JP2000244448A - Ｏｆｄｍ通信システムにおける周波数オフセットの推定装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ通信システムにおける周波数オフセットの推定装置Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 チャネル上においてキャリアおよびクロック
周波数オフセットを連帯的かつ盲目的に推定可能な装置
を提供する。 【解決手段】ＯＦＤＭシステムにおいてキャリアおよび
クロック周波数オフセットを推定する装置は、復調信号
に対して最尤推定動作を用いる。本発明は、複雑度が低
いという利点があり、専用の訓練チャネルのいずれの要
求に対する必要性も回避する。
周波数オフセットを連帯的かつ盲目的に推定可能な装置
を提供する。 【解決手段】ＯＦＤＭシステムにおいてキャリアおよび
クロック周波数オフセットを推定する装置は、復調信号
に対して最尤推定動作を用いる。本発明は、複雑度が低
いという利点があり、専用の訓練チャネルのいずれの要
求に対する必要性も回避する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに関
し、特に、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：orthogon
al frequency division multiplexing）変調方法を採用
する通信システムに関するものである。
し、特に、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：orthogon
al frequency division multiplexing）変調方法を採用
する通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭは、複数のサブキャリアを通じ
て送信機から受信機に情報シンボルを伝達する技術であ
る。
て送信機から受信機に情報シンボルを伝達する技術であ
る。
【０００３】キャリアおよびクロック周波数のオフセッ
トのために、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システ
ムのビット・エラー・レート（ＢＥＲ）性能に大きな劣
化を生ずる可能性がある。例えば、IEEE 83(6), 982-99
6, June 1995およびProc. COST 254, 1997を参照のこ
と。実際には、これらは、キャリア間干渉（ＩＣＩ）に
よる余分なノイズを生ずるだけでなく、シンボルの寄生
回転(parasitic rotation)も生じ、これもＢＥＲの上
昇を招く。
トのために、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システ
ムのビット・エラー・レート（ＢＥＲ）性能に大きな劣
化を生ずる可能性がある。例えば、IEEE 83(6), 982-99
6, June 1995およびProc. COST 254, 1997を参照のこ
と。実際には、これらは、キャリア間干渉（ＩＣＩ）に
よる余分なノイズを生ずるだけでなく、シンボルの寄生
回転(parasitic rotation)も生じ、これもＢＥＲの上
昇を招く。
【０００４】ここでは、キャリア周波数オフセットと
は、送信回路および受信回路内にあるキャリア周波数発
生器間におけるあらゆる周波数差を意味し、クロック周
波数オフセットとは、送信回路および受信回路のサンプ
リング・レート間のあらゆる差を意味するものとする。
は、送信回路および受信回路内にあるキャリア周波数発
生器間におけるあらゆる周波数差を意味し、クロック周
波数オフセットとは、送信回路および受信回路のサンプ
リング・レート間のあらゆる差を意味するものとする。
【０００５】既に、キャリア周波数オフセットを推定し
補償する方法がいくつか存在する。例えば、米国特許番
号第５４５０４５６号 (Mueller)およびElec. Lett. 33
(2)113-114 Jan.1997を参照のこと。しかしながら、こ
れら既知の方法のいずれを用いても、残留キャリア周波
数オフセットは、サブキャリア間隔の数パーセントに達
する可能性があり、なおも劣化は残る。クロック周波数
オフセットに関して、劣化は、サブキャリアの数に左右
される。この数が大きいと、設計者は、受信機のクロッ
ク発生機構に対する制約を緩和することが許されない。
補償する方法がいくつか存在する。例えば、米国特許番
号第５４５０４５６号 (Mueller)およびElec. Lett. 33
(2)113-114 Jan.1997を参照のこと。しかしながら、こ
れら既知の方法のいずれを用いても、残留キャリア周波
数オフセットは、サブキャリア間隔の数パーセントに達
する可能性があり、なおも劣化は残る。クロック周波数
オフセットに関して、劣化は、サブキャリアの数に左右
される。この数が大きいと、設計者は、受信機のクロッ
ク発生機構に対する制約を緩和することが許されない。
【０００６】この問題を例示するために、ディジタル・
オーディオ放送（ＤＡＢ）モード１のような、典型的な
ＯＦＤＭ送信システムについて考える。図１および図２
に、ＩＣＩによる劣化をプロットした。従来のアルゴリ
ズムによる補正の後、キャリア周波数オフセットは、サ
ブキャリア間隔の３％に達する可能性がある（図２で
は、これはｆ＝３％に対応し、ここでｆはサブキャリア
間隔数で表わしたキャリア周波数オフセットであり、Ｎ
はサブキャリアの数であり、Ｔはサンプリング・レート
の逆数である）。
オーディオ放送（ＤＡＢ）モード１のような、典型的な
ＯＦＤＭ送信システムについて考える。図１および図２
に、ＩＣＩによる劣化をプロットした。従来のアルゴリ
ズムによる補正の後、キャリア周波数オフセットは、サ
ブキャリア間隔の３％に達する可能性がある（図２で
は、これはｆ＝３％に対応し、ここでｆはサブキャリア
間隔数で表わしたキャリア周波数オフセットであり、Ｎ
はサブキャリアの数であり、Ｔはサンプリング・レート
の逆数である）。
【０００７】低価格のエージング・クロック発振器(age
ing clock oscillator)は、５０ｐｐｍの周波数オフ
セットを有する可能性がある（図１では、これは、e=5.
10-5の正規化したクロック周波数オフセットに対応す
る）。次に、２０ｄＢの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）で
は、ＩＣＩ劣化は、１ｄＢ以上を示す可能性がある。
ing clock oscillator)は、５０ｐｐｍの周波数オフ
セットを有する可能性がある（図１では、これは、e=5.
10-5の正規化したクロック周波数オフセットに対応す
る）。次に、２０ｄＢの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）で
は、ＩＣＩ劣化は、１ｄＢ以上を示す可能性がある。
【０００８】更に、ｆによる寄生回転は、ＱＰＳＫ（直
交位相偏移変調）コンスタレーションの角度分離隣接点
の１５％を示す可能性がある。ｅによる寄生回転は、こ
の角度の２０％を示す可能性がある。したがって、エラ
ーの確率は著しく上昇する。
交位相偏移変調）コンスタレーションの角度分離隣接点
の１５％を示す可能性がある。ｅによる寄生回転は、こ
の角度の２０％を示す可能性がある。したがって、エラ
ーの確率は著しく上昇する。
【０００９】クロックおよびキャリア周波数オフセット
を低減するために存在する既知の方法は、時間同期を達
成すること、およびキャリア周波数オフセットがある精
度まで補償されているという仮定の下で作用する。しか
しながら、なおも、複雑度を緩和し性能を高める方法が
求められている。
を低減するために存在する既知の方法は、時間同期を達
成すること、およびキャリア周波数オフセットがある精
度まで補償されているという仮定の下で作用する。しか
しながら、なおも、複雑度を緩和し性能を高める方法が
求められている。
【００１０】ケーブル伝送では、サブキャリアはクロッ
ク再現専用であり、これは、システムの有用な容量の損
失を意味する。
ク再現専用であり、これは、システムの有用な容量の損
失を意味する。
【００１１】米国特許番号第５３４５４４０号(Gledhil
l)では、キャリア周波数オフセットおよびクロック・オ
フセットを推定する方法が提示されている。しかし、直
線キャリア周波数オフセット推定のための数式を提供す
るだけに過ぎず、クロック周波数オフセットを直接推定
する数式は与えられていない。その上、キャリアおよび
クロックは別個に推定される。双方の現象は同様の効果
を生むので、双方を連帯して推定する方法があれば、効
率が向上し、複雑度が緩和するであろう。
l)では、キャリア周波数オフセットおよびクロック・オ
フセットを推定する方法が提示されている。しかし、直
線キャリア周波数オフセット推定のための数式を提供す
るだけに過ぎず、クロック周波数オフセットを直接推定
する数式は与えられていない。その上、キャリアおよび
クロックは別個に推定される。双方の現象は同様の効果
を生むので、双方を連帯して推定する方法があれば、効
率が向上し、複雑度が緩和するであろう。
【００１２】Elec. Lett. 34(6) 520-521 March 1998で
は、キャリアおよびクロック周波数オフセットを連帯し
て推定する方法が提案されている。しかしながら、この
方法は、無線移動チャネルまたはケーブル・チャネルの
ような周波数選択チャネル上での性能が低いという欠点
を有する。
は、キャリアおよびクロック周波数オフセットを連帯し
て推定する方法が提案されている。しかしながら、この
方法は、無線移動チャネルまたはケーブル・チャネルの
ような周波数選択チャネル上での性能が低いという欠点
を有する。
【００１３】米国特許番号第５８０２１１７号(Ghosh)
では、あらゆるチャネル上において作用する連帯方法が
提示されている。しかしながら、これは、「ブライン
ド」技法(blind technique)ではない。即ち、これは、
特定の訓練信号を拠り所とする。したがって、これは、
既存の標準化された通信システムのいずれにも適用でき
る訳ではない。
では、あらゆるチャネル上において作用する連帯方法が
提示されている。しかしながら、これは、「ブライン
ド」技法(blind technique)ではない。即ち、これは、
特定の訓練信号を拠り所とする。したがって、これは、
既存の標準化された通信システムのいずれにも適用でき
る訳ではない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】周波数選択チャネルを
含むあらゆるチャネル上において、キャリアおよびクロ
ック周波数オフセットを連帯的かつ盲目的に推定するこ
とは引き続き必要とされており、本発明が対象とするの
はこの必要性である。
含むあらゆるチャネル上において、キャリアおよびクロ
ック周波数オフセットを連帯的かつ盲目的に推定するこ
とは引き続き必要とされており、本発明が対象とするの
はこの必要性である。
【００１５】
【課題を解決するための手段】したがって、本発明は、
ＯＦＤＭシステムのチャネルを通じて通信するおよび受
信回路間におけるキャリア周波数オフセットおよびサン
プリング周波数オフセットを推定する装置から成り、受
信回路内に、第１サンプリング・レートftでサンプルさ
れ、周波数fcのキャリア上に変調された成分Sm(k)を有
する情報シンボルS(k)を表わす、受信ＯＦＤＭ変調信号
s(t)をベースバンド信号に変換する周波数fbを有する局
部発振器と、第２サンプリング・レートfrを有し、ベー
スバンド信号をサンプルするアナログ／ディジタル変換
器と、サンプルしたベースバンド信号に対して離散フー
リエ変換を行い、成分Sm(k)の情報シンボルS(k)を表わ
す成分Rm(k)を有するシンボルR(k)のブロックを発生す
る復調器とを備え、R(k)上におけるチャネルの寄生効果
を除去し、成分Ym(k)の少なくとも１つのブロックY(k)
を発生する第１変調器と、Y(k)から変調効果を除去し、
成分Zm(k)の少なくとも１つのブロックZ(k)を発生し、
成分VmのVを計算し、Vm=/Ym/である第２モジュールと、
以下の数式２による連帯最尤推定（ＭＬＥ）を行うこと
によって、キャリア周波数オフセット/fc-fb/およびサ
ンプリング周波数オフセット/ft-fr/にそれぞれ関係す
る項ＡおよびＢを推定する第３モジュールとを備える。
ＯＦＤＭシステムのチャネルを通じて通信するおよび受
信回路間におけるキャリア周波数オフセットおよびサン
プリング周波数オフセットを推定する装置から成り、受
信回路内に、第１サンプリング・レートftでサンプルさ
れ、周波数fcのキャリア上に変調された成分Sm(k)を有
する情報シンボルS(k)を表わす、受信ＯＦＤＭ変調信号
s(t)をベースバンド信号に変換する周波数fbを有する局
部発振器と、第２サンプリング・レートfrを有し、ベー
スバンド信号をサンプルするアナログ／ディジタル変換
器と、サンプルしたベースバンド信号に対して離散フー
リエ変換を行い、成分Sm(k)の情報シンボルS(k)を表わ
す成分Rm(k)を有するシンボルR(k)のブロックを発生す
る復調器とを備え、R(k)上におけるチャネルの寄生効果
を除去し、成分Ym(k)の少なくとも１つのブロックY(k)
を発生する第１変調器と、Y(k)から変調効果を除去し、
成分Zm(k)の少なくとも１つのブロックZ(k)を発生し、
成分VmのVを計算し、Vm=/Ym/である第２モジュールと、
以下の数式２による連帯最尤推定（ＭＬＥ）を行うこと
によって、キャリア周波数オフセット/fc-fb/およびサ
ンプリング周波数オフセット/ft-fr/にそれぞれ関係す
る項ＡおよびＢを推定する第３モジュールとを備える。
【００１６】
【数２】 したがって、本発明は、周波数選択チャネルを含むあら
ゆるチャネル上において、キャリアおよびクロック周波
数オフセットを共に推定する方法および装置を提供す
る。
ゆるチャネル上において、キャリアおよびクロック周波
数オフセットを共に推定する方法および装置を提供す
る。
【００１７】本発明は、受信信号に対するクロックおよ
びキャリア周波数オフセットによって生成される回転を
分析することによって、fの推定値fhatおよびeの推定値
εha tを推定する。推定値fhatは、既知のアルゴリズム
によって得られる推定値に追加することができ、時間領
域信号上のキャリア周波数オフセットを補償するために
用いることもできる。推定値εhatは、受信機のクロッ
ク周波数を調節(steer)するために用いることができる
（例えば、電圧制御水晶発振器VCXOを用いる）。このよ
うに、キャリアおよびクロック周波数オフセットの影響
は、僅かな複雑度増大を犠牲にすることにより、無視し
得るレベルに低下する。
びキャリア周波数オフセットによって生成される回転を
分析することによって、fの推定値fhatおよびeの推定値
εha tを推定する。推定値fhatは、既知のアルゴリズム
によって得られる推定値に追加することができ、時間領
域信号上のキャリア周波数オフセットを補償するために
用いることもできる。推定値εhatは、受信機のクロッ
ク周波数を調節(steer)するために用いることができる
（例えば、電圧制御水晶発振器VCXOを用いる）。このよ
うに、キャリアおよびクロック周波数オフセットの影響
は、僅かな複雑度増大を犠牲にすることにより、無視し
得るレベルに低下する。
【００１８】既存の技法と比較して、本方法には次のよ
うな利点がある。
うな利点がある。
【００１９】１．必要な複雑度が低い（典型的な精度に
対して数倍Ｋである。ここで、Ｋは有用なサブキャリア
の数である）。
対して数倍Ｋである。ここで、Ｋは有用なサブキャリア
の数である）。
【００２０】２．発明の実施によって、クロック発振器
およびキャリア同期機構に対する制約が緩和され、受信
機のコストを削減するか、あるいは電力を節約する（そ
の場合、利得は１ｄＢ以上とすることができる）ことが
できる。
およびキャリア同期機構に対する制約が緩和され、受信
機のコストを削減するか、あるいは電力を節約する（そ
の場合、利得は１ｄＢ以上とすることができる）ことが
できる。
【００２１】３．用いる方法は盲目的であるので、ＡＤ
ＳＬ，ＤＡＢ，またはＤＶＢ-Ｔのような既存の標準に
適用することができる。これは、コヒーレントまたは差
動変調方式のいずれかで作用する。
ＳＬ，ＤＡＢ，またはＤＶＢ-Ｔのような既存の標準に
適用することができる。これは、コヒーレントまたは差
動変調方式のいずれかで作用する。
【００２２】４．本方法は柔軟性がある。fおよびeを追
跡する能力は、推定を行うシンボル数によって異なる。
シンボルが多いほど、推定値は精度が高く正確である
が、追跡能力は低下する。更に、推定のためにピックア
ップするシンボルが連続である必要はない。例えば、時
間変動チャネルでは、選択するチャネルは間隔が離れて
いてもよい。したがって、複雑度は低下し、推定はダイ
バシティ効果を利用することができる。要約すれば、複
雑度、性能および追跡の間でトレード・オフが容易に行
える。
跡する能力は、推定を行うシンボル数によって異なる。
シンボルが多いほど、推定値は精度が高く正確である
が、追跡能力は低下する。更に、推定のためにピックア
ップするシンボルが連続である必要はない。例えば、時
間変動チャネルでは、選択するチャネルは間隔が離れて
いてもよい。したがって、複雑度は低下し、推定はダイ
バシティ効果を利用することができる。要約すれば、複
雑度、性能および追跡の間でトレード・オフが容易に行
える。
【００２３】本方法は、盲目的であり、差動符号化ＱＰ
ＳＫ伝送に容易に適用可能であるので、本発明はＤＡＢ
の場合に有利に用いることができる。
ＳＫ伝送に容易に適用可能であるので、本発明はＤＡＢ
の場合に有利に用いることができる。
【００２４】また、本発明は、専用チャネルの使用に代
わって用いることも可能である。
わって用いることも可能である。
【００２５】
【発明の実施の形態】これより、一例としてのみ、図面
を参照しなかがら本発明の実施例をいくつか説明する。
を参照しなかがら本発明の実施例をいくつか説明する。
【００２６】図３を参照すると、ＯＦＤＭ送信機は、逆
高速フーリエ変換変調器１，ガード・インタバル挿入ブ
ロック２，パラレル／シリアル変換器３，ディジタル／
アナログ変換器４，およびライン６上に局部発振器入力
を有するミキサ５を備えている。情報シンボルＳ（ｋ）
が変調器１の入力に供給される。変調器からの出力は、
ブロック２を通過し、ここでガード・インタバルが挿入
される。ガード・インタバルの挿入後、信号はパラレル
／シリアル変換器３に供給され、次いで得られた多重化
出力がディジタル／アナログ変換器４に供給される。デ
ィジタル／アナログ変換器４は、サンプリング周波数ft
=1/Tを有する。これは、多重化プロセスの全帯域幅でも
ある。得られたアナログ信号は、ミキサ５の作用によっ
て周波数fcのキャリア上で変調され、無線チャネルを通
じて図４の受信機に送信される。Ｎ個のサブキャリアが
あり、その内Ｋ個のサブキャリアが使用できる。帯域幅
はＮ個のサブキャリア間で分割されるので、サブキャリ
ア間隔は、1/NTとなる。
高速フーリエ変換変調器１，ガード・インタバル挿入ブ
ロック２，パラレル／シリアル変換器３，ディジタル／
アナログ変換器４，およびライン６上に局部発振器入力
を有するミキサ５を備えている。情報シンボルＳ（ｋ）
が変調器１の入力に供給される。変調器からの出力は、
ブロック２を通過し、ここでガード・インタバルが挿入
される。ガード・インタバルの挿入後、信号はパラレル
／シリアル変換器３に供給され、次いで得られた多重化
出力がディジタル／アナログ変換器４に供給される。デ
ィジタル／アナログ変換器４は、サンプリング周波数ft
=1/Tを有する。これは、多重化プロセスの全帯域幅でも
ある。得られたアナログ信号は、ミキサ５の作用によっ
て周波数fcのキャリア上で変調され、無線チャネルを通
じて図４の受信機に送信される。Ｎ個のサブキャリアが
あり、その内Ｋ個のサブキャリアが使用できる。帯域幅
はＮ個のサブキャリア間で分割されるので、サブキャリ
ア間隔は、1/NTとなる。
【００２７】次に、図４を参照すると、ＯＦＤＭ受信機
は、ライン８上の着信信号をベースバンドに変換するミ
キサ７を備えている。周波数fbのベースバンド信号（名
目上キャリア周波数）は、局部発振器９によって、ミキ
サ７に供給される。次に、アナログ／ディジタル変換器
１０において、サンプリング・レートfr（名目上送信機
サンプリング・レートft）で、ベースバンド信号はサン
プルされる。
は、ライン８上の着信信号をベースバンドに変換するミ
キサ７を備えている。周波数fbのベースバンド信号（名
目上キャリア周波数）は、局部発振器９によって、ミキ
サ７に供給される。次に、アナログ／ディジタル変換器
１０において、サンプリング・レートfr（名目上送信機
サンプリング・レートft）で、ベースバンド信号はサン
プルされる。
【００２８】送信機におけるキャリア周波数fcと受信機
における局部発振器周波数fbとの差を、キャリア周波数
オフセットと(fc-fb)と呼ぶ。サブキャリア間隔数で表
わすと、f=NT(fc-fb)となる。受信機および送信機にお
けるサンプリング周波数の差をクロック周波数オフセッ
ト(fr-ft)と呼ぶ。相対的な（即ち、正規化した）クロ
ック周波数オフセットは、以下の式で表わされる。
における局部発振器周波数fbとの差を、キャリア周波数
オフセットと(fc-fb)と呼ぶ。サブキャリア間隔数で表
わすと、f=NT(fc-fb)となる。受信機および送信機にお
けるサンプリング周波数の差をクロック周波数オフセッ
ト(fr-ft)と呼ぶ。相対的な（即ち、正規化した）クロ
ック周波数オフセットは、以下の式で表わされる。
【００２９】
【数３】 ディジタル／アナログ変換器１０の出力信号は、シリア
ル／パラレル変換器１１に供給される。得られた多重分
離出力は、ガード・インタバル除去ブロック１２によっ
てガード・インタバルが除去されており、離散フーリエ
変換復調器１３に達する。離散フーリエ変換復調器１３
の出力は、続いて、チャネル除去モジュール１４，変調
除去モジュール１５，および推定値計算モジュール１６
を順次通過する。計算モジュール１６の出力は、fおよ
びeの所望の推定値である。
ル／パラレル変換器１１に供給される。得られた多重分
離出力は、ガード・インタバル除去ブロック１２によっ
てガード・インタバルが除去されており、離散フーリエ
変換復調器１３に達する。離散フーリエ変換復調器１３
の出力は、続いて、チャネル除去モジュール１４，変調
除去モジュール１５，および推定値計算モジュール１６
を順次通過する。計算モジュール１６の出力は、fおよ
びeの所望の推定値である。
【００３０】復調器１３は、その出力にシンボルRm(k)
のブロックを生成する。fおよびeの推定値を発生するた
めに、図４の装置は、キャリアによる位相ドリフト，な
らびにシンボル(k-1)およびシンボルk間のクロック周波
数オフセットを測定する。しかしながら、位相は、キャ
リアおよびクロック周波数オフセットのために、そして
またチャネルの効果のために、以前のk-2, k-3シンボル
の間に連続してドリフトしている。チャネル除去モジュ
ール１４は、キャリアによる位相ドリフト，クロック，
およびシンボル(k-1)およびシンボルk間のチャネルを分
離する。
のブロックを生成する。fおよびeの推定値を発生するた
めに、図４の装置は、キャリアによる位相ドリフト，な
らびにシンボル(k-1)およびシンボルk間のクロック周波
数オフセットを測定する。しかしながら、位相は、キャ
リアおよびクロック周波数オフセットのために、そして
またチャネルの効果のために、以前のk-2, k-3シンボル
の間に連続してドリフトしている。チャネル除去モジュ
ール１４は、キャリアによる位相ドリフト，クロック，
およびシンボル(k-1)およびシンボルk間のチャネルを分
離する。
【００３１】したがって、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）
復調器１３の出力において、ｋ番目のシンボル・ブロッ
クは、
復調器１３の出力において、ｋ番目のシンボル・ブロッ
クは、
【００３２】
【数４】 がチャネル除去モジュール１４によって処理される。こ
こで、ブロックk-1に対するキャリアおよびクロック・
オフセットによるチャネルおよび回転の寄生効果が除去
される。モジュール１４の出力において、次のシンボル
のブロックが得られる。
こで、ブロックk-1に対するキャリアおよびクロック・
オフセットによるチャネルおよび回転の寄生効果が除去
される。モジュール１４の出力において、次のシンボル
のブロックが得られる。
【００３３】
【数５】 モジュール１４における処理手順は、差動復調または等
化のいずれかで構成することができる。例えば、ＤＡＢ
では、次の通りである。
化のいずれかで構成することができる。例えば、ＤＡＢ
では、次の通りである。
【００３４】
【数６】 変調除去モジュール１５における第２処理段階は、Y
m(k)から、変調による「有用な」回転を除去し、更に量
Vm=|Ym|を計算することである。したがって、残される
のは、種々の外乱のソース（熱ノイズを含む）の他に、
キャリアによって生成された寄生回転，および周波数オ
フセットだけとなる。モジュール１５の出力は、以下の
ブロックである。
m(k)から、変調による「有用な」回転を除去し、更に量
Vm=|Ym|を計算することである。したがって、残される
のは、種々の外乱のソース（熱ノイズを含む）の他に、
キャリアによって生成された寄生回転，および周波数オ
フセットだけとなる。モジュール１５の出力は、以下の
ブロックである。
【００３５】
【数７】 例えば、ＤＡＢでは、ルールを以下のようにすることが
できる。
できる。
【００３６】
【数８】 しかし、ＤＡＢの場合は、ルールは次のようにすること
もできる。
もできる。
【００３７】arg(Zm(k)) = 4*arg(Ym(k)) 第３段階では、(f,ε)に対する連帯最尤推定器（ＭＬ
Ｅ：Maximum LikelihoodEstimator）は、観測m(k)
Ｅ：Maximum LikelihoodEstimator）は、観測m(k)
【００３８】
【数９】 から計算される。連帯ＭＬＥは、以下の数式系の分解能
を必要とする。
を必要とする。
【００３９】
【数１０】 （式１）１と比較して
【００４０】
【数１１】 が小さい限り、サインおよびコサイン項の一次近似で十
分であることが検証できる。したがって、第３処理段階
は、以下の係数を計算することから成る。
分であることが検証できる。したがって、第３処理段階
は、以下の係数を計算することから成る。
【００４１】
【数１２】 および
【００４２】
【数１３】 AhatおよびBhatは、それぞれ所望のfhateおよびεhatに
比例する。比率は、変調を除去するためにどの方法を選
択したかによって異なる。例えば、ＤＡＢでは、第１の
規則を適用した場合、次のようになる。
比例する。比率は、変調を除去するためにどの方法を選
択したかによって異なる。例えば、ＤＡＢでは、第１の
規則を適用した場合、次のようになる。
【００４３】
【数１４】 しかし、第２の規則を適用した場合、次のようになる。
【００４４】
【数１５】 ここで、Ｎはサンプル数であり、Ｄはサンプル数で表わ
したガード・インタバルの長さである。
したガード・インタバルの長さである。
【００４５】ＭＬＥ数式系は、以下のようにして導出す
る。
る。
【００４６】チャネル除去モジュール１４および変調除
去モジュール１５の作用によって、次のベクトルが得ら
れる。
去モジュール１５の作用によって、次のベクトルが得ら
れる。
【００４７】
【数１６】 このベクトルは、以下のモデルに近似される。
【００４８】
【数１７】 の場合、
【００４９】
【数１８】 ここで、Vm(K)は、信号の有用部分のモデュラスを表わ
し、高い信号対ノイズに対しては以下のようになる。
し、高い信号対ノイズに対しては以下のようになる。
【００５０】
【数１９】 γ: AWGN（添加白色ガウス・ノイズ） モデルが現実と最も良く一致するように、fおよびeを当
てはめることが望ましい。
てはめることが望ましい。
【００５１】ベクトル
【００５２】
【数２０】 を導入すると、観測Ｚによるfおよびeに対する最尤推定
器は、以下の数式となる。
器は、以下の数式となる。
【００５３】
【数２１】 これから、前述の式（１）が得られる。
【００５４】代替実施例では、１つだけのブロックの代
わりに、Ｌ個のブロックZ(k1), Z(k 2),..., Z(kL)を用
いることによって、推定を改良することができる。
わりに、Ｌ個のブロックZ(k1), Z(k 2),..., Z(kL)を用
いることによって、推定を改良することができる。
【００５５】この場合、推定のために計算する係数は、
次の通りである。
次の通りである。
【００５６】
【数２２】 選択するブロックの総数は、利用可能な処理時間によっ
て異なる。
て異なる。
【００５７】推定は、連続するシンボルkj = k1, k2,
…..kL, k2=k1+1, k3=k2+1等に対して行うことができ
る。しかしながら、チャネルの変動が遅い場合、チャネ
ル減衰が隣接するシンボルSo上でほぼ同一である。した
がって、チャネル・フェーディングが推定値を悪化させ
る場合、連続するサンプルを使用すると複雑度が高まる
が、推定値は余り改善されない。この場合、推定に選択
するシンボルの間隔を開け、例えば、k2=k1+5, k3=k2+5
…等を選択することができる。選択する間隔は、チャネ
ルがどの程度速く変動するかによって異なる。
…..kL, k2=k1+1, k3=k2+1等に対して行うことができ
る。しかしながら、チャネルの変動が遅い場合、チャネ
ル減衰が隣接するシンボルSo上でほぼ同一である。した
がって、チャネル・フェーディングが推定値を悪化させ
る場合、連続するサンプルを使用すると複雑度が高まる
が、推定値は余り改善されない。この場合、推定に選択
するシンボルの間隔を開け、例えば、k2=k1+5, k3=k2+5
…等を選択することができる。選択する間隔は、チャネ
ルがどの程度速く変動するかによって異なる。
【００５８】更に別の代替実施例では、そしてプロセス
の複雑度を緩和するためには、係数Vmを１で置換するこ
とができる。シミュレーションでは、効率の低下は見ら
れなかった。
の複雑度を緩和するためには、係数Vmを１で置換するこ
とができる。シミュレーションでは、効率の低下は見ら
れなかった。
【００５９】図５は、Vmを１にセットした場合の、対応
する第３処理段階を実現する処理アーキテクチャを表わ
す。前述の実施例のいずれにおいても、サインおよびコ
サインの一次近似が十分でない場合、二次または更に高
次の近似を適用することができる。すると、得られる数
式系は、非線形となり、反復解法(iterative resoluti
on method)を適用することができる。
する第３処理段階を実現する処理アーキテクチャを表わ
す。前述の実施例のいずれにおいても、サインおよびコ
サインの一次近似が十分でない場合、二次または更に高
次の近似を適用することができる。すると、得られる数
式系は、非線形となり、反復解法(iterative resoluti
on method)を適用することができる。
【００６０】図６ないし図９は、２つの形式の通信チャ
ネルの場合について、本発明の処理能力を実証するもの
である。最初のケースにおける正規化したチャネル周波
数応答を図６に示す。これは、ベースバンド・ケーブル
・システムに対応する。第２のケースは、典型的なＤＡ
Ｂ都市チャネルに関係する。
ネルの場合について、本発明の処理能力を実証するもの
である。最初のケースにおける正規化したチャネル周波
数応答を図６に示す。これは、ベースバンド・ケーブル
・システムに対応する。第２のケースは、典型的なＤＡ
Ｂ都市チャネルに関係する。
【００６１】これらの場合、サブキャリアＮ＝５１２，
有用なサブキャリアＫ＝３８４である。図示する各ケー
スでは、εは、[- 5.10-5;5.10-5]において一様にラン
ダムである。第１のケースでは、f = 0である。第２の
ケースでは、fは[- 3.10-2;3.10-2]において一様にラン
ダムである。各ＳＮＲ毎の[8dB;16dB;24dB]について５
０回のシミュレーションを行った。推定誤差の二乗平均
（ＲＭＳ）を計算し、プロットした。
有用なサブキャリアＫ＝３８４である。図示する各ケー
スでは、εは、[- 5.10-5;5.10-5]において一様にラン
ダムである。第１のケースでは、f = 0である。第２の
ケースでは、fは[- 3.10-2;3.10-2]において一様にラン
ダムである。各ＳＮＲ毎の[8dB;16dB;24dB]について５
０回のシミュレーションを行った。推定誤差の二乗平均
（ＲＭＳ）を計算し、プロットした。
【００６２】第１のケースでは、クロック周波数オフセ
ット推定誤差のＲＭＳは、図７に示す通りである。２つ
の連続するブロックの平均を取るだけで、１０ｐｐｍ未
満のクロック周波数オフセットを得るには十分である。
ット推定誤差のＲＭＳは、図７に示す通りである。２つ
の連続するブロックの平均を取るだけで、１０ｐｐｍ未
満のクロック周波数オフセットを得るには十分である。
【００６３】第２のケースでは、シミュレートしたシス
テムは、典型的な都市チャネルにおけるＤＡＢモード２
に対応する。ここでは、３つの内１つのシンボルに対し
て推定を行い、ダイバシティ効果を利用した。１０回の
繰り返しの後、クロック周波数オフセットは２０ｐｐｍ
未満となった。クロック周波数オフセット推定誤差のＲ
ＭＳを図８に示し、キャリア周波数オフセット推定誤差
のＲＭＳを図９に示す。このように伝送条件が悪い場合
でも（チャネルの変動が速い）、本方法は目標の性能に
速やかに到達する。
テムは、典型的な都市チャネルにおけるＤＡＢモード２
に対応する。ここでは、３つの内１つのシンボルに対し
て推定を行い、ダイバシティ効果を利用した。１０回の
繰り返しの後、クロック周波数オフセットは２０ｐｐｍ
未満となった。クロック周波数オフセット推定誤差のＲ
ＭＳを図８に示し、キャリア周波数オフセット推定誤差
のＲＭＳを図９に示す。このように伝送条件が悪い場合
でも（チャネルの変動が速い）、本方法は目標の性能に
速やかに到達する。
【図１】5.10exp(-5)の相対的クロック周波数オフセッ
トを有するＯＦＤＭにおける、サブキャリア数対ＩＣＩ
による信号対ノイズ低下の関係を示すグラフ。
トを有するＯＦＤＭにおける、サブキャリア数対ＩＣＩ
による信号対ノイズ低下の関係を示すグラフ。
【図２】ＯＦＤＭシステムにおけるキャリア周波数オフ
セット対信号対ノイズ低下の関係を示すグラフ。
セット対信号対ノイズ低下の関係を示すグラフ。
【図３】従来のＯＦＤＭ送信機の概略ブロック図。
【図４】本発明によるキャリアおよびクロック周波数オ
フセット補償手段を内蔵したＯＦＤＭ受信機の概略ブロ
ック図。
フセット補償手段を内蔵したＯＦＤＭ受信機の概略ブロ
ック図。
【図５】図４の実施例の動作を更に詳細に示す概略ブロ
ック図。
ック図。
【図６】サブキャリア・インデックス対典型的なＯＦＤ
Ｍチャネルに対する正規化した周波数応答の関係を示す
グラフ。
Ｍチャネルに対する正規化した周波数応答の関係を示す
グラフ。
【図７】本発明にしたがって動作するＯＦＤＭチャネル
に対する、シンボル数対ＲＭＳクロック周波数オフセッ
ト推定誤差の関係を示すグラフ。
に対する、シンボル数対ＲＭＳクロック周波数オフセッ
ト推定誤差の関係を示すグラフ。
【図８】本発明にしたがって動作するＤＡＢモードのＯ
ＦＤＭチャネルに対する、シンボル数対ＲＭＳクロック
周波数オフセット推定誤差の関係を示すグラフ。
ＦＤＭチャネルに対する、シンボル数対ＲＭＳクロック
周波数オフセット推定誤差の関係を示すグラフ。
【図９】本発明にしたがって動作するＤＡＢモードのＯ
ＦＤＭチャネルに対する、シンボル数対ＲＭＳキャリア
周波数オフセット推定誤差の関係を示すグラフ。
ＦＤＭチャネルに対する、シンボル数対ＲＭＳキャリア
周波数オフセット推定誤差の関係を示すグラフ。
１ 逆高速フーリエ変換変調器 ２ ガード・インタバル挿入ブロック ３ パラレル／シリアル変換器 ４ ディジタル／アナログ変換器 ６ ライン ５ ミキサ ８ ライン ７ ミキサ ９ 局部発振器 １０ アナログ／ディジタル １１ シリアル／パラレル変換器 １２ ガード・インタバル除去ブロック １３ 離散フーリエ １４ チャネル除去モジュール １５ 変調除去モジュール １６ 推定値計算モジュール
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ベロニカ・ブゼナックセテイネリ フランス、レ・プレシス・ロビンソン、ル ー・ドゥ・ムーラン・フィデル42
Claims (3)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭシステムのチャネルを通じて通
信する送信回路（１−５）および受信回路（８−１６）
間におけるキャリア周波数オフセットおよびサンプリン
グ周波数オフセットを推定する装置であって、当該装置
の受信回路内に：第１サンプリング・レートftでサンプ
ルされ、周波数fcのキャリア上に変調された成分Sm(k)
を有する情報シンボルS(k)を表わす、受信ＯＦＤＭ変調
信号s(t)をベースバンド信号に変換する周波数fbを有す
る局部発振器（９）；第２サンプリング・レートfrを有
し、ベースバンド信号をサンプリングするアナログ／デ
ィジタル変換器（１０）；およびサンプリングしたベー
スバンド信号に対して離散フーリエ変換を行い、成分Sm
(k)の情報シンボルS(k)を表わす成分Rm(k)を有するシン
ボルR(k)のブロックを生成する復調器（１３）；を備
え、R(k)上におけるチャネルの寄生効果を除去し、成分
Ym(k)の少なくとも１つのブロックY(k)を生成する第１
変調器（１４）；Y(k)から変調効果を除去し、成分Zm
(k)の少なくとも１つのブロックZ(k)を発生し、成分Vm
のVを計算し、Vm=/Ym/であるところの第２モジュール
（１５）；および以下の数式により連帯最尤推定（ＭＬ
Ｅ）を行い、キャリア周波数オフセット/fc-fb/および
サンプリング周波数オフセット/ft-fr/にそれぞれ関係
する項ＡおよびＢを推定する第３モジュール（１６）； 【数１】 を備えることを特徴とする装置。 - 【請求項２】 前記第２モジュール（１５）が複数のブ
ロックZ(k)を発生し、前記第３モジュール（１６）はそ
れに応じて前記ＭＬＥの係数を調節することを特徴とす
る請求項１記載の装置。. - 【請求項３】 Vmが１に設定されることを特徴とする請
求項１または２の何れか一項に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP99400319:2 | 1999-02-11 | ||
| EP99400319A EP1028564B1 (en) | 1999-02-11 | 1999-02-11 | Estimation of carrier and sampling frequency offsets in multicarrier receivers |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000244448A true JP2000244448A (ja) | 2000-09-08 |
| JP4533492B2 JP4533492B2 (ja) | 2010-09-01 |
Family
ID=8241874
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000035081A Expired - Fee Related JP4533492B2 (ja) | 1999-02-11 | 2000-02-14 | Ｏｆｄｍ通信システムにおける周波数オフセットの推定装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6198782B1 (ja) |
| EP (1) | EP1028564B1 (ja) |
| JP (1) | JP4533492B2 (ja) |
| CA (1) | CA2298722C (ja) |
| DE (1) | DE69942222D1 (ja) |
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