JP2023539310A - Ｐａｐｒを低下させるための位相オフセットポーラコンステレーションを用いた電気通信方法及び対応するデバイス - Google Patents

Abstract

本発明は、送信されたマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲを低下させるための点のこれらの変調されたブロックのうちの１つの少なくとも１つの位相回転ベクトルの制御（Ｃｔ＿ＰＡＰＲ）を用いてブロック（ＩＦＦＴ）で変調されるポーラコンステレーションの点から構築されるマルチキャリアシンボル（Ｘｏｆｄｍ）の送信を用いた電気通信方法に関する。

Description

本発明は、電気通信の分野に関する。この分野の中で、本発明は、より詳細には、そのＰＡＰＲが制限される無線信号（６Ｇ、５Ｇ、Ｗｉ－Ｆｉなど）の送信を伴うデジタル通信に関する。

それは、特に、送信の周波数帯域が１ギガヘルツを超えて拡張する規格（６Ｇなど）と互換性がある、アクセスポイント及びポータブル電気通信デバイスに適用可能である。

デジタル通信は、図１に示されるような周知の信号処理モジュールを使用するデジタル送信チェーンを採用する。

従来のチェーンが、図１に概略的に示されている。このチェーンは、バイナリソースから入力データＢｉｔを受信し、バイナリデータは、例えば、オーディオ信号（音声）、マルチメディア信号（テレビジョンストリーム、インターネットストリーム）などを表している。入力データは、エラー訂正符号化器ＣＯＤ（例えば、ターボ符号、ＬＤＰＣ、ポーラ符号）によって符号化される。インタリーバＥＮＴは、符号化データをインタリーブする。信号バイナリ符号化器ＭＡＰは、コンステレーション（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ｍＱＡＭなど）の１つの点に符号語などのバイナリデータパケットを変換する。この符号化器は、マッパーとも呼ばれ、マッパーがコンステレーションの点に入力データをマッピングすると等価的に言える。このマッパーの出力は、入力データがマッピングされたコンステレーションのシンボルから構成され、又は等価的にはデータ出力を指定するときにマッピングされたデータが参照される。ｍＱＡＭ（ＱＡＭは、直交振幅変調の頭字語である）という表現におけるｍは、変調次数を指定することに留意されたい。図２は、従来の１６ＱＡＭ変調を示す。信号バイナリ符号化器は、チャネル符号化器（誤り訂正符号化器）によって送出されたバイナリデータが、所与のコンステレーションに従って２軸平面上に投影されること、又は言い換えるとマッピングされることを可能にする。コンステレーションの各点は、１つ又は複数のビットから形成された１つのパケットを移送する。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、又はｍＱＡＭコンステレーションにマッピングするとき、所与のコンステレーションの点にマッピングされ得るビットの数は、以下の通りである。
－ ＢＰＳＫの場合、１ビット
－ ＱＰＳＫ又は４ＱＡＭの場合、２ビット
－ ８ＱＡＭの場合、３ビット
－ １６ＱＡＭの場合、４ビット、など

マッピングされたデータは、マルチキャリアシンボルを生成するために、マルチキャリア変調器ＭＯＤによって変調される。変調器の出力は、無線信号を送信することを目的として、送信機の電力増幅器に供給される。

マルチキャリア変調方式の中で、ＯＦＤＭ変調（ＯＦＤＭは直交周波数分割多重の頭字語である）は、ＤＡＢ、ＤＶＢＴ、ＡＤＳＬ、４Ｇ、及び５Ｇなどの様々な規格で採用されているため、ベンチマーク変調方式になっている。

このＯＦＤＭ変調の固有の利点は、前述の規格におけるその成功を保証している。これらの利点の中で、シングルキャリア変調が採用されるときよりも拡散が少ないスペクトル、チャネル時間分散に対する堅牢性、及び受信端のキャリア毎に１つの係数を用いた簡単な等化（即ち、ＺＦ等化、ＺＦは、ゼロフォーシングの頭字語である）について言及が行われ得る。

図３は、ＯＦＤＭ変調を実施する変調器の出力を示す。そのようなＯＦＤＭ変調器は、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて実現されることが多い。ＯＦＤＭシンボルの様々なキャリアは、データパケットがマッピングされたコンステレーションの点を用いて変調される。キャリア間の周波数間隔は、１／ｔ_ｓであり、ｔ_ｓはＯＦＤＭシンボル区間である。区間のガードインターバルΔは、２つの連続するＯＦＤＭシンボルｓｙｍｂ間に挿入される。このガードインターバルによって、概して空気であるチャネル上の無線送信の間に発生する多重反射によって引き起こされるエコーをハンドリングすることが可能となる。このインターバルは、（送信機と受信機との間の）システムの、いわゆる最初の粗い時間同期を行うために使用され得る。それは、したがって、受信端で、受信した無線信号が復調される前にＦＦＴウィンドウが配置されることを可能にし得る。ＦＦＴ受信端を適用することによって、送信端に適用されたＩＦＦＴが反転されることが可能となり、即ち、受信したＯＦＤＭシンボルが復調されることが可能となる。

その構造の結果として、（全てのマルチキャリア変調のように）ＯＦＤＭ変調は、大きく、且つ送信機の電力増幅器の正しい動作に有害であり得るピークを生成する。これらのピークは、信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を定義する。

ＰＡＰＲは、時間ドメインのマルチキャリア信号ｘ（ｔ）の２乗を信号の平均電力で割ったものの最大値である。

図４は、１６ＱＡＭ変調の点で変調された２０４８のキャリアから構成されるＯＦＤＭ変調から生じる時間ドメイン信号のＰＡＰＲを示す。この信号の平均ＰＡＰＲは、約９．２ｄＢである。

ＰＡＰＲを低下させるために、部分系列伝送（ＰＴＳ）と呼ばれる技術を用いることが知られている。ＰＴＳは、ＯＦＤＭサブブロックの位相全体を修正する。しかしながら、この技術は、ＯＦＤＭサブブロックの位相のこの修正を訂正するために位相情報が受信機に送信されることを必要とし、これによって、無線システムのスペクトル効率又は信号の正味スループットが低下する。

さらに、送信周波数が高くなるほど発振器における欠陥が大きくなり、それらに加えて受信機の移動に関連するドップラー効果に起因した位相変動をもたらす。

したがって、状況が改善されることを可能にする電気通信方法、特に、送信の周波数帯域が１ギガヘルツを超えて拡張し、位相変動に対する堅牢性に関する制約がある、将来の規格（６Ｇなど）に対する必要性がある。

本発明の１つの主題は、ポーラコンステレーションの点から構築されたマルチキャリアシンボルの送信を伴う電気通信方法であり、上記点は、送信されたマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲを低下させるために、変調された点のこれらのブロックのうちの１つの少なくとも１つの位相回転ベクトルの制御を用いて変調されたブロックである。

本発明に係るポーラコンステレーションは、ポーラ座標と言われる、２つの軸を有する表現に関するポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標が、ａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、コンステレーションの振幅間隔であるように決定される、Ｍ個の点のセットを含む。

マルチキャリアシンボルのＰＡＰＲを低下させるための、回転ベクトルを用いてキャリアにマッピングされた点の１つ又は複数への位相回転又は位相シフトの適用は、この位相シフトに関するいかなる情報も受信機に送信することなく、方法に従って実現される。さらに、この送信される情報がないことに関わらず、受信機は、有利なことに、コンステレーションの受信した点を曖昧性なく判定することが可能である。具体的には、ポーラコンステレーションは、ある量までの位相シフトが適応されることを可能にし、その量は、所与の円上のコンステレーションの点の数によって決定される。

本発明に係る電気通信方法は、様々な点に使用される位相値の定義を通して位相変動に関する様々な制約に対処することを可能にする。この方法は、したがって非常に柔軟であり、位相制約に応じて適合可能である。

使用されるコンステレーションによって、発振器の欠陥によって生じる位相変動に対するシステムの堅牢性が、特に６ＧＨｚを超える高周波数において向上することが可能となる。

さらに、本発明に係る電気通信方法は、パラメタ化可能であり得る区間の値の修正を通して振幅の変動（雑音）に関する様々な制約に対処することを可能にする。この方法は、したがって非常に柔軟であり、ノイズ制約に応じて適合可能である。

本発明の１つの主題によれば、電気通信方法は、
－ ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われる前記コンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含むコンステレーションの点に、マッパーを介して入力データをマッピングすることと、
－ Ｋ個の変調器による、コンステレーションの点のブロック変調であって、これらの点が、Ｋ個のシンボルを生成するためにＫ個の変調器に入力され、Ｋ≧２である、ブロック変調と、
－ マルチキャリアシンボルを取得するための、加算器によるＫ個のシンボルの第１の加算、及び初期ＰＡＰＲと言われるマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲの判定と、
－ 位相シフトシンボルと言われるＫ個のシンボルを生成するための、位相シフタによるＫ個のシンボルの少なくとも１つの、位相回転角度θの位相回転と、
－ 新たなマルチキャリアシンボルを取得するための、加算器によるＫ個の位相シフトシンボルの第２の加算と、
－ 初期ＰＡＰＲと新たなマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲとの比較であって、最低ＰＡＰＲが初期ＰＡＰＲになる、比較と、
－ 最低ＰＡＰＲのマルチキャリアシンボルの送信と、
を含む。

一実施形態によれば、変調は、逆フーリエ変換によって実施される。

逆フーリエ変換は、周波数ドメインが、効率的且つ簡単に時間ドメインに変換され、ＯＦＤＭシンボルが取得されることを可能にする。

一実施形態によれば、位相回転、第２の加算、及び比較は、複数の異なる位相回転ベクトルに対して反復的に実行される。

反復処理の間、複数の異なる位相回転値の使用によって、最低ＰＡＰＲを与える回転ベクトルを対象にすることが可能となる。

一実施形態によれば、様々な位相回転ベクトルに対する反復は、複数のシンボルに対して反復される。コンステレーションは、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝１、．．．、Ｍ－１で表される座標が、ａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われるコンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、方法は、２つの軸が象限を画定し、ポーラ座標が、象限毎にａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、
と決定されるようになる。

この実施形態は、高変調次数を用いてパイロットなしでもスループットに対する増大する要求を満たすことを可能にし、所与の円上の点の数を４に制限することによって、最大π／２に及び得る位相変動を吸収することを可能にする。

一実施形態によれば、Ｍ＝１６、ｐ＝１であり、且つ象限毎に、φ_ｍ＝α×π／１２で、αは自然数である。

この実施形態は、得られるシンボルが従来の復調器によって復調され得るため、特に有利である。従来の復調器は、象限の４点が正方形に分散されている従来の１６ＱＡＭ変調のために設計された復調器と互換性がある。

一実施形態によれば、象限毎に、φ_ｍ＋１＝φ_ｍ、
である。

この実施形態に係るポーラコンステレーションは、象限毎に定義され、点の位相が象限内で同一であるという特性を有する様々な象限間で再現される。この実施形態は、中間変調次数を用いてパイロットなしでもスループットに対する増大する要求を満たすことを可能にすると同時に、所与の円上の点の数を４に制限することによって最大π／２に及び得る位相変動を吸収することを可能にする。

一実施形態によれば、コンステレーションは、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われるコンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、方法は、２つの軸が象限を画定し、ポーラ座標が、２つの象限のセット毎にａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、
と決定されるようになる。

この実施形態は、高変調次数を用いてパイロットなしでもスループットに対する増大する要求を満たすことを可能にすると同時に、所与の円上の点の数を２に制限することによって最大πに及び得る位相変動を吸収することを可能にする。

一実施形態によれば、合わせた２つの象限毎に、φ_ｍ＋１＝φ_ｍ、
である。

この実施形態に係るポーラコンステレーションは、２つの象限のブロック毎に定義され、点の位相がブロック内で同一であるという特性を有するこれらの２つのブロック間で再現される。

一実施形態によれば、コンステレーションは、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われるコンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、方法は、ポーラ座標がφ_ｍ＋１＝φ_ｍ＋ｐ’＝φ_ｍ＋ｐ””×πで、ｐ””が０でない実数となるようにさらに決定されるようになる。

このモードは、全ての象限上で、即ち２πにわたって定義される、即ち、４象限が１つであると考えられる、スパイラルコンステレーションと言われるコンステレーションを使用する。方法のこの実施形態は、コンステレーションの任意の点上に最大２πにわたり得る位相変動をもたらすことを可能にする。方法では、位相回転情報は受信機に送信されないが、コンステレーションが任意の位相回転（最大２π）が吸収されることを可能にするため、受信機は、それでもなお受信したコンステレーション点を曖昧性なしで判定することが可能である。

このような実施形態は、多くの位相雑音に直面するシステムに特に適しており、それは、テラヘルツ帯域で通信が行われる場合である。具体的には、これらの周波数において、発振器は、多くの位相雑音を示す。スパイラルコンステレーションは、雑音に対する良好な耐性及び位相変動に対する良好な耐性の両方を得ることを可能にし、したがって、テラヘルツ領域における通信に特に有利である。

この実施形態は、コンステレーションの点の全てが同一位相を有する実施形態と同程度位相変動に対して堅牢であるが、加えて、それは有利なことに、コンステレーションの点の最小ユークリッド距離を増加させる。

一実施形態によれば、コンステレーションが、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われるコンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、方法は、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１に対してφ_ｍ＝φであるようになる。

この実施形態に係るポーラコンステレーションは、２つの近隣点間に一定振幅間隔を有する同一位相を全てが有する点を含む。この種のポーラコンステレーションは、位相変動、即ち最大２πの位相変動に対する高耐性を有するが、雑音に対しては比較的低耐性を有する。

本発明の別の主題は、受信方法であって、受信方法は、
－ マルチキャリアシンボルを表す無線信号の受信と、
－ コンステレーションの点を推定するための、マルチキャリアシンボルの復調器（ＤＥＭＯＤ）による復調と、
－ これらのコンステレーション点にマッピングされたデータを推定するための、デマッパ（ＤＥＭＡＰ）によるコンステレーション点のデマッピングであって、コンステレーションは、ポーラ座標と言われる、２つの軸を有する表現に関するポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標が、ａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが正の実数で、コンステレーションＩＣＩの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含む、デマッピングと、
を含む。

本発明は、さらに電気通信機器に関し、電気通信機器は、
－ コンステレーションの点に入力データをマッピングするためのマッパーであって、コンステレーションが、ポーラ座標と言われる、４つの象限を画定する２つの軸を有する表現に関するポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、コンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含む、マッパーと、
－ コンステレーションの点をブロック変調するため、且つＫ≧２であるＫ個のシンボルを生成するための、Ｋ個の変調器と、
－ マルチキャリアシンボルを取得するためにＫ個のシンボルを加算するための第１の複素加算器と、
－ 初期ＰＡＰＲと言われる、マルチキャリアシンボルのＰＡＰＲを計算するためのコンピュータと、
－ 位相シフトシンボルと言われるＫ個のシンボルを生成するためにＫ個のシンボルの少なくとも１つの位相を位相回転ベクトルだけシフトするための位相シフタと、
－ 新たなマルチキャリアシンボルを取得するためにＫ個の位相シフトシンボルを加算するための第２の複素加算器と
－ 初期ＰＡＰＲと新たなマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲとを比較するためのコンピュータであって、最低ＰＡＰＲが初期ＰＡＰＲになる、コンピュータと、
－ 最低ＰＡＰＲのマルチキャリアシンボルを送信するための送信機と、
を含む。

本発明は、さらに電気通信機器に関し、電気通信機器は、
－ マルチキャリアシンボルを表す無線信号を受信するための受信機と、
－ マルチキャリアシンボルを復調し、コンステレーションの点を推定するための復調器であって、コンステレーションが、ポーラ座標と言われる、４つの象限を画定する２つの軸を有する表現に関するポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝１、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、コンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含む、復調器と、
－ コンステレーションの点をデマッピングし、これらのコンステレーション点にマッピングされたデータを推定するためのデマッパと、
を含む。

提案される発明は、このように、複数の目的が達成されることを可能にする。
－ ポーラコンステレーションの点のブロック変調によるＰＡＰＲの制限、その後のこれらの変調されたブロックの１つ又は複数の位相回転の適用
－ ６ＧＨｚを超える高周波数における、発振器の欠陥によって生じる位相変動に対するシステムの堅牢性の向上
－ いわゆる低コストシステムの固有品質の改善
－ 受信機／送信機の移動によって主に引き起こされるドップラーシフトに対する変調器及び復調器の堅牢性の改善

得られる改善の全てによって、高周波数において、特に、ミリメートル（テラヘルツ）帯域及びそれ以上において、マルチキャリアシステムの使用が可能となる。

簡単な例示的且つ非限定的な例として与えられる以下の実施形態の説明及び添付図面を読むと、本発明の他の特徴及び利点がより明確に明らかとなる。

先行技術による送信端ベースバンド処理チェーンを示す図である。 従来の１６ＱＡＭコンステレーションの表現である。 ＯＦＤＭシンボルの従来の時間周波数表現である。 キャリアの１０％だけが使用されるＯＦＤＭ変調器を用いた従来の送信端ベースバンドチェーンによって送出されるＯＦＤＭ信号の時間ドメイン表現である。 本発明に係る方法において採用可能なポーラコンステレーションの第１の構成の実軸Ｘ（Ｉ）及び虚軸Ｙ（Ｑ）に対する表現である。 図５に示される変調の点に適用可能な位相変動の一実施例の例示である。 本発明に係る方法において採用可能なポーラコンステレーションの第２の構成の実軸Ｘ（Ｉ）及び虚軸Ｙ（Ｑ）に対する表現である。 図７に示される変調の点に適用可能な最大位相変動を概略的に示す。 対応するデバイスによる、本発明に係る方法の実施態様を示すブロック図である。 本発明に係る低下方法なしで得られるＣＣＤＦ値の曲線、及び１２０キャリアのブロックを用いた本発明に係る低下方法で得られるＣＣＤＦ値の曲線を示す。 本発明に係る低下方法なしで得られるＣＣＤＦ値の曲線、及び１２キャリアのブロックを用いた本発明に係る低下方法で得られるＣＣＤＦ値の曲線を示す。 本発明に係る電気通信方法を実施することが可能な、本発明に係る機器の簡略化された構造の図である。 本発明に係る受信方法を実施することが可能な、本発明に係る機器の簡略化された構造の図である。

本発明の背後にある一般原理は、円の間に一定間隔ｐを有する同心円上にＭ個の点が分散される、ポーラコンステレーションに入力データをマッピングすることであり、次いでマルチキャリアシンボルを形成するための加算の前にコンステレーションの点のマルチキャリアブロック変調及びブロックの位相の制御された回転を実行することである。変調は、Ｎ_ＩＦＦＴサブキャリアを採用する。変調は、Ｎ_ＩＦＦＴサブキャリアのＫ個の変調器によってブロックで実行される。変調器の各出力又はブロックは、ブロックが共に加えられる前に位相回転ベクトルで位相シフトされ得る。ブロックから生じるシンボルの位相回転後の複素加算から生じるマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲは、異なる位相回転で得られるマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲと比較される。比較は、様々な位相回転値に対して繰り返され得る。最低ＰＡＰＲのシンボルのみが選択され、送信される。

本発明に係るポーラコンステレーション
間隔ｐは、ゼロではない正の実数である。コンステレーションの点は、したがって、少なくとも２つの別個の円にわたって分散される。Ｍ個の点は、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標を有し、それは、ポーラ座標と言われ、４つの象限を画定する２つの軸を有する表現に関し、ａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐという制約を有する。ａ_ｍは、ある点の振幅であり、φ_ｍは、この点の位相である。Ｍは、変調の次数である。

例えば、１６ＱＡＭ変調は、次数Ｍ＝１６を有する。

コンステレーションは、コンステレーションのポーラ形式での表現に関して考慮される象限毎の各円上に多くとも１つの点があるという特性を有する。コンステレーションがサイズ２πの象限、即ち象限［０－２π［に対して決定されるとき、円毎に多くとも１つの点がある。コンステレーションがサイズπの象限毎、即ち象限［０，π［及び［π，０［、又は
及び
に対して決定されるとき、半円毎に多くとも１つの点がある。コンステレーションがサイズπ／２の象限毎、即ち象限［０，π／２［、［π／２，π［、
、及び
に対して決定されるとき、４分の１円毎に多くとも１つの点がある。

コンステレーションの点のポーラ座標に対応する正規化前のデカルト座標（ｘ，ｙ）が、以下の形式で表現され得る。
ｘ_ｍ＝ａ_ｍ・ｃｏｓ（φ_ｍ）、ｙ_ｍ＝ａ_ｍ・ｓｉｎ（φ_ｍ）、φ_ｍ∈［０，２π［とともに、インターバルのサイズがｐ＝１であるように設定され、且つ最初の点の振幅が、１に等しいと考えられる場合、
ａ_０＝１、且つａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋１である。

様々なシンボルへのマッピング中又はマッピングの終わりに、正規化係数を適用することが一般的である。正規化係数「Ｆ」は、コンステレーションの点間の間隔及び変調次数Ｍに依存する。これらの条件下で、それは、式
によって与えられる。

正規化演算は、当業者には周知の演算であり、よってそれについてはさらに説明しない。

図５は、本発明に従って用いられるポーラコンステレーションの第１の構成を示しており、その構成は、スパイラル構成と呼ばれる。この第１の構成は、点が象限［０－２π［にわたって分散されるという特性を有する。図示される構成は、次数Ｍ＝１６のコンステレーションに対応する。各点は、座標ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ａ_ｍ＝（ｍ＋１）×ｐ、ｍ＝０、．．．、１５と、２つの連続する点、即ち２つの連続する円上の点間に決定された間隔を有する位相φ_ｍ、例えばπ／４の一定間隔でφ_ｍ＋１＝φ_ｍ＋π／４である位相φ_ｍと、を有する。ゆえに、例示されていない構成とは異なり、位相φ_ｍは、一定のままではなく、連続する点間で変化する。この第１の構成は、受信したコンステレーション点の振幅の検出のみに基づいて受信端の復調が実行され得るため、位相変動に関して特に有利である。送信機と受信機との間の送信中のいかなる位相変動も、復調に影響を及ぼさない。

以下の表は、グレイ符号を採用する第１の構成（図５に示される）に係るポーラコンステレーションの点に、バイナリ入力データがマッピングされ得る方法の、考えられる１つの例である。変調次数は、Ｍ＝１６であり、このコンステレーションの点の振幅間隔は、ｐ＝１であり、位相は、π／４の倍数である。

図６は、複数の連続するＯＦＤＭシンボルにわたって上で定義されたコンステレーションを用いた送信機と受信機との間の周波数偏差の結果を示す。図６は、スパイラル変調と呼ばれる変調の点に適用可能な位相変動の一例を示し、スパイラル変調は図５に示され、正しい復調を得ることに関しては依然として許容可能である。この「スパイラル」構造によって、システムの送信機と受信機との間の位相の大きな変動に耐えることが可能となる。この実施形態は、テラヘルツで動作するシステムに特に適しており、それによって多くの位相雑音が、不十分な発振器性能に起因して発生する。

図７は、本発明に従って用いられるポーラコンステレーションの第２の構成を示す。このコンステレーションは、次数Ｍ＝１６である。それは、点のパターンが４つの象限間で再現され、各象限が［０，π／２［を表すという特性を有する。象限の各点は、座標ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ａ_ｍ＝（ｍ＋１）×ｐ、
、Ｍ＝１６を有する。よって、象限毎に、同心円毎に点が１つだけ存在し、決定された基準に従って、例えば、２点間にπ／８の一定間隔を有して、又は同一象限において最も離れた円上の２点間にゼロの間隔を有して、点ｍの位相φ_ｍが選択される。この第２のモードは、放射された点間の最小距離が大きいため、加算性白色ガウス雑音に対して堅牢である。この第２の実施形態の例示された例によれば、位相φ_ｍは、π／１２の倍数であり、より詳細には、φ_０＝φ_３＝π／２、φ_１＝π／１２、且つφ_２＝５π／１２である。例示されるこの第２の実施形態は、ＯＦＤＭ／１６ＱＡＭ変調を復調することが可能な多くの既存のＯＦＤＭ復調器と互換性があるため、非常に有利である。具体的には、象限毎に、点は、図２に示されるような従来の１６ＱＡＭコンステレーションの点に近い。

図８は、受信端で正しい復調を取得することと依然として互換性がある、送信端で図７に示される変調の点に適用可能な位相変動の最大量を示す。この最大量の制限範囲内、即ち、位相変動が送信された点の位相に関する制限＋π／４内にある限り、受信機は、送信機と受信機との間の位相変動に関わらず受信した変調点を曖昧性なしで復調することが可能である。

図９のブロック図は、対応するデバイスによる本発明に係る方法の一実施形態の実施態様を示す。

シンボルバイナリ符号化器ＭＡＰは、当業者に既知の従来技術を用いてコンステレーションの複素点に入力バイナリデータパケット、例えば、マルチメディア通信のデータのバイナリ符号語を変換（マッピング）する。本発明によれば、コンステレーションは、ポーラコンステレーションである。

取得したコンステレーションの点は、次いで、Ｋ個の変調器ＭＯＤ_１、ＭＯＤ_２、ＭＯＤ_３に入力され、例示では、変調されたブロック－Ｋ＝３である。Ｋは構成可能である。コンステレーション点は、各点がＮ_ＩＦＦＴサブキャリアの等価な変調器の異なるサブキャリアを用いて変調されるようにＫ個の変調器に入力される。Ｋ個の変調器のそれぞれが、従来はＮ_ＩＦＦＴサブキャリアの逆フーリエ変換ＩＦＦＴによって、周波数時間変換を実行して、Ｎ個の時間ドメインサンプルのマルチキャリアシンボルを生成し、Ｎ＝Ｎ_ＩＦＦＴである。

ｎ∈［０，Ｎ－１］の時間インデックスｎ毎に、Ｋ個の変調器のＫ個の出力ｎの第１の加算器ＡＤＤ_［１｝による複素加算は、加算の前に位相回転がないときのＮ_ＩＦＦＴサブキャリアの等価な変調器によって取得されるものと同一の、マルチキャリアシンボルＲｅｆ_ｏｆｄｍの時間ドメインサンプル
を与える。

これらのシンボルと互いの複素加算の前のＫ個の変調器の出力シンボルの１つ又は複数に対する位相回転ベクトルの影響は、コントローラＣｔ＿ＰＡＰＲによって評価される。

コントローラＣｔ＿ＰＡＰＲは、Ｋ個の変調器のＮ個の出力、及びマルチキャリアシンボルＲｅｆ_ｏｆｄｍのＮ個のサンプルＲｅｆ_{ｏｆｄｍ［ｎ］}のそれぞれを入力として受信する。

コントローラＣｔ＿ＰＡＰＲは、それ自体が現在の基準マルチキャリアシンボルｘ_{ｏｆｄｍ＿ａｕｘ}に対する初期値としての役割をする、マルチキャリアシンボルＲｅｆ_ｏｆｄｍのＰＡＰＲを判定し、それは、初期ＰＡＰＲと呼ばれる。

コントローラＣｔ＿ＰＡＰＲは、少なくとも１つの位相回転ベクトルθ_［１］、θ_［２］、θ_［３］を決定し、それをＫ個の変調器によって放出されるシンボルのうちの少なくとも１つに適用する。よって、Ｋ個の変調器に入力されるコンステレーションの点の全てが、位相回転θ_［１］、θ_［２］、及びθ_［３］をそれぞれ受ける。様々な位相回転ベクトルθ_［１］、θ_［２］、θ_［３］は、異なる値を有してもよく、又は実際にいくつか又は全てが同一であってもよい。

コントローラＣｔ＿ＰＡＰＲは、加算器に入力されるシンボルのうちの少なくとも１つの回転後に、シンボルのサンプルｎの第２の加算器ＡＤＤ_［２｝による複素加算から生じるマルチキャリアシンボルｘ_{ｏｆｄｍ＿ｉ}のＰＡＰＲを、現在の基準ｘ_{ｏｆｄｍ＿ａｕｘ}のＰＡＰＲと比較する。出力マルチキャリアシンボルｘ_ｏｆｄｍは、最低ＰＡＰＲを有する２つの入力マルチキャリアシンボルのものである。より低いＰＡＰＲのこのマルチキャリアシンボルｘ_ｏｆｄｍは、新たな現在の基準マルチキャリアシンボルｘ_{ｏｆｄｍ＿ａｕｘ}になる。

比較は、Ｌ回の反復の反復的方法を用いて様々な位相回転ベクトルに対して繰り返されてもよく、Ｌは構成可能である。反復が終わると、最低ＰＡＰＲのマルチキャリアシンボルのみが送信される。

位相回転ベクトルを用いてコンステレーションの点に適用される位相回転は、値θ_ｍａｘによって境界付けされ、それは構成可能である。

実施態様の１つのモードによれば、各変調器は、逆フーリエ変換を実施する。取得されたマルチキャリアシンボルは、ＯＦＤＭシンボルと言われる。

ブロックＩＦＦＴ（逆フーリエ変換の実施態様）によって送出される時間ドメイン信号のサンプルｎが示される：
ｋはＩＦＦＴブロックのインデックスで、ｋ∈［０：Ｋ－１］であり、Ｋは、ＩＦＦＴブロックの総数であり、ｎは、時間インデックスで、ｎ∈［０：Ｎ－１］である。Ｎ＝Ｎ_ＩＦＦＴは、逆フーリエ変換ＩＦＦＴのサイズである。

基準ＯＦＤＭシンボルＲｅｆ_ｏｆｄｍは、時間インデックス「ｎ」に対して以下のように書かれる。

方法は、初期ＰＡＰＲと言われる、参照ＯＦＤＭシンボルＲｅｆ_ｏｆｄｍのＰＡＰＲを評価する。

方法の１つの特定の反復的実施形態は、以下のように実行され得る。
・初期化
〇全体回転角度ベクトルの初期化：θ_Ｇ［ｋ］＝０、ｋ∈［０：Ｋ－１］
〇現在の基準ＯＦＤＭシンボルの初期化：ｘ_{ｏｄｆｍ＿ａｕｘ}＝Ｒｅｆ_ｏｆｄｍ
〇ＰＡＰＲ＝初期ＰＡＰＲ
・方法の反復数ＬのループＮｏ．１
〇ブロックＫの数のループＮｏ．２：ｋ∈［０：Ｋ－１］
□位相回転角度θ_［ｋ］の初期化で、θ_［ｋ］∈［－θ_ｍａｘ／２：θ_ｍａｘ／２］であり、θ_ｍａｘは、ブロック「ｋ」についての弧度の位相変動の最大範囲である
□位相増分Δθでテストされる位相回転θ_［ｋ］の数ＰのループＮｏ．３
・ブロック「ｋ」のための複素回転ベクトルは、
と書かれ、変数「ｊ」は、虚数単位である。
・ｎ∈［０：Ｎ－１］の場合に、新たなＯＦＤＭシンボルｘ_ｏｆｄｍのサンプル［ｎ］がこのように取得される。
・新たなＯＦＤＭシンボルｘ_ｏｆｄｍのＰＡＰＲ値の計算
・このＰＡＰＲ値が前の値より良い場合、回転角度をメモリ内へ記憶、θ_{ｏｐｔ［ｋ］}＝θ_［ｋ］で示される、新たなＰＡＰＲをメモリ内へ記憶
・全体回転角度の新たな値θ_Ｇ［ｋ］＋θ_{ｏｐｔ［ｋ］}が決定された最大閾値を超える場合：θ_Ｇ［ｋ］＋θ_{ｏｐｔ［ｋ］}が≧θ_ｍａｘである場合、ループＮｏ．３を抜ける
・全体回転角度の更新：θ_Ｇ［ｋ］＝θ_Ｇ［ｋ］＋θ_{ｏｐｔ［ｋ］}
・θ_［ｋ］＝θ_［ｋ］＋Δθ
・ｎ∈［０：Ｎ－１］の場合に
□ループＮｏ．３の終了
□回転角度θ_{ｏｐｔ［ｋ］}が「０」とは異なる場合、ｎ∈［０：Ｎ－１］の場合の新たなＯＦＤＭシンボルのサンプル［ｎ］、が、当該のブロックｋについてのこの角度θ_{ｏｐｔ［ｋ］}で更新される。
の更新
〇ループＮｏ．２の終了
・ループＮｏ．１の終了
・新たなマルチキャリアシンボル：
の送信。

非常に複雑でない一実施形態によれば、反復数Ｌ＝１であり、Ｋ個のブロックのセットのうちの数ブロックのみがループＮｏ．２において考慮され、単一の回転角度±θが、ＰＡＰＲの改善をテストするためにループＮｏ．３において使用される。

一実施形態によれば、方法は、スクランブラを用いてコンステレーション点をスクランブルする。このスクランブルは、マッパーＭＡＰによるマッピング後且つＫ個の変調器による変調前に、周波数ドメインにおいて実行される。このスクランブルは、ＰＡＰＲを低下させることを可能にし、ＰＡＰＲは、ポーラコンステレーションの構築の結果として、ＱＡＭコンステレーションを用いて得られたものより大きい。例えば、スクランブラは、レジスタＸを用いて以下の関係ｐ（ｎ）＝Ｘ^１１＋Ｘ^２＋１に従うシーケンスｐ（ｎ）を実施する、１に初期化された一連のシフトレジスタであってもよい。レジスタ入力に入力されるデータｄ_（ｎ）に適用されるスクランブル関数は、
ｄ_（ｎ）＝ｄ_（ｎ）＊Ｐｓｅｕｄｏ_（ｎ）
Ｐｓｅｕｄｏ_（ｎ）＝２＊ｐ（ｎ）－１

スクランブルが送信端で使用される場合、同一であるが逆スクランブル関数が、受信端で使用されなければならない。

ＰＡＰＲ低下に関する性能は、ＣＣＤＦ（相補累積分布関数）を測定することによって査定される。この測定のために２つの式がある。

２つ目（２）は、本発明に従って得られるＰＡＰＲ低下に関する性能を示すために使用される。

性能は、１２００ペイロードキャリアを有する２０４８点のＦＦＴを採用する送信端デバイスを用いて査定され、その他のキャリアは、ｎｕｌｌである。受信端では、１５０４ビットのデュオバイナリターボ符号復号器及び８回の反復が復号に使用された。

図１０は、本発明に係る低下方法なしで得られるＣＣＤＦ値の曲線、及び本発明に係る低下方法で得られるＣＣＤＦ値の曲線を示す。後者の曲線を得るために、本発明に係る低下方法は、１２０キャリアのブロック、したがって、１０ＩＦＦＴから生じる１０ブロック、単一反復Ｌ＝１、及び単一回転角度値±θを用いて実施された。

図１１は、本発明に係る低下方法なしで得られるＣＣＤＦ値の曲線、及び本発明に係る低下方法で得られるＣＣＤＦ値の曲線を示す。後者の曲線を得るために、本発明に係る低下方法は、４Ｇ－ＬＴＥのブロック（リソースブロック）に関して１２キャリアのブロックで実施された。

図１０及び図１１のそれぞれの曲線の比較は、本発明で得られるＰＡＰＲの低下に関する改善を示している。

図１０及び図１１の本発明に係る曲線の比較は、ブロック数の増加によって、ＰＡＰＲの低下が増大することが可能となるという事実を示している。

本発明に係る電気通信方法を実施することが可能な、本発明に係る機器の一実施形態の簡略化された構造が、図１２に示される。この機器ＤＥＶ＿Ｅは、関係なく基地局又はモバイル端末であってもよい。

機器ＤＥＶ＿Ｅは、マイクロプロセッサμＰを含み、その動作は、プログラムＰｇの実行によって制御され、プログラムＰｇの命令は、発明に係る電気通信方法が実施されることを可能にする。機器ＤＥＶ＿Ｅは、マッパーＭＡＰ、ＯＦＤＭ変調器ＭＯＤ、ＰＡＰＲリミッタＣｔ－ＰＡＰＲ、送信機ＥＭ、及びバッファメモリを含むメモリＭｅｍをさらに含む。ＯＦＤＭ変調器ＭＯＤは、図９の図に示されるように、従来、複数の逆フーリエ変換ＩＦＦＴを採用する。

初期化時に、プログラムＰｇのコード命令は、例えば、プロセッサμＰによって実行される前にバッファメモリＭｅｍ内にロードされる。マイクロプロセッサμＰは、様々なコンポーネント、マッパーＭＡＰ、Ｋ個の変調器ＭＯＤ_１、ＭＯＤ_２、ＭＯＤ_３、ＰＡＰＲリミッタＣｔ－ＰＡＰＲ、及び送信機ＥＭを制御する。

機器の構成は、少なくとも変調の次数、コンステレーションの間隔ｐ、ａ_０の値、反復回数Ｌ、最大回転角度θ_ｍａｘ、（ＩＦＦＴ）ブロックの数Ｋを構成することを含む。変調の次数は、点の数Ｍを決定する。

このように、命令を実行することによって、マイクロプロセッサμＰは、
－ ａ_ｍ＋１＝ａ_０＋ｐ、ｐ＞０であるように、コンステレーションの点のポーラ座標ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．Ｍ－１を決定する
－ 入力データパケットＤＡＴＡに対して、様々なコンポーネントを制御する
・ マッパーＭＡＰは、コンステレーションの点にデータＤＡＴＡをマッピングする
・ Ｋ個の変調器ＭＯＤ_１、ＭＯＤ_２、ＭＯＤ_３は、様々なキャリアにマッピングされたデータを変調して、Ｋ個のシンボルを生成する
・ 複素加算器は、Ｋ個のシンボルを加算して、基準Ｒｅｆが初期化されたＯＦＤＭシンボルを取得する
・ ＰＡＰＲリミッタＣｔ－ＰＡＰＲは、Ｋ個の変調器（インデックスｋのＫ個のブロック）から出力されたシンボルに適用される回転角度θ_Ｇ［ｋ］を決定して、送信されるＯＦＤＭシンボルを取得し、送信されるＯＦＤＭシンボルは、新たに決定された各回転角度についての更新されるＲｅｆとの比較による、より低いＰＡＰＲの取得されたＯＦＤＭシンボルを有する最低ＰＡＰＲを有する
・ 送信機ＥＭが、最低ＰＡＰＲのＯＦＤＭシンボルを表す無線信号を送信する。

本発明に係る受信方法を実施することが可能な、本発明に係る機器の一実施形態の簡略化された構造が、図１３に示される。この機器ＤＥＶ＿Ｒは、関係なく基地局又はモバイル端末であってもよい。

機器ＤＥＶ＿Ｒは、マイクロプロセッサμＰを含み、その動作は、プログラムＰｇの実行によって制御され、プログラムＰｇの命令は、本発明に係る受信方法が実施されることを可能にする。機器ＤＥＶ＿Ｒは、デマッパＤＥＭＡＰ、ＯＦＤＭ復調器ＤＥＭＯＤ、受信機ＲＥ、及びバッファメモリを含むメモリＭｅｍをさらに含む。

初期化時に、プログラムＰｇのコード命令は、例えば、プロセッサμＰによって実行される前にバッファメモリＭｅｍ内にロードされる。マイクロプロセッサμＰは、様々なコンポーネント、デマッパＤＥＭＡＰ、復調器ＤＥＭＯＤ、及び受信機ＲＥを制御する。

一実施形態によれば、復調器ＤＥＭＯＤは、２段階復調を実施して、加算性白色ガウス雑音に関するポーラコンステレーションの相対的な欠点と戦う。第１の段階では、復調器ＤＥＭＯＤは、受信したＯＦＤＭシンボルについての共通位相誤差を査定し、それに従ってＯＦＤＭシンボルを訂正する。第２の段階では、復調器ＤＥＭＯＤは、ＱＡＭコンステレーションと同様にＬＬＲ計算（ＬＬＲは、対数尤度比の頭字語である）を用いて従来の方法でコンステレーション点を復調する。従来、復調器は、フーリエ変換ＦＦＴを採用する。デマッパＤＥＭＡＰは、マッパーＭＡＰの逆演算を実行する。

機器の構成は、変調の次数、コンステレーションの間隔、ａ_０の値を少なくとも構成することを含む。変調の次数は、点の数Ｍを決定する。

このように、命令を実行することによって、マイクロプロセッサμＰは、
－ ａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０であるように、コンステレーションの点のポーラ座標ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．Ｍ－１を決定する
－ 様々なコンポーネントを以下のように制御する
・ 受信機ＲＥがＯＦＤＭシンボルを表す無線信号を受信する
・ 復調器ＤＥＭＯＤが、連続するＯＦＤＭシンボルを復調して、様々なキャリアにマッピングされたコンステレーションの点を推定する
・ デマッパＤＥＭＡＰがコンステレーションの点をデマッピングして、データＤＡＴＡを推定する。

機器ＤＥＶ＿Ｒは、本発明に係る方法の一実施形態に従って送信された無線信号を受信し、受信した点
の振幅を推定することによって、受信したコンステレーション点を復調し得る。
ｂ_ｘ及びｂ_ｙは、チャネルＸ及びＹ上に投影される加算性白色ガウス雑音である。

コンステレーションが既知であるため、象限において円毎に多くとも１つの点があると仮定すると、複数の象限が送信端でコンステレーションを定義するために採用されたとすれば、その位置において不確実性があるとしても、機器ＤＥＶ＿Ｒはそれによって、振幅に基づいて受信した点を決定することが可能である。

受信した点の振幅を推定した後、機器ＤＥＶ＿Ｒは、軸Ｘ（Ｉ）及びＹ（Ｑ）上に投影された推定された点を送信された点と比較することによって、位相誤差を推定し得る。共通位相誤差は、発振器おける変動及び／又はドップラーシフトから主に生じる。

ＯＦＤＭキャリア毎、即ち、キャリアを変調したコンステレーションの点毎に行われる様々な位相誤差推定を合計することによって、機器ＤＥＶ＿Ｒは、位相誤差推定を改善することが可能であり、よって、放射された点の推定に対する白色雑音の影響を低下させることが可能である。
Ｌは位相変動を推定するために使用されるＯＦＤＭキャリアの数である。

共通位相誤差が推定されると、機器ＤＥＶ＿Ｒは、ＯＦＤＭシンボルを変調するコンステレーション点の全てを訂正し得る。この訂正は、周波数ドメインにおいて、即ちＩＦＦＴ復調の後、且つ時間ドメインにおいて、即ちＩＦＦＴ復調の前の両方において行われ得る。時間ドメインにおける訂正を行うことによって、位相回転から生じるキャリア間の干渉を減少させることが可能である。

位相誤差の決定は、復調誤差が減少されることを可能にする。

受信端の訂正電力は、ポーラコンステレーションの構造に直接的に関連する。例えば、１つの象限に限定されるポーラコンステレーションの場合、最大位相回転が±π／４であり、スパイラルコンステレーションの場合、制限は±πである。ＰＡＰＲを低下させるために位相回転を制限することは、ドップラーシフトによって、又は発振器の位相雑音によって生じる位相変動を査定し続けることも可能にする。

結果として、本発明は、また、本発明を実施するのに適当な１つ又は複数のコンピュータプログラム、特に、データ媒体上又はデータ媒体内のコンピュータプログラムにも適用する。このプログラムは、任意のプログラミング言語を用いてもよく、ソースコード、オブジェクトコード、若しくはソースコードとオブジェクトコードとの間のコード中間物、特にコンパイル済み形態のコードなどの形態、又は本発明に係る方法を実施するのに望ましい任意の他の形態を取ってもよい。

データ媒体は、プログラムを記憶することが可能な任意のエンティティ又はデバイスであってもよい。例えば、媒体は、ＲＯＭ、例えばＣＤ－ＲＯＭ若しくはマイクロ電子回路ＲＯＭなどの記憶手段、又は例えば、ＵＳＢキー若しくはハードディスクなどの磁気記録手段を含んでもよい。

さらに、データ媒体は、電気若しくは光ケーブルを介して、無線で、又は他の手段でルートされ得る電気信号又は光信号などの伝送媒体であってもよい。本発明に係るプログラムは、特に、インターネットなどのネットワークからダウンロードされてもよい。

代替として、データ媒体は、プログラムが組み込まれた集積回路であってもよく、回路は、当該方法を実行するように、又は当該方法の実行において使用されるように構成される。

１ 電気通信方法
ＡＤＤ 加算器
Ｂｉｔ 入力データ
ＣＯＤ エラー訂正符号化器
Ｃｔ＿ＰＡＰＲ コントローラ
ｄ，ｎ データ
ｓｙｍｂ ＯＦＤＭシンボル
ｘ，ｔ マルチキャリア信号
Ｘｏｆｄｍ マルチキャリアシンボル
ｘｏｆｄｍ＿ａｕｘ 基準マルチキャリアシンボル
Δ ガードインターバル
Δθ 位相増分
θ 位相回転角度
θＧ 回転角度
θｍａｘ 最大回転角度
θｏｐｔ 回転角度
μＰ マイクロプロセッサ

Claims (16)

1. ポーラコンステレーションの点から構築されたマルチキャリアシンボルの送信を伴う電気通信方法（１）であって、前記点が、送信された前記マルチキャリアシンボルのＰＡＰＲを低下させるために、変調された点のこれらのブロックのうちの１つの少なくとも１つの位相回転ベクトルの制御を用いて少なくとも２つのマルチキャリア変調器によって変調されたブロックである、電気通信方法（１）。
2. － ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われるコンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含む前記コンステレーションの点に、マッパー（ＭＡＰ）を介して入力データをマッピングすることと、
   － Ｋ個のマルチキャリア変調器（ＭＯＤ）による、前記コンステレーションの前記点のブロック変調であって、前記点が、Ｋ個のシンボルを生成するために前記Ｋ個のマルチキャリア変調器に入力され、Ｋ≧２である、ブロック変調と、
   － マルチキャリアシンボルを取得するための、加算器による前記Ｋ個のシンボルの第１の加算、及び初期ＰＡＰＲと言われる前記マルチキャリアシンボルのＰＡＰＲの判定と、
   － 位相シフトシンボルと言われるＫ個のシンボルを生成するための、位相シフタによる前記Ｋ個のシンボルの少なくとも１つの、位相回転角度θの位相回転と、
   － 新たなマルチキャリアシンボルを取得するための、加算器による前記Ｋ個の位相シフトシンボルの第２の加算と、
   － 前記初期ＰＡＰＲと前記新たなマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲとの比較であって、最低ＰＡＰＲが前記初期ＰＡＰＲになる、比較と、
   － 最低ＰＡＰＲの前記マルチキャリアシンボルの送信と、
   を、含む、請求項１に記載の電気通信方法（１）。
3. 前記変調が、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって実施される、請求項１又は２に記載の電気通信方法（１）。
4. 前記位相回転、前記第２の加算、及び前記比較が、複数の異なる位相回転角度ベクトルに対して反復して実行される、請求項２又は３に記載の電気通信方法（１）。
5. 様々な前記位相回転ベクトルに対する前記反復が、複数のシンボルに対して反復される、請求項４に記載の電気通信方法（１）。
6. コンステレーションが、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝１、．．．、Ｍ－１で表される前記座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われる前記コンステレーションの前記振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、前記方法が、２つの軸が象限を画定し、ポーラ座標が、象限毎にａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、
   と決定されるようになる、請求項１～４のいずれか一項に記載の電気通信方法（１）。
7. Ｍ＝１６、ｐ＝１であり、且つ象限毎に、φ_ｍ＝α×π／１２で、αが自然数である、請求項６に記載の電気通信方法（１）。
8. 象限毎に、φ_ｍ＋１＝φ_ｍ、
   である、請求項６に記載の電気通信方法（１）。
9. コンステレーションが、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される前記座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われる前記コンステレーションの前記振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、前記方法が、２つの軸が象限を画定し、ポーラ座標が、２つの象限のセット毎にａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、
   と決定されるようになる、請求項１～４のいずれか一項に記載の電気通信方法（１）。
10. 合わせた２つの象限毎に、φ_ｍ＋１＝φ_ｍ、
    である、請求項８に記載の電気通信方法（１）。
11. コンステレーションが、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される前記座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われる前記コンステレーションの前記振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、前記方法が、ポーラ座標がφ_ｍ＋１＝φ_ｍ＋ｐ’＝φ_ｍ＋ｐ””×πで、ｐ””が０でない実数となるようにさらに決定されるようになる、請求項１～４のいずれか一項に記載の電気通信方法（１）。
12. コンステレーションが、ポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される前記座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、ポーラと言われる前記コンステレーションの前記振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含み、前記方法が、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１に対してφ_ｍ＝φであるようになる、請求項１～４のいずれか一項に記載の電気通信方法（１）。
13. 電気通信機器（ＤＥＶ＿Ｅ）であって、
    － コンステレーションの点に入力データをマッピングするためのマッパー（ＭＡＰ）であって、前記コンステレーションが、ポーラ座標と言われる、４つの象限を画定する２つの軸を有する表現に関するポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、ｐ＞０且つｐが実数で、前記コンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含む、マッパーと、
    － 前記コンステレーションの前記点をブロック変調するため、且つＫ≧２であるＫ個のシンボルを生成するための、Ｋ個のマルチキャリア変調器（ＭＯＤ）と、
    － マルチキャリアシンボルを取得するために前記Ｋ個のシンボルを加算するための第１の複素加算器と、
    － 初期ＰＡＰＲと言われる、前記マルチキャリアシンボルのＰＡＰＲを計算するためのコンピュータと、
    － 位相シフトシンボルと言われるＫ個のシンボルを生成するために前記Ｋ個のシンボルの少なくとも１つの位相を位相回転ベクトルだけシフトするための位相シフタと、
    － 新たなマルチキャリアシンボルを取得するために前記Ｋ個の位相シフトシンボルを加算するための第２の複素加算器と、
    － 前記初期ＰＡＰＲと前記新たなマルチキャリアシンボルのＰＡＰＲとを比較するためのコンピュータであって、最低ＰＡＰＲが前記初期ＰＡＰＲになる、コンピュータと、
    － 最低ＰＡＰＲの前記マルチキャリアシンボルを送信するための送信機（ＥＭ）と、
    を備えることを特徴とする、電気通信機器（ＤＥＶ＿Ｅ）。
14. データ媒体上のコンピュータプログラムであって、前記プログラムが電気通信機器においてロードされ、実行されるときに、前記プログラムが、請求項１～１２のいずれか一項に記載の方法を実施するのに適当なプログラム命令を含む、コンピュータプログラム。
15. 前記プログラムが電気通信機器においてロードされ、実行されるときに、請求項１～１２のいずれか一項に記載の方法を実施するのに適当なプログラム命令を含む、データ媒体。
16. ポーラコンステレーションの点から構築されるマルチキャリアシンボルを含む送信又は受信されたデジタル信号であって、前記点の少なくとも１つが、送信された前記マルチキャリアシンボルのＰＡＰＲを低下させるために位相回転を受けており、ポーラコンステレーションが、ポーラ座標と言われる、４つの象限を画定する２つの軸を有する表現に関するポーラ形式ａ_ｍ×ｅ^ｊφｍ、ｍ＝０、．．．、Ｍ－１で表される座標がａ_ｍ＋１＝ａ_ｍ＋ｐ、且つｐが実数で、前記コンステレーションの振幅間隔であるように決定されるＭ個の点のセットを含む、送信又は受信されたデジタル信号。

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