CN104956635B - 用于在无线通信系统中支持时间正交幅度调制的装置和方法 - Google Patents

用于在无线通信系统中支持时间正交幅度调制的装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN104956635B
CN104956635B CN201480006185.5A CN201480006185A CN104956635B CN 104956635 B CN104956635 B CN 104956635B CN 201480006185 A CN201480006185 A CN 201480006185A CN 104956635 B CN104956635 B CN 104956635B
Authority
CN
China
Prior art keywords
symbol
qam
qam symbol
bit
probability
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201480006185.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104956635A (zh
Inventor
司空敏
林治雨
洪性男
柳炫圭
田敬薰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of CN104956635A publication Critical patent/CN104956635A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104956635B publication Critical patent/CN104956635B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3444—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power by applying a certain rotation to regular constellations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

一种在无线通信系统中用于支持时间正交幅度调制(TQAM)的方法包括：生成由QAM符号和该QAM符号所映射到的时间资源的位置的组合所标识的发送符号；相对于时间轴，对发送符号中包含的QAM符号当中的至少一个QAM符号进行移位；以及基于移位量来重新调整所述QAM符号的星座点。一种用于操作接收端的方法包括：接收由QAM符号和该QAM符号所映射到的时间资源的位置的组合所标识的接收符号；恢复在发送端中为了所述接收符号中包含的QAM符号的时间轴分布的均匀化而被移位的至少一个QAM符号；生成用于所述接收符号的解码度量；以及使用所述解码度量来执行对所述接收符号的解码。

Description

用于在无线通信系统中支持时间正交幅度调制的装置和方法
技术领域
本发明涉及用于无线通信系统中的信号的调制和解调。
背景技术
一般地，用于无线通信的发送侧的信号处理过程是由信道编码、调制、上变频和发送来完成。与此对应，接收侧的信号处理是由下变频、解调和信号解码来完成。在此，接收侧的解码包括计算每比特或每符号的解码度量的过程。一般地，对数似然比(Log LikelihoodRatio，LLR)被广泛地用作解码度量。
生成LLR要求以干扰和噪声信号的特定概率分布为前提。为了执行具有低复杂度的解码，传统技术假设干扰信号为高斯分布。因此，为了使干扰信号的特性最大程度地近似于高斯分布，主要使用正交幅度调制(QAM)系列的调制方法。但，已众所周知的是，非高斯信道具有比高斯信道更大的信道容量。因此，若适当地执行解码，那么非高斯信道能够提供比高斯信道更好的解码性能。
据此，存在开发使干扰信号能够遵循非高斯分布的调制方法的需求。
发明内容
为了克服以上讨论的缺点，主要目的是为了提供一种无线通信系统中用于支持使噪声和干扰信号能够遵循非高斯分布的调制/解调技术的装置和方法。
本发明的另一方面是为了提供无线通信系统中，在应用时间正交幅度调制(TQAM)技术时用于解决时间轴的符号集中(symbol concentration)的问题的装置和方法。
本发明的又一方面是为了提供无线通信系统中用于计算具有低TQAM复杂度的高斯解码度量的装置和方法。
本发明的又一方面是为了提供无线通信系统中用于计算近似于TQAM信道容量的非高斯解码度量的装置和方法。
以上方面通过提供无线通信系统中用于支持时间正交幅度调制的装置和方法来实现。
根据本发明的一个方面，提供了无线通信系统中发送端的操作方法。该方法包括如下操作：生成由正交幅度调制(QAM)符号和该QAM符号所映射到的时间资源的位置的组合所标识的发送符号；在时间轴上移位所述发送符号中包括的QAM符号当中的至少一个QAM符号；以及基于指示被移位的量的移位值来重新调整所述QAM符号的星座点。
根据本发明的另一方面，提供了无线通信系统中接收端的操作方法。该方法包括如下操作：接收由QAM符号和该QAM符号所映射到的时间资源的位置的组合所标识的接收符号；恢复在发送端中为了在所述接收符号中包括的QAM符号的时间轴分布的均匀化已经执行的至少一个移位；生成用于接收符号的解码度量；以及使用所述解码度量来执行解码。
根据本发明的又一方面，提供了无线通信系统中发送端装置。该装置包括调制解调器和射频(RF)发送单元。该调制解调器生成由QAM符号和该QAM符号所映射到的时间资源的位置的组合所标识的发送符号；在时间轴上移位所述发送符号中包括的QAM符号当中的至少一个QAM符号；以及基于指示被移位的量的移位值来重新调整所述QAM符号的星座点。该RF发送单元发送信号。
根据本发明的又一方面，提供了无线通信系统中接收端装置。该装置包括接收单元和调制解调器。该接收单元接收由QAM符号和该QAM符号所映射到的时间资源的位置的组合所标识的接收符号。该调制解调器恢复在发送端中为了所述接收符号中包括的QAM符号的时间轴分布的均匀化已经执行的至少一个移位；生成用于接收符号的解码度量；以及使用所述解码度量来执行解码。
在对下面的具体实施方式进行描述之前，对贯穿本专利文件中所使用的某些词和短语的定义进行阐明是有利的：术语“包括(include)”和“包含(comprise)”以及其派生词意味着包括而不是限制；术语“或”是包含性的，意味着和/或；短语“与……相关联”和“与其相关联”以及派生词可以意味着包括、被包括在内、与……互连，包含，被包含在内、连接到或与……连接、耦合到或与……耦合、可与……通信、与……合作、交错(interleave)、并列(juxtapose)、接近于…、绑定到或与……绑定、具有、具有…属性等；并且术语“控制器”指的是控制至少一个操作的任一设备、系统或其部分，这种设备可以实现在可由硬件、固件或软件、或者硬件、固件或软件中的至少两个的一些组合实现中。应该注意到，与任一特定控制器相关联的功能可以本地地或远程地集中或分布。提供特定词汇和短语的定义以用于本专利文件的通篇文档，本领域普通技术人员应当理解，即便不是在大多数情况下，那么在许多情况下，这些定义也适用于现有的以及将来的对这些所定义词汇和短语的使用。
附图说明
为了更全面地理解本公开及其优点，现提供结合附图的以下描述，附图中相同的附图标记代表相同的部件：
图1A至图1C示出频率正交幅度调制(FQAM)技术的构思；
图2A至图2C示出根据本发明的实施例的时间正交幅度调制(TQAM)技术的构思；
图3A至图3H示出根据本发明的实施例的当在无线通信系统中应用TQAM时的帧的部分；
图4A至图4C为示出根据本发明的示例性实施例的在无线通信系统中使TQAM符号均匀的过程的图；
图5A至图5H为示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中的4-TQAM的星座点的示例的图；
图6是示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中的TQAM概率密度函数(PDF)的生成部件的构造的框图；
图7是示出根据本发明的示例性实施例的发送端的操作过程的流程图；
图8是示出根据本发明的示例性实施例在无线通信系统中接收端的解码度量生成过程的流程图；
图9是示出根据本发明的示例性实施例在无线通信系统中接收端的信息比特流的确定过程的流程图；
图10是示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中用于TQAM符号解码的接收器结构的框图；
图11是示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中用于时间-频率-混合-QAM(TF-混合-QAM)符号解码的接收器结构的框图；
图12是示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中发送端的构造的框图；以及
图13是示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中接收端的构造的框图。
具体实施方式
下面讨论的图1到图13以及在本专利文件中用来描述本公开原理的各种实施例仅仅是示例性的，不应以限制本公开范围的方式进行解释。本领域普通技术人员将理解，本公开的原理可以在任何适当布置的电信技术中实现。本文中下面将参照附图描述本发明的优选实施例。在以下描述中，不对公知的功能或构造详细描述，因为其中不必要的细节会混淆本发明。并且，以下描述的、考虑到本发明中的功能来定义的术语可以依赖于用户和操作者的意图或实践而不同。因此，该术语应当基于整个说明书的公开内容来定义。
以下，本发明描述了无线通信系统中用于支持使噪声和干扰信号能够遵循非高斯分布的调制/解调技术的技术。
伴随使得干扰信号能够遵循非高斯分布的调制方法，已经提出了频率正交幅度调制(FQAM)技术。FQAM是组合正交幅度调制(QAM)和频移键控(FSK)的混合调制方法。FQAM具有QAM的高频谱效率、FSK的非高斯分布的干扰信号等等的所有优点。FQAM技术的构思如以下图1中所述。
图1示出FQAM技术的构思。图1表现组合4-QAM和4-FSK的16-FQAM。
参照图1，如图1(a)中所示的4-QAM具有直角坐标系中的四个星座点，由此能够生成具有不同相位的四个复符号。图1(b)中所示的4-FSK使用四个频率值，由此能够生成具有不同频率值的四个复符号。图1(c)中所示的16-FQAM是4-QAM和4-FSK的组合。如图1(c)中，因为FQAM符号能够具有不同的四个频率值并且同时能够具有不同的四个相位值，所以能够生成总共16个FQAM符号。
如上，FQAM使用QAM符号是否被映射到哪个频率，通过频率数目来扩展只能由QAM表达的比特流的数目。换言之，FQAM使用FSK符号的相位和大小，通过QAM符号的数目、扩展只能由FSK表达的比特流的数目。也就是说，FQAM符号是由FSK符号的相位和大小以及QAM符号所映射的频率资源的位置的组合来标识的。
本发明提出了将时移键控(TSK)而不是FSK与QAM组合的调制方法。以下，本发明将组合TSK和QAM的调制方法定名为‘时间正交幅度调制(TQAM)’。TQAM技术的构思在以下图2中描述。
图2示出根据本发明的示例性实施例的TQAM技术的构思。图2表示组合4-QAM和4-TSK的16-TQAM。
参照图2，如图2(a)中所示的4-QAM具有直角坐标系中的四个星座点，由此能够生成具有不同相位的四个复符号。图2(b)中所示的4-TSK使用四个传输时间点，由此能够生成具有不同传输时间点的四个复符号。图2(c)中所示的16-TQAM是4-QAM和4-TSK的组合。如图2(c)中，因为TQAM符号能够具有不同的四个传输时间点并且同时能够具有不同的四个相位值，所以能够生成总共16个TQAM符号。
如上，TQAM使用QAM符号是否被映射到哪个时间资源，通过时间资源的数目、扩展只能由QAM表达的比特流的数目。换言之，TQAM使用TSK符号的相位和大小，通过QAM符号的数目、扩展只能由TSK表达的比特流的数目。也就是说，TQAM符号是由TSK符号的相位和大小以及QAM符号所映射的时间资源的位置的组合来标识的。
与FQAM相比，TQAM具有如下优点。通常，时间轴的信道变化速度要低于频率轴的信道变化速度。因此，当如TQAM中那样符号被广泛地布置在时间轴时，导频开销能够减少。此外，与FQAM相比，TQAM在每一个符号要求少量的频率资源。因此，将TQAM应用于频率受限的环境是容易的。此外，不使用正交频分复用(OFDM)的系统要求根据所使用频率的大小的多个匹配滤波器。在此情况下，与FQAM接收端相比，TQAM接收端具有简单的接收结构，因为TQAM符号检测仅在相同频率中被要求。
相反，TQAM可能具有以下缺点。当应用TQAM时的部分帧被如下描述。图3示出根据本发明的实施例的当向无线通信系统应用TQAM时的帧的部分。图3表示了当将TQAM应用于OFDM/正交频分多址(OFDMA)无线通信系统时的帧的部分。图3举例说明了如以上图2中的16-TQAM。
图3中，水平轴表示时间，并且垂直轴表示频率。时间轴是以OFDM符号为单位来划分的，并且频率轴是以子载波为单位来划分的。并且，一个OFDM符号和一个子载波构成的单位被称为音调(tone)。参照图3，一个TQAM块包括占据一个子载波和四个OFDM符号的四个音调。在图3中，在一个TQAM块中包括的四个OFDM符号被相邻地示出。但这是一个例子，并且在一个TQAM块中包括的四个OFDM符号可能不是物理上连续的。
在每个TQAM块中，QAM符号所映射的OFDM符号的位置是根据传输数据的值来确定的。作为结果，时间轴上QAM符号的分布可能是不均匀的。图3中，OFDM符号1(301)不包括QAM符号、OFDM符号2(302)包括一个QAM符号、OFDM符号3(303)包括两个QAM符号，并且OFDM符号4(304)包括一个QAM符号。
如上所述，在TQAM的情况下，存在其中不发送功率的时间轴部分(例如，OFDM符号1(301))。这造成了平均传输功率减少的问题。此外，在TQAM的情况下，峰均功率比(PAPR)会很高。此外，当每个OFDM符号的功率是固定的时，每个TQAM符号的功率可以是不同的。
如以上参照图3所述的，当应用TQAM技术时，这能够生成其中不发送信号的时间轴部分以及其中功率被集中的时间轴部分。鉴于此，PAPR增加等等问题可能发生。因此，为了均匀化TQAM符号的时间轴分布，本发明提出了以下如图4A至图4C中的另外的过程。
图4A至图4C示出根据本发明的示例性实施例的在无线通信系统中使TQAM符号均匀化的过程。图4A至图4C简化了如图2中的16-TQAM。
图4A示出多个TQAM块。参照图4A，预定数目的TQAM块被分组(410)为一个组。图4A中，四个TQAM块被包括在一个组中。接着，如图4B中，至少一个QAM符号在时间轴上被向左移位(420)，从而一个组之内的QAM符号的分布在时间轴上被均匀化。但是，由于移位420，该至少一个QAM符号没有离开TQAM符号的时间轴范围。图4B中，被映射到第三子载波的QAM符号已经在时间轴上被向左移位多达两个OFDM符号。鉴于此，TQAM符号的分布在时间轴上被均匀化。
然而，时间轴上QAM符号的位置是识别信息比特的因素。因此，若时间轴上QAM符号的位置被改变，那么由该TQAM符号所代表信息会变化。相应地，为了将发送端所执行的移位通知给接收端，代表所移位的量的信息，即移位值，被添加，如图4C中。
如图4C中，所述移位值通过应用在QAM符号上的星座点的重新调整430来表达。参照图4C，被映射到第一、第二和第四子载波的QAM符号没有被移位。也就是说，移位值等于‘0’。据此，被映射到第一、第二和第四子载波的QAM符号再次被映射到相应象限中指示‘0’的星座点。并且，向左移位多达两个OFDM符号的、被映射到第三子载波的QAM符号被映射到相应象限中指示‘2’的星座点。也就是说，用于指示移位值的至少一个比特被添加到每个QAM符号。图4C中，两个比特被添加到每个QAM符号，因为移位的可能范围等于‘0’至‘4’。被添加的比特的数目可能根据移位值的最大值而变化。作为结果，被映射到第一子载波的QAM符号从‘00’改为为‘0000’，被映射到第二子载波的QAM符号从‘00’改为为‘0000’，被映射到第三子载波的QAM符号从‘11’改为为‘1011’，并且，被映射到第四子载波的QAM符号从‘10’改为为‘0010’。为了以下描述方便，本发明将‘移位之前由TQAM符号代表的比特流’定名为‘原始比特流’，并且将‘移位之后由TQAM符号代表的比特流’定名为‘扩展的比特流’。
如上所述，为了均匀化构成TQAM符号的QAM符号的时间轴分布，本发明执行了移位和比特添加。作为结果，QAM符号的调制阶数增加。但是，一般地，比起FSK或TSK，QAM符号具有更高的检测概率，因此显然的是，整个解码性能没有很大地劣化。
随着发送端执行了图4A至图4C的过程，接收端执行用于将扩展的比特流的概率值或解码度量处理为原始比特流的概率值或解码度量的反向处理。也就是说，从接收端所接收的TQAM符号生成的概率值或解码度量代表扩展的比特流。扩展的比特流包括至少一个指示移位值的比特。该移位值(其是原始比特流中不包括的信息)指示用于在时间轴上均匀化QAM符号的移位程度。因此，因为与发送端期望发送的信息相对应的原始比特流不包括移位值，故接收端必须移除移位值分量。
为此，接收端可以从自TQAM符号生成的解码度量中，移除与移位值相对应的部分比特的解码度量。例如，在接收到被映射到图4C的第三子载波的TQAM符号的情况下，接收端从所接收的TQAM符号生成解码度量‘101100’。在此，最高有效比特(MSB)‘10’为移位值，并且最低有效比特(LSB)‘00’为与时间轴上的位置相对应的值，并且中间比特‘11’为与QAM符号相对应的值。据此，接收端从自TQAM符号生成的扩展的比特流‘101100’中移除与移位值‘10’相对应的解码度量。
为了接收端能够移除指示移位值的比特的解码度量，应针对每个比特生成解码度量。例如，当解码度量为LLR时，LLR应对于每个比特而生成。在执行二进制解码的情况下，每比特LLR的生成是解码过程的一部分。与此不同，在执行非二进制解码的情况下，接收端应另外地生成每比特LLR、移除部分的每比特LLR、然后再次将剩余的每比特LLR转换为每符号LLR。也就是说，由于非二进制解码不使用每比特LLR，故添加了生成每比特LLR和将剩余的每比特LLR转换为每符号LLR的过程。因此，根据本发明的另一示例性实施例，替代将指示移位值的至少一个比特的解码度量移除，若组合符号候选的概率值，则接收端能够获得相同的效果。
也就是说，为了替代在生成解码度量之后移除部分比特的解码度量，在确定QAM符号候选的概率值时，接收端可以排除指示移位值的至少一个比特。例如，在总共六个比特当中两个MSB指示移位值的情况下，原始比特流‘0000’的符号概率值可以通过对扩展的比特流‘000000’的概率值、扩展的比特流‘010000’的概率值、扩展的比特流‘100000’的概率值以及扩展的比特流‘110000’的概率值求和来确定。
同样，因为发送端对QAM符号移位以在时间轴上均匀化QAM符号，故指示QAM符号的位置的至少一个比特的值不同于原始比特流的该值。因此，在检测移位值之后，接收端必须根据所检测的移位值来对QAM符号反向移位。换言之，接收端基于该移位值来调整QAM符号的时间轴索引。接收端基于该移位值来调整每时间资源接收信号值和每时间资源发送符号候选的概率值或解码度量的时间轴索引。例如，当接收到图4C中的被映射到第三子载波的TQAM符号时，即使接收端已实际上通过第三音调接收了QAM符号，接收端也要根据所检测的移位值将通过第三音调接收到的信号值处理为通过第一音调接收到的信号值。该时间轴索引调整可以在概率值确定或解码度量生成之后被执行。
为检测移位值，接收端确定仅考虑了指示移位值的至少一个比特的候选符号的发送概率值，并且基于符号概率值来确定移位值。例如，接收端可以通过硬判决来确定具有最高概率值的候选符号已被发送。再例如，在通过硬判决，如使用概率值，生成解码度量之后，接收端能够使用解码度量来执行解码。
在此，仅考虑了移位值的符号概率值可以通过对全部各个符号的概率值当中的具有相同的指示移位值的比特的符号候选的概率值求和来确定。例如，在总共六个比特当中两个MSB指示移位值的情况下，移位值‘00’的符号概率值可以通过对其MSB等于‘00’的十六个扩展比特流(如000000至001111)的概率值求和来确定。
上述TQAM方法的阶数可以通过组合QAM阶数和TSK阶数来表示。若给定TQAM的阶数，那么QAM阶数与TSK阶数的比率可以根据信道质量来确定。例如，若信道相对较差，那么期望的是增加TSK阶数。相反，若信道相对较好，那么期望的是增加QAM阶数。因此，支持TQAM方法的基站和终端可以根据信道质量来确定QAM阶数和TSK阶数。为此，基站和终端之一可以存储定义与信道质量相对应的QAM阶数和TSK阶数的组合的表。
由于上述TQAM方法是新提出的调制技术，因此解码度量生成方法还没有被提出。与QAM不同，在TQAM的情况下，因为一个TQAM符号占据时间轴上的多个音调，所以按原样将针对QAM提出的LLR计算方法扩展到TQAM是不合适的。也就是说，若用于现有QAM的LLR生成方法被应用于所生成的TQAM符号的解码，则它会带来极大的性能劣化。因此，需要介绍用于TQAM的有效的LLR生成方法。
大多数信道解码器接收LLR作为输入并估计信息比特或符号。通常，二进制解码器按以下等式1确定LLR。
在以上等式1中，表示与二进制解码相对应的第k符号的第λ比特的LLR，表示对第k发送符号的信道系数的估计，y[k]表示与第k发送符号的相对应的接收信号，表示其第λ比特等于‘0’的候选符号的集合，表示其第λ比特等于‘1’的候选符号的集合，fy[k]表示第k接收符号的pdf，并且s[k]表示第k发送符号。w是代表可发送符号候选的哑(dummy)变量。在16-QAM的情况下，包括全部十六个符号当中的八个符号，包括剩余的八个符号。
相比之下，非二进制解码器按以下的等式2确定LLR，然后使用确定结果作为输入。
在以上等式2中，表示第k符号的符号LLR，y[k]表示与第k发送符号相对应的接收信号，表示对第k发送符号的信道系数的估计，Ll表示与第l候选符号相对应的LLR，fy[k]()表示第k接收符号的pdf，s[k]表示第k发送符号，xl表示第l候选符号。
如从上面的等式1和上面的等式2中理解的，确定用于信道解码所必需的LLR需要对pdf的确定。
复广义高斯(Complex Generalized Gaussian，CGG)解码方法是现有非高斯解码方法中的代表性方法。假设干扰信号或噪声遵循CGG分布，CGG解码方法确定LLR或pdf并将提供确定结果作为信道解码器的输入。CGG解码方法包括高斯解码方法，因此本发明只描述CGG解码方法。CGG分布的pdf如以下等式3中给出。
在以上等式3中，是噪声的pdf,z是指示噪声的变量，α是形状参数并且是表达非高斯的程度的变量，β是尺度(scale)参数并且是表达方差的变量，并且Г是伽马函数并且被定义为：
在以上等式3中，若α等于‘2’，则CGG分布的pdf遵循高斯分布，若α小于‘2’，则遵循具有重尾的超高斯分布，若α大于‘2’，则具有轻尾的亚高斯分布。也就是说，若α等于‘2’，则CGG解码方法与高斯解码方法相同。
大多数干扰信号和噪声被建模成其中α等于‘0’至‘2’的超高斯或高斯。被称为尺度参数的β执行与高斯pdf的离差(dispersion)相同的作用。被用于大多数非高斯解码方法的pdf包括CGG分布的形状参数α以及尺度参数β。因此，本发明描述CGG作为例子，但显然的是，本发明甚至可以等同地用于现有大多数非高斯解码方法。
为了CGG解码QAM，需要pdf的确定，如以下等式4中。
在以上等式4中，fy[k]()是第k发送符号的pdf，y[k]是与第k发送符号相对应的接收信号，是对第k发送符号的信道系数的估计，s[k]是第k发送符号，α是形状参数，β是尺度参数,并且Г是伽马函数并且被定义为：
存在各种估计α值和β值的方法。以下，例如，本发明描述作为已提出方法的矩匹配技术。根据矩匹配技术，α值和β值通过匹配主矩(primary moment)和次矩(secondarymoment)来估计。对α值和β值的估计由数学表达式给出，如以下等式5中。
在以上等式5中，α是形状参数，β是尺度参数，y[k]是与第k发送符号相对应的接收信号，是对第k发送符号的信道系数的估计，是在硬判决方法中估计的第k发送符号，并且Г是伽马函数并且被定义为：
与QAM不同，在TQAM的情况下，因为一个TQAM符号占据多个音调，将针对QAM提出的LLR计算方法扩展到TQAM是不合适的。因此，本发明能够确定用于TQAM的高斯或非高斯符号的pdf，如以下等式6和以下等式7中。
在以上等式6中，fy[k]()表示第k发送符号的pdf，y[k]表示与第k发送符号相对应的接收信号，表示对第k发送符号的信道系数的估计，q[k]表示第k TQAM块中放置QAM符号的时间资源的索引，s[k]表示第k发送符号，MF表示TQAM块中包括的音调的数目，表示在第l音调的第k发送符号的pdf，yl[k]表示与在第l音调的第k发送符号相对应的接收信号，表示对在第l音调的第k发送符号的信道系数的估计。
在以上等式7中，表示在第l音调的第k发送符号的pdf，yl[k]表示与在第l音调的第k发送符号相对应的接收信号，表示对在第l音调的第k发送符号的信道系数的估计，q[k]表示第k TQAM块中放置QAM符号的时间资源的索引，s[k]表示第k发送符号，α是形状参数，β是尺度参数，Г表示伽马函数，δl，q[k]表示delta函数。伽马函数被定义为：
并且delta函数在l和q[k]彼此相等时提供‘1’，否则提供‘0’作为结果。
TQAM pdf和QAM pdf之间的差如下给出。在TQAM的情况下，因为一个TQAM符号占据多个音调，所以符号pdf应由每个音调的pdf来表达。在各个音调或干扰信号之间的QAM符号是彼此间独立同分布(i.i.d.)的前提下，本发明通过各个音调的pdf的乘法来表达符号pdf。为了实现本发明中提出的方法，需要用于通过将每个音调pdf相乘来生成符号pdf的部件(means)。根据本发明中提出的方法，能够获得近似于理论极限性能的解码性能。
传统的大多数非高斯解码方法包括对乘数——形状参数α的确定。因为α值是大于‘0’的整数值，用于确定‘α’乘数的复杂度一般很高。因此，本发明进一步提出用于减少非高斯解码方法的乘数确定的复杂度的方法。
根据本发明的示例性实施例，接收端可以设置形状参数α为固定值。由于大多数实际干扰信号或噪音遵循具有重尾的超高斯分布，所以非高斯分布(如CGG，广义高斯(GG)以及对称alpha稳定(SaS))的形状参数α一般具有‘0’至‘2’的值。因此，本发明提出了将形状参数α固定为‘1’的方法，如以下等式8中。虽然形状参数α被固定为‘1’，但能够获得在实际蜂窝环境中接近于理论极限性能的性能。
在以上等式8中，表示在第l音调的第k发送符号的pdf，yl[k]表示与在第l音调的第k发送符号相对应的接收信号，表示对在第l音调的第k发送符号的信道系数的估计，q[k]表示第k TQAM块中放置QAM符号的时间资源的索引，s[k]表示第k发送符号，β是尺度参数，Г表示伽马函数，δl，q[k]表示delta函数。伽马函数被定义为：
并且delta函数在l和q[k]彼此相等时提供‘1’，否则提供‘0’作为结果。
根据本发明的另一示例性实施例，替代将形状参数α固定为一个值，接收端能够选择多个候选之一。如以上等式8中的将形状参数固定为‘1’的方法，在非高斯特征不健壮的信道中带来了少量的性能劣化。作为用于避免性能劣化的对策，本发明可以估计形状参数α，将所估计的α值与预定义的多个α值候选进行比较，并且使用最接近于所估计的α值的代替候选值。
根据本发明的又一示例性实施例，对于pdf的整个段(section)或部分段，接收端可以使用具有少量运算的多项式表达式。例如，泰勒近似可以被使用以替代以上等式7和以上等式8的指数函数。详细地说，若Exp(x)是泰勒展开的，则它由像‘1+x+(x2)/2+(x3)/6+…’的无穷级数来表达。此时，多项式拟合能够通过只提取无穷数目的级数当中给予极大影响的预定数目的项(term)来实现。例如，在只提取三项的情况下，Exp(x)可以近似于‘1+x+(x2)/2’。也就是说，用于减少运算数目的多项式表达式可以包括指数函数的泰勒级数当中的预定义数目的项。
以下，本发明描述上述TQAM pdf生成过程及其具体例子。为描述方便，例如，本发明描述组合2-QAM和2-TSK的4-TQAM。在此情况下，需要一个比特用于指示QAM符号的移位。在以下描述中，‘计算概率值’和‘计算pdf’作为相同含义来使用。这是因为pdf是概率的数学表达式，并且一旦确定pdf并替换输入变量，就确定了概率值。
图5示出根据本发明的示例性实施例的在无线通信系统中的4-TQAM星座点的示例。图5示出总共八个星座点。在4-TQAM的情况下，可以生成四个星座点，但需要八个星座点，因为应添加一个比特用于指示移位值。也就是说，如图5中，第一比特表达由TSK符号代表的信息、第二比特表达由QAM符号代表的信息，并且第三比特表达移位值。
在图5(a)至图5(h)中的每个中，两个直角坐标系代表被映射到不同时间资源的两个音调。QAM符号可以在实数轴上具有ρ2，并且可以虚数轴上具有ρ2的值。在此，ρ2被设置为该符号的能量的一半的平方根或更少的值。图5(a)中，TQAM符号被映射到第一子载波，并具有值ρ2+jρ2。图5中所示的每个星座点由以下等式9中的数学表达式给出。
在以上等式9中，表示当由TQAM符号代表的比特流等于b时，被映射到时间资源a的符号值，并且ρ2表示QAM符号的实数轴和虚数轴的绝对值。
假设接收信号当中除了发送信号之外的剩余信号为加性噪声，pdf必须被确定以生成解码度量，由以下等式10中给出。
在以上等式10中，表示其中由所发送的TQAM符号代表的比特流等于b的概率函数，f()表示噪声的pdf，ya表示通过时间资源a接收的信号，并且表示当由所发送的TQAM符号代表的比特流等于b时，被映射到时间资源a的符号值。
如以上等式10中，各个可发送符号的概率值是通过将各个时间资源的概率相乘而确定的。例如，图5(a)中，TQAM符号‘000’的概率值是通过将‘ρ2+jρ2’会在第一时间资源被发送的概率与‘0’会在第二时间资源被发送的概率相乘来确定的。在此，‘ρ2+jρ2’会在第一时间资源被发送的概率，是生成与从第一时间资源的接收信号值减去‘ρ2+jρ2’的值相同的噪声的概率，并且可以由该噪声的pdf来确定。同样，‘0’会在第二时间资源被发送的概率，是生成与第二时间资源的接收信号值相同的噪声的概率，并且可以由该噪声的pdf来确定。例如，该噪声的pdf可以如以上等式7或以上等式8中所给出的。
图6示出根据本发明的示例性实施例的在无线通信系统中的TQAM pdf生成部件的构造。图6概念地表示从TQAM符号的接收值生成每个可发送的TQAM符号的概率的过程。
参照图6，第一时间资源的接收信号值(y0)被输入到第一Q-QAM pdf生成单元610-1以及第一噪声pdf生成单元620-1。第二时间资源的接收信号值(y1)被输入到第二Q-QAMpdf生成单元610-2以及第二噪声pdf生成单元620-2。据此，第一Q-QAM pdf生成单元610-1输出其中TQAM符号位于第一时间资源中的四种情况各自的概率值。第二Q-QAM pdf生成单元610-2输出其中TQAM符号位于第二时间资源中的四种情况各自的概率值。第一噪声pdf生成单元620-1和第二噪声pdf生成单元620-2输出其中给定接收信号值为噪声的概率值。接着，选择及复用单元630将第一Q-QAM pdf生成单元610-1中生成的概率值中的每个乘以第二Q-QAM pdf生成单元610-2中生成的概率值，并且将第二Q-QAM pdf生成单元610-2中生成的概率值中的每个乘以第一噪声pdf生成单元620-1中生成的概率值。据此，各个可发送符号的概率值被确定，如以上等式10中。
解码度量是从以上确定的各个可发送符号的概率值来生成的。若解码度量为LLR，那么解码度量可以被确定为其他概率值与一个概率值的比率。
若信道状况不好，FQAM必须分配很多资源给频率轴。在此情况下，在频率资源获得和导频开销上会发生大问题。然而，在也使用TQAM的情况下，必须长时间向时间轴分配资源，因此延迟问题会发生。为了取得FQAM和TQAM的所有优点，也可以使用组合FQAM和TQAM的调制方法。以下，本发明将组合FQAM和TQAM的调制方法定名为‘TF-混合-QAM’技术。
在TF-混合-QAM技术情况下，发送符号的pdf可以被表达为TQAM技术的pdf和FQAM技术的pdf的组合。TF-混合-QAM符号的pdf如以下等式11中所给出的。
在以上等式11中，表示第k发送符号的pdf，表示与第k发送符号相对应的接收信号，表示第k发送符号的信道系数，m[k]表示第k TF-混合-QAM块中放置QAM符号的频率资源的索引，q[k]表示第k TF-混合-QAM块中放置QAM符号的时间资源的索引，s[k]表示第k发送符号，MF表示TF-混合-QAM块中包括的频率轴的音调的数目，MT表示TF-混合-QAM块中包括的时间轴的音调的数目，fY[k]()表示在一个音调的第k发送符号的pdf，yl，t[k]表示与在第l频率音调和第t时间音调的第k发送符号相对应的接收信号，表示对在第l频率音调和第t时间音调的第k发送符号的信道系数的估计。
以下，本发明参照附图详细地描述了支持TQAM的发送端和接收端的操作和构造。
图7示出根据本发明的示例性实施例的发送端的操作过程。
参照图7，在步骤701中，发送端对TQAM符号分组，并分析组内的QAM符号的时间轴分布。所述分组被实施以使得预定义数目的TQAM符号被包括一组中。由此，发送端能够确定QAM符号是否已经被集中在组内的特定时间资源上，换言之，QAM符号是否已经在时间轴上非均匀地分布。
接着，发送端继续进行步骤703，并且确定组内的QAM符号的时间轴分布是否均匀。若组内的QAM符号的时间轴分布是均匀的，那么发送端省略后续步骤705并跳转到后续步骤707。
相比之下，若组内的QAM符号的时间轴分布是不均匀的，那么发送端继续进行步骤705并且在时间轴上重新排列组内的QAM符号。也就是说，通过重新排列组内的QAM符号，发送端使得组内的QAM符号的时间轴分布均匀化。为此，发送端可以在时间轴上在TQAM符号范围之内移位至少一个QAM符号。例如，发送端可以在时间轴上移位部分QAM符号，如图4B中那样。
接着，发送端继续进行步骤707并且基于每个QAM符号的移位值来重新调整每个QAM符号的星座点。换言之，为了添加指示移位值的比特，发送端执行星座点重新调整。此时，发送端甚至改变未被移位的QAM符号的星座点，从而指示：未被移位的QAM符号的移位值等于‘0’。
在那之后，发送端继续进行步骤709并发送信号。也就是说，发送端执行用于发送TQAM符号的信号处理过程，并且通过至少一个天线发送信号。例如，发送端可以执行快速逆傅立叶变换(IFFT)、射频(RF)转换等等。
图7中，对于TQAM符号的每个组，步骤703至步骤707被重复执行。
图8示出根据本发明的示例性实施例在无线通信系统中接收端的解码度量生成过程。在图8中所示的过程的开始处，‘n’被初始化为‘0’。
参照图8，在步骤801中，接收端在单个音调处确定将被施加的噪声的pdf。例如，噪声的pdf如以上等式3中所给出的。为确定噪声的pdf，接收端必须确定形状参数α以及尺度参数β。根据本发明的示例性实施例，形状参数α和尺度参数β可以考虑到信道环境来计算，或者可以被定义为固定值以便减少运算的数目。例如，形状参数α和尺度参数β可以按以上等式8中那样来计算。此外，为了进一步减少运算的数目，接收端可以用pdf的整个段或部分段中的多项式表达式来替代噪声的pdf。
下一步，接收端继续进行步骤803并计算在符号候选-n发送时、在QAM符号所映射的音调处已发送QAM符号的情况的概率值。符号候选表示可发送的TQAM符号之一。例如，如图5中所示的八个符号变成符号候选。在此，‘n’——符号候选的索引，可以是由相应TQAM符号代表的比特值。例如，参照图5，符号候选-0如图5(a)中所给出。在此情况下，QAM符号是‘ρ2+jρ2’并且被映射到第一音调，因此接收端计算‘ρ2+jρ2’将在第一音调被发送的概率。换言之，接收端使用噪声的pdf来确定生成与从第一音调的接收信号值减去‘ρ2+jρ2’的值相同的噪声的概率。
在那之后，接收端继续进行步骤805并计算在符号候选-n发送时、在QAM符号未被映射到的音调处尚未发送QAM符号的情况的概率值。符号候选表示可发送的TQAM符号之一。例如，在8-TQAM的情况下，如图5中所示的八个符号变成符号候选。在此，‘n’——符号候选的索引，可以是由相应TQAM符号代表的比特值。例如，参照图5，符号候选-0如图5(a)中所给出。在此情况下，QAM符号是‘ρ2+jρ2’并且被映射到第一音调，因此接收端计算‘0’将在第二音调被发送的概率。换言之，接收端使用噪声的pdf来确定生成与第一音调的接收信号相同的噪声的概率。当TQAM使用三个或更多音调时，对于除了发送QAM符号的音调之外的剩余音调中的每个，步骤805被重复地执行。
下一步，接收端继续进行步骤807并且将在步骤803和步骤805中计算的所有的概率值相乘。换言之，通过将在各个音调计算的概率值相乘，接收端确定将发送TQAM符号候选-n的概率。TQAM符号具有如下形式，其中相应的QAM符号通过一个音调来发送并且没有符号是通过剩余的至少一个音调来发送的。因此，特定TQAM符号的发送概率可以通过在各个音调处单独计算的概率值的乘法来表达。
在那之后，接收端继续进行步骤809，并且确定是否已完成所有符号候选的概率值的计算。例如，如图5中，接收端确定是否已确定八个TQAM符号候选各自的概率值。若还没有完成概率值的计算，那么接收端继续进行步骤811并使‘n’增加‘1’，然后返回步骤803。因此，步骤803和步骤805被重复执行TQAM符号候选的数目那么多次。
若已完成概率值的计算，那么接收端继续进行步骤813并使用各个符号候选的概率值来生成解码度量。例如，若解码度量是LLR，则接收端选择一个TQAM符号的概率值作为参考，并且确定其他TQAM符号的概率值与所选概率值的比率。
图8中所示的过程是关于TQAM符号的解码度量的生成的示例性实施例。根据本发明的另一示例性实施例，接收端可以生成TF-混合-QAM符号的解码度量。在此情况下，通过类似于图8的过程，接收端可以生成TF-混合-QAM符号的解码度量。在TF-混合-QAM符号的情况下，一个TF-混合-QAM符号的概率值通过将{时间轴的音调的数目×频率轴的音调的数目}的音调中每个音调的概率值相乘来确定。
图9示出根据本发明的示例性实施例在无线通信系统中接收端的信息比特流的确定过程。图9所示的过程可以与图8的过程并行被执行，或者顺序地被执行。
参照图9，在步骤901中，接收端基于移位值来调整QAM符号的时间轴索引。详细地说，接收端检测在构造TQAM符号的QAM符号中指示移位值的至少一个比特，并且根据移位值来确定与QAM符号相对应的时间轴索引。此时，为了检测移位值，接收端确定仅考虑了指示移位值的至少一个比特的候选符号的发送概率值，并且基于已考虑唯一移位值的符号概率值来检测移位值。在此，仅考虑了移位值的符号概率值可以通过对全部各个符号的概率值当中具有相同的指示移位值的比特的符号候选的概率值求和来确定。然后，接收端调整时间轴索引。例如，若所检测的移位值等于‘10’，则接收端将与相应的QAM符号的概率值或解码度量相对应的时间轴索引反相移位，与移位值‘10’相对应的量那么多。
接着，接收端继续进行步骤903，并且从符号候选的概率值或解码度量中移除移位值分量。此时，移位值分量的移除可以关于概率值或解码度量来执行。在从解码度量移除移位值分量的情况下，接收端生成每个比特的解码度量，并且从每个比特的解码度量移除指示移位值的至少一个比特的解码度量。可替换地，在从概率值移除移位值分量的情况下，在生成TQAM符号的概率值时，接收端将除了指示移位值的比特之外的剩余比特的值彼此相同的符号候选的概率值求和。
在那之后，接收端继续进行步骤905并执行解码。换言之，接收端使用移除了移位值分量的解码度量来执行解码。因此，接收端能够恢复原始比特流。
图10示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中用于TQAM符号解码的接收器结构。图10示出用于TQAM符号解码的接收器的功能结构。
参照图10，接收器包括匹配滤波器1010、每音调LLR生成器1020、符号LLR生成器1030、LLR选择器1040和解码器1050。
匹配滤波器1010将模拟接收信号转换为数字信号。此外，匹配滤波器1010通过压缩噪声来进一步准确地恢复脉冲。也就是说，匹配滤波器1010增加信号的信噪比(SNR)。然而，若接收器遵循OFDM方法，则可以不包括匹配滤波器1010。
每音调LLR生成器1020生成属于TQAM符号范围的每个音调的LLR。并且，符号LLR生成器1030通过将由每音调LLR生成器1020生成的各个音调的LLR相乘，来生成TQAM符号的符号LLR。例如，每音调LLR生成器1020和符号LLR生成器1030可以执行图8的过程。
LLR选择器1040从由符号LLR生成器1030生成的LLR中移除与指示移位值的比特相对应的部分LLR，并输出剩余LLR。解码器1050通过使用移除了与指示移位值的至少一个比特相对应的部分LLR的LLR执行解码，来恢复原始比特流。
在上述原始比特流恢复过程期间，符号LLR生成器1030基于每个TQAM符号中包括的移位值来调整QAM符号的时间轴索引。也就是说，符号LLR生成器1030确定只考虑了指示移位值的至少一个比特的符号概率值，并且生成关于移位值的LLR。并且，在使用LLR检测移位值之后，解码器1050将移位值提供给符号LLR生成器1030。据此，符号LLR生成器1030基于移位值来调整QAM符号的时间轴索引。
在图10中所示的示例性实施例中，LLR选择器1040移除指示移位值的至少一个比特的LLR。但是，根据本发明的另一示例性实施例，取代在LLR生成之后移除部分比特的解码度量，在确定TQAM符号的概率值时，接收端可以排除指示移位值的至少一个比特。为此，每音调LLR生成器1020或符号LLR生成器1030将除了指示移位值的比特之外的剩余比特的值彼此相同的符号的LLR进行组合。在此情况下，已经移除移位值分量的解码度量被获得，并且因此，可以不包括LLR选择器1040。
图11示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统中用于TF-混合QAM符号解码的接收器结构。图11示出用于TF-混合-QAM符号解码的接收器的功能结构。与图10中所示的接收器相比，图11中所示的接收器按照每个频率具有单独的匹配滤波器和每音调LLR生成部件。
参照图11，接收器包括匹配滤波器1110-1至1110-N、每音调LLR生成器1120-1至1120-N、符号LLR生成器1130、LLR选择器1140和解码器1150。
匹配滤波器1110-1至1110-N将通过每个频率接收到的模拟接收信号转换为数字信号。此外，匹配滤波器1110-1至1110-N通过压缩噪声进一步准确地恢复脉冲。也就是说，匹配滤波器1110-1至1110-N增加信号的SNR。然而，若接收器遵循OFDM方法，则可以不包括匹配滤波器1110-1至1110-N。
每音调LLR生成器1120-1至1120-N生成属于每个频率的TF-混合-QAM符号的范围的每个音调的LLR。并且，符号LLR生成器1130通过将由每音调LLR生成器1120-1至1120-N生成的各个音调的LLR相乘，来生成TF-混合-QAM符号的符号LLR。例如，每音调LLR生成器1120-1至1120-N和符号LLR生成器1130可以执行类似于图8的过程。
LLR选择器1140从由符号LLR生成器1130生成的LLR中移除与指示移位值的比特相对应的部分LLR，并输出剩余的LLR。解码器1150通过使用移除了与指示移位值的至少一个比特相对应的部分LLR的LLR执行解码，来恢复原始比特流。
在上述原始比特流恢复过程期间，符号LLR生成器1130基于每个TF-混合-QAM符号中包括的移位值来调整QAM符号的时间轴索引。也就是说，符号LLR生成器1130确定只考虑了指示移位值的至少一个比特的符号概率值，并且生成关于移位值的LLR。并且，在使用LLR检测移位值之后，解码器1150将移位值提供给符号LLR生成器1130。据此，符号LLR生成器1130基于移位值来调整QAM符号的时间轴索引。
在图11中所示的示例性实施例，LLR选择器1140移除指示移位值的至少一个比特的LLR。但是，根据本发明的另一示例性实施例，取代在LLR生成之后移除部分比特的解码度量，在确定TF-混合-QAM符号的概率值时，接收端可以排除指示移位值的至少一个比特。为此，每音调LLR生成器1120-1至1120-N或符号LLR生成器1130将除了指示移位值的比特之外的剩余比特的值彼此相同的符号的LLR进行组合。在此情况下，已经移除移位值分量的解码度量被获得，并且因此，可以不包括LLR选择器1140。
图12示出根据本发明示例性实施例的无线通信系统中的发送端的构造。
参照图12，发送端包括控制单元1210、调制解调器1220和RF发送单元1230。
控制单元1210控制发送端的总体操作。例如，控制单元1210通过调制解调器1220和RF发送单元1230发送信号。此外，控制单元1210确定调制解调器1220的编码和调制所必需的设置。控制单元1210可以包括至少一个处理器。
调制解调器1220根据该系统的物理层标准将比特流转换为基带信号。例如，若遵循OFDM方法，调制解调器1220通过编码和调制发送比特流来生成复符号、将复符号映射到时间资源、然后通过IFFT运算和循环前缀(CP)插入来构建OFDM符号。
具体地，根据本发明的示例性实施例，调制解调器1220生成TQAM符号或TF-混合-QAM符号。为此，调制解调器1220包括符号生成单元1222和符号重新排列单元1224。符号生成单元1222生成TQAM符号或TF-混合-QAM符号。换言之，符号生成单元1222生成由符号的相位和大小以及被映射的时间资源的位置来标识的TQAM符号、或者由符号的相位和大小、被映射的时间资源的位置以及频率资源的位置来标识的TF-混合-QAM符号。符号重新排列单元1224在时间轴上使得构建TQAM符号或TF-混合-QAM符号的QAM符号均匀化。换言之，为了QAM符号的时间轴均匀化，符号重新排列单元1224在时间轴上移位至少一个QAM符号。并且，符号重新排列单元1224改变QAM符号的星座点从而代表移位值。例如，符号重新排列单元1224执行图7中所示的过程当中的步骤701至步骤707。符号重新排列单元1224的操作如下详细地描述。
符号重新排列单元1224对TQAM符号或TF-混合-QAM符号分组，并且分析组内的QAM符号的时间轴分布。作为分析结果，若组内的QAM符号的时间轴分布是不均匀的，那么符号重新排列单元1224通过在时间轴上重新排列组内的QAM符号，来均匀化组内的QAM符号的时间轴分布。为此，在TQAM符号或TF-混合-QAM符号的范围之内，符号重新排列单元1224在时间轴上移位至少一个QAM符号。接着，符号重新排列单元1224基于每个QAM符号的移位值来改变每个QAM符号的星座点。换言之，符号重新排列单元1224执行星座点重新调整，从而添加指示移位值的比特。此时，符号重新排列单元1224甚至改变未移位的QAM符号的星座点，从而指示未移位的QAM符号的移位值等于‘0’。
RF发送单元1230执行用于通过无线信道发送信号的功能，诸如信号频带转换、放大等等。也就是说，RF发送单元1230将从调制解调器1220提供的基带信号上变频为RF频带信号，然后通过天线发送RF频带信号。例如，RF发送单元1230可以包括放大器、混频器、振荡器、数模转换器(DAC)等等。图12中，只有一个天线被示出，但发送端可以具有多个天线。
图13示出根据本发明示例性实施例的无线通信系统中的接收端的构造。
参照图13，接收端包括RF接收单元1310、调制解调器1320和控制单元1330。
RF接收单元1310执行用于通过无线信道接收信号的功能，诸如接收信号放大、频带转换等等。也就是说，RF接收单元1310放大通过天线接收到的RF频带信号，然后将RF频带信号下变频为基带信号。例如，RF接收单元1310可以包括放大器、混频器、振荡器、模数转换器(ADC)等等。图13中，只有一个天线被示出，但接收端可以具有多个天线。
调制解调器1320根据系统的物理层标准将基带信号转换为比特流。例如，若遵循OFDM方法，调制解调器1320以OFDM符号为单位划分从RF接收单元1310提供的基带信号、通过快速傅立叶变换(FFT)运算恢复被映射到时间资源的信号、然后通过解调和解码来恢复接收比特流。具体地，根据本发明的示例性实施例，调制解调器1320解调和解码TQAM符号或TF-混合-QAM符号。为此，调制解调器1320包括解码度量生成单元1322、重新排列反向处理单元1324和解码单元1326。解码度量生成单元1322生成用于解码TQAM符号或TF-混合-QAM符号的解码度量。重新排列反向处理单元1324恢复由每个QAM符号的时间轴移位造成的发送端的符号变形，从而均匀化QAM符号的时间轴分布。换言之，重新排列反向处理单元1324基于移位值来调整QAM符号的时间轴索引，并且从TQAM符号的概率值或解码度量中移除移位值分量。解码单元1326使用解码度量来恢复原始比特流。
例如，解码度量生成单元1322执行图8中所示的过程。解码度量生成单元1322的操作如下详细地描述。首先，解码度量生成单元1322确定在单个音调被应用的噪声的pdf。为确定噪声的pdf，解码度量生成单元1322必须确定形状参数α以及尺度参数β。根据本发明的示例性实施例，形状参数α和尺度参数β可以考虑到信道环境来计算，或者可以被定义为固定的值以便减少运算数目。此时，解码度量生成单元1322可以用pdf的整个段或部分段中的多项式表达式来替代噪声的pdf。并且，解码度量生成单元1322计算在符号候选-n发送时、在QAM符号所映射的音调处已发送QAM符号时的概率值，并计算QAM符号没有被映射到的至少一个音调处尚未发送QAM符号时的概率值。下一步，通过将关于各个音调计算的全部概率值相乘，解码度量生成单元1322确定将发送TQAM符号候选-n的概率值。解码度量生成单元1322对于每个TQAM符号候选重复执行上述概率值计算和乘法，然后使用各个符号候选的概率值来生成解码度量。例如，若解码度量为LLR，解码度量生成单元1322选择一个TQAM符号的概率值作为参考，并且确定其他TQAM符号的概率值与所选概率值的比率。上述解码度量生成单元1322的操作可以等同地应用于TF-混合-QAM符号的解码度量生成。
例如，重新排列反向处理单元1324和解码单元1326执行图9中所示的步骤901和步骤903。详细地说，重新排列反向处理单元1324确定只考虑了指示移位值的至少一个比特的符号概率值，并且使用符号概率值来生成解码度量。并且，解码单元1326使用解码度量来检测移位值，并且将移位值提供给重新排列反向处理单元1324。据此，重新排列反向处理单元1324对与相应QAM符号的概率值或解码度量相对应的时间轴音调的索引进行反向移位，与移位值相对应的量那么多。并且，重新排列反向处理单元1324从符号候选的概率值或解码度量移除移位值分量。此时，移位值分量的移除可以对于概率值或解码度量来执行。在从解码度量移除移位值分量的情况下，重新排列反向处理单元1324生成每个比特的解码度量，并且从每个比特的解码度量移除指示移位值的至少一个比特的解码度量。可替换地，在从概率值移除移位值分量的情况下，在生成TQAM符号的概率值时，重新排列反向处理单元1324对除了指示移位值的比特之外的剩余比特的值彼此相同的符号候选的概率值求和。
控制单元1330控制接收端的总体操作。例如，控制单元1330通过调制解调器1320和RF接收单元1310接收信号。此外，控制单元1330确定调制解调器1320的解调和解码所必需的设置。控制单元1330可以包括至少一个处理器。
本发明的示例性实施例能够支持无线通信系统中使噪声和干扰信号能够遵循非高斯分布的调制/解调的技术。此外，本发明的示例性实施例能够解决应用TQAM技术时符号集中的问题。
根据本申请的权利要求书和说明书中的本发明的实施例可以以硬件、软件或二者组合的形式实现。
此种软件可以存储在计算机可读存储介质中。计算机可读存储介质存储一个或多个程序(软件模块)，所述一个或多个程序包括指令，当电子设备中的一个或多个处理器执行该指令时，该指令使电子设备执行本发明的方法。
此种软件可以存储在易失性存储器或非易失性存储器中，比如只读存储器(ROM)的存储设备，不论是可擦除的还是可重写的；或者存储为存储器的形式，例如，随机存取存储器(RAM)、存储芯片、设备或集成电路；或者被存储在光可读介质或磁可读介质上，比如，光盘(CD)、数字视频盘(DVD)、磁盘或磁带等等。应该意识到，存储设备和存储介质是适于存储一个程序或多个程序的机器可读存储器的实施例，所述一个程序或多个程序包括指令，当所述指令被执行时，实现本发明的实施例。实施例提供程序和存储这种程序的机器可读存储器，所述程序包括用于实现本说明书的任何一项权利要求所述的装置或方法。此外，可以经由任何介质(比如，经由有线连接或无线连接携带的通信信号)来以电方式传达这些程序，并且实施例适当地包括这些程序。
虽然参考某些优先实施例对本发明进行了展示和描述，但是本领域技术人员应该理解，在不脱离由所附权利要求及其等效内容所定义的本发明的精神和范围的前提下，可以在形式和细节上对其做各种变化。

Claims (28)

1.一种用于在无线通信系统中操作发送端的方法，所述方法包括：
通过调制比特来生成发送符号，其中所述比特的第一部分被映射到正交幅度调制QAM符号而所述比特的第二部分被映射到所述QAM符号在时间轴中的位置；
在时间轴中移位所述QAM符号；
调整所述QAM符号的星座点以便添加指示在所述移位之前所述QAM符号的位置的至少一个附加比特；以及
发送所述发送符号。
2.如权利要求1所述的方法，其中，移位所述QAM符号包括：
均匀化包括所述发送符号的多个发送符号的QAM符号的时间轴分布。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述发送符号是通过所述QAM符号、所述QAM符号所映射到的时间资源的位置、以及所述QAM符号所映射到的频率资源的位置的组合来标识的。
4.一种用于在无线通信系统中操作接收端的方法，所述方法包括：
接收代表比特的接收符号，其中所述比特的第一部分被映射到正交幅度调制QAM符号而所述比特的第二部分被映射到所述QAM符号在时间轴中的位置；
确定所述QAM符号所代表的并且指示在由发送端移位之前所述QAM符号的位置的至少一个附加比特；
基于所述至少一个附加比特恢复QAM符号的星座点和位置；以及
对所述接收符号进行解码。
5.如权利要求4所述的方法，其中，恢复所述QAM符号的位置包括：
基于所述至少一个附加比特来调整概率值、解码度量或接收信号值的时间轴索引；以及
从所述概率值或所述解码度量中移除所述至少一个附加比特的分量。
6.如权利要求5所述的方法，其中，移除所述至少一个附加比特的分量包括：
生成所述接收符号的每比特解码度量；以及
从所述每比特解码度量中移除所述至少一个附加比特的至少一个解码度量。
7.如权利要求5所述的方法，其中，移除所述至少一个附加比特的分量包括：
对所述接收符号的接收符号候选的概率值当中、除了所述至少一个附加比特之外的剩余比特的值彼此相同的符号候选的概率值求和。
8.如权利要求4所述的方法，其中，所述接收符号是通过所述QAM符号、所述QAM符号所映射到的时间资源的位置、以及所述QAM符号所映射到的频率资源的位置的组合来标识的。
9.如权利要求4所述的方法，还包括：
生成解码度量，
其中所述生成解码度量包括：
计算在第一接收符号候选中通过所述QAM符号所映射到的音调发送所述QAM符号的概率；
计算不通过至少一个剩余音调发送所述QAM符号的概率；以及
通过将在各个音调处计算的概率相乘来确定所述第一接收符号候选的发送概率。
10.如权利要求9所述的方法，其中，生成所述解码度量包括：
通过针对接收符号候选的每个确定每音调概率并且将所述每音调概率相乘，来确定接收符号候选的每个的发送概率。
11.如权利要求10所述的方法，其中，生成所述解码度量包括：
使用接收符号候选的每个的发送概率来生成解码度量。
12.如权利要求9所述的方法，其中，生成所述解码度量包括：确定噪声的概率密度函数pdf。
13.如权利要求12所述的方法，其中，噪声的概率密度函数pdf遵循高斯分布。
14.如权利要求12所述的方法，其中，所述噪声的概率密度函数pdf是用多项式表达式来替代所述概率密度函数pdf的全部或部分段的函数。
15.一种用于无线通信系统中的发送端的装置，该装置包括：
调制解调器，被配置为生成调制比特的发送符号，其中所述比特的第一部分被映射到正交幅度调制QAM符号而所述比特的第二部分被映射到所述QAM符号在时间轴中的位置，在时间轴中移位所述QAM符号，以及调整所述QAM符号的星座点以便添加指示在所述移位之前所述QAM符号的位置的至少一个附加比特；以及
射频RF发送单元，被配置为发送所述发送符号。
16.如权利要求15所述的装置，其中所述调制解调器被配置为，均匀化包括所述发送符号的多个发送符号的QAM符号的时间轴分布。
17.如权利要求15所述的装置，其中，所述发送符号是通过所述QAM符号、所述QAM符号所映射到的时间资源的位置、以及所述QAM符号所映射到的频率资源的位置的组合来标识的。
18.一种用于无线通信系统中的接收端的装置，该装置包括：
接收单元，被配置为接收代表比特的接收符号，其中所述比特的第一部分被映射到正交幅度调制QAM符号而所述比特的第二部分被映射到所述QAM符号在时间轴中的位置；以及
调制解调器，被配置为确定所述QAM符号所代表的并且指示在由发送端移位之前所述QAM符号的位置的至少一个附加比特，基于所述至少一个附加比特恢复所述QAM符号的星座点和位置，并且对所述接收符号进行解码。
19.如权利要求18所述的装置，其中，为了恢复所述QAM符号的位置，所述调制解调器被配置为，基于所述至少一个附加比特调整概率值、解码度量或接收信号值的时间轴索引，并且从所述概率值或解码度量中移除所述至少一个附加比特的分量。
20.如权利要求19所述的装置，所述调制解调器被配置为，生成所述接收符号的每比特解码度量，并且从所述每比特解码度量中移除所述至少一个附加比特的至少一个解码度量。
21.如权利要求19所述的装置，所述调制解调器被配置为，对所述接收符号的接收符号候选的概率值当中、除了所述至少一个附加比特之外的剩余比特的值彼此相同的符号候选的概率值求和。
22.如权利要求18所述的装置，其中所述接收符号是通过所述QAM符号、所述QAM符号所映射到的时间资源的位置、以及所述QAM符号所映射到的频率资源的位置的组合来标识的。
23.如权利要求18所述的装置，其中，为了生成解码度量，所述调制解调器被配置为，计算在第一接收符号候选中通过所述QAM符号所映射到的第一音调发送所述QAM符号的概率，计算不通过至少一个剩余音调发送所述QAM符号的概率，以及通过将在各个音调处计算的概率相乘来确定所述第一接收符号候选的发送概率。
24.如权利要求23所述的装置，其中，为了生成解码度量，所述调制解调器被配置为，通过针对接收符号候选的每个确定每音调概率并且将所述每音调概率相乘，来确定接收符号候选的每个的发送概率。
25.如权利要求24所述的装置，其中，为了生成解码度量，所述调制解调器被配置为，使用接收符号候选的每个的发送概率来生成解码度量。
26.如权利要求23所述的装置，其中，所述调制解调器确定噪声的概率密度函数pdf。
27.如权利要求26所述的装置，其中，噪声的概率密度函数pdf遵循高斯分布。
28.如权利要求26所述的装置，其中，所述噪声的概率密度函数pdf是用多项式表达式来替代所述概率密度函数pdf的全部或部分段的函数。
CN201480006185.5A 2013-01-28 2014-01-28 用于在无线通信系统中支持时间正交幅度调制的装置和方法 Active CN104956635B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020130009256A KR101995804B1 (ko) 2013-01-28 2013-01-28 무선 통신 시스템에서 시간-직각 진폭 변조를 지원하기 위한 방법 및 장치
KR10-2013-0009256 2013-01-28
PCT/KR2014/000765 WO2014116077A1 (en) 2013-01-28 2014-01-28 Apparatus and method for supporting time-quadrature amplitude modulation in a wireless communication system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104956635A CN104956635A (zh) 2015-09-30
CN104956635B true CN104956635B (zh) 2018-10-12

Family

ID=51222932

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480006185.5A Active CN104956635B (zh) 2013-01-28 2014-01-28 用于在无线通信系统中支持时间正交幅度调制的装置和方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9077605B2 (zh)
KR (1) KR101995804B1 (zh)
CN (1) CN104956635B (zh)
WO (1) WO2014116077A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102136288B1 (ko) 2013-07-17 2020-07-22 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 그 장치
KR102027828B1 (ko) 2013-08-14 2019-10-04 삼성전자 주식회사 채널 정보 추정 방법 및 장치
KR102046868B1 (ko) 2013-08-26 2019-11-20 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 방식을 운용하는 방법 및 장치
KR102061096B1 (ko) 2014-03-05 2020-02-17 삼성전자 주식회사 Fqam을 위한 전송 다양화 방법 및 그 장치
US9768913B1 (en) * 2016-03-09 2017-09-19 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for multiple input multiple output (MIMO) detection with soft slicer

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5406584A (en) * 1992-09-01 1995-04-11 X-Com, Inc. Time shift keying digital communications system
CN1426641A (zh) * 2001-02-21 2003-06-25 松下电器产业株式会社 使用信号星座重排的混合自动请求重发的方法
CN1630864A (zh) * 2002-01-30 2005-06-22 射频表面声波元件公司 用于识别标记的对象命名网络基础设施及其运行方法
CN101228761A (zh) * 2005-07-26 2008-07-23 松下电器产业株式会社 相对倒转的星座映射的比特操作的重排分集

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7693179B2 (en) * 2002-11-29 2010-04-06 Panasonic Corporation Data transmission apparatus using a constellation rearrangement
US7376117B2 (en) * 2003-12-02 2008-05-20 Infineon Technologies Ag Interleaving circuit for a multiband OFDM transceiver
US7573946B2 (en) * 2003-12-31 2009-08-11 Intel Corporation Apparatus and associated methods to perform space-frequency interleaving in a multicarrier wireless communication channel
US8139660B2 (en) * 2006-04-14 2012-03-20 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus related to using a wireless terminal scrambling identifier
KR20090036534A (ko) 2007-10-09 2009-04-14 엘지전자 주식회사 성상 재배열을 이용한 데이터 전송 방법
KR100970973B1 (ko) * 2008-11-25 2010-07-20 한양대학교 산학협력단 멀티-밴드 직교주파수분할다중화 통신 시스템의 인터리버 장치
CN102292985B (zh) * 2009-02-18 2014-08-20 Lg电子株式会社 用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法
US8284862B2 (en) * 2010-06-30 2012-10-09 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Method for encoding data symbols with implicitly embedded pilot symbols in resource blocks for wireless networks

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5406584A (en) * 1992-09-01 1995-04-11 X-Com, Inc. Time shift keying digital communications system
CN1426641A (zh) * 2001-02-21 2003-06-25 松下电器产业株式会社 使用信号星座重排的混合自动请求重发的方法
CN1630864A (zh) * 2002-01-30 2005-06-22 射频表面声波元件公司 用于识别标记的对象命名网络基础设施及其运行方法
CN101228761A (zh) * 2005-07-26 2008-07-23 松下电器产业株式会社 相对倒转的星座映射的比特操作的重排分集

Also Published As

Publication number Publication date
KR20140096560A (ko) 2014-08-06
US20140211887A1 (en) 2014-07-31
KR101995804B1 (ko) 2019-07-03
CN104956635A (zh) 2015-09-30
US9077605B2 (en) 2015-07-07
WO2014116077A1 (en) 2014-07-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104956635B (zh) 用于在无线通信系统中支持时间正交幅度调制的装置和方法
EP2974196B1 (en) Method and apparatus for encoding and decoding for frequency and quadrature-amplitude modulation in wireless communication system
US7660360B2 (en) Peak-to-average power ratio reduction with threshold limited selection for coded OFDM systems
US6925128B2 (en) Method and apparatus for reducing a peak-to-average power ratio in an orthogonal frequency division multiplex signal
Chen et al. PAPR reduction of OFDM signals using cross-entropy-based tone injection schemes
JP5631505B2 (ja) 送信方法、送信機、受信方法、及び受信機
CN110224967B (zh) 用于峰值均值功率比降低的方法和发射器
CN101569151B (zh) Ofdm传输和接收系统及其方法
CN101010922A (zh) 计算用于移动通信系统的接收机中的解码的对数似然比的方法和装置
CN107210807A (zh) 低复杂度scma/lds检测系统和方法
JP2005304041A (ja) 直交周波数分割多重接続システムで循環周波数パターンによる高速周波数ホッピングのための送受信装置
KR102010562B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 주파수-직각 진폭 변조된 신호의 복호 매트릭 생성 방법 및 장치
CN108886418A (zh) 接收装置和接收方法
US20220052896A1 (en) Side Information Transmission Method Based on Partial Transmit Sequence Technology, and Apparatus
CN106063212A (zh) 用于在无线通信系统中生成非高斯干扰信道的方法和设备
KR101324122B1 (ko) 다중 반송파 신호를 수신하기 위한 방법, 대응하는 송신 방법, 수신기 및 송신기
US20190149370A1 (en) Baseband processing apparatus and baseband processing method based on orthogonal frequency-division multiplexing
CN116938664A (zh) 模拟信源通信系统下的星座点映射调制方法、装置及设备
US9979449B2 (en) Systems and methods for detecting data in a received multiple-input-multiple-output (MIMO) signal
Ku et al. A new side-information free PTS scheme for PAPR reduction in OFDM systems
JP4288378B1 (ja) データ通信システム、データ復号装置およびその方法
Manjula et al. PAPR reduction in OFDM systems using RCF and SLM techniques
KR101072559B1 (ko) 대수우도비를 산출하는 방법 및 복조 장치
Hassaneen et al. Reducing the peak to average power ratio in MIMO OFDM systems
KR101084550B1 (ko) 첨두대평균 전력비 감소 방법, 첨두대평균 전력비 감소 장치, 송신기, 및 수신기

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant