WO2022101577A1 - Procede de telecommunication avec codage binaire a symboles a repetition et dispositifs correspondants - Google Patents

Procede de telecommunication avec codage binaire a symboles a repetition et dispositifs correspondants Download PDF

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WO2022101577A1
WO2022101577A1 PCT/FR2021/051982 FR2021051982W WO2022101577A1 WO 2022101577 A1 WO2022101577 A1 WO 2022101577A1 FR 2021051982 W FR2021051982 W FR 2021051982W WO 2022101577 A1 WO2022101577 A1 WO 2022101577A1
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WO
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constellation
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telecommunication
symbol
polar
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PCT/FR2021/051982
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Bruno Jahan
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Orange
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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power

Definitions

  • TITLE Method of telecommunication with binary coding with repeating symbols and corresponding devices
  • the present invention relates to the field of telecommunications.
  • the invention relates more particularly to digital communications with transmission of a radio signal (6G, 5G, WiFi, etc.) which uses multi-carrier modulation with constraints of robustness with respect to phase variations.
  • a radio signal (6G, 5G, WiFi, etc.) which uses multi-carrier modulation with constraints of robustness with respect to phase variations.
  • Digital communications refers to digital transmission chains that use well-known signal processing modules as shown in Figure 1.
  • a classic chain is schematized by figure 1. This chain recovers Bit input data coming from a binary source such that the binary data are representative for example of an audio signal (voice), of a multimedia signal ( TV stream, Internet stream), etc.
  • the input data is encoded by a COD error-correcting encoder (e.g. Turbo Code, LDPC, Polar code).
  • An ENT interleaver interleaves the encoded data.
  • a MAP symbol binary encoder converts a binary data packet, such as a codeword, to a point in a constellation (BPSK, QPSK, mQAM, etc.).
  • This MAP encoder is also called a mapper and it is equivalently said that the mapper maps the input data to the points of the constellation.
  • the output symbols of this mapper consist of the symbols of the constellation according to the mapping of the input data or equivalently we speak of the mapped data to denote the output symbols.
  • the symbols are modulated by an N-subcarrier multi-carrier modulator MOD to generate multi-carrier symbols.
  • the output of the modulator feeds a power amplifier in the transmitter to transmit a radio signal.
  • mQAM Quadrature Amplitude Modulation according to the English terminology
  • the symbol binary coder makes it possible to project, or also map, the binary data from the channel coder (error-correcting coder) on a two-axis plane following a given constellation.
  • Each point in the constellation thus carries a packet made up of one or more bits.
  • the number of bits that can be mapped on a given point of the constellation is as follows:
  • OFDM modulation Orthogonal Frequency-division Multiplexing according to the English terminology
  • DAB Downlink Control
  • DVBT Downlink Control
  • ADSL Advanced Driver Assistance Systems
  • 4G 5G
  • 5G 5G
  • the intrinsic qualities of this OFDM modulation ensured its success in the aforementioned standards.
  • these qualities we can cite that linked to a less spread spectrum than that of a single-carrier modulation, that linked to the resistance to time-dispersive channels and that linked to the reception which can be done with a simple equalization with a coefficient per carrier (i.e. ZF treatment for Zero Forcing according to the Anglo-Saxon terminology).
  • FIG. 2 illustrates the output of a modulator implementing OFDM modulation.
  • Such an OFDM modulator is often realized by means of an inverse Fourier transform (IFFT).
  • IFFT inverse Fourier transform
  • the different carriers of an OFDM symbol are modulated with the points of the constellation on which the data packets have been mapped.
  • the frequency interval between carriers is 1/t s with t s the duration of an OFDM symbol.
  • a guard interval of duration A is inserted between two successive symb OFDM symbols.
  • This guard interval makes it possible to absorb the echoes caused by the multiple reflections during radio transmissions by the channel which is generally the air.
  • This interval can be used to perform a first so-called coarse time synchronization of the system (between a transmitter and a receiver). It can thus allow reception to position the FFT window before demodulating the received radio signal.
  • the implementation of the FFT on reception makes it possible to perform the inverse processing of the IFFT implemented on transmission, ie makes it possible to de
  • FIGS. 3, 4 and 5 represent a mapping respectively on a QPSK, a 16QAM or a 64QAM respecting Gray coding.
  • the Gray coding is such that between a point of the constellation and each of the nearest points, the packets of bits mapped on these two points are distinguished by only one bit. This particularity has the advantage of limiting the number of bits affected by a bad evaluation in reception of the received constellation point.
  • Figures 4 and 5 illustrate the fact that the higher the order m of modulation, the more the system transmits binary information and can reach a high transmission rate and therefore improves the spectral efficiency of the system. However, the higher the modulation order, the less resistant the system is to disturbances related to the channel and to Additive White Gaussian Noise (AWGN).
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the choice of the modulation order must take into account the quality of the transmission link to hope to reach the maximum possible throughput.
  • the Amplitude Modulation on two carriers in Quadrature can be referred to as a "Cartesian" mapping.
  • This mapping is generally associated with Gray coding.
  • the MAQ mapping is the most used. Indeed, it ensures a uniform Euclidean distance between the points of the constellation and it can be decoded in a simple way with threshold solutions.
  • a QAM mapping thus makes it possible to guarantee high throughputs.
  • a QAM mapping is for example retained in the DVB-T, IEEE 802.11 (WiFi), 3GPP 4G (release and following) standards and recently in the 3GPP 5G standard (release 15 and following).
  • the error-correcting coder COD also called channel coder, implements a code generally based on a “mother” code or base code to which a base efficiency corresponds.
  • the base code is 1/2 for a duo-binary turbo code, it is more often 1/3 or even 1/5 for the new LDPC codes of the 3GPP 5G standard.
  • Figure 6 illustrates a 1/3 efficiency turbocoder.
  • the turbocoder comprises a first encoder Encod I, a second encoder Encod II and an interleaver n.
  • the output data includes a systematic part made up of the input data x i and a redundancy part y i .
  • the redundancy part comprises the coded data and the coded data y 2 .
  • the coded data y1 comes from the coding by the first encoder Encod I of the input data x i .
  • the coded data y 2 comes from the coding by the second encoder Encod II of the interlaced input data x i .
  • the data resulting from the channel coding are then punctured to adapt to the desired coding rate (2/3, 3/4, etc.).
  • Coding makes it possible to introduce redundancy into the binary data to combat the disturbances generally introduced by the transmission channel and which result in erasures or errors due in particular to fading phenomena.
  • one means is to reduce the coding efficiency (number of useful bits/total number of bits).
  • the 5G standard has thus provided for coding yields of the order of (1/5, 1/10 and 1/20) to address the new services called "very robust" URLLC (Ultra-Reliable Low-Latency Communication) which must respond in particular to the requirements of telemedicine.
  • URLLC Ultra-Reliable Low-Latency Communication
  • the repetition of the coded data is a simple solution which provides satisfactory results in terms of the robustness of the system for a so-called Gaussian channel.
  • the subject of the invention is a telecommunication method comprising rl rate coding by a binary coder, data mapping by a mapper on points of a constellation to obtain symbols, multi-carrier modulation by an N-sub modulator -carriers with symbol mapping on the N sub-carriers and multi-carrier symbol transmission.
  • the method includes: symbol repetition before mapping onto the N modulator subcarriers.
  • the repetition of the symbols from the mapper makes it possible to increase the robustness of the transmission with respect to fading introduced by the propagation channel and with respect to phase noise.
  • the process does not modify the energy of the multi-carrier signal nor its spectrum while keeping a very reduced complexity.
  • the invention further relates to a reception method comprising: demodulation of a multi-carrier symbol received to estimate N symbols, averaging of the repetitions of the same symbol to estimate a symbol of a constellation, demapping of the symbols to estimate data mapped to these constellation symbols, decoding the data.
  • the invention further relates to telecommunications equipment which comprises: a demodulator with N sub-carriers for demodulating a multi-carrier symbol received and estimating N symbols, a de-repeater for averaging repetitions of the same symbol and estimating a symbol of a constellation, a demapper for demapping L constellation symbols and estimating data mapped on these constellation symbols, a decoder for decoding the data.
  • the invention further relates to a digital signal transmitted or received comprising a multi-carrier symbol constructed from symbols of a polar constellation, at least one of the symbols of which has been repeated before multi-carrier modulation to form a repetition pattern, a polar constellation comprising a set of M points whose coordinates expressed in polar form , called polar coordinates by reference to a representation with two axes delimiting four quadrants, are determined such that real number positive being the step in amplitude of the constellation.
  • the same number of repetitions is applied to all the symbols before mapping.
  • At least one symbol is not repeated or its number of repetitions is different from the number of repetitions of another symbol.
  • the number of repetitions is determined to obtain a yield r2 lower than r1.
  • the method further comprises an interleaving after repetition, of the N symbols mapped onto the N sub-carriers.
  • the constellation comprises a set of M points whose coordinates expressed in polar form called coordinates polar with reference to a two-axis representation, are determined such that real number being the step in amplitude of the constellation.
  • a polar constellation according to the invention comprises a set of M points whose coordinates are expressed in polar form
  • a phase shift on one or more of the points mapped on the carriers may occur during transmission, for example due to a Doppler effect linked to a movement of the transmitter and/or receiver, or due to imperfections in the oscillators.
  • the receiver can advantageously determine without ambiguity the received points of the constellation.
  • the polar constellation makes it possible to absorb up to a certain phase shift value determined by the number of points of the constellation on the same circle.
  • the polar constellation used also makes it possible to increase the resilience of the system with respect to phase variations caused by the imperfections of the oscillators, in particular for high frequencies beyond 6 GHz.
  • the pitch is a parameter.
  • the telecommunication method according to the invention makes it possible to address various constraints with respect to variations in amplitude (noise) by modifying the value of the step which is configurable. This method is therefore very flexible and adaptable as a function of the noise constraints.
  • the two axes delimit quadrants and the polar coordinates are determined by quadrant:
  • This mode makes it possible to use large modulation orders to meet the increasing demand for bit rate even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation that can go up to ⁇ /2 by limiting the number to four points on the same circle.
  • the polar constellation according to this mode is defined by quadrant and replicated between the different quadrants with the particularity that the phase of the points is the same within a quadrant.
  • This mode makes it possible to use average modulation orders to meet the increasing demand for bit rate even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation that can go up to ⁇ /2 by limiting the number of points on the same circle of four.
  • This embodiment is particularly advantageous because the symbols obtained can be demodulated by a conventional demodulator, they are compatible with demodulators adapted to conventional 16-QAM modulation according to which the four points of a quadrant are distributed according to a square.
  • the two axes delimit quadrants and the polar coordinates are determined per set of two quadrants
  • This mode makes it possible to use large modulation orders to meet the increasing demand for bit rate even in the absence of pilots while making it possible to absorb a phase variation that can go up to ⁇ by limiting the number of points on a same circle for two.
  • the two axes delimit quadrants and for two quadrants taken . . whole
  • the polar constellation according to this mode is defined by block of two quadrants and replicated between these two blocks with the particularity that the phase of the points is the same within a block.
  • the polar coordinates are further determined such that with a non-zero real.
  • This mode uses so-called spiral constellations defined on all the quadrants ie 2n, that is to say that the four quadrants are considered as a whole.
  • This embodiment of the method makes it possible to introduce a phase variation which can go up to 2n on any point of the constellation.
  • the receiver can unambiguously determine the constellation points received since the constellation makes it possible to absorb any phase rotation up to 2n.
  • Such a mode is particularly suitable for systems confronted with a lot of phase noise, which is the case when the communications take place in the TeraHz band. Indeed, the oscillators exhibit a lot of phase noise at these frequencies.
  • Spiral constellations make it possible to obtain both good immunity to noise and good immunity to phase variations and are therefore particularly advantageous for communications in the TeraHz range.
  • This mode has as good a robustness to phase variations as a mode in which all the points of the constellation have the same phase, but in addition it advantageously increases the minimum Euclidean distance of the points of the constellation.
  • the polar coordinates are further determined such that
  • the polar constellation according to this mode includes points all having the same phase with a constant amplitude step between two neighboring steps.
  • This type of polar constellation has a high immunity to phase variations i.e. up to 2n but a relatively low immunity to noise.
  • the modulation is implemented by an inverse Fourier transform.
  • the inverse Fourier transform makes it possible to efficiently and simply perform the transformation from a frequency domain to a time domain and to obtain an OFDM symbol.
  • the method further comprises: an estimation per constellation symbol of a phase error by comparing projections on axes in quadrature of the symbol with the points of the constellation, a correction of the constellation symbols of a common phase error after averaging the estimated phase errors.
  • FIG 1 is a diagram illustrating a transmission baseband processing chain according to the prior art
  • Figure 2 is a classic time-frequency representation of OFDM symbols
  • Figure 3 is a representation of a classic QPSK constellation
  • Figure 4 is a representation of a typical 16QAM constellation
  • Figure 5 is a representation of a typical 64QAM constellation
  • Figure 6 is a schematic of a 1/3 efficiency turbocoder
  • Figure 7 is a representation of a polar spiral constellation
  • FIG 8 Figure 8 is an illustration of the result of a frequency deviation between transmitter and receiver with the spiral constellation of Figure 7
  • Figure 9 is a representation of a polar constellation defined by quadrant of ⁇ /2
  • Figure 10 represents the maximum of the phase variation due for example to a Doppler effect that the constellation of figure 9,
  • FIG 11 is a simplified diagram of a baseband transmission chain according to one embodiment of the invention.
  • FIG 12 is a simplified diagram of a baseband reception chain according to one embodiment of the invention.
  • FIG 13 is a diagram of one embodiment of the processing performed on the repetitions by the DREP module
  • FIG 14 is a diagram for an FDD mode of the correction performed by a module ⁇ of the receiver of a user UE1,
  • Figure 15 is a diagram for an FDD mode of the correction performed by a ⁇ module of a base station which receives several users,
  • FIG 16 is a simplified diagram of a baseband receive chain for a TDD mode with phase correction performed in the time domain according to one embodiment of the invention
  • Figure 17 is a diagram of the simplified structure of an embodiment of equipment according to the invention capable of implementing a telecommunication method according to the invention
  • FIG 18 is a diagram of the simplified structure of an embodiment of equipment according to the invention capable of implementing a reception method according to the invention
  • Figure 19 shows curves which illustrate the performance obtained in terms of bit error rate (BER) as a function of the signal to Gaussian additive white noise ratio (SNR) obtained with a conventional technique in the case of a 16QAM constellation,
  • BER bit error rate
  • SNR signal to Gaussian additive white noise ratio
  • Figure 20 presents curves which illustrate the performance obtained in terms of bit error rate (BER) as a function of the Gaussian additive signal-to-white noise ratio (SNR) obtained with a method according to the invention in the case of a 16QAM constellation,
  • BER bit error rate
  • SNR Gaussian additive signal-to-white noise ratio
  • FIG 21 presents curves which illustrate the performance obtained in terms of bit error rate (BER) as a function of the Gaussian additive signal-to-white noise ratio (SNR) obtained with a method according to the invention in the case of a 16-point polar constellation
  • Figure 22 presents curves which give the minimum SNR level as a function of the Doppler to obtain a bit error rate of less than 5.10 -5 at the output of the system obtained with a method according to the invention for lines formed of squares and obtained with a conventional method for curves formed of crosses.
  • BER bit error rate
  • SNR Gaussian additive signal-to-white noise ratio
  • the general principle of the invention is based on the repetition of symbols resulting from a binary symbol coding and before their modulation by a multi-carrier modulator.
  • the symbols correspond to points of the constellation used on transmission.
  • the invention thus makes it possible to introduce redundancy closer to the modulation than does a channel coder and to fight more effectively against disturbances (fading) introduced by the channel or against the phase noise.
  • All symbols from the mapper can be repeated in the same number or in different numbers between symbols. When at least one number of repetition(s) is different from the others, the method may consist in repeating all the symbols by the same number R then in deleting the excess copies of symbols to reach the respective number or numbers of repetition( s).
  • the deletion can then be likened to punching the symbols to reach the number of repetition(s) defined by symbol coming from the mapper.
  • the number of repetition(s) and the possible deletion of repetition(s) conform to a word pattern which determines a yield.
  • a yield can correspond to several reasons.
  • a pattern corresponds to a single yield.
  • the following example is based on a QAM constellation.
  • the values ai and bi of each constellation point at the output of the mapper depend on the binary data di of the stream at the input of the mapper.
  • the binary stream typically comprises data having been coded upstream in the transmission chain by a channel coder.
  • a return q/2 can be obtained with the pattern: QO, QO, Ql, Ql, Q2, Q2, Q3, Q3 a return q/3 can be obtained with the pattern: QO, QO, QO, QO, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3 a q/4 yield can be obtained with the pattern: QO, QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q2 , Q3, Q3, Q3 a 2q/5 return can be obtained with the pattern: QO, QO, QO, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3
  • the repetition(s) of the same output symbol of the mapper can be contiguous as shown above or non-contiguous.
  • An interlacing can be performed on the succession of symbols with contiguous repetition(s) to obtain a sequence of symbols in which at least one repetition or even all the repetitions are not contiguous. This interleaving can occur simultaneously with the mapping of the symbols onto the subcarriers.
  • the constellation is a polar constellation.
  • a polar constellation is defined by M points distributed on concentric circles with a constant pitch p between the circles.
  • the polar constellation relies on a polar and non-Cartesian basis to be invariant to phase variations.
  • the step p is a non-zero positive real number.
  • the points of the constellation are therefore distributed over at least two distinct circles.
  • the M points have coordinates expressed in polar form say polar coordinates by reference to a representation with two axes delimiting four quadrants of size ⁇ /2 , with the constraint that is the amplitude of a point, ⁇ m is the phase of this point.
  • M is the order of the modulation.
  • the constellation has the particularity that there is at most one point on each circle per quadrant considered for the expression in polar form of the constellation.
  • the constellation is determined on a quadrant of size 2n, i.e. the quadrant then there is at most one point per circle.
  • the constellation is determined by quadrant of size it , i.e. for the quadrants then there is at most one point per semi-circle.
  • the constellation is determined by quadrant of size n/2, i.e. for the quadrants then there is at most one point per quarter circle.
  • FIG. 7 represents a first configuration of a polar constellation used according to the invention, called a spiral.
  • This first configuration has the particularity that the points are distributed over a quadrant which represents [0 — 2 ⁇ [.
  • Each point has the coordinates: and a phase ⁇ m with a determined phase difference between two successive points ie on two successive circles, for example a constant difference of successive points of the spiral constellation thus have a constant deviation both in amplitude and in phase. Therefore, unlike configurations not illustrated, the phase ⁇ m is not constant but varies between successive points.
  • This first configuration is particularly advantageous with respect to phase variations because the demodulation in reception can be performed on only an amplitude detection of the constellation points received.
  • FIG. 8 illustrates the result of a frequency difference between the transmitter and the receiver with the constellation defined above over several consecutive OFDM symbols.
  • FIG. 8 illustrates an example of the phase variation that can impact the points of the so-called spiral modulation, illustrated by FIG. 7, which remains acceptable for obtaining correct demodulation.
  • This "spiral" structure makes it possible to resist strong phase variations between the transmitter and the receiver of the system.
  • This embodiment is particularly suitable for systems operating in TeraHertz for which there is a very significant phase noise due to inefficient oscillators.
  • FIG. 9 represents a second configuration of a polar constellation used according to the invention.
  • Each point of a quadrant has the coordinates: . Thereby, for each quadrant, there is only one point per concentric circle and the phase ⁇ m of the point m is chosen according to a given criterion, for example with a constant pitch of ⁇ /8 between two points or a pitch of zero between the two points on the furthest circles in the same quadrant.
  • This second mode is robust against additive Gaussian white noise because the minimum distance between the emitted points is large.
  • the phase ⁇ m is a multiple of ⁇ /12 and more particularly.
  • This second embodiment as illustrated is very advantageous because it is compatible with many existing OFDM demodulators capable of demodulating an OFDM/16QAM modulation. Indeed, for each quadrant, the points are close to those of a classic 16QAM constellation as represented in figure 4.
  • FIG. 10 represents the maximum of the phase variation due for example to a Doppler effect which can impact the points of the modulation, illustrated by FIG. 9, during transmission, which remains compatible with obtaining correct demodulation in reception.
  • the receiver can demodulate the modulation points received despite the phase variation between the transmitter and the receiver and this without ambiguity.
  • This second configuration of a polar constellation makes it possible to optimize the robustness with respect to additive white Gaussian noise with a robustness linked to less phase variations than for the first configuration.
  • FIG. 11 is a simplified diagram of a baseband transmission chain representing the essential steps of a method 10 according to the invention.
  • the COD encoder performs an 11 coding of channel according to known techniques.
  • the string may include an interleaver to interleave the encoded data.
  • the binary stream at the input of the mapper is mapped 12 according to known techniques on the points of a constellation.
  • the repetition 13 intervenes between the binary symbol coder also called mapper MAP and the modulator MOD which generates 14 multi-carrier symbols X 0fdm .
  • the OFDM-type modulator MOD conventionally implements an FFT of size N corresponding to the number of sub-carriers.
  • FIG. 12 is a simplified diagram of a baseband reception chain representing the essential steps of a reception method according to the invention.
  • the received multi-carrier symbols Xr Ofdm are demodulated 21 by a DEMOD demodulator which performs the inverse operation of the modulator on transmission.
  • An OFDM type demodulator conventionally implements an IFFT of size N corresponding to the number of sub-carriers.
  • the symbols are conventionally equalized 22, that is to say they are weighted with the coefficients of the transmission channel H which separates the transmitter from the receiver. Knowing the repetition pattern used on transmission, a symbol and its repetitions are added together and normalized 23 by the DREP module before being transmitted to the DEMAP demapper which performs 24 the inverse function of the MAP mapper.
  • Figure 13 is a diagram of an example of the use of repetitions performed by the DREP module.
  • This DREP module knows the repetition pattern used on transmission.
  • the example relates to a repetition with a yield q/4 which corresponds for example to the example given previously of a repetition on transmission with the pattern: QO, QO, QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Q1, Q2, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3, Q3.
  • the OFDM type receiver can demodulate the data of the constellation by determining only the amplitude (ar(i)) of the point received for a quadrant.
  • the quadrant is worth 2n, there is only one point on a circle.
  • the Acp module can determine the point whose the amplitude is the closest, this point is the one emitted at the origin, noted for example La phase of the point of origin is therefore known, it is ⁇ (1) .
  • phase error estimate on the received point Qr(1) is then given by: with b ⁇ (1) noise on the estimate.
  • the operations described above for the spiral constellation are carried out for a quadrant of ⁇ /4 after having identified the quadrant to which the received point belongs.
  • phase error estimate can be repeated by the ⁇ module for each of the points from the DREP module:
  • the number N p can be equal to the number of points at the output of the DREP module in the case of a transmission in TDD (Time Division Duplex) mode.
  • TDD Time Division Duplex
  • a multi-carrier symbol Xr Ofdm is intended for a single user, ie a single receiver.
  • the receiver is moving, there is only one Doppler effect which affects the multi-carrier symbol Xr Ofdm and therefore all the points at the output of the DREP module.
  • the number N p can correspond to a subset of the subcarriers reserved for the downlink or uplink direction in FDD (Frequency Division Duplex) mode.
  • N p is deduced from a multiple of 12 sub-carriers since each user served by the same base station benefits from a multiple of 12 sub-carriers.
  • the N p points of a multi-carrier symbol Xr Ofdm can then be corrected by the estimation of the common phase error. This correction can be done in the frequency domain by the module ⁇ as represented in figure 12.
  • FIG. 14 is a diagram for an FDD mode of the correction carried out by a module ⁇ of a user UE1 for which N q sub-carriers among the N sub-carriers of a multi-carrier symbol X O fdm transmitted by a station of base.
  • N pl points to consider for the phase error estimation and for the calculation of the average to obtain the common phase error
  • Each point is weighted with the phase error common to obtain a corrected point
  • Each user UEj is assigned N q j subcarriers among the N subcarriers.
  • N p j points to consider per user UEj for the phase error estimation and for the calculation of the average to obtain the common phase error
  • each point among the points which are intended for him is weighted by common phase error to obtain a corrected point
  • each point among the points which are intended for it is weighted by the phase error common to obtain a corrected point
  • each point among the points assigned to it is weighted by the common phase error p
  • the common phase error p To obtain a point corrected
  • the common phase error correction can be done in the frequency domain as for the FDD mode but also in the time domain by the multiplier ® as represented in the figure 16.
  • This temporal correction requires a reception chain with two branches, a first branch which makes it possible to determine the common phase error by implementing the steps 21, 22, 23 and 25 already described with regard to FIG. second branch which comprises the multiplier ®, another demodulator DEMO identical to that of the first branch, the demapper DEM AP and the decoder DECOD.
  • This other demodulator implements a demodulation 21 whose output feeds the demapper which performs the demapping 24.
  • the output of the demapper can feed a decoder DECOD which implements the decoding 26.
  • FIG. 17 The simplified structure of an embodiment of equipment according to the invention capable of implementing a telecommunication method according to the invention is illustrated by FIG. 17.
  • This equipment DEV_E can just as well be a base station as a mobile device.
  • the DEV_E equipment comprises a transmitter (not shown), a microprocessor pP whose operation is controlled by the execution of a program Pg whose instructions allow the implementation of a telecommunication method 10 according to the invention.
  • Equipment DEV_E further comprises an encoder COD, a mapper MAP, a repeater REP, a modulator MOD, a memory Mem comprising a buffer memory.
  • An OFDM-type modulator MOD is conventionally produced by implementing an inverse Fourier transform IFFT.
  • the code instructions of the program Pg are for example loaded into the buffer memory Mem before being executed by the processor pP.
  • the pP microprocessor controls the various components: COD encoder, MAP mapper, REP repeater, MOD modulator, transmitter.
  • the configuration of the equipment includes at least the type of modulation and its order, the word pattern of the repetitions or the rate and a possible interleaving parameter and/or a possible puncturing parameter.
  • the order of the modulation determines the number of constellation points.
  • the parameter setting of the equipment further includes at least the constellation step as well as the value of a ⁇ .
  • the microprocessor pP controls: the coding of the input Bits, the mapping of the coded data on the points of the constellation to generate symbols, the repetition of the symbols according to the word pattern and the mapping of the symbols repeated on the N sub-carriers of the modulator to obtain after modulation of the multi-carrier symbols, transmitting by the transmitter the radio signal representative of the multi-carrier symbols.
  • the microprocessor pP determines the polar coordinates of the points of the constellation: as
  • FIG. 18 The simplified structure of an embodiment of equipment according to the invention capable of implementing a reception method according to the invention is illustrated by FIG. 18.
  • This equipment DEV_R can just as well be a base station as a mobile device.
  • the DEV_R equipment includes a receiver (not shown), a microprocessor pP whose operation is controlled by the execution of a program Pg whose instructions allow the implementation of a reception method 20 according to the invention.
  • Equipment DEV_R further comprises a demodulator DEMOD, an equalizer EGA, a de-repeater DREP, a demapper DEMAP, a decoder DECOD, a memory Mem comprising a buffer memory.
  • the DEMOD demodulator is of the OFDM type, it conventionally implements a Fourier transform FFT.
  • the DEV_R equipment can also include a phase error corrector ⁇ ..
  • the code instructions of the program Pg are for example loaded into the buffer memory Mem before being executed by the processor pP.
  • the pP microprocessor controls the various components: DEMAP demapper, DEMOD demodulator, receiver.
  • the receiver receives a radio signal representative of multi-carrier symbols.
  • the demodulator DEMOD performs the reverse operation of the MOD modulator.
  • the DEMAP demapper performs the reverse operation of the MAP mapper.
  • the parameterization of the equipment comprises at least the type of modulation and its order, the word pattern of the repetitions or the rate and a possible interleaving parameter and a possible puncturing parameter.
  • the parameter setting of the equipment further comprises at least the pitch p of the constellation as well as the value of ⁇ 1 .
  • the microprocessor pP controls the different components to: receive the radio signal representative of the multi-carrier symbols, that the DEMOD demodulator demodulates the multi-carrier symbols to estimate the symbols mapped on the different carriers, that the equalizer EGA weights the symbols of the coefficients of the transmission channel, that the de-repeater DREP averages the repetitions of the same symbol knowing the repetition pattern (or knowing the rate and a possible interleaving parameter and a possible puncturing parameter), that the demapper DEMAP demaps constellation symbols to estimate Bit data.
  • the microprocessor pP determines the polar coordinates of the points of the constellation: as controls the phase error corrector ⁇ to estimate the phase error to calculate the average and obtain the common phase error A ⁇ p and to correct the symbols of the constellation before demapping.
  • the invention also applies to one or more computer programs, in particular a computer program on or in an information medium, adapted to implement the invention.
  • This program may use any programming language, and be in the form of source code, object code, or intermediate code between source code and object code such as in partially compiled form, or in any other form desirable for implementing a method according to the invention.
  • the information carrier can be any entity or device capable of storing the program.
  • the medium may comprise a storage means, such as a ROM, for example a CD ROM or a microelectronic circuit ROM, or else a magnetic recording means, for example a USB key or a hard disk.
  • the information medium can be a transmissible medium such as an electrical or optical signal, which can be conveyed via an electrical or optical cable, by radio or by other means.
  • the program according to the invention can in particular be downloaded onto a network of the type Internet.
  • the information carrier may be an integrated circuit in which the program is incorporated, the circuit being adapted to execute or to be used in the execution of the method in question.
  • the curves in FIGS. 19, 20 and 21 illustrate the performance obtained in terms of bit error rate (BER) as a function of the signal to Gaussian additive white noise ratio (SNR) for code rates of 1/2 which is the code mother of a duo-binary turbo code (1504 bits), of 1/4 and of 1/8.
  • BER bit error rate
  • SNR signal to Gaussian additive white noise ratio
  • the curves in FIG. 22 give the minimum SNR level as a function of the Doppler to obtain a bit error rate of less than 5.10 ⁇ 5 at the output of the system.
  • the lines formed by the squares are obtained with a method according to the invention in the case of a polar constellation with 16 points (order 16) for yields of 1/4 and 1/8.
  • the curves formed by crosses are obtained with a conventional process and a polar constellation for yields of 1/2, 1/4 and 1/8.

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Abstract

L'invention concerne un procédé (10) de télécommunication qui comprend : - le mappage (12) par un mappeur (MAP) de données d'entrée sur des points d'une constellation pour générer des symboles, - une répétition (13) de symboles selon un motif, - la modulation (14) par un modulateur (MOD) des symboles pour générer des symboles multi porteuses (X ofdm ), - l'émission d'un signal radio représentatif des symboles multi porteuses (X ofdm ).

Description

DESCRIPTION
TITRE : Procédé de télécommunication avec codage binaire à symboles à répétition et dispositifs correspondants
Domaine de l’invention
La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications. Au sein de ce domaine, l'invention se rapporte plus particulièrement aux communications numériques avec émission d’un signal radio (6G, 5G, WiFi, etc.) qui utilise une modulation multi porteuses avec des contraintes de robustesse vis-à-vis des variations de phase.
Elle s’applique notamment aux points d’accès et aux dispositifs portables de télécommunication compatibles de standards (6G, etc.) pour lesquels la bande fréquentielle de transmission s’étend au- delà du Giga Hertz.
Art antérieur
Les communications numériques font référence à des chaînes de transmission numérique qui utilisent des modules de traitement du signal bien connus tels qu’illustrés par la figure 1.
Une chaîne classique est schématisée par la figure 1. Cette chaîne récupère des données d’entrée Bit provenant d’une source binaire telle que les données binaires soient représentatives par exemple d’un signal audio (voix), d’un signal multi média (flux de télévision, flux Internet), etc. Les données d’entrée sont codées par un codeur correcteur d’erreur COD (par exemple Turbo Code, LDPC, code polaire (Polar code)). Un entrelaceur ENT entrelace les données codées. Un codeur binaire à symbole MAP convertit un paquet de données binaires, par exemple un mot de code, en un point d’une constellation (BPSK, QPSK, mQAM, etc.).
Ce codeur MAP est aussi dit mappeur et il est dit de manière équivalente que le mappeur mappe les données d’entrées sur les points de la constellation. Les symboles de sortie de ce mappeur sont constitués des symboles de la constellation selon le mappage des données d’entrée ou de manière équivalente on parle des données mappées pour désigner les symboles de sortie. Les symboles sont modulés par un modulateur MOD multi porteuses à N sous-porteuses pour générer des symboles multi porteuses. La sortie du modulateur alimente un amplificateur de puissance de l’émetteur pour émettre un signal radio.
Il est à noter que le m de l’expression mQAM (Quadrature Amplitude Modulation selon la terminologie anglo-saxonne) désigne l’ordre de modulation. Le codeur binaire à symbole permet de projeter dit aussi mapper les données binaires issues du codeur de canal (codeur correcteur d’erreur) sur un plan à deux axes suivant une constellation donnée. Chaque point de la constellation transporte ainsi un paquet formé d’un ou de plusieurs bits. Par exemple pour le mappage sur des constellations BPSK, QPSK ou mQAM le nombre de bits pouvant être mappés sur un point donné de la constellation est le suivant :
1 bit pour une BPSK,
2 bits pour une QPSK ou une 4-QAM, 3 bits pour une 8-QAM,
4 bits pour une 16-QAM, etc .. .
Parmi les modulations multi porteuses, la modulation OFDM (Orthogonal Frequency-division Multiplexing selon la terminologie anglo-saxonne) s’est avérée comme la modulation de référence depuis son adoption dans les différents standards comme le DAB, DVBT, ADSL, 4G et 5G. Les qualités intrinsèques de cette modulation OFDM ont assurées son succès dans les standards précités. Parmi ces qualités on peut citer celle liée à un spectre moins étalé que celui d’une modulation mono-porteuse, celle liée à la résistance aux canaux dispersifs en temps et celle liée à la réception qui peut se faire avec une égalisation simple avec un coefficient par porteuse (i.e. traitement ZF pour Zero Forcing selon la terminologie anglo-saxonne).
La figure 2 illustre la sortie d’un modulateur mettant en œuvre une modulation OFDM. Un tel modulateur OFDM est souvent réalisé au moyen d’une transformée inverse de Fourier (IFFT). Les différentes porteuses d’un symbole OFDM sont modulées avec les points de la constellation sur lesquels les paquets de données ont été mappés. L’intervalle fréquentielle entre porteuses est de 1/ts avec ts la durée d’un symbole OFDM. Un intervalle de garde de durée A est inséré entre deux symboles symb OFDM successifs. Cet intervalle de garde permet d’absorber les échos provoqués par les réflexions multiples lors des transmissions radio par le canal qui est généralement l’air. Cet intervalle peut être utilisé pour effectuer une première synchronisation temporelle dite grossière du système (entre un émetteur et un récepteur). Il pout ainsi permettre à la réception de positionner la fenêtre FFT avant de démoduler le signal radio reçu. La mise en œuvre de la FFT en réception permet d’effectuer le traitement inverse de la IFFT mise en œuvre à l’émission i.e permet de démoduler les symboles OFDM reçus.
Les figures 3, 4 et 5 représentent un mappage respectivement sur une QPSK, une 16QAM ou une 64QAM respectant un codage de Gray. Le codage de Gray est tel qu’entre un point de la constellation et chacun des points les plus proches, les paquets de bits mappés sur ces deux points se distinguent par seulement un bit. Cette particularité a pour avantage de limiter le nombre de bits affectés p>ar une mauvaise évaluation en réception du point de constellation reçu.
Les figures 4 et 5 illustrent le fait que plus l’ordre m de modulation est élevé plus le système transmet d’informations binaires et pout atteindre un débit de transmission élevé et donc améliore l’efficacité spectrale du système. Toutefois, plus l’ordre de modulation est élevé et moins le système résiste aux perturbations liées au canal et au Bruit Blanc Additif Gaussien (BBAG).
Ainsi, le choix de l’ordre de modulation doit tenir compte de la qualité du lien de transmission pour espérer atteindre le débit maximal possible.
La Modulation d’ Amplitude sur deux porteuses en Quadrature (MAQ : Modulation d' Amplitude en Quadrature ou QAM - Quadrature Amplitude Modulation selon la terminologie anglo-saxonne) pout être dénommée comme un mappage « cartésien ». Ce mappage est généralement associé à un codage de Gray. Bien que pour un même système d’accès radio (RAN), plusieurs typos de mappage peuvent être spécifiés, le mappage MAQ est le plus utilisé. En effet, il assure une distance euclidienne uniforme entre les points de la constellation et il peut être décodé de manière simple avec des solutions à seuil. Un mappage MAQ permet ainsi de garantir des débits élevés. Un mappage MAQ est par exemple retenu dans les standards DVB-T, IEEE 802.11 (WiFi), 3GPP 4G (release et suivantes) et récemment dans le standard 5G du 3GPP (release 15 et suivantes).
Le codeur correcteur d’erreur COD dit aussi codeur canal met en œuvre un code généralement basé sur un code « mère » ou code de base auquel correspond un rendement de base. Ainsi, le code de base est de 1/2 pour un turbo code duo-binaire, il est plus souvent de 1/3 voire de 1/5 pour les nouveaux codes LDPC du standard 5G du 3GPP. La figure 6 illustre un turbocodeur de rendement 1/3. Le turbocodeur comprend un premier encodeur Encod I, un deuxième encodeur Encod II et un entrelaceur n. Les données de sortie comprennent une partie systématique composée des données d’entrée xi et une partie redondance yi. La partie redondance comprend les données codées et les données codées y2. Les données codées y1 sont issues du codage par le premier encodeur Encod I des données d’entrée xi. Les données codées y2 sont issues du codage par le deuxième encodeur Encod II des données d’entrée xi entrelacées. Les données issues du codage canal sont par la suite poinçonnées pour s’adapter au rendement de codage souhaité (2/3, 3/4 . . .).
Le codage permet d’introduire de la redondance dans les données binaires pour lutter contre les perturbations introduites généralement par le canal de transmission et qui se traduisent par des effacements ou des erreurs dus en particulier aux phénomènes d’évanouissement (fading). Pour obtenir des systèmes de communications plus robustes, un moyen est de diminuer le rendement de codage (nombre de bits utiles / nombre de bits total). Le standard 5G a ainsi prévu des rendements de codage de l’ordre de (1/5, 1/10 et 1/20) pour adresser les nouveaux services dits « très robustes » URLLC (Ultra-Reliable Low-Latency Communication) qui doivent répondre en particulier aux exigences de la télémédecine. Pour obtenir ces rendements très faibles la solution adoptée par le standard 5G est une répétition des données issues du codeur de base.
La répétition des données codées est une solution simple et qui apporte des résultats satisfaisants en termes de robustesse du système pour un canal dit Gaussien.
Toutefois, certains scénarios envisagés liés aux nouveaux standards comme la 5G ou à des futurs standards tablent sur un débit toujours plus important ce qui nécessite de décaler ou d’élargir le spectre radio dans ou vers les bandes hautes i.e. millimétriques (autour des 26GHz en France) et dans un avenir proche (évolutions du standard 5G, standard 6G) dans des bandes encore plus élevées : les Térahertz.
Or, plus les fréquences de transmission augmentent plus les imperfections des oscillateurs sont importantes introduisant des variations de phase en plus de celles dues au Doppler lié au déplacement du récepteur. En outre, le nombre de bits de quantification limité pour les Convertisseurs Analogique-Numérique et Numérique-Analogique (CAN et CNA) entraine un rapport signal à bruit plus faible dans les Térahertz que pour des bandes de fréquence plus basses. Il existe donc un besoin pour un procédé de télécommunication prenant en compte des contraintes de robustesse liées aux variations de phase et pouvant être compatible d’une bande fréquentielle de transmission qui peut s’étendre au-delà du Giga Hertz.
Caractéristiques principales de l’invention
L’invention a pour objet un procédé de télécommunication comprenant un codage de rendement rl par un codeur binaire, un mappage de données par un mappeur sur des points d’une constellation pour obtenir des symboles, une modulation multi porteuses par un modulateur à N sous-porteuses avec mappage des symboles sur les N sous-porteuses et une transmission des symboles multi porteuses. Le procédé comprend : une répétition de symboles avant mappage sur les N sous-porteuses du modulateur.
La répétition des symboles issus du mappeur permet d’augmenter la robustesse de la transmission vis-à-vis des évanouissements introduits par le canal de propagation et vis-à-vis des bruits de phase. En outre, le procédé ne modifie pas l’énergie du signal multi porteuses ni son spectre tout en gardant une complexité très réduite.
L’invention a en outre pour objet un procédé de réception comprenant : une démodulation d’un symbole multi porteuses reçu pour estimer N symboles, un moyennage des répétitions d’un même symbole pour estimer un symbole d’une constellation, un démappage des symboles pour estimer des données mappées sur ces symboles de constellation, un décodage des données.
L’invention a en outre pour objet un équipement de télécommunication qui comprend : un codeur binaire de rendement r 1 , un mappeur pour mapper des données d’entrée sur des points d’une constellation et pour générer des symboles, un modulateur à N sous-porteuses pour moduler un bloc de N symboles constitué de L symboles et d’au moins une répétition d’au moins un des L symboles, les répétitions définissant un nouveau rendement r2=rlxL/N, pour générer des symboles multi porteuses, un émetteur pour transmettre un signal radio représentatif des symboles multi porteuses.
L’invention a en outre pour objet un équipement de télécommunication qui comprend : un démodulateur à N sous-porteuses pour démoduler un symbole multi porteuses reçu et estimer N symboles, un dé-répétiteur pour moyenner des répétitions d’un même symbole et estimer un symbole d’une constellation, un démappeur pour démapper L symboles de constellation et estimer des données mappées sur ces symboles de constellation, un décodeur pour décoder les données. L’invention a en outre pour objet un signal numérique émis ou reçu comprenant un symbole multi porteuses construit à partir de symboles d’une constellation polaire dont au moins un des symboles a été répété avant modulation multi porteuse pour former un motif de répétition, une constellation polaire comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire
Figure imgf000006_0001
, dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants, sont déterminées telles que nombre réel
Figure imgf000006_0006
positif étant le pas en amplitude de la constellation.
Selon un mode de réalisation, un même nombre de répétitions est appliqué à tous les symboles avant mappage.
Selon un mode de réalisation, parmi les N symboles mappés sur les N sous-porteuses, au moins un symbole n’est pas répété ou son nombre de répétitions est différent du nombre de répétitions d’un autre symbole.
Selon un mode de réalisation, le nombre de répétitions est déterminé pour obtenir un rendement r2 inférieur à r1.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre un entrelacement après répétition, des N symboles mappés sur les N sous-porteuses.
Selon un mode de réalisation, la constellation comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées
Figure imgf000006_0002
polaires par référence à une représentation à deux axes, sont déterminées telles que
Figure imgf000006_0004
nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation.
Figure imgf000006_0005
Une constellation polaire selon l’invention comprend un ensemble de M points dont les coordonnées sont exprimées sous forme polaire
Figure imgf000006_0003
Un déphasage sur un ou plusieurs des points mappés sur les porteuses peut intervenir lors de la transmission, par exemple du fait d’un effet Doppler lié à un déplacement de l’émetteur et/ou du récepteur, ou du fait des imperfections des oscillateurs. Malgré cette variation, le récepteur peut avantageusement déterminer sans ambiguïté les points reçus de la constellation. En effet, la constellation polaire permet d’absorber jusqu’à une certaine valeur de déphasage déterminée par le nombre de points de la constellation sur un même cercle.
La constellation polaire utilisée permet en outre d’ augmenter la résilience du système vis-à-vis des variations de phase provoquées par les imperfections des oscillateurs, en particulier pour les fréquences hautes au-delà des 6 GHz.
Selon un mode de réalisation, le pas est un paramètre.
Ainsi, le procédé de télécommunication selon l’invention permet d’adresser différents contraintes vis-à-vis des variations d’amplitude (bruit) en modifiant la valeur du pas qui est paramétrable. Ce procédé est donc très souple et adaptable en fonction des contraintes de bruit.
Selon un mode de réalisation, les deux axes délimitent des quadrants et les coordonnées polaires sont déterminées par quadrant :
Figure imgf000007_0001
Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à π/2 en limitant à quatre le nombre de points sur un même cercle.
Selon un mode de réalisation, pour chaque quadrant
Figure imgf000007_0002
La constellation polaire selon ce mode est définie par quadrant et répliquée entre les différents quadrants avec la particularité que la phase des points est la même au sein d’un quadrant. Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation moyens pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à π/2 en limitant le nombre de points sur un même cercle à quatre.
Selon un mode de réalisation, M = 16, p = 1 et pour chaque quadrant avec a un
Figure imgf000007_0003
entier naturel.
Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux car les symboles obtenus peuvent être démodulés par un démodulateur classique, ils sont compatibles des démodulateurs adaptés à la modulation 16-QAM classique selon laquelle les quatre points d’un quadrant sont répartis selon un carré.
Selon un mode de réalisation, les deux axes délimitent des quadrants et les coordonnées polaires sont déterminées par ensemble de deux quadrants
Figure imgf000007_0006
Ce mode permet d’utiliser des ordres de modulation importants pour répondre à la demande croissante de débit même en l’absence de pilotes tout en permettant d’absorber une variation de phase pouvant aller jusqu’à π en limitant le nombre de points sur un même cercle à deux.
Selon un mode de réalisation, les deux axes délimitent des quadrants et pour deux quadrants pris . . ensemble
Figure imgf000007_0007
La constellation polaire selon ce mode est définie par bloc de deux quadrants et répliquée entre ces deux blocs avec la particularité que la phase des points est la même au sein d’un bloc.
Selon un mode de réalisation, les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que avec
Figure imgf000007_0005
un réel non nul.
Figure imgf000007_0004
Ce mode utilise des constellations dites en spirale définies sur l’ensemble des quadrants i.e. 2n, c’est-à-dire que les quatre quadrants sont considérés comme un tout. Ce mode de réalisation du procédé permet d’introduire une variation de phase qui peut aller jusqu’à 2n sur n’importe quel point de la constellation. Bien qu’aucune transmission d’une information de rotation de phase au récepteur n’intervienne selon le procédé, le récepteur peut déterminer sans ambiguïté les points de constellation reçus puisque la constellation permet d’absorber toute rotation de phase jusqu’à 2n. Un tel mode est particulièrement adapté pour des systèmes confrontés à beaucoup de bruit de phase ce qui est le cas lorsque les communications interviennent dans la bande des TéraHz. En effet, les oscillateurs présentent beaucoup de bruit de phase à ces fréquences. Les constellations en spirale permettent d’obtenir aussi bien une bonne immunité au bruit qu’une bonne immunité aux variations de phase et sont donc particulièrement avantageuses pour les communications dans le domaine des TéraHz.
Ce mode présente une aussi bonne robustesse aux variations de phase qu’un mode selon lequel tous les points de la constellation ont la même phase mais en outre il augmente avantageusement la distance minimale euclidienne des points de la constellation.
Selon un mode de réalisation, les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que
Figure imgf000008_0002
Figure imgf000008_0001
La constellation polaire selon ce mode comprend des points ayant tous la même phase avec un pas d’amplitude constant entre deux pas voisins. Ce type de constellation polaire présente une grande immunité aux variations de phase i.e. pouvant aller jusqu’à 2n mais une immunité relativement faible au bruit.
Selon un mode de réalisation, la modulation est mise en œuvre par une transformée de Fourier inverse.
La transformée de Fourier inverse permet d’effectuer efficacement et simplement la transformation d’un domaine fréquentiel à un domaine temporel et d’obtenir un symbole OFDM.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre : une estimation par symbole de constellation d’une erreur de phase en comparant des projections sur des axes en quadrature du symbole avec les points de la constellation, une correction des symboles de constellation d’une erreur de phase commune après moyennage des erreurs de phase estimées.
Les avantages des procédés sont aussi ceux des dispositifs et vice versa.
Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de modes de réalisation, donnés à titre de simples exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés, parmi lesquels :
[Fig 1] La figure 1 est un schéma illustrant une chaîne de traitement en bande de base en émission selon F art antérieur,
[Fig 2] La figure 2 est une représentation classique temps-fréquence de symboles OFDM,
[Fig 3] La figure 3 est une représentation d’une constellation QPSK classique,
[Fig 4] La figure 4 est une représentation d’une constellation 16QAM classique,
[Fig 5] La figure 5 est une représentation d’une constellation 64QAM classique,
[Fig 6] La figure 6 est un schéma d’un turbocodeur de rendement 1/3,
[Fig 7] La figure 7 est une représentation d’une constellation polaire en spirale,
[Fig 8] La figure 8 est une illustration du résultat d’un écart en fréquence entre l’émetteur et le récepteur avec la constellation en spirale de la figure 7, [Fig 9] La figure 9 est une représentation d’une constellation polaire définie par quadrant de π/2 [Fig 10] La figure 10 représente le maximum de la variation de phase due par exemple à un effet Doppler que peut absorber la constellation de la figure 9,
[Fig 11] La figure 11 est un schéma simplifié d’une chaîne d’émission en bande de base selon un mode de réalisation de l’invention,
[Fig 12] La figure 12 est un schéma simplifié d’une chaîne de réception en bande de base selon un mode de réalisation de l’invention,
[Fig 13] La figure 13 est un schéma d’un mode de réalisation du traitement effectué sur les répétitions par le module DREP,
[Fig 14] La figure 14 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ du récepteur d’un utilisateur UE1,
[Fig 15] La figure 15 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ d’une station de base qui reçoit plusieurs utilisateurs,
[Fig 16] La figure 16 est un schéma simplifié d’une chaîne de réception en bande de base pour un mode TDD avec une correction de phase effectuée dans le domaine temporel selon un mode de réalisation de l’invention,
[Fig 17] La figure 17 est un schéma de la structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention,
[Fig 18] La figure 18 est un schéma de la structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention, [Fig 19] La figure 19 présente des courbes qui illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) obtenues avec une technique conventionnelle dans le cas d’une constellation 16QAM,
[Fig 20] La figure 20 présente des courbes qui illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) obtenues avec un procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation 16QAM,
[Fig 21] La figure 21 présente des courbes qui illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) obtenues avec un procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation polaire à 16 points, [Fig 22] La figure 22 présente des courbes qui donnent le niveau de SNR minimal en fonction du Doppler pour obtenir un taux d’erreur binaire inférieure à 5.10-5 en sortie du système obtenues avec un procédé selon l’invention pour les lignes formées des carrés et obtenues avec un procédé conventionnel pour les courbes formées de croix.
Description de modes de réalisation particuliers
Le principe général de l’invention repose sur la répétition de symboles issus d’un codage binaire à symbole et avant leur modulation par un modulateur multi porteuses. Les symboles correspondent à des points de la constellation utilisée à l’émission. L’invention permet ainsi d’introduire de la redondance plus près de la modulation que ne le fait un codeur de canal et de lutter plus efficacement vis-à-vis des perturbations (évanouissements) introduites par le canal ou vis-à-vis du bruit de phase. Tous les symboles issus du mappeur peuvent être répétés en un nombre identique ou en des nombres différents entre les symboles. Lorsqu’au moins un nombre de répétition( s) est différent des autres, le procédé peut consister à répéter d’un même nombre R tous les symboles puis à supprimer les copies de symboles en trop pour atteindre le ou les nombres respectifs de répétition(s). La suppression peut alors s’apparenter à un poinçonnage des symboles pour atteindre le nombre de répétition(s) défini par symbole issu du mappeur. Le nombre de répétition(s) et l’éventuelle suppression de répétition(s) sont conformes à un motif mot qui détermine un rendement. Ainsi, en ajustant les nombres de répétition(s) pour les différents symboles issus du mappeur, le procédé permet d’obtenir des rendements très variables sur une large étendue. A un rendement peut correspondre plusieurs motifs. A un motif correspond un seul rendement. L’exemple suivant est basé sur une constellation QAM. Les points Qi de la constellation sont complexes et peuvent s’exprimer sous la forme : Qi = ai + jbi. Les valeurs ai et bi de chaque point de constellation en sortie du mappeur dépendent des données binaires di du flux en entrée du mappeur. Le flux binaire comprend typiquement des données ayant été codées en amont dans la chaîne d’émission par un codeur canal.
Considérons que la sortie du mappeur est la suivante : QO, Ql, Q2, Q3 pour un rendement de base q
La répétition de certains symboles selon l’invention permet d’obtenir des rendements différents. Par exemple : un rendement q/2 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, Ql, Ql, Q2, Q2, Q3, Q3 un rendement q/3 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3 un rendement q/4 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3, Q3 un rendement 2q/5 peut être obtenu avec le motif : QO, QO, QO, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3 La ou les répétitions d’un même symbole de sortie du mappeur peuvent être contigües comme illustré ci-dessus ou non contigües. Un entrelacement peut être effectué sur la succession des symboles avec répétition(s) contigüe(s) pour obtenir une suite des symboles dans laquelle au moins une répétition voire toutes les répétitions ne sont pas contigües. Cet entrelacement peut intervenir simultanément avec le mappage des symboles sur les sous-porteuses.
Selon un mode de réalisation, la constellation est une constellation polaire. Une constellation polaire est définie par M points répartis sur des cercles concentriques avec un pas p constant entre les cercles. Ces constellations ont l’avantage d’être moins sensibles aux variations de phase issues du Doppler ou issues des imperfections des oscillateurs que d’autres constellations classiques telles que des constellations QAM.
La constellation polaire s’appuie sur une base polaire et non cartésienne pour être invariant aux variations de phase.
Constellations polaires selon l’invention.
Le pas p est un nombre réel positif non nul. Les points de la constellation sont donc répartis sur au moins deux cercles distincts. Les M points ont des coordonnées exprimées sous forme polaire
Figure imgf000011_0001
dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants de taille π/2 , avec pour contrainte que est l’amplitude d’un point, φm est la phase de ce point. M est l’ordre de la
Figure imgf000011_0011
modulation.
Pour exemple, une modulation 16QAM a un ordre M = 16.
La constellation a pour particularité qu’il y a au maximum un point sur chaque cercle par quadrant considéré pour l’expression sous forme polaire de la constellation. Lorsque la constellation est déterminée sur un quadrant de taille 2n, soit le quadrant
Figure imgf000011_0002
alors il y a au maximum un point par cercle. Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille it , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par demi-cercle.
Figure imgf000011_0003
Lorsque la constellation est déterminée par quadrant de taille n/2 , soit pour les quadrants alors il y a au maximum un point par quart de cercle.
Figure imgf000011_0004
Les coordonnées cartésiennes (x, y) avant normalisation correspondant aux coordonnées polaires des points de la constellation s’expriment sous la forme : avec
Figure imgf000011_0005
Figure imgf000011_0006
En paramétrant un pas p = 1 et en considérant que l’amplitude du premier point vaut un alors :
Figure imgf000011_0007
La figure 7 représente une première configuration d’une constellation polaire utilisée selon l’invention, dite en spirale. Cette première configuration a la particularité que les points sont répartis sur un quadrant qui représente [0 — 2π [. La configuration représentée correspond à une constellation d’ordre M = 16. Chaque point a pour coordonnées :
Figure imgf000011_0008
et une phase φm avec un écart de phase déterminé entre deux points successifs
Figure imgf000011_0009
i.e. sur deux cercles successifs, par exemple un écart constant de
Figure imgf000011_0010
points successifs de la constellation en spirale ont ainsi un écart constant aussi bien en amplitude qu’en phase. Donc, contrairement à des configurations non illustrées, la phase φm n’est pas constante mais varie entre les points successifs. Cette première configuration est particulièrement avantageuse vis-à-vis des variations de phase car la démodulation en réception peut être réalisée sur uniquement une détection d’amplitude des points de constellation reçus. Toute variation de phase lors de la transmission entre l’émetteur et le récepteur n’impacte pas la démodulation. La figure 8 illustre le résultat d’un écart en fréquence entre l’émetteur et le récepteur avec la constellation définie ci-dessus sur plusieurs symboles OFDM consécutifs. La figure 8 illustre un exemple de la variation de phase pouvant impacter les points de la modulation dite en spirale, illustrée par la figure 7, qui reste acceptable pour l’obtention d’une démodulation correcte. Cette structure en « spirale » permet de résister à de fortes variations de phase entre l’émetteur et le récepteur du système. Ce mode de réalisation est particulièrement adapté pour des systèmes fonctionnant dans les TéraHertz pour lesquels il y a un bruit de phase très important dus à des oscillateurs peu performants.
La figure 9 représente une deuxième configuration d’une constellation polaire utilisée selon l’invention. Cette constellation est d’ordre M = 16. Elle a la particularité que le motif des points est reproduit entre les quatre quadrants, chaque quadrant représentant [0, π/2 [. Chaque point d’un quadrant a pour coordonnées : . Ainsi,
Figure imgf000012_0001
pour chaque quadrant, il n’y a qu’un point par cercle concentrique et la phase φm du point m est choisie selon un critère déterminé, par exemple avec un pas constant de π/8 entre deux points ou un pas de zéro entre les deux points sur les cercles les plus éloignés dans un même quadrant. Ce deuxième mode est robuste face au bruit blanc additif gaussien car la distance minimale entre les points émis est grande. Selon l’exemple illustré de ce deuxième mode, la phase φm est un multiple de π/12 et plus particulièremen Ce deuxième
Figure imgf000012_0002
mode de réalisation tel qu’illustré est très avantageux car il est compatible de nombreux démodulateurs OFDM existants capables de démoduler une modulation OFDM/16QAM. En effet, pour chaque quadrant, les points sont proches de ceux d’une constellation 16QAM classique telle que représentée en figure 4.
Fa figure 10 représente le maximum de la variation de phase due par exemple à un effet Doppler pouvant impacter les points de la modulation, illustrée par la figure 9, lors de la transmission, qui reste compatible de l’obtention d’une démodulation correcte en réception. Dans la limite de ce maximum i.e. tant que la variation de phase reste dans la limite de +TT/4 par rapport à la phase du point émis, le récepteur peut démoduler les points de la modulation reçus malgré la variation de phase entre l’émetteur et le récepteur et ceci sans ambiguïté.
Cette deuxième configuration d’une constellation polaire permet d’optimiser la robustesse vis-à-vis du bruit blanc additif gaussien avec une robustesse liée aux variations de phase moindre que pour la première configuration.
Le choix du pas p et de la phase φm des points de la constellation permet d’obtenir différentes constellations qui permettent de privilégier la robustesse vis-à-vis des variations de phase ou la robustesse vis-à-vis du bruit blanc additif Gaussien.
Fa figure 11 est un schéma simplifié d’une chaîne d’émission en bande de base représentant les étapes essentielles d’un procédé 10 selon l’invention. Ee codeur COD effectue un codage 11 de canal selon des techniques connues. La chaîne peut comprendre un entrelaceur pour entrelacer les données codées. Le flux binaire en entrée du mappeur est mappé 12 selon des techniques connues sur les points d’une constellation. La répétition 13 intervient entre le codeur binaire à symbole dit aussi mappeur MAP et le modulateur MOD qui génère 14 des symboles multi porteuses X0fdm. Le modulateur MOD de type OFDM met classiquement en œuvre une FFT de taille N correspondant au nombre de sous-porteuses.
La figure 12 est un schéma simplifié d’une chaîne de réception en bande de base représentant les étapes essentielles d’un procédé 20 de réception selon l’invention.
Les symboles multi porteuses reçus XrOfdm sont démodulés 21 par un démodulateur DEMOD qui effectue l’opération inverse du modulateur à l’émission. Un démodulateur de type OFDM met classiquement en œuvre une IFFT de taille N correspondant au nombre de sous-porteuses. Après démodulation, les symboles sont classiquement égalisés 22 c’est-à-dire qu’ils sont pondérés avec les coefficients du canal de transmission H qui sépare l’émetteur du récepteur. Connaissant le motif de répétition utilisé à l’émission, un symbole et ses répétitions sont ajoutés ensemble et normalisés 23 par le module DREP avant d’être transmis au démappeur DEMAP qui effectue 24 la fonction inverse du mappeur MAP.
La figure 13 est un schéma d’un exemple d’exploitation des répétitions effectuée par le module DREP. Ce module DREP connaît le motif de répétition utilisé à l’émission. L’exemple est relatif à une répétition avec un rendement q/4 qui correspond par exemple à l’exemple donné précédemment d’une répétition à l’émission avec le motif : QO, QO, QO, QO, Ql, Ql, Ql, Ql, Q2, Q2, Q2, Q2, Q3, Q3, Q3, Q3.
A la réception, les quatre occurrences d’un même symbole reçu sont sommées et la somme est normalisée i.e. divisée par quatre pour obtenir le symbole Qr^, par exemple
Figure imgf000013_0001
Cette sommation normalisée permet de gagner sur le rapport sur bruit.
Dans le cas des constellations polaires utilisées en émission selon un mode de réalisation de l’invention, il est possible d’améliorer encore les performances en réception par rapport aux constellations QAM en déterminant 25 une erreur de phase par le module Δφ représenté en traits pointillés sur la figure 12.
Les coordonnées sur les axes Re(z) et Im (z) des points de constellation
Figure imgf000013_0003
reçus peuvent s’écrire sous la forme :
Figure imgf000013_0004
Figure imgf000013_0002
Avec bx et by des bruits blancs additifs gaussien sur les voies I (Re(z)) et Q(Im (z)).
Pour une constellation polaire, le récepteur de type OFDM peut démoduler les données de la constellation en déterminant uniquement l’amplitude (ar(i)) du point reçu pour un quadrant. Par exemple pour la constellation en spirale illustrée par la figure 7, le quadrant vaut 2n, il n’y a qu’un point sur un cercle. En comparant l’amplitude ar(i) d’un point reçu avec l’amplitude des différents points de la constellation polaire, le module Acp peut déterminer le point dont
Figure imgf000014_0008
l’amplitude est la plus proche, ce point est celui émis à l’origine, noté par exemple La
Figure imgf000014_0006
phase du point d’origine est donc connu, il s’agit de φ(1).
Les projections sur les axes Re(z) et Im(z) du point reçu, par exemple Qr (1), donnent :
Figure imgf000014_0002
L estimation de cpr est donnée par :
Figure imgf000014_0003
L’estimation de Terreur de phase sur le point reçu Qr(1) est alors donnée par :
Figure imgf000014_0004
avec bφ (1) du bruit sur l’estimation.
Pour la constellation illustrée par la figure 9 les opérations décrites précédemment pour la constellation en spirale (quadrant de 2π) sont réalisées pour un quadrant de π/4 après avoir identifié le quadrant auquel appartient le point reçu.
Pour un symbole multi porteuses reçu l’estimation d’erreur de phase peut être répétée par
Figure imgf000014_0005
le module Δφ pour chacun des points issus du module DREP :
Figure imgf000014_0007
En effectuant la somme des différentes estimations d’erreur de phase pour plusieurs des points, ceci permet d’obtenir une amélioration de l’estimation de l’erreur de phase et de diminuer l’influence du bruit blanc :
Figure imgf000014_0001
avec Np le nombre de points utilisés pour estimer cette erreur de phase commune.
Le nombre Np peut être égal au nombre de points en sortie du module DREP dans le cas d’une transmission en mode TDD (Time Division Duplex). En effet dans un mode TDD, un symbole multi porteuses XrOfdm est destiné à un seul utilisateur i.e. un seul récepteur. Dans ce cas, si le récepteur est en mouvement il n’y a qu’un effet Doppler qui affecte le symbole multi porteuses XrOfdm et donc tous les points en sortie du module DREP.
Le nombre Np peut correspondre à un sous ensemble des sous porteuses réservées au sens descendant ou montant en mode FDD (Frequency Division Duplex). Par exemple dans le cas du standard 4G, Np se déduit d’un multiple de 12 sous-porteuses puisque chaque utilisateur servi par une même station de base bénéficie d’un multiple de 12 sous-porteuses. La moyenne sur les estimations d’erreur de phase intervenant après la moyenne sur les répétitions, le nombre Np est inférieure au nombre de sous porteuses attribuées à un utilisateur.
Les Np points d’un symbole multi porteuses XrOfdm peuvent ensuite être corrigés de l’estimation de l’erreur de phase commune. Cette correction peut se faire dans le domaine fréquentiel par le module Δφ comme représenté sur la figure 12.
La figure 14 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ d’un utilisateur UE1 auquel est destiné Nq sous-porteuses parmi les N sous porteuses d’un symbole multi porteuses XOfdm transmis par une station de base. Après le module DREP il y a Npl points à considérer pour l’estimation d’erreur de phase et pour le calcul de la moyenne pour obtenir l’erreur de phase commune Chaque point est pondéré de l’erreur de phase
Figure imgf000015_0014
Figure imgf000015_0006
commune pour obtenir un point corrigé
Figure imgf000015_0015
Figure imgf000015_0005
La figure 15 est un schéma pour un mode FDD de la correction effectuée par un module Δφ d’une station de base qui reçoit plusieurs utilisateurs, trois selon l’exemple, UEj j=l, 2 ou 3, dans un même temps symbole multi porteuses.
Chaque utilisateur UEj se voit attribuer Nqj sous porteuses parmi les N sous porteuses. Après le module DREP il y a Npj points à considérer par utilisateur UEj pour l’estimation d’erreur de phase et pour le calcul de la moyenne pour obtenir l’erreur de phase commune Pour
Figure imgf000015_0013
Figure imgf000015_0011
l’utilisateur UE1, chaque point parmi les points Qui lui sont destinés est pondéré de
Figure imgf000015_0002
l’erreur de phase commune
Figure imgf000015_0010
pour obtenir un point corrigé Pour l’utilisateur UE2,
Figure imgf000015_0001
chaque point parmi les points qui lui sont destinés est pondéré de l’erreur de phase
Figure imgf000015_0009
commune pour obtenir un point corrigé Pour l’utilisateur UE3, chaque
Figure imgf000015_0012
Figure imgf000015_0008
point parmi les points Qui lui sont destinés est pondéré de l’erreur de phase commune
Figure imgf000015_0007
Figure imgf000015_0003
pOur obtenir un point corrigé
Figure imgf000015_0004
Dans le cas d’une transmission en mode TDD (Time Division Duplex) la correction d’erreur de phase commune peut se faire dans le domaine fréquentiel comme pour le mode FDD mais aussi dans le domaine temporel par le multiplieur ® comme représenté sur la figure 16. Cette correction temporel nécessite une chaîne de réception avec deux branches, une première branche qui permet de déterminer l’erreur de phase commune en mettant en œuvre les étapes 21, 22, 23 et 25 déjà décrites en regard de la figure 12, une deuxième branche qui comprend le multiplieur ®, un autre démodulateur DEMO identique à celui de la première branche, le démappeur DEM AP et le décodeur DECOD. Cet autre démodulateur met en œuvre une démodulation 21 dont la sortie alimente le démappeur qui effectue le démappage 24. La sortie du démappeur peut alimenter un décodeur DECOD qui met en œuvre le décodage 26.
La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de télécommunication selon l’invention est illustré par la figure 17. Cet équipement DEV_E peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile. L’équipement DEV_E comprend un émetteur (non représenté), un microprocesseur pP dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de télécommunication 10 selon l’invention. L’équipement DEV_E comprend en outre un codeur COD, un mappeur MAP, un répéteur REP, un modulateur MOD, une mémoire Mem comprenant une mémoire tampon. Un modulateur MOD de type OFDM est classiquement réalisé en mettant en œuvre une transformée de Fourier inverse IFFT.
A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur pP. Le microprocesseur pP contrôle les différents composants : codeur COD, mappeur MAP, répéteur REP, modulateur MOD, émetteur.
Le paramétrage de l’équipement comprend au moins le type de modulation et son ordre, le motif mot des répétitions ou le rendement et un éventuel paramètre d’entrelacement et/ou d’un éventuel paramètre de poinçonnage. L’ordre de la modulation détermine le nombre de points de la constellation. Lorsque le mappeur met en œuvre une constellation polaire, le paramétrage de l’équipement comprend en outre au moins le pas de la constellation ainsi que la valeur de a^.
Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur pP pilote : le codage des Bits d’entrée, le mappage des données codées sur les points de la constellation pour générer des symboles, la répétition des symboles selon le motif mot et le mappage des symboles répétés sur les N sous-porteuses du modulateur pour obtenir après modulation des symboles multi porteuses, transmettre par l’émetteur le signal radio représentatif des symboles multi porteuses.
Lorsque la constellation est polaire, en exécutant les instructions, le microprocesseur pP : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation :
Figure imgf000016_0001
telles que
Figure imgf000016_0002
La structure simplifiée d’un mode de réalisation d’un équipement selon l’invention apte à mettre en œuvre un procédé de réception selon l’invention est illustré par la figure 18. Cet équipement DEV_R peut tout aussi bien être une station de base qu’un terminal mobile.
L’équipement DEV_R comprend un récepteur (non représenté), un microprocesseur pP dont le fonctionnement est commandé par l'exécution d’un programme Pg dont les instructions permettent la mise en œuvre d’un procédé de réception 20 selon l’invention. L’équipement DEV_R comprend en outre un démodulateur DEMOD, un égaliseur EGA, un dé-répétiteur DREP, un démappeur DEMAP, un décodeur DECOD, une mémoire Mem comprenant une mémoire tampon. Lorsque le démodulateur DEMOD est de type OFDM il met classiquement en œuvre une transformée de Fourier FFT. Lorsque la constellation est polaire l’équipement DEV_R peut en outre comprendre un correcteur d’erreur de phase Δφ ..
A l’initialisation, les instructions de code du programme Pg sont par exemple chargées dans la mémoire tampon Mem avant d’être exécutées par le processeur pP. Le microprocesseur pP contrôle les différents composants : démappeur DEMAP, démodulateur DEMOD, récepteur. Le récepteur reçoit un signal radio représentatif de symboles multi porteuses. Le démodulateur DEMOD effectue l’opération inverse du modulateur MOD. Le démappeur DEMAP effectue l’opération inverse du mappeur MAP.
Le paramétrage de l’équipement comprend au moins le type de modulation et son ordre, le motif mot des répétitions ou le rendement et un éventuel paramètre d’entrelacement et un éventuel paramètre de poinçonnage. Lorsque le mappeur met en œuvre une constellation polaire, le paramétrage de l’équipement comprend en outre au moins le pas p de la constellation ainsi que la valeur de α1.
Ainsi en exécutant les instructions, le microprocesseur pP contrôle les différents composants pour : recevoir le signal radio représentatif des symboles multi porteuses, que le démodulateur DEMOD démodule les symboles multi porteuses pour estimer les symboles mappés sur les différentes porteuses, que l’égaliseur EGA pondère les symboles des coefficients du canal de transmission, que le dé-répétiteur DREP moyenne les répétitions d’un même symbole connaissant le motif de répétition (ou connaissant le rendement et un éventuel paramètre d’entrelacement et un éventuel paramètre de poinçonnage), que le démappeur DEMAP démappe les symboles de la constellation pour estimer les données Bit.
Lorsque la constellation est polaire, en exécutant les instructions, le microprocesseur pP : détermine les coordonnées polaires des points de la constellation :
Figure imgf000017_0002
telles que
Figure imgf000017_0001
contrôle le correcteur Δφ d’erreur de phase pour estimer l’erreur de phase pour calculer
Figure imgf000017_0003
la moyenne et obtenir l’erreur de phase commune Aφ p et pour corriger les symboles de la constellation avant démappage.
En conséquence, l'invention s'applique également à un programme d'ordinateur ou plusieurs, notamment un programme d'ordinateur sur ou dans un support d'informations, adapté à mettre en œuvre l'invention. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable pour implémenter un procédé selon l'invention.
Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une clé USB ou un disque dur.
D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet.
Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question.
Les courbes des figures 19, 20 et 21 illustrent les performances obtenues en termes de taux d’erreur binaire (TEB) en fonction du rapport signal à bruit blanc additif gaussien (SNR) pour des rendements de codes de 1/2 qui est le code mère d’un turbo code duo-binaire (1504 bits), de 1/4 et de 1/8. Ces courbes sont obtenues avec respectivement une technique conventionnelle et le procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation 16QAM et dans le cas d’une constellation polaire à 16 points. La comparaison des courbes montre que les résultats sont comparables voire même légèrement meilleurs avec un procédé selon l’invention et une 16QAM et bien meilleurs avec un procédé selon l’invention et une constellation polaire.
Les courbes de la figure 22 donnent le niveau de SNR minimal en fonction du Doppler pour obtenir un taux d’erreur binaire inférieure à 5.10-5 en sortie du système. Les lignes formées des carrés sont obtenues avec un procédé selon l’invention dans le cas d’une constellation polaire à 16 points (ordre 16) pour des rendements de 1/4 et 1/8. Les courbes formées de croix sont obtenues avec un procédé conventionnel et une constellation polaire pour des rendements de 1/2, 1/4 et 1/8. En combinant le procédé selon l’invention et une constellation polaire, le gain en termes de SNR est bien plus important que pour un procédé conventionnel. Après 70Hz de décalage du au Doppler les performances obtenues avec le procédé selon l’invention sont bien meilleures qu’avec un procédé conventionnel.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé (10) de télécommunication comprenant un codage (11) de rendement rl par un codeur binaire (COD), un mappage (12) de données par un mappeur (MAP) sur des points d’une constellation pour obtenir des symboles, une modulation (14) multi porteuses par un modulateur (MOD) à N sous-porteuses avec mappage des symboles sur les N sous-porteuses et une transmission des symboles (Xofdm) multi porteuses, caractérisé en ce qu’il comprend : une répétition (13) de symboles pour obtenir plusieurs occurrences d’un même symbole avant mappage sur les N sous-porteuses du modulateur (MOD) et pour mapper plusieurs occurrences d’un même symbole sur respectivement plusieurs sous -porteuses.
2. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 1 selon lequel un même nombre de répétitions est appliqué à tous les symboles avant mappage.
3. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 1 selon lequel parmi les N symboles mappés sur les N sous-porteuses, au moins un symbole n’est pas répété ou son nombre d’occurrences est différent du nombre d’occurrences d’un autre symbole.
4. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 1 selon lequel le nombre de répétitions est déterminé pour obtenir un rendement r2 inférieur à rl.
5. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 1 comprenant en outre : un entrelacement après répétition, des N symboles mappés sur les N sous-porteuses.
6. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 1 selon lequel la constellation comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire
Figure imgf000019_0005
dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux
Figure imgf000019_0004
axes sont déterminées telles que am+1 = am + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation.
7. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication précédente selon lequel le pas est un paramètre.
8. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 6 selon lequel les deux axes délimitent des quadrants et que les coordonnées polaires sont déterminées par quadrant :
Figure imgf000019_0001
9. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 8, tel que pour chaque quadrant
Figure imgf000019_0002
10. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 8, tel que M = 16, p = 1 et tel que pour chaque quadrant φm = α X TT/12 avec a un entier naturel.
11. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 6 selon lequel les deux axes délimitent des quadrants et que les coordonnées polaires sont déterminées par ensemble de deux quadrants :
Figure imgf000019_0003
Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 6, selon lequel les deux axes délimitent des quadrants et tel que pour deux quadrants pris ensemble
Figure imgf000020_0005
Figure imgf000020_0003
Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 6 selon lequel les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que avec un
Figure imgf000020_0001
Figure imgf000020_0002
réel non nul. Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 6 selon lequel les coordonnées polaires sont en outre déterminées telles que
Figure imgf000020_0004
Procédé (10) de télécommunication selon la revendication 1 selon lequel la modulation est mise en œuvre par une transformée de Fourier inverse (IFFT). Procédé (20) de réception comprenant : une démodulation (21) d’un symbole (XrOfdm) multi porteuses reçu pour estimer des symboles d’une constellation mappés sur les multi porteuses tels que plusieurs occurrences d’un même symbole sont mappées respectivement sur plusieurs porteuses, un moyennage (23) des plusieurs occurrences d’un même symbole pour améliorer l’estimation de ce symbole, un démappage (24) des symboles pour estimer des données mappées sur ces symboles de constellation, un décodage (26) des données. Procédé (20) de réception selon la revendication 16, tel que la constellation comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire am X eJ(Pm , m = 0, ... , M — 1, dites coordonnées polaires par référence à une représentation à deux axes sont déterminées telles que am+1 = am + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation, et tel que le procédé comprend en outre : une estimation par symbole de constellation d’une erreur de phase en comparant des projections sur des axes en quadrature du symbole avec les points de la constellation, une correction des symboles de constellation d’une erreur de phase commune après moyennage des erreurs de phase estimées. Equipement de télécommunication (DEV_E) caractérisé en ce qu’il comprend : un codeur binaire (COD) de rendement rl, un mappeur (MAP) pour mapper (12) des données d’entrée sur des points d’une constellation et pour générer des symboles, un modulateur (MOD) à N sous-porteuses pour moduler (14) un bloc de N symboles constitué de L occurrences de respectivement L symboles et d’au moins une autre occurrence d’au moins un des L symboles, l’ensemble des L occurrences et autre occurrence définissant un nouveau rendement r2 = r1 X L/N, pour générer des symboles multi porteuses, un émetteur pour transmettre un signal radio représentatif des symboles multi porteuses. Equipement de télécommunication (DEV_R) caractérisé en ce qu’il comprend : un démodulateur (DEMOD) à N sous-porteuses pour démoduler un symbole (Xrojdm) multi porteuses reçu et estimer N symboles d’une constellation mappés sur les multi porteuses tels que plusieurs occurrences d’un même symbole sont mappés respectivement sur plusieurs porteuses, un dé-répétiteur (DREP) pour moyenner (23) les plusieurs occurrences d’un même symbole et améliorer l’estimation de ce symbole, un démappeur (DEMAP) pour démapper L symboles de constellation et estimer des données mappées sur ces L symboles de constellation, 0<L<N, un décodeur (DECOD) pour décoder les données. Equipement de télécommunication selon l’une des revendications 18 et 19, tel que la constellation comprend un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à une
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représentation à deux axes sont déterminées telles que am+1 = am + p, p > 0 nombre réel étant le pas en amplitude de la constellation. Programme d'ordinateur sur un support d'informations, ledit programme comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 17 lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un équipement de télécommunication. Support d'informations comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 17, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un équipement de télécommunication. Signal numérique émis ou reçu comprenant un symbole multi porteuses construit à partir de symboles d’une constellation polaire dont au moins un des symboles a été répété avant modulation multiporteuse pour former un motif d’occurrences d’un même symbole, une constellation polaire comprenant un ensemble de M points dont les coordonnées exprimées sous forme polaire dites coordonnées polaires par référence à
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une représentation à deux axes délimitant quatre quadrants sont déterminées telles que nombre réel positif étant le pas en amplitude de la constellation.
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