude Modulation according to the English terminology
  • Figure 2 shows typical 16QAM modulation.
  • the binary signal coder makes it possible to project, or also map, the binary data coming from the channel coder (error-correcting coder) on a two-axis plane following a given constellation. Each point in the constellation thus carries a packet made up of one or more bits. For example, for mapping on BPSK, QPSK or mQAM constellations, the number of bits that can be mapped on a given constellation point is as follows:
  • the mapped data is modulated by a multi-carrier MOD modulator to generate multi-carrier symbols.
  • the output of the modulator feeds a power amplifier in the transmitter to transmit a radio signal.
  • OFDM modulation Orthogonal Frequency-division Multiplexing according to the English terminology
  • DAB Downlink Control
  • DVBT Downlink Control
  • ADSL Advanced Driver Assistance Systems
  • 4G 5G
  • 5G 5G
  • the intrinsic qualities of this OFDM modulation ensured its success in the aforementioned standards.
  • these qualities we can cite that linked to a less spread spectrum than that of a single-carrier modulation, that linked to the resistance to time-dispersive channels and that linked to the reception which can be done with a simple equalization with a coefficient per carrier (ie ZF treatment for Zero Forcing according to the Anglo-Saxon terminology).
  • FIG. 3 illustrates the output of a modulator implementing OFDM modulation.
  • Such an OFDM modulator is often realized by means of an inverse Fourier transform (IFFT).
  • IFFT inverse Fourier transform
  • the different carriers of an OFDM symbol are modulated with the points of the constellation on which the data packets have been mapped.
  • the frequency interval between carriers is 1 /t s with t s the duration of an OFDM symbol.
  • a guard interval of duration A is inserted between two successive symb OFDM symbols.
  • This guard interval makes it possible to absorb the echoes caused by the multiple reflections during radio transmissions by the channel which is generally the air.
  • This interval can be used to perform a first so-called coarse time synchronization of the system (between a transmitter and a receiver). It can thus allow reception to position the FFT window before demodulating the radio signal received.
  • the implementation of the FFT on reception makes it possible to perform the inverse processing of the IFFT implemented on transmission, ie makes it possible to
  • OFDM modulation (like all multi-carrier modulations) generates peaks due to its construction which can be significant and detrimental to the correct operation of the transmitter power amplifiers. These peaks define the crest factor or PAPR (Peak to Average Power Ratio) of the signal.
  • PAPR Peak to Average Power Ratio
  • the PAPR is the maximum value of the multi-carrier temporal signal x(t) squared on the average power of the signal:
  • Figure 4 illustrates the PAPR of a temporal signal resulting from an OFDM modulation composed of 2048 carriers modulated with the points of a 16-QAM modulation.
  • the average PAPR of this signal is around 9.2 dB.
  • PTS Partial Transmit Sequence
  • the subject of the invention is a telecommunication method with transmission of a multi-carrier symbol constructed from the points of a polar constellation modulated by blocks with control of at least one phase rotation vector of one of these blocks. modulated dots to decrease a PAPR of the transmitted multi-carrier symbol.
  • a polar constellation according to the invention comprises a set of M points whose coordinates expressed in polar form said polar coordinates with reference to a two-axis representation are determined such that p, p > 0 real number being the step in amplitude of the constellation.
  • the introduction of a phase rotation or phase shift on one or more of the points mapped on the carriers by means of the rotation vector to reduce the PAPR of the multi-carrier symbol is done according to the method without any transmission of information to the receiver on this phase shift. And despite this absence of transmitted information, the receiver can advantageously determine without ambiguity the received points of the constellation. Indeed, the polar constellation makes it possible to absorb up to a certain phase shift value determined by the number of points of the constellation on the same circle.
  • a telecommunication method according to the invention makes it possible to address different constraints with respect to phase variations by defining phase values for different points. This method is therefore very flexible and adaptable as a function of the phase constraints.
  • the constellation used also makes it possible to increase the resilience of the system with respect to phase variations caused by the imperfections of the oscillators, in particular for high frequencies beyond 6 GHz.
  • a telecommunication method makes it possible to address various constraints with respect to variations in amplitude (noise) by modifying the value of the step which can be parameterized. This method is therefore very flexible and adaptable as a function of the noise constraints.
  • a telecommunication method comprises: mapping by a mapper of input data on points of a constellation which comprises a set of M points whose coordinates expressed in polar form 0, ...
  • M — 1 are determined such that real number being the amplitude step of the so-called polar constellation, block modulation by K modulators of the points of the constellation distributed at the input of the K modulators to generate K symbols, K ⁇ 2, the st addition by an adder of the K symbols to obtain a multi-carrier symbol and determination of a PAPR of the multi-carrier symbol called initial PAPR, phase rotation by a phase shifter of at least one of the K symbols by an angle 0 of rotation to generate K so-called phase-shifted symbols,
  • the modulation is implemented by an inverse Fourier transform.
  • the inverse Fourier transform makes it possible to efficiently and simply perform the transformation from a frequency domain to a time domain and to obtain an OFDM symbol.
  • the phase rotation, the 2nd addition, the comparison are performed iteratively for several different phase rotation vectors.
  • This mode makes it possible to use large modulation orders to meet the increasing demand for bit rate even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation of up to four by limiting the number of points on the same circle.
  • This embodiment is particularly advantageous because the symbols obtained can be demodulated by a conventional demodulator, they are compatible with demodulators adapted to conventional 16-QAM modulation according to which the four points of a quadrant are distributed according to a square. According to one embodiment, for each quadrant
  • the polar constellation according to this mode is defined by quadrant and replicated between the different quadrants with the particularity that the phase of the points is the same within a quadrant.
  • This mode makes it possible to use average modulation orders to meet the increasing demand for bit rate even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation that can go up to n/2 by limiting the number of points on the same circle of four.
  • a constellation comprising a set of M points whose coordinates expressed in polar form are determined such that real number being the step in amplitude of the so-called polar constellation, the process is such that the two axes delimit quadrants and that the polar coordinates are determined by set of two quadrants:
  • This mode makes it possible to use large modulation orders to meet the increasing demand for bit rate even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation that can go up to ⁇ by limiting the number of points on a same circle for two.
  • the polar constellation according to this mode is defined by block of two quadrants and replicated between these two blocks with the particularity that the phase of the points is the same within a block.
  • a constellation comprising a set of M points whose coordinates expressed in polar form are determined such that real number being the step in amplitude of the so-called polar constellation, the method is such that the polar coordinates are further determined such that a non-zero real.
  • This mode uses so-called spiral constellations defined on all the quadrants ie that is, the four quadrants are considered as a whole.
  • This embodiment of the method makes it possible to introduce a phase variation which can go as far as at any point of the constellation. Although no transmission of phase rotation information to the receiver takes place according to the method, the receiver can unambiguously determine the constellation points received since the constellation makes it possible to absorb any phase rotation up to
  • Such a mode is particularly suitable for systems confronted with a lot of phase noise, which is the case when the communications take place in the TeraHz band. Indeed, the oscillators present a lot of phase noise at these frequencies.
  • the spiral constellations make it possible to obtain both good immunity to noise and good immunity to phase variations and are therefore particularly advantageous for communications in the TeraHz domain.
  • This mode has as good a robustness to phase variations as a mode in which all the constellation points have the same phase but in addition it advantageously increases the minimum Euclidean distance of the constellation points.
  • a constellation comprising a set of M points whose coordinates expressed in polar form are determined such that real number being the step in amplitude of the so-called polar constellation, the process is such that
  • the polar constellation according to this mode includes points all having the same phase with a constant amplitude step between two neighboring steps.
  • This type of polar constellation has a high immunity to phase variations i.e. up to 2 ⁇ but a relatively low immunity to noise.
  • the invention further relates to a reception method comprising: the reception of a radio signal representative of multi-carrier symbols, the demodulation by a demodulator (DEMOD) of the multi-carrier symbols to estimate points of a constellation, the demapping by a demapper (DEMAP) of the points of the constellation to estimate data mapped on these constellation points, the constellation comprising a set of M points whose coordinates expressed in polar form said polar coordinates with reference to a two-axis representation are determined such that real number the step in amplitude of the constellation.
  • DEMOD demodulator
  • DEMAP dema demapper
  • the invention further relates to telecommunications equipment which comprises: a mapper for mapping input data onto points of a constellation, the constellation comprising a set of M points whose coordinates expressed in polar form said polar coordinates by reference to a two-axis representation delimiting four quadrants are determined such that real number being the step in amplitude of the constellation, K modulators to modulate points of the constellation by blocks and generate K symbols, K ⁇ 2, a 1st complex adder of the K symbols to obtain a multi-carrier symbol, a computer to calculate a PAPR of the multi-carrier symbol called initial PAPR, a phase shifter of at least one of the K symbols of a phase rotation vector to generate K so-called phase-shifted symbols, a 2nd complex adder of the K phase-shifted symbols to obtain a new multi-carrier symbol, a computer to compare the initial PAPR and a PAPR of the new multi-carrier symbol, the smaller PAPR becomes the initial PAPR, a transmitter to transmit the multi-carrier symbol of smaller PAPR.
  • the invention further relates to telecommunications equipment which comprises: a receiver for receiving a radio signal representative of multi-carrier symbols, a demodulator for demodulating the multi-carrier symbols and estimating points of a constellation, the constellation comprising a set of M points whose coordinates expressed in polar form called polar coordinates by reference to a representation with two axes delimiting four quadrants are determined such that real number being the step in amplitude of the constellation, a demapper for demapping the constellation points and estimating data mapped to these constellation points.
  • the proposed invention thus makes it possible to achieve several objectives: controlling the PAPR by performing a block modulation of the points of the polar constellation followed by a phase rotation on one or more of these modulated blocks, increasing the resilience of the system vis-à-vis with respect to phase variations caused by imperfections in oscillators for high frequencies above 6 GHz, improve the intrinsic quality for so-called low-cost systems, improve the robustness of modulators and demodulators with respect to Doppler which is caused essentially by the movement of the receiver/terminal.
  • FIG 1 is a diagram illustrating a transmission baseband processing chain according to the prior art
  • Figure 2 is a representation of a typical 16QAM constellation
  • FIG 3 is a classic time-frequency representation of OFDM symbols
  • Figure 4 is a time representation of an OFDM signal from a classic baseband transmit chain with a modulator OFDM for which only 10% of the carriers are used
  • Figure 5 is a representation along a real axis X(I) and along an imaginary axis Y(Q) of a first configuration of a polar constellation involved in a method according to the invention
  • Figure 6 is an illustration of an example of the phase variation that can impact the points of the modulation shown in Figure 5,
  • Figure 7 is a representation along a real axis X(I) and along an imaginary axis Y(Q) of a second configuration of a polar constellation involved in a method according to invention
  • Figure 8 schematically represents the maximum phase variation that can impact the points of the modulation illustrated in Figure 7,
  • FIG 9 is a block diagram illustrating the implementation of a method according to the invention by a corresponding device
  • Figure 10 represents the curve of the CCDF values obtained without the reduction method according to the invention and the curve of the CCDF values obtained with the reduction method according to the invention with a block of 120 carriers,
  • Figure 11 represents the curve of the CCDF values obtained without the reduction method according to the invention and the curve of the CCDF values obtained with the reduction method according to the invention with a block of 12 carriers,
  • Figure 12 is a diagram of the simplified structure of equipment according to the invention capable of implementing a telecommunications method according to the invention
  • FIG 13 is a diagram of the simplified structure of equipment according to the invention capable of implementing a reception method according to the invention.
  • the general principle of the invention is based on the mapping of input data on a polar constellation whose M points are distributed over concentric circles with a constant pitch p between the circles associated with a multi-carrier modulation by blocks of the points of the constellation and a controlled phase rotation of the blocks before addition to form a multi-carrier symbol.
  • the modulation comprises N IFFT subcarriers. It is performed per block by K modulators of NIFFT sub-carriers. Each output of a modulator or block can be phase shifted with a phase rotation vector before the blocks are added together.
  • the PAPR of the multi-carrier symbol resulting from a complex addition after phase rotation of a symbol resulting from a block is compared with the PAPR of a multi-carrier symbol obtained with a different phase rotation. The comparison can be repeated for different phase rotation values. Only the weakest PAPR symbol is selected and transmitted.
  • the step p is a non-zero positive real number.
  • the points of the constellation are therefore distributed over at least two distinct circles.
  • the M points have coordinates expressed in polar form called polar coordinates by reference to a representation with two axes delimiting four quadrants, with the constraint that is the amplitude of a point, is the phase of that point.
  • M is the order of the modulation.
  • the constellation has the particularity that there is at most one point on each circle per quadrant considered for the expression in polar form of the constellation.
  • the constellation is determined on a quadrant of size 2 ⁇ , i.e. the quadrant [0 — 2 ⁇ [ then there is at most one point per circle.
  • the constellation is determined by quadrant of size ⁇ , i.e. for the quadrants then there is at most one point per semi-circle.
  • the constellation is determined by quadrant of size n/2, i.e. for the quadrants then there is at most one point per quarter circle.
  • the normalization factor “F” depends on the pitch between the points of the constellation and the modulation order M. Under these conditions, it is given by the expression:
  • the normalization operation is an operation well known to those skilled in the art, so it is not further described.
  • FIG. 5 represents a first configuration of a polar constellation used according to the invention, called a spiral.
  • Each point has the coordinates: and a phase with a determined pitch between two successive points ie on two successive circles, for example a constant pitch of So, unlike at configurations not shown, the phase is not constant but varies between points successive.
  • This first configuration is particularly advantageous with respect to phase variations because the demodulation in reception can be performed on only an amplitude detection of the constellation points received. Any phase variation during transmission between the transmitter and the receiver does not affect the demodulation.
  • the following table is a possible example of mapping of the input binary data to the points of a polar constellation according to the first configuration illustrated by FIG. 5, respecting Gray coding.
  • the phase is a multiple of
  • FIG. 6 illustrates the result of a frequency deviation between the transmitter and the receiver with the constellation defined above over several consecutive OFDM symbols.
  • FIG. 6 illustrates an example of the phase variation that can impact the points of the so-called spiral modulation, illustrated by FIG. 5, which remains acceptable for obtaining correct demodulation.
  • This "spiral" structure makes it possible to resist strong phase variations between the transmitter and the receiver of the system.
  • This embodiment is particularly suitable for systems operating in TeraHertz for which there is a very significant phase noise due to inefficient oscillators.
  • FIG. 7 represents a second configuration of a polar constellation used according to the invention.
  • This second mode is robust against additive Gaussian white noise because the minimum distance between the emitted points is large.
  • the phase is a multiple of and more particularly This second embodiment as illustrated is very advantageous because it is compatible with many existing OFDM demodulators capable of demodulating an OFDM/16QAM modulation. Indeed, for each quadrant, the points are close to those of a classic 16QAM constellation as represented in figure 2.
  • FIG. 8 represents the maximum of the phase variation that can impact the points of the modulation illustrated by FIG. 7, during transmission which remains compatible with obtaining correct demodulation in reception.
  • the receiver can demodulate the received modulation points despite the phase variation between the transmitter and the receiver and this without ambiguity.
  • FIG. 9 illustrates the implementation of an embodiment of a method according to the invention by a corresponding device.
  • a MAP symbol binary encoder converts (maps) an input binary data packet, for example a binary code word of data from a multimedia communication, into a complex point of a constellation according to a conventional technique known from the skilled in the art.
  • the constellation is a polar constellation.
  • K is configurable.
  • the distribution of the constellation points at the input of the K modulators is such that each is modulated by a different subcarrier from the equivalent modulator of N IFFT subcarriers.
  • the controller Ct PAPR is supplied at input by each of the N outputs of the K modulators as well as by the N samples Ref ofdm[n] of the multi-carrier symbol Ref ofdm .
  • the controller Ct PAPR determines at least one phase rotation vector 0[i], 0 p], 0 [3] and applies it to at least one of the symbols coming from the K modulators.
  • the different phase rotation vectors may have different values or some or all of them may be the same.
  • the Ct PAPR controller compares the PAPR of the multi-carrier symbol x ofdm_ i result of the complex addition by a 2 nd adder ADD[ ⁇ of the samples n of the symbols after rotation of at least one of the input symbols of the adder with the PAPR of the current reference Xofdm_aux-
  • the output multicarrier symbol x ofdm is that of the two input multicarrier symbols which has the lowest PAPR. This lowest PAPR multi-carrier symbol x ofdm becomes the new current reference multi-carrier symbol x ofdm aux .
  • the comparison can be repeated for different phase rotation vectors according to an iterative process with L iterations, L being parameterizable. At the end of the iterations, only the weakest PAPR multi-carrier symbol is transmitted.
  • phase rotation applied to a point of the constellation by means of the phase rotation vector is limited by the value 0 max which can be parameterized.
  • each modulator implements an inverse Fourier transform.
  • the multi-carrier symbols obtained are called OFDM symbols.
  • n of the temporal signal resulting from an IFFT block implemented with an inverse Fourier transformation is noted: with k the index of the block the total number of IFFT blocks and n the temporal index the size of the inverse Fourier transform IFFT.
  • the reference OFDM symbol is written for each time index “n”:
  • the method evaluates the PAPR of the reference OFDM symbol Ref 0 f dm called initial PAPR.
  • the method performs a scrambling with a constellation point scrambler.
  • This mixing occurs in the frequency domain after the mapping by the MAP mapper and before the modulation by the K modulators.
  • This mixing makes it possible to reduce the PAPR which is, by construction of a polar constellation, greater than that obtained with a QAM constellation.
  • the shuffler can be a sequence of shift registers initialized to 1 implementing the sequence p(n) which follows the following law with X the registers.
  • the shuffling function applied to the data injected into the register input is:
  • CCDF Complementary Cumulative Distribution Function
  • the second (2) is used to illustrate the PAPR reduction performance obtained according to the invention.
  • the performances are evaluated with a transmission device configured with a 2048-point FFT with 1200 useful carriers, the other carriers are thousand.
  • Reception uses a 1504-bit, 8-iteration duo-binary turbo-code decoder for decoding.
  • FIG. 10 represents the curve of the CCDF values obtained without the reduction method according to the invention and the curve of the CCDF values obtained with the reduction method according to the invention.
  • FIG. 11 represents the curve of the CCDF values obtained without the reduction method according to the invention and the curve of the CCDF values obtained with the reduction method according to the invention.
  • the reduction method according to the invention is implemented with a block of 12 carriers, with reference to the block of 4G-LTE (Resource Block).
  • FIG. 12 The simplified structure of an embodiment of equipment according to the invention capable of implementing a telecommunication method according to the invention is illustrated by FIG. 12.
  • This equipment DEV E can just as well be a base station than a mobile terminal.
  • the equipment DEV E comprises a microprocessor pP whose operation is controlled by the execution of a program Pg whose instructions allow the implementation of a telecommunications method according to the invention.
  • Equipment DEV E further comprises a mapper MAP, an OFDM type modulator MOD, a controller of the PAPR Ct-PAPR, a transmitter EM, a memory Mem including a buffer memory.
  • the OFDM-type modulator MOD is conventionally produced by implementing several inverse Fourier transforms IFFT as illustrated by the diagram in FIG. 9.
  • the code instructions of the program Pg are for example loaded into the buffer memory Mem before being executed by the processor pP.
  • the microprocessor pP controls the various components: mapper MAP, K modulators MOD 1 , MOD 2 , MOD 3 , controller of the PAPR Ct-PAPR, transmitter EM.
  • the parameter setting of the equipment includes at least the order of the modulation, the step p of the constellation as well as the value of a 0 , the number of iterations L, the maximum angle of rotation the number K of blocks (IFFT).
  • the order of the modulation determines the number of M points.
  • the microprocessor pP determines the polar coordinates of the points of the constellation: controls the different components so that, for an input data packet DATA:
  • the PAPR controller Ct-PAPR determines the angles of rotation to be applied to the output symbols of the K modulators (K blocks of index k) to obtain the OFDM symbol to be transmitted having the lowest PAPR by comparison with the Ref which is updated at each new angle of rotation determined with the OFDM symbol obtained with the lowest PAPR, the transmitter EM transmits a radio signal representative of the OFDM symbol with the lowest PAPR.
  • FIG. 13 The simplified structure of an embodiment of equipment according to the invention capable of implementing a reception method according to the invention is illustrated by FIG. 13.
  • This equipment DEV R can just as well be a base station than a mobile terminal.
  • the equipment DEV R comprises a microprocessor pP whose operation is controlled by the execution of a program Pg whose instructions allow the implementation of a reception method according to the invention.
  • the equipment DEV R also comprises a demapper DEMAP, an OFDM type DEMOD demodulator, a receiver RE, a memory Mem comprising a buffer memory.
  • the code instructions of the program Pg are for example loaded into the buffer memory Mem before being executed by the processor pP.
  • the pP microprocessor controls the various components: DEMAP demapper, DEMOD demodulator, RE receiver.
  • the DEMOD demodulator implements a two-step demodulation to combat a relative weakness of a polar constellation with Gaussian additive white noise. In a first step, the DEMOD demodulator evaluates the common phase error for a received OFDM symbol and corrects the OFDM symbol accordingly. In a second step, the DEMOD demodulator demodulates the constellation points in a conventional way by means of a calculation of LLR (Log-Likelihood Ratio) as for a QAM constellation. Conventionally, the demodulator implements a Fourier transform FFT. The DEMAP demapper performs the reverse operation of the MAP mapper.
  • LLR Log-Likelihood Ratio
  • the parameter setting of the equipment comprises at least the order of the modulation, the constellation pitch as well as the value of a 0 .
  • the order of the modulation determines the number of points M.
  • the microprocessor pP determines the polar coordinates of the points of the constellation: controls the different components so that:
  • the receiver RE receives the radio signal representative of the OFDM symbols
  • the DEMOD demodulator demodulates the successive OFDM symbols to estimate the points of the constellation mapped on the different carriers
  • the MAP demapper demaps the constellation points to estimate the DATA data.
  • the equipment DEV R which receives the radio signal transmitted according to one embodiment of a method according to the invention can demodulate the points of the constellation received by estimating the amplitude of the point received is the Gaussian additive white noise projected onto channels X and Y.
  • the DEV R equipment can therefore, from the amplitude, determine the point received with an uncertainty on its position if several quadrants were considered at the emission to define the constellation.
  • the equipment DEV R can estimate the phase error by comparing the estimated points projected on the axes X(I) and Y(Q) with the points transmitted.
  • the common phase error comes mainly from the variations of the oscillators and/or the Doppler:
  • the DEV R equipment can have an improvement in the phase error estimate and thus reduce the influence of white noise on the estimation of the emitted point: with L the number of OFDM carriers used to estimate the phase variations.
  • the DEV R equipment can correct all the constellation points modulating an OFDM symbol. This correction can be done both in the frequency domain i.e. after the IFFT demodulation and in the time domain i.e. before the IFFT demodulation. By performing the correction in the time domain, this makes it possible to reduce the interference between carriers which results from the phase rotation.
  • the determination of the phase error makes it possible to reduce the demodulation error.
  • the correction power on reception is directly linked to the structure of the polar constellations, for example for the polar constellation limited to one quadrant the maximum phase rotation is and for the spiral constellation the limit is ⁇ n.
  • the advantage of limiting the phase rotation to reduce the PAPR also makes it possible to continue to evaluate the phase variations caused by the Doppler or by the phase noise of the oscillators.
  • the invention also applies to one or more computer programs, in particular a computer program on or in an information medium, adapted to implement the invention.
  • This program may use any programming language, and be in the form of source code, object code, or intermediate code between source code and object code such as in partially compiled form, or in any other form desirable for implementing a method according to the invention.
  • the information carrier can be any entity or device capable of storing the program.
  • the medium may comprise a storage means, such as a ROM, for for example a CD ROM or a microelectronic circuit ROM, or else a magnetic recording means, for example a USB key or a hard disk.
  • the information medium can be a transmissible medium such as an electrical or optical signal, which can be conveyed via an electrical or optical cable, by radio or by other means.
  • the program according to the invention can in particular be downloaded from an Internet-type network.
  • the information carrier may be an integrated circuit in which the program is incorporated, the circuit being adapted to execute or to be used in the execution of the method in question.

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Abstract

Procédé de télécommunication avec constellation polaire déphasée pour diminution du PAPR et dispositifs correspondant L'invention concerne un procédé de télécommunication avec transmission d'un symbole multi porteuses (Xofdm ) construit à partir des points d'une constellation polaire modulés par blocs (IFFT) avec un contrôle (Ct_PAPR) d'au moins un vecteur de rotation de phase d'un de ces blocs de points modulés pour diminuer un PAPR du symbole multi porteuses transmis.

Description

DESCRIPTION
TITRE : Procédé de télécommunication avec constellation polaire déphasée pour diminution du PAPR et dispositifs correspondant
Domaine de l’invention
La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications. Au sein de ce domaine, l'invention se rapporte plus particulièrement aux communications numériques avec émission d’un signal radio (6G, 5G, WiFi, etc.) dont le PAPR est maîtrisé.
Elle s’applique notamment aux points d’accès et aux dispositifs portables de télécommunication compatibles de standards (6G, etc.) pour lesquels la bande fréquentielle de transmission s’étend au- delà du Giga Hertz.
Art antérieur
Les communications numériques font référence à des chaînes de transmission numérique qui utilisent des modules de traitement du signal bien connus tels qu’illustrés par la figure 1. Une chaîne classique est schématisée par la figure 1. Cette chaîne récupère des données d’entrée Bit provenant d’une source binaire telle que les données binaires soient représentatives par exemple d’un signal audio (voix), d’un signal multi média (flux de télévision, flux Internet), etc. Les données d’entrée sont codées par un codeur correcteur d’erreur COD (par exemple Turbo Code, LDPC, code polaire (Polar code)). Un entrelaceur ENT entrelace les données codées. Un codeur binaire à signal MAP convertit un paquet de données binaires, par exemple un mot de code, en un point d’une constellation (BPSK, QPSK, mQAM, etc.). Ce codeur est aussi dit mappeur et il est dit de manière équivalente que le mappeur mappe les données d’entrées sur les points de la constellation. La sortie de ce mappeur est constituée des symboles de la constellation selon le mappage des données d’entrée ou de manière équivalente on parle des données mappées pour désigner les données de sortie. Il est à noter que le m de l’expression mQAM (Quadrature Amplitude Modulation selon la terminologie anglo-saxonne) désigne l’ordre de modulation. La figure 2 représente une modulation 16QAM classique. Le codeur binaire à signal permet de projeter dit aussi mapper les données binaires issues du codeur de canal (codeur correcteur d’erreur) sur un plan à deux axes suivant une constellation donnée. Chaque point de la constellation transporte ainsi un paquet formé d’un ou de plusieurs bits. Par exemple pour le mappage sur des constellations BPSK, QPSK ou mQAM le nombre de bits pouvant être mappés sur un point de la constellation donnée est le suivant :
1 bit pour une BPSK,
2 bits pour une QPSK ou une 4-QAM,
3 bits pour une 8-QAM,
4 bits pour une 16-QAM, etc . . . Les données mappées sont modulées par un modulateur MOD multi porteuses pour générer des symboles multi porteuses. La sortie du modulateur alimente un amplificateur de puissance de l’émetteur pour émettre un signal radio.
Parmi les modulations multi porteuses, la modulation OFDM (Orthogonal Frequency-division Multiplexing selon la terminologie anglo-saxonne) s’est avérée comme la modulation de référence depuis son adoption dans les différents standards comme le DAB, DVBT, ADSL, 4G et 5G. Les qualités intrinsèques de cette modulation OFDM ont assurées son succès dans les standards précités. Parmi ces qualités on peut citer celle liée à un spectre moins étalé que celui d’une modulation mono-porteuse, celle liée à la résistance aux canaux dispersifs en temps et celle liée à la réception qui peut se faire avec une égalisation simple avec un coefficient par porteuse (i.e. traitement ZF pour Zero Forcing selon la terminologie anglo-saxonne).
La figure 3 illustre la sortie d’un modulateur mettant en œuvre une modulation OFDM. Un tel modulateur OFDM est souvent réalisé au moyen d’une transformée inverse de Fourier (IFFT). Les différentes porteuses d’un symbole OFDM sont modulées avec les points de la constellation sur lesquels les paquets de données ont été mappés. L’intervalle firéquentielle entre porteuses est de 1 /ts avec ts la durée d’un symbole OFDM. Un intervalle de garde de durée A est inséré entre deux symboles symb OFDM successifs. Cet intervalle de garde permet d’absorber les échos provoqués par les réflexions multiples lors des transmissions radio par le canal qui est généralement l’air. Cet intervalle peut être utilisé pour effectuer une première synchronisation temporelle dite grossière du système (entre un émetteur et un récepteur). Il peut ainsi permettre à la réception de positionner la fenêtre FFT avant de démoduler le signal radio reçu. La mise en œuvre de la FFT en réception permet d’effectuer le traitement inverse de la IFFT mise en œuvre à l’émission i.e permet de démoduler les symboles OFDM reçus.
La modulation OFDM (comme toutes les modulations multi-porteuses) génère de par sa construction des pics qui peuvent être importants et préjudiciables au bon fonctionnement des amplificateurs de puissance de l’émetteur. Ces pics définissent le facteur de crête ou PAPR (Peak to Average Power Ratio) du signal.
Le PAPR est la valeur maximale du signal temporel multi porteuses x(t) au carré sur la puissance moyenne du signal :
La figure 4 illustre le PAPR d’un signal temporel issu d’une modulation OFDM composée de 2048 porteuses modulées avec les points d’une modulation 16-QAM. Le PAPR moyen de ce signal est de l’ordre de 9.2 dB.
Pour diminuer le PAPR, il est connu une technique dite PTS (Partial Transmit Sequence) qui modifie la phase globale d’un sous-bloc OFDM. Mais cette technique nécessite la transmission de l’information de phase au récepteur pour corriger cette modification de la phase du sous-bloc OFDM ce qui diminue l’efficacité spectrale du système radio ou débit net du signal.
Par ailleurs, plus les fréquences de transmission augmentent plus les imperfections des oscillateurs sont importantes introduisant des variations de phase en plus de celles dues au Doppler lié au déplacement du récepteur.
Il existe donc un besoin pour un procédé de télécommunication permettant d’améliorer la situation en particulier pour de futurs standards (6G, etc.) pour lesquels la bande firéquentielle de transmission s’étend au-delà du Giga Hertz et pour lesquels il existe des contraintes de robustesse aux variations de phase.
Caractéristiques principales de l’invention
L’invention a pour objet un procédé de télécommunication avec transmission d’un symbole multi porteuses construit à partir des points d’une constellation polaire modulés par blocs avec un contrôle d’au moins un vecteur de rotation de phase d’un de ces blocs de points modulés pour diminuer un PAPR du symbole multi porteuses transmis.
Une constellation polaire selon l’invention comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes sont déterminées telles que p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation.
L’introduction d’une rotation de phase ou déphasage sur un ou plusieurs des points mappés sur les porteuses au moyen du vecteur de rotation pour diminuer le PAPR du symbole multi porteuses se fait selon le procédé sans aucune transmission d’information au récepteur sur ce déphasage. Et malgré cette absence d’information transmise le récepteur peut avantageusement déterminer sans ambiguïté les points reçus de la constellation. En effet, la constellation polaire permet d’absorber jusqu’à une certaine valeur de déphasage déterminée par le nombre de points de la constellation sur un même cercle.
Un procédé de télécommunication selon l’invention permet d’adresser différentes contraintes vis-à- vis des variations de phase en définissant des valeurs de phase pour différents points. Ce procédé est donc très souple et adaptable en fonction des contraintes de phase.
La constellation utilisée permet en outre d’augmenter la résilience du système vis-à-vis des variations de phase provoquées par les imperfections des oscillateurs, en particulier pour les fréquences hautes au-delà des 6 GHz.
En outre, un procédé de télécommunication selon l’invention permet d’adresser différents contraintes vis-à-vis des variations d’amplitude (bruit) en modifiant la valeur du pas qui peut être paramétrable. Ce procédé est donc très souple et adaptable en fonction des contraintes de bruit. Selon un objet de l’invention, un procédé de télécommunication comprend : mappage par un mappeur de données d’entrée sur des points d’une constellation qui comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire 0, ... , M — 1 sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, modulation par blocs par K modulateurs des points de la constellation répartis en entrée des K modulateurs pour générer K symboles, K ≥ 2, lere addition par un additionneur des K symboles pour obtenir un symbole multi porteuses et détermination d’un PAPR du symbole multi porteuses dit PAPR initial, rotation de phase par un déphaseur d’au moins un des K symboles d’un angle 0 de rotation pour générer K symboles dits déphasés,
2e addition par un additionneur des K symboles déphasés pour obtenir un nouveau symbole multi porteuses, comparaison du PAPR initial et d’un PAPR du nouveau symbole multi porteuses, le plus petit PAPR devenant le PAPR initial, transmission du symbole multi porteuses de plus petit PAPR.
Selon un mode de réalisation, la modulation est mise en œuvre par une transformée de Fourier inverse.
La transformée de Fourier inverse permet d’effectuer efficacement et simplement la transformation d’un domaine firéquentiel à un domaine temporel et d’obtenir un symbole OFDM.
Selon un mode de réalisation, la rotation de phase, la 2e addition, la comparaison sont effectuées de manière itérative pour plusieurs vecteurs différents de rotation de phase.
Lors du traitement itératif l’utilisation de plusieurs valeurs différentes de rotation de phase permet de cibler le vecteur de rotation qui donne le PAPR le plus faible.
Selon un mode de réalisation, les itérations sur les différents vecteurs de rotation de phase sont itérées pour plusieurs symboles, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire sont déterminées telles que am+1 = am + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que les deux axes délimitent des quadrants et que les coordonnées polaires sont déterminées par quadrant :
Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à en limitant à quatre le nombre de points sur un même cercle.
Selon un mode de réalisation, M = 16, p = 1 et tel que pour chaque quadrant avec a un entier naturel.
Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux car les symboles obtenus peuvent être démodulés par un démodulateur classique, ils sont compatibles des démodulateurs adaptés à la modulation 16-QAM classique selon laquelle les quatre points d’un quadrant sont répartis selon un carré. Selon un mode de réalisation, pour chaque quadrant
La constellation polaire selon ce mode est définie par quadrant et répliquée entre les différents quadrants avec la particularité que la phase des points est la même au sein d’un quadrant. Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation moyens pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à n/2 en limitant le nombre de points sur un même cercle à quatre.
Selon un mode de réalisation, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que les deux axes délimitent des quadrants et que les coordonnées polaires sont déterminées par ensemble de deux quadrants :
Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à π en limitant le nombre de points sur un même cercle à deux.
Selon un mode de réalisation, pour deux quadrants pris ensemble
La constellation polaire selon ce mode est définie par bloc de deux quadrants et répliquée entre ces deux blocs avec la particularité que la phase des points est la même au sein d’un bloc.
Selon un mode de réalisation, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que un réel non nul.
Ce mode utilise des constellations dites en spirale définies sur l’ensemble des quadrants i.e. c’est- à-dire que les quatre quadrants sont considérés comme un tout. Ce mode de réalisation du procédé permet d’introduire une variation de phase qui peut aller jusqu’à sur n’importe quel point de la constellation. Bien qu’aucune transmission d’une information de rotation de phase au récepteur n’intervienne selon le procédé, le récepteur peut déterminer sans ambiguïté les points de constellation reçus puisque la constellation permet d’absorber toute rotation de phase jusqu’à
Un tel mode est particulièrement adapté pour des systèmes confrontés à beaucoup de bruit de phase ce qui est le cas lorsque les communications interviennent dans la bande des TéraHz. En effet, les oscillateurs présentent beaucoup de bruit de phase à ces fréquences. Les constellations en spirale permettent d’obtenir aussi bien une bonne immunité au bruit qu’une bonne immunité aux variations de phase et sont donc particulièrement avantageuses pour les communications dans le domaine des TéraHz.
Ce mode présente une aussi bonne robustesse aux variations de phase qu’un mode selon lequel tous les points de la constellation ont la même phase mais en outre il augmente avantageusement la distance minimale euclidienne des points de la constellation.
Selon un mode de réalisation, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que que
La constellation polaire selon ce mode comprend des points ayant tous la même phase avec un pas d’amplitude constant entre deux pas voisins. Ce type de constellation polaire présente une grande immunité aux variations de phase i.e. pouvant aller jusqu’à 2π mais une immunité relativement faible au bruit.
L’invention a en outre pour objet un procédé de réception comprenant : la réception d’un signal radio représentatif de symboles multi porteuses, la démodulation par un démodulateur (DEMOD) des symboles multi porteuses pour estimer des points d’une constellation, le démappage par un démappeur (DEMAP) des points de la constellation pour estimer des données mappées sur ces points de constellation, la constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes sont déterminées telles que nombre réel le pas en amplitude de la constellation.
L’invention a en outre pour objet un équipement de télécommunication qui comprend : un mappeur pour mapper des données d’entrée sur des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation, K modulateurs pour moduler par blocs des points de la constellation et générer K symboles, K ≥ 2, un 1er additionneur complexe des K symboles pour obtenir un symbole multi porteuses, un calculateur pour calculer un PAPR du symbole multi porteuses dit PAPR initial, un déphaseur d’au moins un des K symboles d’un vecteur de rotation de phase pour générer K symboles dits déphasés, un 2e additionneur complexe des K symboles déphasés pour obtenir un nouveau symbole multi porteuses, un calculateur pour comparer le PAPR initial et un PAPR du nouveau symbole multi porteuses, le plus petit PAPR devient le PAPR initial, un émetteur pour transmettre le symbole multi porteuses de plus petit PAPR. L’invention a en outre pour objet un équipement de télécommunication qui comprend : un récepteur pour recevoir un signal radio représentatif de symbole multi porteuses, un démodulateur pour démoduler les symbole multi porteuses et estimer des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation, un démappeur pour démapper les points de la constellation et estimer des données mappées sur ces points de constellation.
L’invention proposée permet ainsi d’atteindre plusieurs objectifs : contrôler le PAPR en effectuant une modulation par blocs des points de la constellation polaire suivie d’une rotation de phase sur un ou plusieurs de ces blocs modulés, augmenter la résilience du système vis-à-vis des variations de phase provoquées par les imperfections des oscillateurs pour les fréquences hautes au-delà des 6 GHz, améliorer la qualité intrinsèque pour les systèmes dits à bas coût, améliorer la robustesse des modulateurs et des démodulateurs vis-à-vis du Doppler qui est provoqué essentiellement par le déplacement du récepteur/terminal.
L’ensemble des améliorations apportées permet d’utiliser les systèmes multi porteuses pour les fréquences hautes, en particulier les bandes millimétriques (Téra Hertz) et au-delà.
Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de modes de réalisation, donnés à titre de simples exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés, parmi lesquels :
[Fig 1] La figure 1 est un schéma illustrant une chaîne de traitement en bande de base en émission selon l’art antérieur,
[Fig 2] La figure 2 est une représentation d’une constellation 16QAM classique,
[Fig 3] La figure 3 est une représentation classique temps-fréquence de symboles OFDM, [Fig 4] La figure 4 est une représentation temporelle d’un signal OFDM issu d’une chaîne d’émission classique en bande de base avec un modulateur OFDM pour lequel seules 10% des porteuses sont utilisées,
[Fig 5] La figure 5 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une première configuration d’une constellation polaire intervenant dans un procédé selon l’invention,
[Fig 6] La figure 6 est une illustration d’un exemple de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation illustrée par la figure 5,
[Fig 7] La figure 7 est une représentation selon un axe réel X(I) et selon un axe imaginaire Y(Q) d’une deuxième configuration d’une constellation polaire intervenant dans un procédé selon l’invention,
[Fig 8] La figure 8 représente schématiquement le maximum de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation illustrée par la figure 7,
[Fig 9] La figure 9 est un schéma bloc illustrant la mise en œuvre d’un procédé selon l’invention par un dispositif correspondant,
[Fig 10] La figure 10 représente la courbe des valeurs de CCDF obtenues sans le procédé de réduction selon l’invention et la courbe des valeurs de CCDF obtenues avec le procédé de réduction selon l’invention avec un bloc de 120 porteuses,
[Fig 11 ] La figure 11 représente la courbe des valeurs de CCDF obtenues sans le procédé de réduction selon l’invention et la courbe des valeurs de CCDF obtenues avec le procédé de réduction selon l’invention avec un bloc de 12 porteuses,
[Fig 12] La figure 12 est un schéma de la structure simplifiée d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention,
[Fig 13] La figure 13 est un schéma de la structure simplifiée d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention.
Description de modes de réalisation particuliers
Le principe général de l’invention repose sur le mapping de données d’entrée sur une constellation polaire dont les M points sont répartis sur des cercles concentriques avec un pas p constant entre les cercles associé à une modulation multi porteuses par blocs des points de la constellation et une rotation de phase contrôlée des blocs avant addition pour former un symbole multi porteuses. La modulation comprend NIFFT sous-porteuses. Elle est effectuée par bloc par K modulateurs de NIFFT sous-porteuses. Chaque sortie d’un modulateur ou bloc peut être déphasée avec un vecteur de rotation de phase avant l’addition des blocs entre eux. Le PAPR du symbole multi porteuses issu d’une addition complexe après rotation de phase d’un symbole issu d’un bloc est comparé avec le PAPR d’un symbole multi porteuses obtenu avec une rotation de phase différente. La comparaison peut être répétée pour différentes valeurs de rotation de phase. Seul le symbole de PAPR le plus faible est sélectionné et transmis.
Constellations polaires selon l’invention
Le pas p est un nombre réel positif non nul. Les points de la constellation sont donc répartis sur au moins deux cercles distincts. Les M points ont des coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants, avec pour contrainte que est l’amplitude d’un point, est la phase de ce point. M est l’ordre de la modulation.
Pour exemple, une modulation 16QAM a un ordre M = 16.
La constellation a pour particularité qu’il y a au maximum un point sur chaque cercle par quadrant considéré pour l’expression sous forme polaire de la constellation. Lorsque la constellation est déterminée sur un quadrant de taille 2π , soit le quadrant [0 — 2π [ alors il y a au maximum un point par cercle. Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille π , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par demi-cercle. Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille n/2 , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par quart de cercle.
Les coordonnées cartésiennes (x, y) avant normalisation correspondant aux coordonnées polaires des points de la constellation s’expriment sous la forme :
En paramétrant un pas p = 1 et en considérant que l’amplitude du premier point vaut un alors :
Il est tout à fait habituel d’appliquer un facteur de normalisation lors du mappage ou à l’issu du mappage sur les différents symboles. Le facteur de normalisation « F » dépend du pas entre les points de la constellation et l’ordre de modulation M. Dans ces conditions, il est donné par l’expression :
L’opération de normalisation est une opération bien connue de l’homme du métier, elle n’est donc pas plus décrite.
La figure 5 représente une première configuration d’une constellation polaire utilisée selon l’invention, dite en spirale. Cette première configuration a la particularité que les points sont répartis sur un quadrant qui représente La configuration représentée correspond à une constellation d’ordre M = 16. Chaque point a pour coordonnées : et une phase avec un pas déterminé entre deux points successifs i.e. sur deux cercles successifs, par exemple un pas constant de Donc, contrairement à des configurations non illustrées, la phase n’est pas constante mais varie entre les points successifs. Cette première configuration est particulièrement avantageuse vis-à-vis des variations de phase car la démodulation en réception peut être réalisée sur uniquement une détection d’amplitude des points de constellation reçus. Toute variation de phase lors de la transmission entre l’émetteur et le récepteur n’impacte pas la démodulation.
Le tableau suivant est un exemple possible de mappage des données binaires d’entrée sur les points d’une constellation polaire selon la première configuration illustrée par la figure 5, en respectant un codage de Gray. L’ordre de modulation est M = 16, le pas en amplitude des points de cette constellation est p = 1 est la phase est un multiple de
[Table 1]
La figure 6 illustre le résultat d’un écart en fréquence entre l’émetteur et le récepteur avec la constellation définie ci-dessus sur plusieurs symboles OFDM consécutifs. La figure 6 illustre un exemple de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation dite en spirale, illustrée par la figure 5, qui reste acceptable pour l’obtention d’une démodulation correcte. Cette structure en « spirale » permet de résister à de fortes variations de phase entre l’émetteur et le récepteur du système. Ce mode de réalisation est particulièrement adapté pour des systèmes fonctionnant dans les TéraHertz pour lesquels il y a un bruit de phase très important dus à des oscillateurs peu performants.
La figure 7 représente une deuxième configuration d’une constellation polaire utilisée selon l’invention. Cette constellation est d’ordre M = 16. Elle a la particularité que le motif des points est reproduit entre les quatre quadrants, chaque quadrant représentant Chaque point d’un quadrant a pour coordonnées : . Ainsi, pour chaque quadrant, il n’y a qu’un point par cercle concentrique et la phase du point m est choisie selon un critère déterminé, par exemple avec un pas constant de entre deux points ou un pas de zéro entre les deux points sur les cercles les plus éloignés dans un même quadrant. Ce deuxième mode est robuste face au bruit blanc additif gaussien car la distance minimale entre les points émis est grande. Selon l’exemple illustré de ce deuxième mode, la phase est un multiple de et plus particulièrement Ce deuxième mode de réalisation tel qu’illustré est très avantageux car il est compatible de nombreux démodulateurs OFDM existants capables de démoduler une modulation OFDM/16QAM. En effet, pour chaque quadrant, les points sont proches de ceux d’une constellation 16QAM classique telle que représentée en figure 2.
La figure 8 représente le maximum de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation illustrée par la figure 7, lors de la transmission qui reste compatible de l’obtention d’une démodulation correcte en réception. Dans la limite de ce maximum i.e. tant que la variation de phase reste dans la limite de par rapport à la phase du point émis, le récepteur peut démoduler les points de la modulation reçus malgré la variation de phase entre l’émetteur et le récepteur et ceci sans ambiguïté.
Le schéma bloc de la figure 9 illustre la mise en œuvre d’un mode de réalisation d’un procédé selon l’invention par un dispositif correspondant.
Un codeur binaire à symbole MAP convertit (mappe) un paquet de données binaires d’entrée, par exemple un mot de code binaire de données issues d’une communication multimédia, en un point complexe d’une constellation selon une technique classique connue de l’homme du métier. Selon l’invention la constellation est une constellation polaire.
Les points obtenus de la constellation sont ensuite répartis en entrée de K modulateurs MODi, MOD2, MOD3 et modulés par bloc, K=3 selon l’illustration. K est paramétrable. La répartition des points de constellation en entrée des K modulateurs est telle que chacun est modulé par une sous- porteuse différente du modulateur équivalent de NIFFT sous-porteuses. Chacun des K modulateurs effectue une transformation fréquence temps mise en œuvre classiquement avec une transformée de Fourier inverse IFFT de NIFFT sous-porteuses pour générer un symbole multi porteuses de N échantillons temporels, N = NIFFT.
Pour chaque indice temporel n, n E [0, N — 1], l’addition complexe par un 1er additionneur ADD[q des K sorties n des K modulateurs donne un échantillon temporel d’un symbole multi porteuses Refofdm identique à celui obtenu par le modulateur équivalent de N ]FFT sous-porteuses en l’absence de rotation de phase avant addition.
L’impact d’un vecteur de rotation de phase sur un ou plusieurs des symboles de sortie des K modulateurs avant addition complexe de ces symboles entre eux est évalué par le contrôleur Ct PAPR.
Le contrôleur Ct PAPR est alimenté en entrée par chacune des N sorties des K modulateurs ainsi que par les N échantillons Refofdm[n] du symbole multi porteuses Refofdm.
Le contrôleur Ct PAPR détermine le PAPR dit PAPR initial du symbole multi porteuses Refofdm qui sert lui-même de valeur initiale pour le symbole multi porteuses de référence courante Xofdm aux-
Le contrôleur Ct PAPR détermine au moins un vecteur de rotation de phase 0[i], 0 p], 0 [3] et l’applique à au moins un des symboles issus des K modulateurs. Ainsi, tous les points de la constellation répartis en entrée des K modulateurs subissent respectivement les rotations de phase Les différents vecteurs de rotation de phase peuvent avoir des valeurs différentes ou bien certains ou tous peuvent être identiques.
Le contrôleur Ct PAPR compare le PAPR du symbole multi porteuses xofdm_ i résultat de l’addition complexe par un 2e additionneur ADD[} des échantillons n des symboles après rotation d’au moins un des symboles d’entrée de l’additionneur avec le PAPR de la référence courante Xofdm_aux- Le symbole multi porteuses de sortie xofdm est celui des deux symboles multi porteuses d’entrée qui a le PAPR le plus faible. Ce symbole multi porteuses xofdm de plus faible PAPR devient le nouveau symbole multi porteuses de référence courante xofdm aux.
La comparaison peut être répétée pour différents vecteurs de rotation de phase selon un procédé itératif à L itérations, L étant paramétrable. A la fin des itérations, seul le symbole multi porteuses de PAPR le plus faible est transmis.
La rotation de phase appliquée à un point de la constellation au moyen du vecteur de rotation de phase est bornée par la valeur 0max qui est paramétrable.
Selon un mode de mise en œuvre, chaque modulateur met en œuvre une transformation de Fourier inverse. Les symboles multi porteuses obtenus sont dits symboles OFDM.
L’échantillon n du signal temporel issu d’un bloc IFFT mis en œuvre avec une transformation de Fourier inverse est noté : avec k l’indice du bloc le nombre total de blocs IFFT et n l’indice temporel la taille de la transformation de Fourier inverse IFFT.
Le symbole OFDM de référence s’écrit pour chaque indice temporel « n » : Le procédé évalue le PAPR du symbole OFDM de référence Ref0 fdm dit PAPR initial.
Un mode particulier de réalisation itératif du procédé peut se dérouler de la manière suivante :
• initialisation : o des vecteurs d’angle globale de rotation : o d’un symbole OFDM de référence courante : o PAPR= PAPR initial
• une boucle n°l sur un nombre L d’itérations du procédé o une boucle n°2 sur le nombre de blocs K : k e [0 : K- 1 ]
■ Initialisation de l’angle de rotation de phase étant la plage de variation de phase maximale en radian pour un bloc « k »,
■ une boucle n°3 sur un nombre P de rotations de phase à tester avec A un incrément de phase,
• le vecteur complexe de rotation pour le bloc « k » s’écrit : , la variable « j » est l’opérateur complexe,
• pour n c [0 : N-l], l’échantillon [n] du nouveau symbole OFDM cst ainsi obtenu :
• calcul de la valeur du PAPR du nouveau symbole OFDM xOfdm
• si cette valeur du PAPR est meilleure que la précédente, mémorisation de l’angle de rotation noté mémorisation du nouveau
PAPR
• si la nouvelle valeur de l’angle globale de rotation dépasse le seuil maximal déterminé : al°rs sortir de la boucle n°3
• mise à jour de l’angle globale de rotation :
*
* pour n t [0 : N-l]
■ fin boucle n°3
■ si l’angle de rotation est différent de « 0 », alors une mise à jour est effectuée de l’échantillon [n], pour n c [0 : N-l] du nouveau symbole OFDM avec cet angle pour le bloc k considéré :
Mise à jour des : o fin boucle n°2
• fin boucle n° 1
• transmission du nouveau symbole multi porteuses :
Selon un mode de réalisation peu complexe, le nombre d’itérations L=l, seuls quelques blocs de l’ensemble des K blocs sont considérés dans la boucle n°2 et un seul angle de rotation ±0 est utilisé dans la boucle n°3 pour tester l’amélioration du PAPR.
Selon un mode de réalisation, le procédé effectue un brassage avec un brasseur des points de constellation. Ce brassage intervient dans le domaine firéquentiel après le mappage par le mappeur MAP et avant la modulation par les K modulateurs. Ce brassage permet de réduire le PAPR qui est, par construction d’une constellation polaire, plus important que celui obtenu avec une constellation QAM. Par exemple, le brasseur peut être une suite de registre à décalage initialisés à 1 mettant en œuvre la séquence p(n) qui suit la loi suivante avec X les registres. La fonction de brassage appliquée aux données injectées en entrée du registre est :
Si le brassage est utilisé à l’émission la même fonction de brassage inverse doit être utilisée à la réception.
L’évaluation des performances de réduction du PAPR s’effectue par la mesure du CCDF (Complementary Cumulative Distribution Function). Il existe deux formules pour cette mesure :
(1)
(2)
La seconde (2) est utilisée pour illustrer les performances de réduction du PAPR obtenue selon l’invention.
Les performances sont évaluées avec un dispositif d’émission paramétré avec une FFT 2048 points avec 1200 porteuses utiles, les autres porteuses sont milles. La réception utilise pour le décodage un décodeur turbo-codes duo-binaire de 1504 bits et 8 itérations.
La figure 10 représente la courbe des valeurs de CCDF obtenues sans le procédé de réduction selon l’invention et la courbe des valeurs de CCDF obtenues avec le procédé de réduction selon l’invention. Pour cette dernière courbe, le procédé de réduction selon l’invention est mis en œuvre avec un bloc de 120 porteuses, donc 10 blocs issus des 10 IFFT, une seule itération L=1 et une seule valeur d’angle de rotation ±0.
La figure 11 représente la courbe des valeurs de CCDF obtenues sans le procédé de réduction selon l’invention et la courbe des valeurs de CCDF obtenues avec le procédé de réduction selon l’invention. Pour cete dernière courbe, le procédé de réduction selon l’invention est mis en œuvre avec un bloc de 12 porteuses, en référence au bloc du 4G-LTE (Ressource Block).
La comparaison des courbes de chacune des figure 10 et figure 11 illustre le gain sur la réduction de P APR obtenu avec l’invention.
La comparaison des courbes selon l’invention des figure 10 et figure 11 illustre le fait que l’augmentation du nombre de blocs permet d’augmenter la réduction du PAPR.
La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à metre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention est illustré par la figure 12. Cet équipement DEV E peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile.
L’équipement DEV E comprend un microprocesseur pP dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de télécommunication selon l’invention. L’équipement DEV E comprend en outre un mappeur MAP, un modulateur MOD de type OFDM, un contrôleur du PAPR Ct-PAPR, un émetteur EM, une mémoire Mem comprenant une mémoire tampon. Le modulateur MOD de type OFDM est classiquement réalisé en mettant en œuvre plusieurs transformées de Fourier inverse IFFT comme illustré par le schéma de la figure 9.
A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur pP. Le microprocesseur pP contrôle les différents composants : mappeur MAP, K modulateurs MOD1, MOD2, MOD3, contrôleur du PAPR Ct-PAPR, émetteur EM.
Le paramétrage de l’équipement comprend au moins l’ordre de la modulation, le pas p de la constellation ainsi que la valeur de a0, le nombre d’itérations L, l’angle de rotation maximal le nombre Kde blocs (IFFT). L’ordre de la modulation détermine le nombre de points M.
Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur pP : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation : contrôle les différents composants pour que, pour un paquet de données d’entrée DATA :
• le mappeur MAP mappe les données DATA sur les points de la constellation,
• les K modulateurs MOD1, MOD2, MOD3 modulent les données mappées sur les différentes porteuses pour générer K symboles,
• un additionneur complexe additionne les K symboles pour obtenir le symbole OFDM qui initialise la référence Ref,
• le contrôleur du PAPR Ct-PAPR détermine les angles de rotation à appliquer aux symboles de sortie des K modulateurs (K blocs d’indice k) pour obtenir le symbole OFDM à transmetre ayant le plus faible PAPR par comparaison avec la Ref qui est mise à jour à chaque nouvel angle de rotation déterminé avec le symbole OFDM obtenu de plus faible PAPR, l’émeteur EM émete un signal radio représentatif du symbole OFDM de plus faible PAPR.
La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à metre en œuvre un procédé de réception selon l’invention est illustré par la figure 13. Cet équipement DEV R peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile.
L’équipement DEV R comprend un microprocesseur pP dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de réception selon l’invention. L’équipement DEV R comprend en outre un démappeur DEMAP, un démodulateur DEMOD de type OFDM, un récepteur RE, une mémoire Mem comprenant une mémoire tampon.
A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur pP. Le microprocesseur pP contrôle les différents composants : démappeur DEMAP, démodulateur DEMOD, récepteur RE. Selon un mode de réalisation le démodulateur DEMOD met en œuvre une démodulation en deux étapes pour luter contre une relative faiblesse d’une constellation polaire au bruit blanc additif Gaussien. Lors d’une première étape, le démodulateur DEMOD évalue l’erreur de phase commune pour un symbole OFDM reçu et corrige le symbole OFDM en conséquence. Dans une deuxième étape, le démodulateur DEMOD démodule les points de constellation de manière classique au moyen d’un calcul de LLR (Log-Likelihood Ratio) comme pour une constellation QAM. Classiquement, le démodulateur met en œuvre une transformée de Fourier FFT. Le démappeur DEMAP effectue l’opération inverse du mappeur MAP.
Le paramétrage de l’équipement comprend au moins l’ordre de la modulation, le pas de la constellation ainsi que la valeur de a0. L’ordre de la modulation détermine le nombre de points M. Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur pP : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation : contrôle les différents composants pour que :
• le récepteur RE reçoive le signal radio représentatif des symboles OFDM,
• le démodulateur DEMOD démodule les symboles OFDM successifs pour estimer les points de la constellation mappés sur les différentes porteuses,
• le démappeur MAP démappe les points de la constellation pour estimer les données DATA.
L’équipement DEV R qui reçoit le signal radio émis selon un mode de réalisation d’un procédé selon l’invention peut démoduler les points de la constellation reçus en estimant l’amplitude du point reçu est le bruit blanc additif gaussien projeté sur les voies X et Y.
Connaissant la constellation, et compte tenu qu’il n’y a au plus qu’un point par cercle sur un quadrant, l’équipement DEV R peut donc à partir de l’amplitude déterminer le point reçu avec une incertitude sur sa position si plusieurs quadrants ont été considérés à l’émission pour définir la constellation.
Après avoir estimé l’amplitude du point reçu l’équipement DEV R peut estimer l’erreur de phase en comparant les points estimés projetés sur les axes X(I) et Y(Q) avec les points transmis. L’erreur de phase commune provient essentiellement des variations des oscillateurs et/ou au Doppler :
En effectuant la somme des différentes estimations d’erreur de phase faite sur chaque porteuse OFDM i.e. pour chaque point de la constellation qui a modulé une porteuse, l’équipement DEV R peut avoir une amélioration de l’estimation de l’erreur de phase et diminuer ainsi l’influence du bruit blanc sur l’estimation du point émis : avec L le nombre de porteuses OFDM utilisées pour estimer les variations de phase.
Une fois l’estimation faite de l’erreur de phase commune, l’équipement DEV R peut corriger l’ensemble des points de constellation modulant un symbole OFDM. Cette correction peut se faire aussi bien dans le domaine fréquentiel i.e. après la démodulation IFFT que dans le domaine temporel i.e. avant la démodulation IFFT. En effectuant la correction dans le domaine temporel ceci permet de diminuer l’interférence entre porteuse qui est issue de la rotation de phase.
La détermination de l’erreur de phase permet de diminuer l’erreur de démodulation.
Le pouvoir de correction à la réception est directement lié à la structure des constellations polaires, par exemple pour la constellation polaire limitée à un quadrant la rotation de phase maximale est de et pour la constellation spirale la limite est de ±n. L’intérêt de limiter la rotation de phase pour réduire le PAPR permet aussi de pouvoir continuer à évaluer les variations de phase provoquées par le Doppler ou par le bruit de phase des oscillateurs.
En conséquence, l'invention s'applique également à un programme d'ordinateur ou plusieurs, notamment un programme d'ordinateur sur ou dans un support d'informations, adapté à mettre en œuvre l'invention. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable pour implémenter un procédé selon l'invention.
Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une clé USB ou un disque dur.
D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet.
Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé (1) de télécommunication avec transmission d’un symbole multi porteuses construit à partir des points d’une constellation polaire modulés par blocs par au moins deux modulateurs multi porteuses avec un contrôle d’au moins un vecteur de rotation de phase d’un de ces blocs de points modulés pour diminuer un PAPR du symbole multi porteuses transmis.
2. Procédé (1) de télécommunication selon la revendication 1, comprenant : mappage par un mappeur (MAP) de données d’entrée sur des points d’une constellation qui comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire am x sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, modulation par blocs par K modulateurs multi porteuses (MOD) des points de la constellation répartis en entrée des K modulateurs multi porteuses pour générer K symboles, K > 2, lere addition par un additionneur des K symboles pour obtenir un symbole multi porteuses et détermination d’un PAPR du symbole multi porteuses dit PAPR initial, rotation de phase par un déphaseur d’au moins un des K symboles d’un angle de rotation de phase 0 pour générer K symboles dits déphasés,
2e addition par un additionneur des K symboles déphasés pour obtenir un nouveau symbole multi porteuses, comparaison du PAPR initial et d’un PAPR du nouveau symbole multi porteuses, le plus petit PAPR devenant le PAPR initial, transmission du symbole multi porteuses de plus petit PAPR.
3. Procédé (1) de télécommunication selon la revendication 1 ou 2, tel que la modulation est mise en œuvre par une transformée de Fourier inverse (IFFT).
4. Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 2 à 3, tel que la rotation de phase, la 2e addition, la comparaison sont effectuées de manière itérative pour plusieurs vecteurs différents d’angle de rotation de phase.
5. Procédé (1) de télécommunication selon la revendication 4, tel que les itérations sur les différents vecteurs de rotation de phase sont itérées pour plusieurs symboles.
6. Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 4, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire sont déterminées telles que am+1 = am + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que les deux axes délimitent des quadrants et que les coordonnées polaires sont déterminées par quadrant :
7. Procédé (1) de télécommunication selon la revendication 6, tel que M = 16, p = 1 et tel que pour chaque quadrant avec a un entier naturel. Procédé (1) de télécommunication selon la revendication 6, tel que pour chaque quadrant Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 4, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire am x eJ<Pm, m = 0, ... , M — 1 sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que les deux axes délimitent des quadrants et que les coordonnées polaires sont déterminées par ensemble de deux quadrants : Procédé (1) de télécommunication selon la revendication 8, tel que pour deux quadrants pris
1 1 ensemble Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 4, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que avec p un réel non nul. Procédé (1) de télécommunication selon l’une des revendications 1 à 4, une constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation dite polaire, le procédé est tel que que pour m = 0, ... , M — 1. Equipement de télécommunication (DEV E) caractérisé en ce qu’il comprend : un mappeur (MAP) pour mapper des données d’entrée sur des points d’une constellation, la constellation comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation,
K modulateurs multi porteuses (MOD) pour moduler par blocs des points de la constellation et générer K symboles, K > 2, un 1er additionneur complexe des K symboles pour obtenir un symbole multi porteuses, un calculateur pour calculer un PAPR du symbole multi porteuses dit PAPR initial, un déphaseur d’au moins un des K symboles d’un vecteur de rotation de phase pour générer K symboles dits déphasés, un 2e additionneur complexe des K symboles déphasés pour obtenir un nouveau symbole multi porteuses, un calculateur pour comparer le PAPR initial et un PAPR du nouveau symbole multi porteuses, le plus petit PAPR devient le PAPR initial, un émetteur (EM) pour transmettre le symbole multi porteuses de plus petit PAPR. Programme d'ordinateur sur un support d'informations, ledit programme comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 12 lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un équipement de télécommunication. Support d'informations comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un équipement de télécommunication. Signal numérique émis ou reçu comprenant un symbole multi porteuses construit à partir des points d’une constellation polaire dont au moins un des points a subi une rotation de phase pour diminuer un PAPR du symbole multi porteuses transmis, une constellation polaire comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que nombre réel positif étant le pas en amplitude de la constellation.
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