KR20140096560A

KR20140096560A - 무선 통신 시스템에서 시간-직각 진폭 변조를 지원하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20140096560A
Application number: KR1020130009256A
Authority: KR
Inventors: 사공민; 임치우; 홍성남; 유현규; 전경훈
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2013-01-28
Filing date: 2013-01-28
Publication date: 2014-08-06
Also published as: CN104956635A; WO2014116077A1; US20140211887A1; CN104956635B; US9077605B2; KR101995804B1

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 TQAM(Time-Quadrature Amplitude Modulation)을 지원하기 위한 것으로, 송신단의 동작은, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 송신 심벌을 생성하는 과정과, 적어도 하나의 QAM 심벌을 시간 축에서 쉬프트(shift)함으로써 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하는 과정과, 쉬프트된 양을 나타내는 쉬프트 값에 기초하여 상기 QAM 심벌의 성상도 점을 재조정하는 과정을 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 시간-직각 진폭 변조를 지원하기 위한 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR SUPPORTING TIME-QUADRATURE AMPLITUDE MODULATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호의 변조 및 복조에 관한 것이다.

일반적으로, 무선 통신을 위한 신호 처리 과정은, 송신측에서 채널 코딩(channel coding), 변조(modulation), 주파수 상향 변환, 송신으로 이루어진다. 이에 대응하여, 수신측에서의 신호 처리는 주파수 하향 변환, 복조(demodulation), 채널 디코딩(channel decoding)으로 이루어진다. 여기서, 상기 수신측에서의 복조는 비트당(per-bit) 또는 심벌당(per-symbol) 복호 매트릭(metric)을 산출하는 과정을 포함한다. 일반적으로, 상기 복호 매트릭으로서, LLR(Log Likelihood Ratio)이 널리 사용된다.

상기 LLR을 생성하기 위해서, 간섭 및 잡음 신호에 대한 특정한 확률 분포를 전제하는 것이 필요하다. 종래 기술은 낮은 복잡도로 복호를 수행하기 위하여 간섭 신호에 대하여 가우시안(Gaussian) 분포를 가정한다. 따라서, 간섭 신호의 특성을 최대한 가우시안에 가깝게 만들기 위하여, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 계열의 변조 방식이 주로 사용되고 있다. 그러나, 가우시안 채널보다 비-가우시안(non-Gaussian) 채널의 채널 용량이 크다는 것이 일반적으로 알려져 있다. 따라서, 적절히 복호를 수행한다면, 가우시안 채널보다 비-가우시안 채널에서 더 높은 복호 성능이 얻어질 수 있다.

이에 따라, 간섭 신호를 비-가우시안 분포에 따르도록 하는 변조 방식의 개발이 필요하다.

따라서, 본 발명의 일 실시 예는 무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 신호가 비-가우시안 분포에 따르게 하는 변복조 기법을 지원하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 TQAM 기법 적용 시 시간 축에서의 심벌 집중 문제를 해소하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 TQAM을 위한 복잡도가 낮은 가우시안 복호 매트릭을 산출하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 TQAM을 위한 채널 용량에 근접하는 비-가우시안 복호 매트릭을 산출하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 송신 심벌을 생성하는 과정과, 적어도 하나의 QAM 심벌을 시간 축에서 쉬프트(shift)함으로써 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하는 과정과, 쉬프트된 양을 나타내는 쉬프트 값에 기초하여 상기 QAM 심벌의 성상도 점을 재조정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 방법은, QAM 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 수신 심벌을 수신하는 과정과, 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화를 위해 시간 축에서 각 QAM 심벌이 쉬프트됨으로 인한 송신단에서의 심벌 변형을 복원하는 과정과, 상기 수신 심벌을 위한 복호 매트릭들을 생성하는 과정과, 상기 복호 매트릭을 이용하여 복호화를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제3견지에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단 장치는, QAM 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 송신 심벌을 생성하고, 적어도 하나의 QAM 심벌을 시간 축에서 쉬프트함으로써 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하고, 쉬프트된 양을 나타내는 쉬프트 값에 기초하여 상기 QAM 심벌의 성상도 점을 재조정하는 모뎀과, 신호를 송신하는 RF 송신부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제4견지에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단 장치는, QAM 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 수신 심벌을 수신하는 수신부와, 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화를 위해 시간 축에서 각 QAM 심벌이 쉬프트됨으로 인한 송신단에서의 심벌 변형을 복원하고, 상기 수신 심벌을 위한 복호 매트릭들을 생성하고, 상기 복호 매트릭을 이용하여 복호화를 수행하는 모뎀을 포함하는 것을 특징으로 한다.

무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 신호가 비-가우시안(non-Gaussian) 분포에 따르게 하는 변복조 기법을 지원할 수 있다. 나아가, TQAM(Time-Quadrature Amplitude Modulation) 기법 적용 시 시간 축에서의 심벌 집중 문제를 해소할 수 있다.

도 1은 FQAM(Frequency-Quadrature Amplitude Modulation) 기법의 개념을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 TQAM(Time-Quadrature Amplitude Modulation) 기법의 개념을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM을 적용한 경우의 프레임 일부를 도시하는 도면,
도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM 심벌의 균일화 절차를 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 4-TQAM 성상도 점의 예를 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM pdf(probability density function) 생성 수단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 복호 매트릭 생성 절차를 도시하는 도면,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 정보 비트열 결정 절차를 도시하는 도면,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM 심벌 복호를 위한 수신기 구조를 도시하는 도면,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TF-혼합(Time-Frequency-mixed)-QAM 심벌 복호를 위한 수신기 구조를 도시하는 도면,
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.

이하 본 발명은 무선 통신 시스템에서 잡음 및 간섭 신호가 비-가우시안 분포에 따르게 하는 변복조 기법을 지원하기 위한 기술에 대해 설명한다.

간섭 신호를 비-가우시안(non-Gaussian) 분포에 따르도록 하는 변조 방식으로서, FQAM(Frequency-Quadrature Amplitude Modulation) 기법이 제안된 바 있다. 상기 FQAM은 상기 QAM 및 FSK(Frequency Shift Keying)가 결합된 하이브리드(hybrid) 변조 방식으로서, 상기 QAM의 높은 스펙트럼 효율(spectral efficiency) 및 상기 FSK의 비-가우시안 분포의 간섭 신호 등의 장점들을 모두 가진다. 상기 FQAM 기법의 개념을 살펴보면 이하 도 1과 같다.

도 1은 FQAM 기법의 개념을 도시하고 있다. 상기 도 1은 4-QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 및 4-FSK(Frequency Shift Keying)이 결합된 FQAM을 나타낸다.

상기 도 1을 참고하면, (a)에 도시된 4-QAM은 직교 좌표계에서 4개의 성상도(contellation) 점들을 가짐으로써, 서로 다른 위상을 가지는 4개의 복소 심벌(complex symbol)들을 생성할 수 있다. (b)에 도시된 4-FSK는 4개의 주파수 값들을 사용함으로써, 서로 다른 주파수 값들을 가지는 4개의 복소 심벌들을 생성할 수 있다. (c)에 도시된 상기 FQAM은 상기 4-QAM 및 상기 4-FSK의 결합이다, 상기 (c)와 같이, FQAM 심벌들을 서로 다른 4개의 주파수 값들을 가질 수 있으며, 동시에 4개의 위상 값들을 가질 수 있으므로, 총 16개의 심벌들이 생성될 수 있다.

위와 같이, 상기 FQAM은 QAM 심벌을 어느 주파수에 매핑하느냐를 이용하여, QAM만으로 표현 가능한 비트열의 개수를 주파수 개수만큼 확장한다. 다시 말해, 상기 FQAM은 FSK 심벌의 위상 및 크기를 이용하여, FSK만으로 표현 가능한 비트열의 개수를 QAM 심벌 개수만큼 확장한다. 즉, 상기 FQAM 심벌은 심벌의 위상 및 크기, 심벌이 매핑되는 주파수 상 위치의 조합으로서 식별된다.

본 발명은 상기 FSK 대신 TSK(Time Shift Keying)을 상기 QAM에 결합한 변조 방식을 제안한다. 이하, 본 발명은 상기 QAM 및 상기 TSK를 결합한 변조 방식을 'TQAM(Time-QAM)'이라 지칭한다. 상기 TQAM 기법의 개념을 살펴보면 이하 도 2와 같다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 TQAM 기법의 개념을 도시하고 있다. 상기 도 2은 4-QAM 및 4-TSK(Time Shift Keying)이 결합된 TQAM을 나타낸다.

상기 도 2를 참고하면, (a)에 도시된 4-QAM은 직교 좌표계에서 4개의 성상도 점들을 가짐으로써, 서로 다른 위상을 가지는 4개의 복소 심벌들을 생성할 수 있다. (b)에 도시된 4-TSK는 4개의 송신 시점들을 사용함으로써, 서로 다른 송신 시점들을 가지는 4개의 복소 심벌들을 생성할 수 있다. (c)에 도시된 상기 TQAM은 상기 4-QAM 및 상기 4-TSK의 결합이다. 상기 (c)와 같이, TQAM 심벌들을 서로 다른 4개의 송신 시점들을 가질 수 있으며, 동시에 4개의 위상 값들을 가질 수 있으므로, 총 16개의 심벌들이 생성될 수 있다.

위와 같이, 상기 TQAM은 QAM 심벌을 어느 시간 자원에 매핑하느냐를 이용하여, QAM만으로 표현 가능한 비트열의 개수를 시간 자원의 개수만큼 확장한다. 다시 말해, 상기 TQAM은 TSK 심벌의 위상 및 크기를 이용하여, TSK만으로 표현 가능한 비트열의 개수를 QAM 심벌 개수만큼 확장한다. 즉, 상기 TQAM 심벌은 심벌의 위상 및 크기, 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별된다.

상기 FQAM에 비하여, 상기 TQAM은 다음과 같은 장점들을 가진다. 일반적으로, 주파수 축에서 보다 시간 축에서의 채널 변화 속도가 느리다. 따라서, 상기 TQAM과 같이 심벌을 시간 축으로 넓게 배치하는 경우, 파일럿 오버헤드(pilot overhead)를 감소시킬 수 있다. 또한, 상기 TQAM은 상기 FQAM에 비하여 한 심벌당 요구하는 주파수 자원의 양이 적기 때문에 주파수 제한적(frequency-limited) 환경에 적용하기 용이하다. 또한, OFDM(Orthgonal Freqeuncy Division Multiplexing)을 사용하지 아니하는 시스템의 경우, 사용하는 주파수의 크기에 따라 정합 필터(matched filter)가 다수 요구된다. 이 경우, TQAM 심벌은 동일한 주파수에서만 검출을 요하므로, TQAM 수신단은 FQAM 수신단에 비하여 간단한 수신 구조를 가진다.

반면, 상기 TQAM은 다음과 같은 불이익을 가진다. 상기 TQAM을 적용한 경우의 일부 프레임(frame)을 살펴보면 다음과 같다. 도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM을 적용한 경우의 프레임 일부를 도시하고 있다. 상기 도 3은 OFDM/OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식의 무선 통신 시스템에 상기 TQAM을 적용한 경우 프레임의 일부를 나타낸다. 상기 도 3은 상기 도 2과 같은 16-TQAM을 예로 든다.

상기 도 3에서, 가로축은 시간, 세로축은 주파수를 나타낸다. 시간 축의 구분 단위는 OFDM 심벌(symbol)이며, 주파수축의 구분 단위는 부반송파(subcarrier)이다. 그리고, 하나의 OFDM 심벌 및 하나의 부반송파로 이루어지는 단위는 톤(tone)이라 지칭된다. 상기 도 3을 참고하면, 1개의 TQAM 블록은 하나의 부반송파 및 4개의 OFDM 심벌들을 점유하는 4개의 톤들을 포함한다. 상기 도 3에서, 1개의 TQAM 블록에 포함되는 OFDM 심벌들은 인접하게 도시되었다. 하지만, 이는 일 예이며, 1개의 TQAM 블록에 포함되는 OFDM 심벌들은 물리적으로 연속하지 아니할 수 있다.

각 TQAM 블록에서, QAM 심벌이 매핑되는 OFDM 심벌의 위치는 송신 데이터의 값에 따라 결정된다. 그 결과, 시간 축에서의 QAM 심벌들의 분포는 균일하지 아니할 수 있다. 상기 도 3의 경우, OFDM 심벌-1(301)은 QAM 심벌을 포함하지 아니하며, OFDM 심벌-2(302)는 1개, OFDM 심벌-3(303)은 2개, OFDM 심벌-4(304)는 1개의 QAM 심벌을 포함한다.

상술한 바와 같이, 상기 TQAM의 경우, 시간 축에서 전력(power)을 송신하지 않는 구간(예: 상기 OFDM 심벌-1(301) 구간)이 존재한다. 이에 따라, 평균 송신 전력이 낮아지는 문제점이 발생한다. 또한, 상기 TQAM의 경우, PAPR(Peak to Average Power Ratio)이 높아질 수 있다. 나아가, OFDM 심벌 당 전력이 고정되는 경우, 각 TQAM 심벌 당 전력이 달라질 수 있다.

상기 도 3을 참고하여 설명한 바와 같이, TQAM 기법을 적용하는 경우, 시간 축에서 신호가 송신되지 아니하는 구간 및 전력이 집중되는 구간이 발생할 수 있다. 이로 인해 PAPR 증가 등의 문제점이 발생할 수 있다. 따라서, 시간 축 상 심벌 분포를 균일화하기 위해, 본 발명은 이하 도 4a 내지 4c와 같은 추가적인 절차를 제안한다.

도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM 심벌의 균일화 절차를 도시하고 있다. 상기 도 4a 내지 상기 도 4c는 상기 도 2와 같은 16-TQAM을 예로 든다.

상기 도 4a는 다수의 TQAM 블록들을 도시한다. 상기 도 4a를 참고하면, 일정 개수의 TQAM 블록들이 하나의 그룹(group)으로 그룹핑(410)된다. 상기 도 4a의 경우, 4개의 TQAM 블록들이 하나의 그룹에 포함된다. 이후, 도 4b와 같이, 하나의 그룹 내에서 QAM 심벌의 분포가 시간 축에서 균일화되도록, 적어도 하나의 QAM 심벌이 시간 축에서 쉬프트(shift)(420)된다. 단, 상기 쉬프트(420)로 인해 TQAM 심벌의 시간 축 상 범위를 벗어나지는 아니한다. 상기 도 4b의 경우, 3번째 부반송파에 매핑된 QAM 심벌이 시간 축에서 좌측으로 2개 심벌 만큼 쉬프트되었다. 이로 인해, 심벌의 분포가 시간 축에서 균일화된다.

그러나, 상기 시간 축에서 QAM 심벌의 위치는 정보 비트를 식별케하는 요인이다. 따라서, 상기 QAM 심벌의 시간 축 상 위치를 변경함으로써, TQAM 심벌이 나타내는 정보가 달라진다. 따라서, 송신단에서 수행되는 상기 쉬프트를 수신단에게 알리기 위해, 쉬프트된 양, 즉, 쉬프트 값을 알리는 정보가 상기 도 4c와 같이 추가된다.

상기 4c와 같이, 상기 쉬프트 값은 QAM 심벌 상에 가해지는 성상도 점 재조정(430)에 의해 표현된다. 상기 4c를 참고하면, 첫 번째, 두 번째, 네 번째 부반송파들에 매핑된 QAM 심벌들은 쉬프트되지 아니하였다. 즉, 쉬프트 값이 0이다. 이에 따라, 첫 번째, 두 번째, 네 번째 부반송파들에 매핑된 QAM 심벌들은 해당 사분면(quadrant) 내에서 다시 0을 나타내는 성상도 점으로 매핑된다. 그리고, 왼쪽으로 2개 심벌만큼 쉬프트된 세 번째 부반송파에 매핑된 QAM 심벌은 해당 사분면 내에서 2를 나타내는 성상도 점으로 매핑된다. 즉, 각 QAM 심벌들에 쉬프트 값을 나타내기 위한 적어도 하나의 비트가 추가된다. 상기 도 4c의 경우, 쉬프트 가능한 범위가 0 내지 4이므로, 2개 비트가 추가된다. 추가되는 비트 개수는 쉬프트 값의 최대 값에 따라 달라질 수 있다. 그 결과, 상기 첫 번째 부반송파에 매핑된 QAM 심벌은 '00'에서 '0000'로, 상기 두 번째 부반송파에 매핑된 QAM 심벌은 '00'에서 '0000'로, 상기 세 번째 부반송파에 매핑된 QAM 심벌은 '11'에서 '1011'로, 상기 네 번째 부반송파에 매핑된 QAM 심벌은 '10'에서 '0010'으로 변경된다. 이하 설명의 편의를 위해, 본 발명은 '쉬프트 이전의 TQAM 심벌이 나타내는 비트열'을 '원본 비트열', ' 쉬프트 이후의 TQAM 심벌이 나타내는 비트열'을 '확장된 비트열'로 구분하여 지칭한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 TQAM 심벌을 구성하는 QAM 심벌들의 시간 축 상 분포를 균일화하기 위해, 쉬프트 및 비트 추가를 수행한다. 결과적으로, QAM 심벌의 변조 차수(modulation order)가 증가한다. 그러나, 일반적으로 QAM 심벌은 FSK 또는 TSK에 비하여 더 높은 검출 확률을 가지므로, 전체의 복호 성능이 크게 열화되지는 아니함이 자명하다.

송신단에서 상기 도 4a 내지 상기 4c와 같은 절차를 수행함에 따라, 수신단은 확장된 비트열의 확률 값 또는 복호 매트릭(metric)을 원본 비트열의 확률 값 또는 복호 매트릭으로 가공하는 역처리를 수행한다. 즉, 상기 수신단에 수신된 TQAM 심벌로부터 생성된 확률 값들 또는 복호 매트릭들은 확장된 비트열을 나타내며, 상기 확장된 비트열은 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트를 포함한다. 상기 쉬프트 값은 원본 비트열에 포함되지 아니하는 정보로서, QAM 심벌의 시간 축 균일화를 위한 쉬프트 정도를 표현한다. 따라서, 송신단이 송신하고자 하는 정보에 해당하는 원본 비트열은 상기 쉬프트 값을 포함하지 아니하므로, 상기 수신단은 쉬프트 값에 관한 성분을 제거해야 한다.

이를 위해, 상기 수신단은 상기 TQAM 심벌로부터 생성된 복호 매트릭에서 쉬프트 값에 대응하는 일부 비트의 복호 매트릭을 제거할 수 있다. 예를 들어, 상기 도 4c의 세 번째 부반송파에 매핑된 TQAM 심벌이 수신된 경우, 상기 수신단은 '101100'의 복호 매트릭을 생성한다. 여기서, MSB(Most Siginficant Bit) '10'은 쉬프트 값, LSB(Least Siginficant Bit) '00'은 시간 축 위치에 대응하는 값, 중간의 '11'은 QAM 심벌에 대응하는 값이다. 이에 따라, 상기 수신단은 확장된 비트열 '101100'에서 쉬프트 값 '10'에 대응하는 복호 매트릭을 제거한다.

상기 쉬프트 값을 나타내는 비트들의 복호 매트릭을 제거하기 위해서는, 상기 복호 매트릭이 각 비트에 대하여 생성되어야 한다. 예를 들어, 상기 복호 매트릭이 LLR인 경우, 비트 별 LLR이 생성되어야 한다. 이진(binary) 복호화를 수행하는 경우, 상기 비트 LLR의 생성은 복호화 과정의 일부이다. 하지만, 비-이진(non-binary) 복호화를 수행하는 경우, 추가적으로 상기 비트 별 LLR들을 생성하고, 상기 일부 LLR을 제거한 후, 다시 심벌 벌 LLR로 변환해야 한다. 즉, 상기 비-이진 복호화는 비트 별 LLR을 이용하지 아니하므로, 상기 비트 별 LLR을 생성하고, 비트 별 LLR을 심벌 별 LLR로 변환하는 절차가 부가된다. 따라서, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 수신단은, 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트의 복호 매트릭을 제거하는 것에 대신하여, 심벌 후보들에 대한 확률 값들을 결합함으로써 동일한 효과를 얻을 수 있다.

즉, 상기 수신단은, 복호 매트릭 생성 후 일부 비트에 대한 복호 매트릭을 제거하는 것이 아니라, QAM 심벌 후보에 대한 확률 값들 결정 시, 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트들을 제외시킬 수 있다. 예를 들어, 총 여섯(6) 비트 중에 MSB 두(2) 비트가 상기 쉬프트 값을 나타내는 경우, 원본 비트열 '0000'에 대한 심벌 확률 값은 확장된 비트열 '000000'에 대한 확률 값, 확장된 비트열 '010000'에 대한 확률 값, 확장된 비트열 '100000'에 대한 확률 값, 확장된 비트열 '110000'에 대한 확률 값을 합산함으로써 결정될 수 있다.

또한, 상기 QAM 심벌의 시간 축 균일화를 위해 QAM 심벌을 쉬프트함으로 인해, QAM 심벌의 위치를 통해 표현되는 적어도 하나의 비트의 값이 원본 비트열과 달라진다. 따라서, 수신단은 쉬프트 값을 검출하고, 검출된 쉬프트 값에 따라 QAM 심벌을 역-쉬프트 해야 한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 쉬프트 값에 기초하여 QAM 심벌의 시간 축 인덱스를 조정한다. 상기 수신단은 상기 쉬프트 값에 기초하여 시간 자원 별 수신 신호 값들, 시간 자원 별 송신 심벌 후보의 확률 값들 또는 시간 자원 별 복호 매트릭들의 시간 축 인덱스를 조정한다. 예를 들어, 상기 도 4c의 세 번째 부반송파에 매핑된 TQAM 심벌이 수신된 경우, 상기 수신단은 실제로 2번째 톤을 통해 QAM 심벌을 수신하였으나, 검출된 쉬프트 값에 따라 상기 2번째 톤을 통해 수신된 신호 값을 4번째 톤을 통해 수신된 것으로 처리한다. 상기 시간 축 인덱스 조정은 확률 값 결정 후 또는 복호 매트릭 생성 후에 수행될 수 있다.

상기 쉬프트 값을 검출하기 위해, 상기 수신단은 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트만을 고려한 후보 심벌들의 송신 확률 값들을 결정하고, 상기 심벌 확률 값들에 기초하여 상기 쉬프트 값들을 검출한다. 예를 들어, 상기 수신단은 경판정(hard decision)을 통해, 즉, 가장 높은 확률 값을 가지는 후보 심벌이 송신되었다고 판단할 수 있다. 다른 예로, 상기 수신단은 경판정을 통해, 즉, 상기 확률 값들을 이용하여 복호 매트릭을 생성한 후, 상기 복호 매트릭을 이용하여 복호화를 수행할 수 있다.

여기서, 상기 쉬프트 값만을 고려한 심벌 확률 값들은, 전체 심벌들 각각의 확률 값들에서 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트가 동일한 심벌 후보들의 확률 값들을 합산함으로써 결정될 수 있다. 예를 들어, 총 여섯(6) 비트 중에 MSB 두(2) 비트가 상기 쉬프트 값을 나타내는 경우, 쉬프트 값 '00'에 대한 심벌 확률 값은 MSB로 '00'을 가지는 16개의 확장된 비트열들(예: 000000 내지 001111)에 대한 확률 값들을 합산함으로써 결정될 수 있다.

상술한 TQAM 방식은 새로이 제안되는 변조 기술이므로, 복호 매트릭 생성 방법에 대하여 제안된 바가 없다. 상기 TQAM은 상기 QAM과 달리 하나의 심벌이 시간 축 상 다수의 톤(tone)들을 점유하므로, 상기 QAM에서 제안된 LLR 산출 방법을 상기 TQAM에 그대로 확장(extension)하는 것은 적절하지 아니하다. 즉, 상기 TQAM으로 생성된 심벌의 복호를 위해 기존 QAM을 위한 LLR 생성 방법을 그대로 적용하면, 큰 성능 열화가 야기될 수 있다. 따라서, 상기 TQAM을 위한 LLR을 생성하기 위한 효과적인 방법의 제시가 필요하다.

대부분의 채널 복호화기(channel decoder)는 LLR을 입력으로 받아 정보 비트(information bit) 또는 심벌(symbol)을 추정(estimation)한다. 일반적으로, 이진 복호화기(binary decoder)는 하기 <수학식 1>과 같이 LLR을 계산한다.

상기 <수학식 1>에서, 상기

은 이진 복호화에 대응하는 k번째 심벌의 λ번째 비트의 LLR, 상기

는 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수의 추정, 상기

는 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 λ번째 비트가 0인 후보 심벌들의 집합, 상기

는 λ번째 비트가 1인 후보 심벌들의 집합, 상기

는 k번째 수신 심벌에 대한 pdf, 상기

는 k번째 송신 심벌을 의미한다. 상기

는 송신 가능한 심벌 후보를 나타내는 더미 변수(dummy variable)이다. 16-QAM의 경우, 상기

는 전체 16개 심벌들 중 8개, 상기

는 나머지 8개를 포함한다.

반면, 비-이진 복호화기(non-binary decoder)는 하기 <수학식 2>와 같이 LLR을 계산한 후, 그 결과를 입력(input)으로 사용한다.

상기 <수학식 2>에서, 상기

는 k번째 심벌에 대한 심벌 LLR,

는 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수의 추정, 상기

은 l번째 후보 심벌에 대응하는 LLR, 상기

는 k번째 수신 심벌의 pdf, 상기

는 k번째 송신 심벌, 상기

은 l번째 후보 심벌을 의미한다.

상기 <수학식 1> 및 상기 <수학식 2>를 통해 알 수 있듯이, 채널 복호화에 필요한 LLR을 계산하기 위해서는 pdf의 계산이 필요하다.

기존의 비-가우시안 복호 방법 중에 대표적인 방법으로, CGG(Complex generalized Gaussian) 복호 방식이 존재한다. 상기 CGG 복호 방식은 간섭 신호 또는 잡음이 CGG 분포를 따른다고 가정하고, LLR 또는 pdf를 계산하여 계산된 결과를 채널 복호화기의 입력으로 제공한다. 상기 CGG 복호 방식은 가우시안 복호 방식을 포함하므로, 본 발명에서는 상기 CGG 복호 방식에 대해서만 설명한다. CGG 분포의 pdf는 하기 <수학식 3>과 같다.

상기 <수학식 3>에서, 상기

는 잡음의 pdf, 상기

는 잡음을 나타내는 변수, 상기

는 모양 파라미터(shape parameter)로서 비-가우시안의 정도를 표현하는 변수, 상기

는 스케일 파라미터(scale parameter)로서 분산(variance)을 표현하는 변수, 상기

는 감마 함수(Gamma function)로서,

로 정의된다.

상기 <수학식 3>에서, CGG 분포의 pdf는, 상기 α가 2이면 가우시안(Gaussian) 분포에 따르고, 상기 α가 2보다 작으면 헤비 테일(heavy-tail)을 가지는 수퍼 가우시안(super Gaussian) 분포에 따르고, 상기 α가 2보다 크면 라이트 테일(light-tail)을 가지는 서브 가우시안(sub Gaussian) 분포에 따르게 된다. 즉, 상기 α가 2인 경우, 상기 CGG 복호 방식은 가우시안 복호 방식과 동일하다.

대부분의 간섭 신호 및 잡음들은 상기 α가 0 내지 2인 수퍼 가우시안 또는 가우시안으로 모델링된다. 스케일 파라미터(Scale parameter)라 불리는 상기 β는 가우시안 pdf의 분산과 같은 역할을 수행한다. 대부분의 비-가우시안 복호 방식에 사용되는 pdf들은 CGG 분포의 α 및 β와 같은 모양 파라미터 및 스케일 파라미터를 포함한다. 따라서, 본 발명이 CGG를 예로 들어 설명하나, 본 발명은 현존하는 대부분의 비-가우시안 복호 방식들에도 동일하게 적용될 수 있음은 자명하다.

QAM을 CGG 복호하기 위해서, 하기 <수학식 4>와 같은 pdf 식의 계산이 필요하다.

상기 <수학식 4>에서, 상기

는 송신 심벌의 pdf,

는 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수, 상기

는 k번째 송신 심벌, 상기

는 모양 파라미터, 상기

는 스케일 파라미터, 상기

는 감마 함수(Gamma function)로서,

로 정의된다.

α값 및 β값을 추정하는 방법은 다양하게 존재한다. 이하, 본 발명은 이미 제안된 방법인 모먼트 매칭(moment matching) 기법을 예로 들어 설명한다. 상기 모먼트 매핑 기법에 따르면, 1차 모먼트(moment) 및 2차 모먼트를 매칭(matcning) 시킴으로써 상기 α값 및 상기 β값 추정된다. 상기 α값 및 상기 β값 추정을 수식으로 표현하면 하기 <수학식 5>와 같다.

상기 <수학식 5>에서, 상기

는 모양 파라미터, 상기

는 스케일 파라미터,

는 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수의 추정, 상기

는 경판정(hard decision) 방식으로 추정한 k번째 송신 심벌, 상기

는 감마 함수(Gamma function)로서,

로 정의된다.

상기 TQAM의 경우, 상기 QAM과 달리, 하나의 심벌이 다수의 톤들을 점유하므로, 상기 QAM에 대하여 제안된 LLR 산출 방식을 상기 TQAM에 확장하는 것은 적절하지 아니하다. 따라서, 본 발명은 하기 <수학식 6> 및 하기 <수학식 7>과 같이 TQAM을 위한 가우시안 또는 비-가우시안 심벌에 대한 pdf를 결정할 수 있다.

상기 <수학식 6>에서, 상기

는 송신 심벌의 pdf,

는 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수의 추정, 상기

는 k번째 TQAM 블록에서 QAM 심벌이 실린 시간 자원의 인덱스, 상기

는 k번째 송신 심벌, 상기

는 TQAM 블록에 포함된 톤의 개수, 상기

는 l번째 톤에서의 송신 심벌의 pdf,

는 l번째 톤에서의 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 l번째 톤에서의 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수의 추정을 의미한다.

상기 <수학식 7>에서, 상기

는 l번째 톤에서의 송신 심벌의 pdf,

는 l번째 톤에서의 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수, 상기

는 k번째 송신 심벌, 상기

는 모양 파라미터, 상기

는 스케일 파라미터, 상기

는 감마 함수(Gamma function), 상기

는 델타 함수(delta function)를 의미한다. 상기 감마 함수는

로 정의되고, 상기 델타 함수는 l 및 q[k]가 같으면 1, 아니면 0을 결과로 제공한다.

TQAM pdf가 QAM pdf와 다른 점은 다음과 같다. 상기 TQAM의 경우, 하나의 심벌이 다수의 톤을 점유하므로, 심벌 pdf가 각 톤들의 pdf로 표현되어야 한다. 본 발명은 각 톤들 간에 QAM 심벌 또는 간섭 신호끼리는 i.i.d.(independent and identically distributed)함을 전제로, 심벌 pdf를 각 톤들의 pdf들의 곱으로 표현한다. 본 발명에서 제안하는 방법을 실시하기 위해, 톤 당 pdf를 곱하여 심벌 pdf를 생성하는 수단이 요구된다. 본 발명에서 제안하는 방법에 따르는 경우, 이론적인 한계 성능에 근접하는 복호 성능이 얻어질 수 있다.

종래의 대부분의 비-가우시안 복호 방식은 모양 파라미터 α의 승수 계산을 포함한다. α 값은 0보다 정수 값이므로, 일반적으로 α 승수를 계산하기 위한 복잡도는 매우 크다. 따라서, 본 발명은 비-가우시안 복호 방식의 승수 계산의 복잡도 감소시키기 위한 방안을 더 제안한다.

본 발명의 실시 예에 따라, 수신단은 상기 모양 파라미터 α를 고정된 값으로 설정할 수 있다. 실제의 간섭 신호 또는 잡음들은 대부분 헤비 테일을 가지는 수퍼 가우시안 분포에 따르므로, 비-가우시안 분포(예: CGG(Complex generalized Gaussian), GG(Generalized Gaussian), SaS(Symmetric alpha stable))의 모양 파라미터 α는 일반적으로 0 내지 2의 값을 가지게 된다. 그러므로, 본 발명은 하기 <수학식 8>와 같이 상기 모양 파라미터를 1로 고정하는 방안을 제안한다. 상기 모양 파라미터를 1로 고정하더라도, 실제의 셀룰러(cellular) 환경에서 이론적인 한계 성능에 근접하는 성능이 제공될 수 있다.

상기 <수학식 8>에서, 상기

는 l번째 톤에서의 송신 심벌의 pdf,

는 l번째 톤에서의 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수, 상기

는 k번째 송신 심벌, 상기

는 스케일 파라미터, 상기

는 감마 함수(Gamma function), 상기

는 델타 함수(delta function)를 의미한다. 상기 감마 함수는

본 발명의 다른 실시 예에 따라, 수신단은 상기 모양 파라미터 α를 하나의 값으로 고정하지 아니하고, 다수의 후보들 중 하나를 선택할 수 있다. 상기 <수학식 8>과 같이 모양 파라미터를 1로 고정하는 방식은 비-가우시안 특성이 강하지 않은 채널에서 소량의 성능 열화를 발생시킨다. 상기 성능 열화를 피할 수 있는 대책으로서, 본 발명은 상기 모양 파라미터를 추정한 후, 추정한 값을 미리 정한 다수의 α 값 후보들과 비교하고, 가장 근접한 후보 값으로 대체하여 사용할 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 따라, 수신단은 pdf의 전체 구간 또는 일부 구간에 대하여 보다 적은 연산량을 가지는 다항식을 사용할 수 있다. 예를 들어, 상기 <수학식 7> 및 상기 <수학식 8>과 같은 지수 함수(exponential function) 대신,테일러 근사(Taylor approximation)가 사용될 수 있다. 구체적으로, Exp(x)를 테일러 전개(Taylor expansion)하면 '1+x+(x²)/2+(x³)/6+ … '과 같이 무한 급수로 표현된다. 이때, 무한개의 급수들(series) 중 크게 영향을 주는 일정 개수의 항(term)들만을 취함으로써, 상기 다항식 피팅(polynomial fitting)이 이루어질 수 있다. 예를 들어, 3개의 항들만을 취하는 경우, 상기 Exp(x)는 1+x+(x²)/2로 근사화될 수 있다. 즉, 상기 연산량 감소를 위한 다항식은, 지수 함수의 테일러 급수 중 미리 정의된 개수의 항들을 포함할 수 있다.

이하 본 발명은 상술한 바와 같은 TQAM pdf 생성 과정을 구체적인 예시와 함께 설명한다. 설명의 편의를 위해, 본 발명은 2-QAM 및 2-FSK를 결합한 4-TQAM을 예로 들어 설명한다. 이 경우, QAM 심벌의 쉬프트를 나타내기 위해 1개 비트가 요구된다. 이하 설명에서, '확률 값을 산출함' 및 'pdf를 산출함'은 동일한 의미로 사용된다. pdf는 확률의 수식으로서, pdf를 결정한 후 입력 변수를 대입하면 곧 확률 값이 결정되기 때문이다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 4-TQAM 성상도 점의 예를 도시하고 있다. 상기 도 5은 총 8개의 성상도 점들을 도시한다. 4-TQAM의 경우, 4개의 성상도 점들이 생성될 수 있으나, 쉬프트 값을 나타내기 위한 1비트가 추가되어야 하므로, 8개의 성상도 점들이 요구된다. 즉, 상기 도 5에서, 첫 번째 비트는 TSK 심벌로서 나타내는 정보를, 두 번째 비트는 QAM 심벌로서 나타내는 정보를, 세 번째 비트는 쉬프트 값을 표현한다.

상기 도 5의 (a) 내지 (h) 각각에서, 2개의 직교 좌표계는 서로 다른 시간 자원에 매핑되는 2개의 톤들을 나타낸다. QAM 심벌은 실수 축에서 ρ₂, 허수 축에서 ρ₂의 값을 가질 수 있다. 여기서, 상기 ρ₂는 심벌의 에너지(energy)의 절반의 제곱근(

) 이하의 값으로 설정된다. (a)의 경우, TQAM 심벌은 첫 번째 반송파에 매핑되고, ρ₂+jρ₂의 값을 가진다. 상기 도 5에 도시된 각 성상도 점들을 수식으로 표현하면 하기 <수학식 9>와 같다.

상기 <수학식 9>에서,

는 TQAM 심벌이 나타내는 비트열이 b인 때 시간 자원a에 매핑되는 심벌 값,

는 QAM 심벌의 실수축 및 허수축 절대값을 의미한다.

수신 신호 중 송신 신호를 제외한 나머지를 부가 잡음(additive noise)라고 가정하면, 복호 매트릭을 생성하기 위해 계산해야 하는 pdf들은 하기 <수학식 10>과 같다.

상기 <수학식 10>에서, 상기

는 송신된 TQAM 심벌이 나타내는 비트열이 b일 확률 함수, 상기

은 잡음에 대한 pdf, 상기

는 시간 자원a를 통해 수신된 신호,

는 송신된 TQAM 심벌이 나타내는 비트열이 b인 때 시간 자원a에 매핑되는 심벌 값을 의미한다.

상기 <수학식 10>과 같이, 각 송신 가능 심벌에 대한 확률 값들은 각 시간 자원에서의 확률들을 곱함으로써 결정된다. 예를 들어, 상기 도 5의 (a)와 같은 경우, 첫 번째 시간 자원에서 'ρ₂+jρ₂'이 송신되었을 확률 및 두 번째 시간 자원에서 '0'이 송신되었을 확률을 곱함으로써, TQAM 심벌 '000'에 대한 확률 값이 결정된다. 여기서, 첫 번째 시간 자원에서 'ρ₂+jρ₂'이 송신되었을 확률은 첫 번째 시간 자원에서의 수신 신호 값에서 'ρ₂+jρ₂'를 감산한 값과 동일한 잡음이 발생할 확률로서, 상기 잡음의 pdf에 의해 결정될 수 있다. 또한, 두 번째 시간 자원에서 '0'이 송신되었을 확률은 두 번째 시간 자원에서의 수신 신호 값과 동일한 잡음이 발생할 확률로서, 상기 잡음의 pdf에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어, 상기 잡음의 pdf는 상기 <수학식 7> 또는 상기 <수학식 8>과 같을 수 있다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM pdf 생성 수단의 블록 구성을 도시하고 있다. 상기 도 4는 TQAM 심벌의 수신 값으로부터 송신 가능한 TQAM 심벌들 각각의 확률을 생성하는 과정을 개념적으로 나타낸다. 상기 도 4를 참고하면, 첫 번째 시간 자원에서의 수신 신호 값(y₀)는 제1Q-QAM pdf 생성부(410-1) 및 제1잡음 pdf 생성부(420-1)로, 두 번째 시간 자원에서의 수신 신호 값(y₁)은 제2Q-QAM pdf 생성부(410-2) 및 제2잡음 pdf 생성부(420-2)로 입력된다. 이에 따라, 상기 제1Q-QAM pdf 생성부(410-1)는 TQAM 심벌이 첫 번째 시간 자원에 위치한 4가지 경우들 각각에 대한 확률 값들을 출력하고, 상기 제2Q-QAM pdf 생성부(410-2)는 TQAM 심벌이 두 번째 시간 자원에 위치한 4가지 경우들 각각에 대한 확률 값들을 출력하고, 상기 제1잡음 pdf 생성부(420-1) 및 상기 제2잡음 pdf 생성부(420-2)는 주어진 수신 신호 값이 잡음일 확률 값을 출력한다. 이후, 선택 및 다중화부(choice and multiplexing unit)(430)는 상기 제1Q-QAM pdf 생성부(410-1)에 의해 생성된 확률 값들 각각에 상기 제2잡음 pdf 생성부(420-2)에 의해 생성된 확률 값을 곱하고, 상기 제2Q-QAM pdf 생성부(410-2)에 의해 생성된 확률 값들 각각에 상기 제1잡음 pdf 생성부(420-1)에 의해 생성된 확률 값을 곱한다. 이에 따라, 상기 <수학식 10>와 같은 각 송신 가능 심벌에 대한 확률 값들이 결정된다.

상술한 바와 같이 결정된 각 송신 가능 심벌에 대한 확률 값들로부터 복호 매트릭이 생성된다. LLR의 경우, 복호 매트릭은 하나의 확률 값을 기준으로 한 다른 확률 값들의 비율로서 결정될 수 있다.

채널 상황이 열악한 경우, FQAM은 주파수 축으로 자원을 매우 많이 할당해야 한다. 이 경우, 주파수 자원 확보 및 파일럿 오버헤드에 크게 문제가 발생할 수 있다. 하지만, TQAM을 사용하는 경우 역시, 시간 상으로 길게 자원을 할당하여야 하므로, 레이턴시(latency) 문제가 발생할 수 있다. 상기 FQAM 및 상기 TQAM의 장점을 모두 취하고자, 상기 FQAM 및 상기 TQAM이 결합한 변조 방식도 이용될 수 있다. 이하 본 발명은 상기 FQAM 및 상기 TQAM이 결합한 변조 방식을 'TF-혼합(Time-Frequency-mixed)-QAM' 기법이라 지칭한다.

상기 TF-혼합-QAM 기법의 경우, 송신 심벌의 pdf는 TQAM 기법을 위한 pdf 및FQAM 기법을 위한 pdf의 결합으로서 표현될 수 있다. 상기 TF-혼합-QAM 심벌에 대한 pdf는 하기 <수학식 11>과 같다.

상기 <수학식 11>에서, 상기

는 송신 심벌의 pdf,

는 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수, 상기

는 k번째 TF-혼합-QAM 블록에서 QAM 심벌이 실린 주파수 자원의 인덱스, 상기

는 k번째 TF-혼합-QAM 블록에서 QAM 심벌이 실린 시간 자원의 인덱스, 상기

는 k번째 송신 심벌, 상기

는 TF-혼합-QAM 블록에 포함된 주파수 축의 톤 개수, 상기

는 TF-혼합-QAM 블록에 포함된 시간 축의 톤 개수, 상기

는 하나의 톤에서의 송신 심벌의 pdf,

는 l번째 주파수 톤 및 t번째 시간 톤에서의 k번째 송신 심벌에 대응하는 수신 신호, 상기

는 l번째 주파수 톤 및 t번째 시간 톤에서의 k번째 송신 심벌에 대한 채널 계수의 추정을 의미한다.

이하 본 발명은 상술한 바와 같이 TQAM을 지원하는 송신단 및 수신단의 동작 및 구성에 대해 도면을 참고하여 상세히 설명한다.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 절차를 도시하고 있다.

상기 도 7을 참고하면, 상기 송신단은 701단계에서 TQAM 심벌들을 그룹핑하고, 그룹 내 시간 축에서의 QAM 심벌 분포를 분석한다. 상기 그룹핑은 미리 정의된 개수의 TQAM 심벌들이 포함되도록 수행된다. 이를 통해, 상기 송신단은 그룹 내에서 특정 시간 자원에 QAM 심벌들이 집중되어 있는지 여부, 다시 말해, QAM 심벌들이 시간 축에서 균일하게 분포되지 아니하였는지 여부를 확인할 수 있다.

이어, 상기 송신단은 703단계로 진행하여 그룹 내 QAM 심벌들의 시간 축 분포가 균일한지 판단한다. 만일, 그룹 내 QAM 심벌들의 시간 축 분포가 균일하면, 상기 송신단은 이하 705단계를 생략하고, 이하 707단계로 진행한다.

반면, 그룹 내 QAM 심벌들의 시간 축 분포가 균일하지 아니하면, 상기 송신단은 705단계로 진행하여 그룹 내 QAM 심벌들을 시간 축에서 재배치한다. 즉, 상기 송신단은 상기 QAM 심벌들을 재배치함으로써, 그룹 내 QAM 심벌들의 시간 축 분포를 균일화한다. 이를 위해, 상기 송신단은 적어도 하나의 QAM 심벌을 TQAM 심벌 범위 내에서 시간 축에서 쉬프트할 수 있다. 예를 들어, 상기 송신단은 상기 도 4b와 같이 일부 QAM 심벌을 시간 축에서 쉬프트할 수 있다.

이어, 상기 송신단은 707단계로 진행하여 각 QAM 심벌의 쉬프트 값에 기초하여 각 QAM 심벌의 성상도 점을 재조정한다. 다시 말해, 상기 송신단은 쉬프트 값을 나타내는 비트를 부가하기 위해, 성상도 점 재조정을 수행한다. 이때, 쉬프트되지 아니한 QAM 심벌이라도, 쉬프트 값이 0임을 나타내도록 성상도 점이 변경된다.

이후, 상기 송신단은 709단계로 진행하여 신호를 송신한다. 즉, 상기 송신단은 상기 TQAM 심벌을 송신하기 위한 신호 처리 절차를 수행하고, 적어도 하나의 안테나를 통해 신호를 송신한다. 예를 들어, 상기 송신단은 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform), RF(Radio Frequency) 변환 등을 수행할 수 있다.

상기 도 7에서, 상기 703단계 내지 상기 707단계는 TQAM 심벌 그룹들 각각에 대하여 반복적으로 수행된다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 복호 매트릭 생성 절차를 도시하고 있다. 상기 도 8에 도시된 절차 시작 시, n은 0으로 초기화된다.

상기 도 8을 참고하면, 상기 수신단은 801단계에서 단일 톤에서 적용할 잡음의 pdf를 결정한다. 예를 들어, 상기 잡음의 pdf는 상기 <수학식 3>과 같다. 상기 잡음의 pdf를 결정하기 위해, 상기 수신단은 모양 파라미터 α 및 스케일 파라미터 β를 결정해야 한다. 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 모양 파라미터 및 상기 스케일 파라미터는 채널 환경을 고려하여 산출되거나, 또는, 연산량 감소를 위해 고정된 값으로 정의될 수 있다. 예를 들어, 상기 모양 파라미터 및 상기 스케일 파라미터는 상기 <수학식 8>와 같이 산출될 수 있다. 나아가, 연산량을 보다 더 감소시키기 위해, 상기 수신단은 상기 잡음의 pdf를 전체 구간 또는 일부 구간에 대하여 다항식으로 치환할 수 있다.

이후, 상기 수신단은 803단계로 진행하여 심벌 후보-n 송신 시 QAM 심벌이 매핑되는 톤에 대하여 QAM 심벌이 송신된 경우의 확률 값을 산출한다. 상기 심벌 후보는 송신 가능한 TQAM 심벌들 중 하나를 의미한다. 예를 들어, 상기 도 5에 도시된 바와 같은 8개 심벌들이 심벌 후보들이 된다. 여기서, 상기 n은 심벌 후보의 인덱스로서, 해당 TQAM 심벌이 나타내는 비트 값일 수 있다. 예를 들어, 상기 도 8을 참고하면, 심벌 후보-0은 상기 도 5의 (a)와 같다. 이 경우, QAM 심벌은 ρ₂+jρ₂이고, 첫 번째 톤에 매핑되므로, 상기 수신단은 상기 첫 번째 톤에서 ρ₂+jρ₂가 송신되었을 확률을 산출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 첫 번째 톤에서의 수신 신호에서 상기 ρ₂+jρ₂를 감산한 값과 동일한 잡음이 발생할 확률을 상기 잡음의 pdf를 이용하여 결정한다.

이어, 상기 수신단은 805단계로 진행하여 심벌 후보-n 송신 시 QAM 심벌이 매핑되지 아니하는 톤에 대하여 QAM 심벌이 송신되지 아니한 경우의 확률 값을 산출한다. 상기 심벌 후보는 송신 가능한 TQAM 심벌들 중 하나를 의미한다. 예를 들어, 8-TQAM인 경우, 상기 도 8에 도시된 바와 같은 8개 심벌들이 심벌 후보들이 된다. 여기서, 상기 n은 심벌 후보의 인덱스로서, 해당 TQAM 심벌이 나타내는 비트 값일 수 있다. 예를 들어, 상기 도 8을 참고하면, 심벌 후보-0은 상기 도 8의 (a)와 같다. 이 경우, QAM 심벌은 ρ₂+jρ₂이고, 첫 번째 톤에 매핑되므로, 상기 수신단은 두 번째 톤에서 0가 송신되었을 확률을 산출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 첫 번째 톤에서의 수신 신호 값과 동일한 잡음이 발생할 확률을 상기 잡음의 pdf를 이용하여 결정한다. TQAM이 셋(3) 이상의 톤을 이용하는 경우, 상기 805단계는 QAM 심벌이 송신되는 톤을 제외한 나머지 톤들 각각에 대하여 반복적으로 수행된다.

이어, 상기 수신단은 807단계로 진행하여 상기 803단계 및 상기 805단계에서 산출된 확률 값들을 모두 곱한다. 다시 말해, 상기 수신단은, 각 톤에 대해 산출된 확률 값들을 곱함으로써, TQAM 심벌 후보-n이 송신되었을 확률 값을 결정한다. TQAM 심벌은 하나의 톤을 통해 해당 QAM 심벌이 송신되고, 나머지 적어도 하나의 톤을 통해 심벌이 송신되지 아니하는 형태를 가진다. 따라서, 특정 TQAM 심벌의 송신 확률은 각 톤에서 독립적으로 산출된 확률 값들의 곱으로서 표현될 수 있다.

이후, 상기 수신단은 809단계로 진행하여 모든 심벌 후보들에 대한 확률 값 산출이 완료되었는지 판단한다. 예를 들어, 상기 도 8과 같은 경우, 8개 TQAM 심벌 후보들 각각에 대한 확률 값들이 결정되었는지 판단한다. 상기 확률 값들의 산출이 완료되지 아니하였으면, 상기 수신단은 809단계로 진행하여 상기 n을 1 증가시키고, 상기 803단계로 되돌아간다. 이에 따라, 상기 803 단계 및 상기 805단계가 TQAM 심벌 후보 개수만큼 반복적으로 수행된다.

상기 확률 값들의 산출이 완료되었으면, 상기 수신단은 811단계로 진행하여 심벌 후보들 각각에 대한 확률 값들을 이용하여 복호 매트릭을 생성한다. 예를 들어, 상기 복호 매트릭이 LLR인 경우, 상기 수신단은 하나의 TQAM 심벌의 확률 값을 기준으로 선택하고, 선택된 확률 값 대비 다른 TQAM 심벌의 확률 값들 각각의 비율을 결정한다.

상기 도 8에 도시된 절차는 TQAM 심벌을 위한 복호 매트릭 생성에 대한 실시 예이다. 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 수신단은 TF-혼합-QAM 심벌을 위한 복호 매트릭을 생성할 수 있다. 이 경우, 상기 수신단은 상기 도 8과 유사한 절차를 통해 상기 TF-혼합-QAM 심벌을 위한 복호 매트릭을 생성할 수 있다. 상기 TF-혼합-QAM 심벌의 경우, {시간 축에서의 톤 개수×주파수 축에서의 톤 개수} 만큼의 톤 별 확률 값들이 곱해짐으로써, 하나의 TF-혼합-QAM 심벌에 대한 확률 값이 결정된다.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 정보 비트열 결정 절차를 도시하고 있다. 상기 도 9에 도시된 절차는 상기 도 8의 절차와 병행하여, 또는, 순차적으로 수행될 수 있다.

상기 도 9를 참고하면, 상기 수신단은 901단계에서 쉬프트 값에 기초하여 QAM 심벌의 시간 축 인덱스를 조정한다. 즉, 상기 수신단은 TQAM 심벌을 구성하는 QAM 심벌에서 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트를 검출하고, 상기 쉬프트 값에 따라 상기 QAM 심벌에 대응하는 시간 축 인덱스를 결정한다. 이때, 상기 쉬프트 값을 검출하기 위해, 상기 수신단은 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트만을 고려한 후보 심벌들의 송신 확률 값들을 결정하고, 상기 심벌 확률 값들에 기초하여 상기 쉬프트 값들을 검출한다. 여기서, 상기 쉬프트 값만을 고려한 심벌 확률 값들은, 전체 심벌들 각각의 확률 값들에서, 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트가 동일한 심벌 후보들의 확률 값들을 합산함으로써 결정될 수 있다. 그리고, 상기 수신단은 상기 시간 축 인덱스를 조정한다. 예를 들어, 검출된 쉬프트 값이 '10'이라면, 해당 QAM 심벌을 위한 확률 값들 또는 복호 매트릭들에 대응하는 시간 축 톤의 인덱스들을 '10'에 대응되는 양만큼 역-쉬프트한다.

이어, 상기 수신단은 903단계로 진행하여 상기 심벌 후보들의 확률 값들 또는 복호 매트릭들에서 상기 쉬프트 값 성분을 제거한다. 이때, 상기 쉬프트 값 성분의 제거는 확률 값 또는 상기 복호 매트릭에 대하여 수행될 수 있다. 상기 복호 매트릭에서 상기 쉬프트 값 성분을 제거하는 경우, 상기 수신단은 비트 별 복호 매트릭을 생성하고, 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트의 복호 매트릭을 제거한다. 또는, 상기 확률 값에서 상기 쉬프트 값 성분을 제거하는 경우, 상기 수신단은 TQAM 심벌에 대한 확률 값 생성 시 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트를 제외한 나머지 비트들의 값이 동일한 심벌 후보들에 대한 확률 값들을 합산한다.

이후, 상기 수신단은 905단계로 진행하여 복호화를 수행한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 쉬프트 값 성분을 제거한 복호 매트릭들을 이용하여 복호화를 수행한다. 그 결과, 상기 수신단은 원본 비트열을 복원할 수 있다.

도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TQAM 심벌 복호를 위한 수신기 구조를 도시하고 있다. 상기 도 10은 TQAM 심벌 복호를 위한 수신기의 기능적 구조를 도시한다.

상기 도 10을 참고하면, 상기 수신기는 정합필터(matched filter)(1010), 톤별LLR생성기(1020), 심벌LLR생성기(1030), LLR선택기(1040), 복호화기(decoder)(1050)를 포함한다.

상기 정합필터(1010)는 아날로그 수신 신호를 디지털 신호로 변환한다. 또한, 상기 정합필터(1010)는 잡음을 억압하여 펄스(pulse)를 보다 정확하게 복원한다. 즉, 상기 정합필터(1010)는 신호의 SNR(Signal to Noise Ratio)를 증가시킨다. 단, 상기 수신기가 OFDM 방식에 따르는 겨우, 상기 정합필터(1010)는 제외될 수 있다.

상기 톤별LLR생성기(1020)는 TQAM 심벌의 범위에 속하는 톤들 각각에 대한 LLR을 생성한다. 그리고, 상기 심벌LLR생성기(1030)는 상기 톤별LLR생성기(1020)에 의해 생성된 각 톤의 LLR들을 곱함으로써, TQAM 심벌의 심벌 LLR을 생성한다. 예를 들어, 상기 톤별LLR생성기(1020) 및 상기 심벌LLR생성기(1030)는 상기 도 8과 같은 절차를 수행할 수 있다.

상기 LLR선택기(1040)는 상기 심벌LLR생성기(1030)에 의해 생성된 LLR에서 쉬프트 값을 나타내는 비트에 대응하는 LLR 일부를 제거하고, 나머지 LLR을 출력한다. 상기 복호화기(1050)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트에 대응하는 LLR 일부가 제거된 LLR을 이용하여 복호화를 수행함으로써, 원본 비트열을 복원한다.

상술한 원본 비트열 복원 과정 중, 상기 심벌LLR생성기(1030)는 각 TQAM 심벌에 포함되는 쉬프트 값에 기초하여 QAM 심벌의 시간 축 인덱스를 조정한다. 즉, 상기 심벌LLR생성기(1030)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트만을 고려한 심벌 확률 값들을 결정하고, 상기 쉬프트 값에 대한 LLR들을 생성한다. 그리고, 상기 복호화기(1050)는 상기 LLR들을 이용하여 상기 쉬프트 값을 검출한 후, 상기 쉬프트 값을 상기 심벌LLR생성기(1030)으로 제공한다. 이에 따라, 상기 심벌LLR생성기(1030)는 QAM 심벌의 상기 시간 축 인덱스를 조정한다.

상기 도 10에 도시된 실시 예에서, 상기 LLR선택기(1040)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트의 LLR을 제거한다. 그러나, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 수신단은, LLR 생성 후 일부 비트에 대한 복호 매트릭을 제거하는 것이 아니라, TQAM 심벌에 대한 확률 값 결정 시, 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트들을 제외시킬 수 있다. 이를 위해, 상기 톤별LLR생성기(1020) 또는 상기 심벌LLR생성기(1030)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트를 제외한 나머지 비트들의 값이 동일한 심벌들에 대한 LLR들을 결합한다. 이 경우, 상기 쉬프트 값 성분이 이미 제거된 복호 매트릭이 얻어지므로, 상기 LLR선택기(1040)는 제외될 수 있다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 TF-혼합-QAM 심벌 복호를 위한 수신기 구조를 도시하고 있다. 상기 도 11은 TF-혼합-QAM 심벌 복호를 위한 수신기의 기능적 구조를 도시한다. 상기 도 10에 도시된 수신기와 비교하면, 상기 도 11에 도시된 수신기는 각 주파수 별로 별도의 정합 필터 및 톤 별 LLR 생성 수단을 구비한다.

상기 도 11을 참고하면, 상기 수신기는 정합필터들(1110-1 내지 1110-N), 톤별LLR생성기들(1120-1 내지 1120-N), 심벌LLR생성기(1130), LLR선택기(1140), 복호화기(1150)를 포함한다.

상기 정합필터들(1110-1 내지 1110-N)는 각 주파수를 통해 수신된 아날로그 수신 신호를 디지털 신호로 변환한다. 또한, 상기 정합필터들(1110-1 내지 1110-N)는 잡음을 억압하여 펄스를 보다 정확하게 복원한다. 즉, 상기 정합필터들(1110-1 내지 1110-N)는 신호의 SNR를 증가시킨다. 단, 상기 수신기가 OFDM 방식에 따르는 겨우, 상기 정합필터들(1110-1 내지 1110-N)는 제외될 수 있다.

상기 톤별LLR생성기들(1120-1 내지 1120-N)는 각 주파수에서의 TF-혼합-QAM 심벌의 범위에 속하는 톤들 각각에 대한 LLR을 생성한다. 그리고, 상기 심벌LLR생성기(1130)는 상기 톤별LLR생성기들(1120-1 내지 1120-N)에 의해 생성된 각 톤의 LLR들을 곱함으로써, TF-혼합-QAM 심벌의 심벌 LLR을 생성한다. 예를 들어, 상기 톤별LLR생성기들(1120-1 내지 1120-N) 및 상기 심벌LLR생성기(1130)는 상기 도 8과 유사한 절차를 수행할 수 있다.

상기 LLR선택기(1140)는 상기 심벌LLR생성기(1130)에 의해 생성된 LLR에서 쉬프트 값을 나타내는 비트에 대응하는 LLR 일부를 제거하고, 나머지 LLR을 출력한다. 상기 복호화기(1150)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트에 대응하는 LLR 일부가 제거된 LLR을 이용하여 복호화를 수행함으로써, 원본 비트열을 복원한다.

상술한 원본 비트열 복원 과정 중, 상기 심벌LLR생성기(1130)는 각 TQAM 심벌에 포함되는 쉬프트 값에 기초하여 QAM 심벌의 시간 축 인덱스를 조정한다. 즉, 상기 심벌LLR생성기(1130)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트만을 고려한 심벌 확률 값들을 결정하고, 상기 쉬프트 값에 대한 LLR들을 생성한다. 그리고, 상기 복호화기(1150)는 상기 LLR들을 이용하여 상기 쉬프트 값을 검출한 후, 상기 쉬프트 값을 상기 심벌LLR생성기(1130)으로 제공한다. 이에 따라, 상기 심벌LLR생성기(1130)는 QAM 심벌의 상기 시간 축 인덱스를 조정한다.

상기 도 11에 도시된 실시 예에서, 상기 LLR선택기(1140)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트의 LLR을 제거한다. 그러나, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 수신단은, LLR 생성 후 일부 비트에 대한 복호 매트릭을 제거하는 것이 아니라, TQAM 심벌에 대한 확률 값 결정 시, 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트들을 제외시킬 수 있다. 이를 위해, 상기 톤별LLR생성기(1120) 또는 상기 심벌LLR생성기(1130)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트를 제외한 나머지 비트들의 값이 동일한 심벌들에 대한 LLR들을 결합한다. 이 경우, 상기 쉬프트 값 성분이 이미 제거된 복호 매트릭이 얻어지므로, 상기 LLR선택기(1140)는 제외될 수 있다.

도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 블록 구성을 도시하고 있다.

상기 도 12를 참고하면, 상기 송신단은 RF송신부(1230), 모뎀(1220), 제어부(1210)를 포함한다.

상기 제어부(1210)는 상기 송신단의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 상기 제어부(1210)는 상기 모뎀(1220) 및 상기 RF송신부(1230)을 통해 신호를 송신한다. 또한, 상기 제어부(1210)는 상기 모뎀(1220)의 복조 및 복조 연산에 필요한 설정을 결정한다. 상기 제어부(1210)는 적어도 하나의 프로세서(processsor)를 포함할 수 있다.

상기 모뎀(1220)은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 비트열을 기저대역 신호로 변환한다. 예를 들어, OFDM 방식에 따르는 경우, 상기 모뎀(1220)은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성하고, 상기 복소 심벌들을 시간 자원들에 매핑한 후, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산 및 CP(Cyclic Prefix) 삽입을 통해 OFDM 심벌들을 구성한다.

특히, 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 모뎀(1220)은 TQAM 심벌 또는 TF-혼합-QAM 심벌을 생성한다. 이를 위해, 상기 모뎀(1220)은 심벌생성부(1222), 심벌재배치부(1224)를 포함한다. 상기 심벌생성부(1222)는 상기 TQAM 심벌 또는 상기 TF-혼합-QAM 심벌을 생성한다. 다시 말해, 상기 심벌생성부(1222)는 심벌의 위상 및 크기, 매핑되는 시간 자원의 위치로 식별되는 TQAM 심벌 또는 심벌의 위상 및 크기, 매핑되는 시간 자원의 위치 및 주파수 자원의 위치로 식별되는 TF-혼합-QAM 심벌을 생성한다. 상기 심벌재배치부(1224)는 상기 TQAM 심벌 또는 상기 TF-혼합-QAM 심벌을 구성하는 QAM 심벌들이 시간 축에서 균일화한다. 다시 말해, 상기 심벌재배치부(1224)는 시간 축에서의 QAM 심벌 균일화를 위해 적어도 하나의 QAM 심벌을 시간 축에서 쉬프트한다. 그리고, 상기 심벌재배치부(1224)는 쉬프트 값을 나타내기 위하여 QAM 심벌의 성상도 점을 변경한다. 예를 들어, 상기 심벌재배치부(1224)는 상기 도 7에 도시된 절차 중 701단계 내지 707단계를 수행한다. 상기 심벌재배치부(1224)의 동작을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

상기 심벌재배치부(1224)는 TQAM 심벌들 또는 TF-혼합-QAM 심벌들을 그룹핑하고, 그룹 내 시간 축에서의 QAM 심벌 분포를 분석한다. 분석 결과, 그룹 내 QAM 심벌들의 시간 축 분포가 균일하지 아니하면, 상기 심벌재배치부(1224)는 그룹 내 QAM 심벌들을 시간 축에서 재배치함으로써, 그룹 내 QAM 심벌들의 시간 축 분포를 균일화한다. 이를 위해, 상기 심벌재배치부(1224)는 적어도 하나의 QAM 심벌을 TQAM 심벌 또는 TF-혼합-QAM 심벌 범위 내에서 시간 축에서 쉬프트한다. 이어, 상기 심벌재배치부(1224)는 각 QAM 심벌의 쉬프트 값에 기초하여 각 QAM 심벌의 성상도 점을 변경한다. 다시 말해, 상기 심벌재배치부(1224)는 쉬프트 값을 나타내는 비트를 부가하기 위해, 성상도 점 재조정을 수행한다. 이때, 쉬프트되지 아니한 QAM 심벌이라도, 쉬프트 값이 0임을 나타내도록 성상도 점이 변경된다.

상기 RF송신부(1230)는 신호의 대역 변환, 증폭 등 무선 채널을 통해 신호를 송신하기 위한 기능을 수행한다. 즉, 상기 RF송신부(1230)는 상기 모뎀(1220)으로부터 제공되는 기저대역 신호를 RF 대역 신호로 상향변환한 후 안테나를 통해 송신한다. 예를 들어, 상기 RF송신부(1230)는 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(Digital to Analog Convertor) 등을 포함할 수 있다. 상기 도 12에서, 하나의 안테나만이 도시되었으나, 상기 송신단은 다수의 안테나들을 구비할 수 있다.

도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.

상기 도 13을 참고하면, 상기 수신단은 RF수신부(1310), 모뎀(1320), 제어부(1330)를 포함한다.

상기 RF수신부(1310)는 수신 신호 증폭, 신호의 대역 변환 등 무선 채널을 통해 신호를 수신하기 위한 기능을 수행한다. 즉, 상기 RF수신부(1310)는 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 증폭하고, 기저대역 신호로 하향변환한다. 예를 들어, 상기 RF수신부(1310)는 증폭기, 믹서, 오실레이터, ADC(Analog to Digital Convertor) 등을 포함할 수 있다. 상기 도 13에서, 하나의 안테나만이 도시되었으나, 상기 수신단은 다수의 안테나들을 구비할 수 있다.

상기 모뎀(1320)은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호를 비트열 간로 변환한다. 예를 들어, OFDM 방식에 따르는 경우, 상기 모뎀(1320)은 상기 RF수신부(1310)로부터 제공되는 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 시간 자원들에 매핑된 신호들을 복원한 후, 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 특히, 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 모뎀(1320)은 TQAM 심벌 또는 TF-혼합-QAM 심벌을 복조 및 복호한다. 이를 위해, 상기 모뎀(1320)은 복호매트릭생성부(1322), 재배치역처리부(1324), 복호화부(1326)를 포함한다. 상기 복호매트릭생성부(1322)는 상기 TQAM 심벌 또는 TF-혼합-QAM 심벌을 복호하기 위한 복호 매트릭을 생성한다. 상기 재배치역처리부(1324)는 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화를 위해 시간 축에서 각 QAM 심벌이 쉬프트됨으로 인한 송신단에서의 심벌 변형을 복원한다. 다시 말해, 상기 재배치역처리부(1324)는 상기 쉬프트 값에 기초하여 QAM 심벌의 시간 축 인덱스를 조정하고, TQAM 심벌에 대한 확률 값들 또는 복호 매트릭들에서 쉬프트 값 성분을 제거한다. 상기 복호화부(1326)는 상기 복호 매트릭을 이용하여 원본 비트열을 복원한다.

예를 들어, 상기 복호매트릭생성부(1322)는 상기 도 8에 도시된 절차를 수행한다. 상기 복호매트릭생성부(1322)의 동작을 구체적으로 설명하면 다음과 같다. 먼저, 상기 복호매트릭생성부(1322)는 단일 톤에서 적용할 잡음의 pdf를 결정한다. 상기 잡음의 pdf를 결정하기 위해, 상기 복호매트릭생성부(1322)는 모양 파라미터 α 및 스케일 파라미터 β를 결정해야 한다. 본 발명의 실시 예에 따라, 상기 모양 파라미터 및 상기 스케일 파라미터는 채널 환경을 고려하여 산출되거나, 또는, 연산량 감소를 위해 고정된 값으로 정의될 수 있다. 이때, 상기 복호매트릭생성부(1322)는 상기 잡음의 pdf를 전체 구간 또는 일부 구간에 대하여 다항식으로 치환할 수 있다. 그리고, 상기 복호매트릭생성부(1322)는 심벌 후보-n 송신 시 QAM 심벌이 매핑되는 톤에 대하여 QAM 심벌이 송신된 경우의 확률 값을 산출하고, QAM 심벌이 매핑되지 아니하는 적어도 하나의 톤에 대하여 QAM 심벌이 송신되지 아니한 경우의 확률 값을 산출한다. 이어, 상기 복호매트릭생성부(1322)는 각 톤에 대하여 산출된 확률 값들을 모두 곱함으로써, TQAM 심벌 후보-n이 송신되었을 확률 값을 결정한다. 상기 복호매트릭생성부(1322)는 상술한 확률 값 산출 및 곱셈을 각 TQAM 심벌 후보에 대하여 반복적으로 수행한 후, 심벌 후보들 각각에 대한 확률 값들을 이용하여 복호 매트릭을 생성한다. 예를 들어, 상기 복호 매트릭이 LLR인 경우, 상기 복호매트릭생성부(1322)는 하나의 TQAM 심벌의 확률 값을 기준으로 선택하고, 선택된 확률 값 대비 다른 TQAM 심벌의 확률 값들의 비율을 결정한다. 상술한 상기 복호매트릭생성부(1322)의 동작은 TF-혼합-QAM 심벌을 위한 복호 매트릭 생성에도 동일하게 적용될 수 있다.

예를 들어, 즉, 상기 재배치역처리부(1324) 및 상기 복호화부(1326)는 상기 도 9에 도시된 901단계 및 903단계를 수행한다. 구체적으로, 상기 재배치역처리부(1324)는 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트만을 고려한 심벌 확률 값들을 결정하고, 상기 심벌 확률 값들을 이용하여 복호 매트릭들을 생성한다. 그리고, 상기 복호화부(1326)는 상기 복호 매트릭들을 이용하여 상기 쉬프트 값들을 검출하고, 상기 쉬프트 값을 상기 재배치역처리부(1324)로 제공한다. 이에 따라, 상기 재배치역처리부(1324)는 해당 QAM 심벌을 위한 확률 값들 또는 복호 매트릭들에 대응하는 시간 축 톤의 인덱스들을 상기 쉬프트 값에 대응되는 양만큼 역-쉬프트한다. 그리고, 상기 재배치역처리부(1324)는 상기 심벌 후보들의 확률 값들 또는 복호 매트릭들에서 상기 쉬프트 값 성분을 제거한다. 이때, 상기 쉬프트 값 성분의 제거는 확률 값 또는 상기 복호 매트릭에 대하여 수행될 수 있다. 상기 복호 매트릭에서 상기 쉬프트 값 성분을 제거하는 경우, 상기 재배치역처리부(1324)는 비트 별 복호 매트릭을 생성하고, 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트의 복호 매트릭을 제거한다. 또는, 상기 확률 값에서 상기 쉬프트 값 성분을 제거하는 경우, 상기 재배치역처리부(1324)는 TQAM 심벌에 대한 확률 값 생성 시 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트를 제외한 나머지 비트들의 값이 동일한 심벌 후보들에 대한 확률 값들을 합산한다.

상기 제어부(1330)는 상기 수신단의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 상기 제어부(1330)는 상기 모뎀(1320) 및 상기 RF수신부(1310)을 통해 신호를 수신한다. 또한, 상기 제어부(1330)는 상기 모뎀(1320)의 복조 및 복호에 필요한 설정을 결정한다. 상기 제어부(1330)는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.

본 발명의 청구항 및/또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.

소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금, 본 발명의 청구항 및/또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.

이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(ROM, Read Only Memory), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(EEPROM, Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(CD-ROM, Compact Disc-ROM), 디지털 다목적 디스크(DVDs, Digital Versatile Discs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.

또한, 상기 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(Local Area Network), WLAN(Wide LAN), 또는 SAN(Storage Area Network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 발명의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 발명의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법에 있어서,
QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 송신 심벌을 생성하는 과정과,
적어도 하나의 QAM 심벌을 시간 축에서 쉬프트(shift)함으로써 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하는 과정과,
쉬프트된 양을 나타내는 쉬프트 값에 기초하여 상기 QAM 심벌의 성상도 점을 재조정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하는 과정은,
미리 정의된 개수의 송신 심벌들을 그룹화하는 과정과,
하나의 그룹 내에서 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 송신 심벌은, 상기 QAM 심벌, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 주파수 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 것을 특징으로 하는 방법.
무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 방법에 있어서,
QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 수신 심벌을 수신하는 과정과,
상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화를 위해 시간 축에서 각 QAM 심벌이 쉬프트(shift)됨으로 인한 송신단에서의 심벌 변형을 복원하는 과정과,
상기 수신 심벌을 위한 복호 매트릭(metric)들을 생성하는 과정과,
상기 복호 매트릭을 이용하여 복호화를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제4항에 있어서,
상기 송신단에서의 심벌 변형을 복원하는 과정은,
상기 수신 심벌에서 상기 QAM 심벌의 쉬프트된 양을 나타내는 쉬프트 값을 검출하는 과정과,
상기 쉬프트 값에 따라 상기 시간 자원 별 수신 신호 값들, 송신 심벌 후보의 확률 값들 또는 복호 매트릭들의 시간 축 인덱스를 조정하는 과정과,
상기 확률 값들 또는 상기 복호 매트릭들로부터, 상기 쉬프트 값의 성분을 제거하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 쉬프트 값의 성분을 제거하는 과정은,
상기 수신 심벌에 대한 비트 별 복호 매트릭들을 생성하는 과정과,
상기 비트 별 복호 매트릭들에서 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트의 복호 매트릭을 제거하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 쉬프트 값의 성분을 제거하는 과정은,
상기 수신 심벌의 송신 심벌 후보들에 대한 확률 값들에서, 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트를 제외한 나머지 비트들의 값이 동일한 심벌 후보들에 대한 확률 값들을 합산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제4항에 있어서,
상기 수신 심벌은, 상기 QAM 심벌, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 주파수 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 것을 특징으로 하는 방법.
제4항에 있어서,
상기 복호 매트릭들을 생성하는 과정은,
제1수신 심벌 후보 송신 시 QAM 심벌이 매핑되는 제1톤에서 상기 제1수신 심벌 후보의 QAM 심벌이 송신되었을 확률을 산출하는 과정과,
상기 제1톤 외 나머지 적어도 하나의 톤에서 심벌이 송신되지 아니하였을 확률을 산출하는 과정과,
각 톤에서 산출된 확률들을 곱함으로써 상기 제1수신 심벌 후보의 송신 확률을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제9항에 있어서,
상기 복호 매트릭들을 생성하는 과정은,
수신 심벌 후보들 각각에 대하여, 톤 별 확률 산출 및 확률들의 곱셈을 통해 상기 수신 심벌 후보들 각각의 송신 확률을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제10항에 있어서,
상기 복호 매트릭들을 생성하는 과정은,
상기 수신 심벌 후보들 각각의 송신 확률을 이용하여, 상기 복호 매트릭들을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제9항에 있어서,
상기 복호 매트릭들을 생성하는 과정은,
잡음의 pdf(probability density function)를 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제12항에 있어서,
상기 잡음의 pdf는, 가우시안 분포에 따르는 것을 특징으로 하는 방법.
제12항에 있어서,
상기 잡음의 pdf는, 하기 수식과 같음을 특징으로 하는 방법,

여기서, 상기
는 상기 잡음의 pdf, 상기
는 잡음을 나타내는 변수, 상기
는 모양 파라미터(shape parameter)로서 비-가우시안의 정도를 표현하며, 상기
는 스케일 파라미터(scale parameter)로서 분산(variance)을 표현하며, 상기
는 감마 함수(Gamma function)로서,
로 정의됨.
제14항에 있어서,
상기 모양 파라미터는, 미리 정의된 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 방법.
제14항에 있어서,
상기 모양 파라미터는, 미리 정의된 다수의 후보 값들 중 추정된 값과 가장 근접한 하나의 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 방법.
제12항에 있어서,
상기 잡음의 pdf는, 전체 또는 일부 구간을 다항식으로 치환한 함수인 것을 특징으로 하는 방법.
무선 통신 시스템에서 송신단 장치에 있어서,
QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 송신 심벌을 생성하고, 적어도 하나의 QAM 심벌을 시간 축에서 쉬프트(shift)함으로써 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하고, 쉬프트된 양을 나타내는 쉬프트 값에 기초하여 상기 QAM 심벌의 성상도 점을 재조정하는 모뎀과,
신호를 송신하는 RF(Radio Frequency) 송신부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제18항에 있어서,
상기 모뎀은, 미리 정의된 개수의 송신 심벌들을 그룹화하고, 하나의 그룹 내에서 상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화하는 것을 특징으로 하는 장치.
제18항에 있어서,
상기 송신 심벌은, 상기 QAM 심벌, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 주파수 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 것을 특징으로 하는 장치.
무선 통신 시스템에서 수신단 장치에 있어서,
QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심벌 및 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 수신 심벌을 수신하는 수신부와,
상기 QAM 심벌의 시간 축 분포를 균일화를 위해 시간 축에서 각 QAM 심벌이 쉬프트(shift)됨으로 인한 송신단에서의 심벌 변형을 복원하고, 상기 수신 심벌을 위한 복호 매트릭(metric)들을 생성하고, 상기 복호 매트릭을 이용하여 복호화를 수행하는 모뎀을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제21항에 있어서,
상기 모뎀은, 상기 송신단에서의 심벌 변형을 복원하기 위해, 상기 수신 심벌에서 상기 QAM 심벌의 쉬프트된 양을 나타내는 쉬프트 값을 검출하고, 상기 쉬프트 값에 따라 상기 시간 자원 별 수신 신호 값들, 송신 심벌 후보의 확률 값들 또는 복호 매트릭들의 시간 축 인덱스를 조정하고, 상기 확률 값들 또는 상기 복호 매트릭들로부터, 상기 쉬프트 값의 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 장치.
제22항에 있어서,
상기 모뎀은, 상기 수신 심벌에 대한 비트 별 복호 매트릭들을 생성하고, 상기 비트 별 복호 매트릭들에서 상기 쉬프트 값을 나타내는 적어도 하나의 비트의 복호 매트릭을 제거하는 것을 특징으로 하는 장치.
제22항에 있어서,
상기 모뎀은, 상기 수신 심벌의 송신 심벌 후보들에 대한 확률 값들에서, 상기 쉬프트 값을 나타내는 비트를 제외한 나머지 비트들의 값이 동일한 심벌 후보들에 대한 확률 값들을 합산하는 것을 특징으로 하는 장치.
제21항에 있어서,
상기 수신 심벌은, 상기 QAM 심벌, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 시간 자원의 위치, 상기 QAM 심벌이 매핑되는 주파수 자원의 위치의 조합으로서 식별되는 것을 특징으로 하는 장치.
제21항에 있어서,
상기 모뎀은, 상기 복호 매트릭들을 생성하기 위해, 제1수신 심벌 후보 송신 시 QAM 심벌이 매핑되는 제1톤에서 상기 제1수신 심벌 후보의 QAM 심벌이 송신되었을 확률을 산출하고, 상기 제1톤 외 나머지 적어도 하나의 톤에서 심벌이 송신되지 아니하였을 확률을 산출하고, 각 톤에서 산출된 확률들을 곱함으로써 상기 제1수신 심벌 후보의 송신 확률을 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제26항에 있어서,
상기 모뎀은, 상기 복호 매트릭들을 생성하기 위해, 수신 심벌 후보들 각각에 대하여, 톤 별 확률 산출 및 확률들의 곱셈을 통해 상기 수신 심벌 후보들 각각의 송신 확률을 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제27항에 있어서,
상기 모뎀은, 상기 복호 매트릭들을 생성하기 위해, 상기 수신 심벌 후보들 각각의 송신 확률을 이용하여, 상기 복호 매트릭들을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
제26항에 있어서,
상기 모뎀은, 잡음의 pdf(probability density function)를 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제29항에 있어서,
상기 잡음의 pdf는, 가우시안 분포에 따르는 것을 특징으로 하는 장치.
제29항에 있어서,
상기 잡음의 pdf는, 하기 수식과 같음을 특징으로 하는 장치,

여기서, 상기
는 상기 잡음의 pdf, 상기
는 잡음을 나타내는 변수, 상기
는 모양 파라미터(shape parameter)로서 비-가우시안의 정도를 표현하며, 상기
는 스케일 파라미터(scale parameter)로서 분산(variance)을 표현하며, 상기
는
는 감마 함수(Gamma function)로서,
로 정의됨.
제31항에 있어서,
상기 모양 파라미터는, 미리 정의된 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 장치.
제31항에 있어서,
상기 모양 파라미터는, 미리 정의된 다수의 후보 값들 중 추정된 값과 가장 근접한 하나의 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 장치.
제29항에 있어서,
상기 잡음의 pdf는, 전체 또는 일부 구간을 다항식으로 치환한 함수인 것을 특징으로 하는 장치.