JP5297502B2 - 無線通信システムにおける搬送波周波数オフセットの推定 - Google Patents

Description

本発明は、一般的には、無線通信システムに関するものであり、より具体的には、無線通信システムにおける搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）を推定することに関するものである。

本出願は、参照により本明細書に組み込まれている、２００２年８月２日に出願した米国仮出願第６０／４００，８１９号の利益を主張するものである。
例えば、無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）システム、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）モデム、デジタル・オーディオ放送（ＤＡＢ）システムなど、多くの無線通信システムは、データ伝送に直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を使用している。電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）８０２．１１規格は、無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）上の媒体アクセス制御を対象とする。ＩＥＥＥ ８０２．１１規格は、参照により本明細書に組み込まれている、「Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔ ｔｏ ＩＥＥＥ Ｓｔａｎｄａｒｄ ｆｏｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｅｘｃｈａｎｇｅ Ｂｅｔｗｅｅｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｌｏｃａｌ Ｍｅｔｒｏｐｏｌｉｔａｎ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ−Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ−Ｐａｒｔ １１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ）ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ）Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ」（１９９９年版）という表題の文書ＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１で定められている。これもまた参照により本明細書に組み込まれている、「Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ５ ＧＨｚ Ｂａｎｄ」という表題のＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１ａ（２０００年２月）、および「Ｆｕｒｔｈｅｒ Ｈｉｇｈｅｒ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｉｎ ｔｈｅ ２．４ ＧＨｚ Ｂａｎｄ」という表題のＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１ｇ（２０００年９月）を含む８０２．１１規格に関係する追加拡張は、それぞれ５ギガヘルツ（ＧＨｚ）と２．４ＧＨｚの周波数帯域でＯＦＤＭ技術を使用するＷＬＡＮシステムに関係する。

ＯＦＤＭシステムは、例えば、Ｒ．Ｗ．Ｃｈａｎｇ「Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ ｂａｎｄ−ｌｉｍｉｔｅｄ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉ−ｃｈａｎｎｅｌ ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」、Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ、第４５巻、１９６６年１２月、１７７５〜１７９６頁で提案されていた。ＯＦＤＭシステムは、直交データの正確な再構成を保証する直交副搬送波を供給する。また、このようなシステムでは、単一搬送波システムに比べて、チャネルのマルチパス歪みおよび選択性フェージングに対する耐性が高い。しかし、ＯＦＤＭシステムは、また、搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）に関する誤差の影響を受けやすい。ＣＦＯは、一般に、復調搬送波周波数が変調搬送波周波数と正確に一致しない場合に発生する。これは、例えば、送信器と受信器におけるドップラー効果または水晶周波数の不一致から生じることがある。ＣＦＯは、本質的に、ＯＦＤＭシンボルの直交性を破壊し、搬送波間干渉（ＩＣＩ）およびシンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす可能性がある。

これまでにＯＦＤＭシステムにおけるＣＦＯ推定および訂正に対しさまざまな手法が提案されてきた。例えば、すべて参照により本明細書に組み込まれている、Ｄｏｎｇ−Ｓｅｏｇ Ｈａｎ、Ｊａｅ−Ｈｙｕｎ Ｓｅｏ、ならびにＪｕｎｇ−Ｊｉｎ Ｋｉｍ「Ｆａｓｔ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、第４７巻、第３号（２００１年８月）、Ｆｕ Ｙａｎｚｅｎｇ、Ｚｈａｎｇ Ｈａｉｌｉｎ、Ｗａｎｇ Ｙｕｍｉｎ「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、３Ｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、２００１年３月、２６〜２８頁（Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ．４７７）、Ｙｕｎ Ｈｅｅ Ｋｉｍ、Ｉｉｃｈｋｏ Ｓｏｎｇ、Ｓｅｏｋｈｏ Ｙｏｏｎ、ならびにＳｏ Ｒｙｏｕｎｇ Ｐａｒｋ「Ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ ｉｔｓ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、第５０巻、第５号（２００１年９月）を参照のこと。

ＣＦＯ誤差の望ましくない効果を補正する試みの中で、ＷＬＡＮ規格では、ＣＦＯを推定するために短いトレーニング・シンボルと長いトレーニング・シンボルを用意している。ほとんどの従来のＯＦＤＭシステムでは、トレーニング中に送信される周期系列を使用する粗いＣＦＯ検出および推定と細かいＣＦＯ検出および推定を採用している。しかし、ＣＦＯの検出誤差が小さいとしても、例えば、信号対雑音比（ＳＮＲ）がかなり低下するなど、システムに対し望ましくない影響が及ぶ可能性がある。
したがって、従来の無線システムに見られるいくつかの問題を被ることなく、無線通信システムにおいてＣＦＯを推定する精度を高める改善された手法が必要である。

米国仮出願第６０／４００，８１９号

「Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔ ｔｏ ＩＥＥＥ Ｓｔａｎｄａｒｄ ｆｏｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｅｘｃｈａｎｇｅ Ｂｅｔｗｅｅｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｌｏｃａｌ Ｍｅｔｒｏｐｏｌｉｔａｎ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ−Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ−Ｐａｒｔ １１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ）ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ）Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ」（１９９９年版）という表題の文書ＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１ 「Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ５ ＧＨｚ Ｂａｎｄ」という表題のＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１ａ（２０００年２月） 「Ｆｕｒｔｈｅｒ Ｈｉｇｈｅｒ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｉｎ ｔｈｅ ２．４ ＧＨｚ Ｂａｎｄ」という表題のＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１ｇ（２０００年９月） Ｒ．Ｗ．Ｃｈａｎｇ「Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ ｂａｎｄ−ｌｉｍｉｔｅｄ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉ−ｃｈａｎｎｅｌ ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」、Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ、第４５巻、１９６６年１２月、１７７５〜１７９６頁 Ｄｏｎｇ−Ｓｅｏｇ Ｈａｎ、Ｊａｅ−Ｈｙｕｎ Ｓｅｏ、ならびにＪｕｎｇ−Ｊｉｎ Ｋｉｍ「Ｆａｓｔ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、第４７巻、第３号（２００１年８月） Ｆｕ Ｙａｎｚｅｎｇ、Ｚｈａｎｇ Ｈａｉｌｉｎ、Ｗａｎｇ Ｙｕｍｉｎ「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、３Ｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、２００１年３月、２６〜２８頁（Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ．４７７） Ｙｕｎ Ｈｅｅ Ｋｉｍ、Ｉｉｃｈｋｏ Ｓｏｎｇ、Ｓｅｏｋｈｏ Ｙｏｏｎ、ならびにＳｏ Ｒｙｏｕｎｇ Ｐａｒｋ「Ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ ｉｔｓ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、第５０巻、第５号（２００１年９月） Ｓｔｅｖｅ Ｈａｌｆｏｒｄ、Ｋａｒｅｎ Ｈａｌｆｏｒｄ、およびＭａｒｋ Ｗｅｂｓｔｅｒ「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＨＲｂ Ｐｒｏｐｏｓａｌｓ ｉｎ ｔｈｅ ｐｒｅｓｅｎｃｅ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ」、ＩＥＥＥ ８０２．１１−００／２８２ｒ２（２０００年９月）

本発明は、例えば、ＷＬＡＮなどの無線通信システムにおけるＣＦＯ推定を改善するための手法を確立する。本発明の手法は、無線通信システムと関連するＯＦＤＭ受信器で実装することができ、本発明の一態様により、データ・モードＣＦＯ追跡方法を含む。本発明のＣＦＯ推定手法は、特にマルチパス環境において、従来のＣＦＯ推定方式に比べて優れたパフォーマンスを示す。

本発明の一実施形態によれば、ＯＦＤＭ受信器は、シンボルのうちの少なくとも１つが基準シンボルである複数のシンボルを含むパスバンド信号を受信し、そのパスバンド信号をベースバンド信号に変換するように構成可能な復調器、ベースバンド信号を受信し、第１の制御信号に応答してベースバンド信号の位相を修正するように構成可能なＣＦＯ補正回路、ＣＦＯ補正回路からのベースバンド信号を周波数領域コンステレーションに変換するように構成可能な変換回路、周波数領域コンステレーションを受け取り、少なくとも一部基準シンボルに基づき周波数領域コンステレーションを修正するように構成可能な等化器、およびフィードバック構成で等化器の出力とＣＦＯ補正回路との間に動作可能に結合されたＣＦＯ推定回路を備える。ＣＦＯ推定回路は、等化器から受け取った少なくとも２つのシンボルの間の位相誤差の差を測定し、その測定された移相誤差の差を表す第１の制御信号を発生するように構成可能である。
本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、例示されている実施形態の以下の詳細な説明を添付図面と併せ読めば、明らかになるであろう。

本発明の例示されている実施形態による、本発明の手法が実装されるＯＦＤＭシステムの実施例を示すブロック図である。 ＷＬＡＮトレーニング・シーケンスの少なくとも一部を示す図である。 本発明による、マルチパス・チャネル内の受信器の信号対雑音比（ＳＮＲ）の比較結果を示すグラフである。 本発明による、所定のＣＦＯの大きさに対する受信器のＳＮＲおよびチャネルＳＮＲの比較結果を示すグラフである。

本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１準拠の直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）無線通信システムに関して本明細書で説明される。しかし、本発明は、この無線通信システムまたは特定の無線通信システムに限られないことは理解されるであろう。むしろ、本発明は、より一般的に、無線通信システムにおけるＣＦＯ推定を改善する手法に適用可能である。また、ＩＥＥＥ８０２．１１規格とともに使用することに対し特に適合しているが、本発明は、他の規格、さらには非標準システムでも使用できる。

図１は、本発明の手法が実装されているＯＦＤＭシステム１００の実施例を示している。ＯＦＤＭシステム１００の実施例は、通信チャネル１０４を介して信号を受信器１０６に送信するように構成可能な送信器１０２を備える。送信器１０２および受信器１０６は、例えばＷＬＡＮモデムなどに組み込んで一体化することができ、また送信モード、受信モード、またはその両方のモードで動作するように構成可能であることは理解されるであろう。本明細書で使用されている「通信チャネル」という用語は、例えば、携帯電話、無線周波数（ＲＦ）、マイクロ波、衛星などの無線通信リンクを含むことが意図されており、また、例えば、電話、ケーブル、光ファイバなどの専用通信回線を含むこともできる。チャネルに対してあるデータ転送速度を関連付けることができ、この転送速度により、その特定の媒体上で１秒間に送信できるサンプル数が決まる。当業者であれば理解するように、例えば、マルチプレクサを使用することにより、低速のチャネルを単一の高速のチャネルに組み込むことができる。同様に、例えば、デマルチプレクサを使用することにより、低速のチャネルを高速のチャネルから抽出することができる。

説明を簡単にするため、例示されている送信器１０２は、送信器の入力に結合されている直交振幅変調（ＱＡＭ）ブロック１０８、ＱＡＭブロック１０８に結合されている逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック１１０、ＩＦＦＴブロック１１０に結合されているサイクリック・プレフィックス（ＣＰ）符号器（Ａｄｄ ＣＰＰ）１１２、ＣＰ符号器１１２に結合されている変調器１１４、および変調器１１４に結合されている実成分（Ｒｅ｛｝）ブロック１１６を含む、機能ブロックに関して説明することができる。ブロック１１６の出力が送信器１０２の出力を形成する。送信器１０２は、データ・ソースからペイロード・データを含んでいる可能性のある入力サンプルＤＩＮを受信するように構成可能であることが好ましい。別の機能ブロックとして示されているが、送信器１０２を含むブロックのうち１つまたは複数の少なくとも一部を１つまたは複数の他の機能ブロックと組み合わせ、かつ／または統合することができ、組み合わせた機能ブロックのいくつかの部分を共有できることも、当業者であれば理解するであろう。

送信器１０２のように、例示されている受信器１０６は、受信機の入力に結合されている復調器１１８、復調器１１８の出力に結合されているフィルタ１２０、フィルタ１２０の出力に結合されているロータ・ブロック１２６、ロータ１２６の出力に結合されているＣＰ復号器（Ｒｅｍｏｖｅ ＣＰ）１２８、ＣＰ復号器１２８の出力に結合されている高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック１３０、ＦＦＴブロック１３０の出力に結合されている周波数領域等化器（ＦＤＱ）１３２、ＦＤＱ１３２の出力に結合されているスライサ１３４、好ましくは受信器１０６の出力を形成するＦＤＱの出力、およびＦＤＱ１３２の出力とロータ１２６との間のフィードバック構成に結合されているＣＦＯ推定器１２４を含む、機能ブロックに関して説明することができる。ＣＦＯ推定器１２４およびロータ１２６は、本発明の一態様により、ＣＦＯ補償器１２２の実施例を形成する。受信器１０６からのデータ出力ＤＯＵＴは、送信器１０２に渡された元のデータ入力ＤＩＮと実質的に一致することが好ましい。別の機能ブロックとして示されているが、受信器１０６を含むブロックのうち１つまたは複数の少なくとも一部を１つまたは複数の他の機能ブロックと組み合わせ、かつ／または統合することができ、組み合わせた機能ブロックのいくつかの部分を共有できることも、当業者であれば理解するであろう。

送信器側では、入力サンプルＤＩＮは、ＱＡＭブロック１０８に供給され、そこで、例えば、１６ビットＱＡＭ（１６−ＱＡＭ）、または６４ビットＱＡＭ（６４−ＱＡＭ）複素信号コンステレーション（つまり、位相器またはベクトル表現）上にマッピングされる。例えば、二相位相変調方式（ＢＰＳＫ）または直交位相変調方式（ＱＰＳＫ）などの他のマッピング方式も同様に考えられる。ＱＡＭブロック１０８は、順次搬送波列（例えば、６４−ＱＡＭの場合は６４個の搬送波）を生成し、これを、ＩＦＦＴブロック１１０に供給される、ＯＦＤＭシンボルＸ（ｋ）と呼ぶことができる。ＩＦＦＴブロック１１０は、ＯＦＤＭシンボルＸ（Ｋ）を受け取り、以下の式に従って、対応する時間領域系列ｘ（ｎ）に変換する。

ただし、ｎはサンプル数であり、Ｎは１以上の整数である。送信器１０２は、さらに、ＱＡＭブロック１０８とＩＦＦＴブロック１１０との間で接続され動作するトレリス符号器（図に示されていない）を備えることもできる。

ＣＰ符号器１１２は、ＩＦＦＴブロック１１０により生成された時間領域系列ｘ（ｎ）を受け取り、通常はシンボル間干渉（ＩＳＩ）を低減するために使用されるＣＰを追加する。ＣＰ符号器１１２は、一般に、系列内の先頭ｍ個のワードをコピーし、そのｍ個のワードを系列の末尾に付加し、送信データ系列を生成する。ｍの値は、採用されているデータ伝送規格に対応する０よりも大きい固定された整数である。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａおよび８０２．１１ｇ規格によれば、ｍは、通常、６４である。その後、ベースバンド送信データ・サンプルｘ（ｔ）は、変調器ブロック１１４において搬送波周波数ｆｃでサンプルを変調することにより、パスバンド信号に変換される。ブロック１１６では、パスバンド信号の虚数成分（Ｉｍ｛｝）を除去し、それにより、チャネル１０４上で伝送する信号の実成分（Ｒｅ｛｝）を残す。信号の虚数成分は、例えば、信号の位相を９０度だけずらすことにより除去することができ、したがって、ブロック１１６は、移相器を備えることができる。送信信号ｓ（ｔ）は以下の形式をとる。

ただし、ｘ（ｔ）は、ｘ（ｎ）の時間領域表現であり、ω_ｃはラジアンを単位とする搬送波周波数（つまり、ω_ｃ＝２πｆｃ）である。

ＣＦＯは、一般に、信号が送信された後に導入されるため、ＣＦＯ推定方法では、通常、送信器ではなく受信器に重点を置く。その結果、当業者であれば周知のように、送信器１０２は、従来のＯＦＤＭ送信器により実装することができる。したがって、本明細書では、送信器１０２の動作の詳細な説明を行わない。

受信器側では、送信サンプルを含む受信信号ｒ（ｔ）は、復調器１１８により、ｘ（ｔ）を取得するために送信器１０２で使用されているのと同じ搬送波周波数ｆｃを使用して、パスバンドからベースバンドにダウンコンバートされる。受信信号ｒ（ｔ）は以下の形式をとる。

ベースバンド信号は、すでに述べたように、復調器１１８の出力およびＣＦＯ推定器１２４に結合されるロータ・ブロック１２６を備えることができる、ＣＦＯ補償器１２２に供給されることが好ましい。ＣＦＯ補償器１２２の実施例は、復調器１１８からベースバンド信号を受信し、ＣＦＯ推定器１２４により生成されるＣＦＯ推定信号に応答してベースバンド信号の位相を修正するように構成可能である。ＣＦＯ推定信号は、以下で詳しく説明するように、受信信号内に存在するＣＦＯの推定を表す。本発明の一態様によれば、ＣＦＯ推定信号は送信器搬送波と受信器搬送波との間の位相オフセットを表すデジタル値を含む。ロータ・ブロック１２６は、推定されたＣＦＯに実質的に等しい量だけ所与のシンボルの位相を動作可能に回転する移相器を備えることができる。

受信器１０６の実施例は、復調器１１８とＣＦＯ補償器１２２との間に結合され動作するフィルタ１２０を備えることもできる。フィルタ１２０は、ローパス・フィルタを備えることができ、復調器１１８からベースバンド信号を受信し、その受信信号の中に存在する可能性のある帯域外ガウス雑音成分を実質的に除去するように構成可能であることが好ましい。

ＣＦＯ補償器１２２の出力は、例えば、すでに述べたように、系列から最後のｍ個のワードを除去することなどにより、受信した系列からサイクリック・プレフィックスを剥ぎ取るＣＰ復号器１２８に供給されるが、ただし、ｍはＩＥＥＥ ８０２．１１ａおよび８０２．１１ｇ 規格に従って、通常、６４である。特定の復号方法に限られないが、ＣＰ復号器１２８は、送信器１０２で使用されるＣＰ符号化方式に実質的に合致していることが好ましい。

理想的チャネル応答を仮定すると、受信器は、以下の式により、ＣＰ復号器１２８からサンプルのＦＦＴをブロック１３０において計算することにより元のサンプルＸ（ｋ）を求めるように構成することができる。

これにより、Ｘ（−Ｎ／２）．．．Ｘ（０），Ｘ（１），Ｘ（２）．．．Ｘ（Ｎ／２）が得られる。しかし、理想的チャネル応答は、あるとしても滅多に実現できない。さらに、受信信号を復調するために受信器１０６で使用する搬送波周波数は、多くの場合、送信される信号を変調するために送信器１０２により使用される搬送波周波数に正確には一致せず、したがってオフセットが生じる。そこで、チャネル応答の特性および送信器１０２と受信器１０６との間の搬送波周波数の不一致の結果として、いくつかの非理想的な成分が受信信号の中に持ち込まれる。

チャネル応答の等価なベースバンド表現をｈ（ｎ）であると仮定し、またＨ（ｋ）はｈ（ｎ）のＦＦＴであると仮定すると、チャネル１０４に通した後、実際の受信したサンプルｙ（ｎ）は以下の式で表すことができる。

ただし、ｗ（ｎ）は、白色ガウス雑音であり、εは搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）である。すでに述べたように、本発明は、ＯＦＤＭ受信器がＣＦＯの望ましくない効果をより効果的に補正できるようにＣＦＯを正確に推定することを追求している。
ｙ（ｎ）のＦＦＴがＹ（ｒ）で表され、ｗ（ｎ）のＦＦＴがＷ（ｒ）で表されると仮定すると、Ｙ（ｒ）は、以下の式で表すことができる。

上の式（６）では、ＩＣＩ（ｒ，ε）の項は、主にＣＦＯにより引き起こされる搬送波間干渉を表す。ＩＣＩ（ｒ，ε）の項は、以下の式で表すことができる。

ＦＦＴブロック１３０からの出力サンプルは、ＦＤＱ１３２に供給され、そこでさらに処理することができる。従来の周波数領域等化器または代替回路により実装することができるＦＤＱは、１つまたは複数の受信したトレーニング・シンボルを対応する予想シンボルと比較することにより、チャネル１０４により持ち込まれるチャネル・ヌルおよび／または他の非線形特性を補正する。その後、ＦＤＱは、受信シンボルの位相を予想シンボルに実質的に一致するように動作可能な形でずらすことによりチャネル・ヌルを補正する。

ＯＦＤＭ受信器１０６の実施例では、ＦＤＱ１３２の出力は、例えば、ＱＡＭ復調器を備えることができる、スライサ１３４に供給される。スライサ１３４により使用される復調方式は、送信器１０２のＱＡＭブロック１０８で使用される変調方式に実質的に合致することが好ましい。スライサ１３４は、本質的に、所与の受信シンボルを見つけて、予想されるコンステレーション内で最も近いサンプルの一致を判別するという動作をする。その結果得られる出力は、送信器１０２に送られる元の入力データ・ストリームＤＩＮに一致するのが理想的であるデータ・ストリームＤＯＵＴを含む。ＦＤＱ１３２の出力は、さらに、ＣＦＯ推定器１２４に結合し、ＣＦＯ推定器１２４がフィードバック構成の受信器１０６の実施例内で動作可能に接続することができる。トレリス符号器が送信器１０２内に採用されていると仮定すると、受信器１０６の実施例は、さらに、ＦＤＱ１３２とスライサ１３４との間に動作可能に接続されるビタビ復号器（図に示されていない）を備えることもできる。

次に、本発明の一実施形態によるＣＦＯを推定する方法について説明する。ＣＦＯ推定は、一般に、受信器側で実行されるため、本明細書では、図１に例示されているＯＦＤＭ受信器１０６に関して本発明のＣＦＯ推定手法を説明する。

すでに説明したように、ＣＦＯ補償器１２２は、ロータ・ブロック１２６に動作可能に結合されたＣＦＯ推定器１２４を含む。ＣＦＯ推定器１２４は、ＦＤＱ１３２の出力を受信し、受信された信号に存在するＣＦＯの推定を判別するように構成可能であることが好ましい。ＣＦＯ推定値は、所与のシンボルの位相を回転することによりＣＦＯを実質的に補正するロータ１２６に供給される。本明細書では、ＣＦＯ推定のための３つの方法、つまり、時間領域相関、位相オフセット推定、およびパイロット・トーン・ベースの推定について説明する。

時間領域相関は、本発明の位相オフセットＣＦＯ推定方法とともに使用することにより、さらに改善を進めることができる。時間領域相関は、粗いＣＦＯ推定のトレーニング・モードの際に使用され、その場合、短いトレーニング・シンボルと長いトレーニング・シンボルが送られる。ベースバンド・サンプリング周波数がＦ_ｓで、サンプリング周期がＴ_ｓの場合、Ｔ_ｓ＝１／Ｆ_ｓかつｔ＝ｎＴ_ｓであり、ｎはサンプル数である。実質的にフラットなチャネル応答を仮定すると、受信サンプルｙ（ｔ）は以下の式で表すことができる。

ただし、ｘ（ｎＴ_ｓ）は、送信サンプルｘ（ｔ）を表す。φ＝ｐＦ_ｃ／Ｆ_ｓとし、Ｆ_ｃは搬送波周波数、ｐは百万分の一（ｐｐｍ）単位で表したＣＦＯ、εは周波数オフセット（ε＝ｐＦ_ｃ）である。φを上の式（８）に代入すると、以下の式が得られる。
ｙ（ｎＴ_ｓ）＝ｘ（ｎＴ_ｓ）ｅ^{（−ｊφｎ）} （９）
短いトレーニング期間に、所与のシンボルについて周期Ｎでサンプルを繰り返すが、ただし、ＩＥＥＥ８０２．１１ａおよび８０２．１１ｇ規格に関しては、Ｎ＝１６である（つまり、１シンボル当たり１６サンプル）。量（ｎ＋Ｎ）を上の式（９）に代入すると、以下の式が得られる。
ｙ（（ｎ＋Ｎ）Ｔ_ｓ）＝ｘ（（ｎ＋Ｎ）Ｔ_ｓｅ^{（−ｊφ（ｎ＋Ｎ））} （１０）
＝ｙ（ｎＴ_ｓ）ｅ^{（−ｊφＮ）}

ベクトルＲ_ｙｙ’の角度は以下のように定義できる。

上の式（１３）を整理すると、ＣＦＯ推定φは以下のように表される。

受信器１０６の実施例のロータ・ブロック１２６はこの粗いＣＦＯ推定を本発明の位相オフセット推定手法の出発点として使用することが好ましいが、トレーニング・モード中に送信されるトレーニング・シンボルは、一般的に短すぎて、正確なＣＦＯ推定が得られない。

次に、本発明の一実施形態による位相オフセット推定方法の実施例について説明する。ＣＦＯ推定器１２４で実行できる位相オフセット推定方法の実施例は、ＣＦＯをより正確に推定するために周波数領域で使用される。さらに、位相オフセット推定手法の実施例は、一般的に持続時間の長い送信データ・シンボルに基づくことができ、したがって、より正確なＣＦＯ推定を行うことができる。さらに、位相オフセット方法は、追加トレーニング・シンボルを必要としないので、データ・スループットを高めることができて都合がよい。
フラットなチャネル応答を仮定すると、受信サンプルｙ（ｎＴ_ｓ）は以下の式で表すことができる。
ｙ（ｎＴ_ｓ）＝ｘ（ｎＴ_ｓ）ｅ^{（−ｊφｎ）} （１５）
Ｎが１シンボル当たりのサンプル数である場合、
ｙ（（ｎ＋Ｎ）Ｔ_ｓ）＝ｘ（（ｎ＋Ｎ）Ｔ_ｓ）ｅ^{（−ｊφ（ｎ＋Ｎ））} （１６）
上の式（１６）で、量（−φＮ）は位相誤差の変化を表す。したがって、ＣＦＯは、好ましくは連続する少なくとも２つのシンボルの間の位相誤差の差を測定することにより計算することができる。φ（ｉ）を以下のように定義する。

使用されるすべての副搬送波にわたって平均をとった位相オフセットφは、以下の式で表すことができる。

ただし、Ｌは使用される副搬送波の総数である。

要するに、ＣＦＯ推定器１２４の実施例は、ＦＤＱ１３２により生成されたサンプルを受け取り、予想データと受信データとの間の位相誤差の差を計算するということである。ＣＦＯ推計器１２４は、第１のシンボルに対する位相誤差および後続のシンボルに対する位相誤差を計算し、２つの位相誤差の差に少なくとも部分的に基づきＣＦＯ推定値を計算するように構成されることが好ましい。ＣＦＯ補償器１２２に備えられているロータ・ブロック１２６では、応答として位相オフセットの平均推定値を使用し所与のシンボルの位相を修正する。

ロータ・ブロック１２６は、ｅ^ｊφｎで与えられる単純な回転フェーザを含むことができる。受信サンプルｒ（ｎ）にフェーザｅ^ｊφｎを掛けて、実質的に周波数オフセットを補正する修正されたサンプルｒ’（ｎ）を生成する。そこで、修正されたサンプルｒ’（ｎ）は、以下の式で表すことができる。
ｒ’（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅ^{（ｊφｎ）} （１９）

受信器１０６の実施例は、データ・モードでは、本発明の位相オフセットＣＦＯ推定手法とともにパイロット・トーン・ベースの推定方法を使用することにより、さらに改善を進めることができる。パイロット・トーン推定方法の実施例では、位相誤差を使用する代わりに、知られている疑似ランダム・パイロット信号の最大尤度（ＭＬ）推定を使用して、位相誤差を計算する。ＣＦＯの項εは、誤差ベクトルの角度に基づいて計算することができる。この場合、回転角度εは、ＣＦＯ補償器１２２にフィードバックされ、周波数オフセットを補正する。

ＩＥＥＥ８０２．１１ ＷＬＡＮシステムに関しては、ＣＦＯの効果を低減するために、通常、短いトレーニング・シンボルと長いトレーニング・シンボルとが送信される。図２は、ＩＥＥＥ８０２．１１規格による複数のシンボルを含む送信系列２００を例示する図である。送信系列２００は、短いシンボル部分２０２、長いシンボル部分２０４、信号部分２０６、およびデータ部分２０８を含む。短いシンボル、つまり、ｔ１からｔ１０は、自動利得制御（ＡＧＣ）トレーニング、フレーム同期、および粗いＣＦＯ推定に使用することができる。それぞれの短いシンボルは、一般に、互いに重ね合わされた４つの正弦波を含む。第１のシンボルｔ１は、マルチパス歪みにより破損することが多いため、一般的には破棄される。残りの９個の短いシンボルｔ２〜ｔ１０は、粗いＣＦＯ推定に使用され、例えば、すでに説明したように、時間領域相関方法を使用する。

長いシンボルＴ１およびＴ２の前に、通常ガード・インターバル（例えば、ＧＩ）のサイズの２倍であるカード・インターバルＧＩ２が付く。本質的に長いトレーニング・シンボルＴ１およびＴ２に対するサイクリック・プレフィックスであるガード・インターバルＧＩ２は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を低減する（ＩＳおよびシンボルＴ１、Ｔ２は、精密なＣＦＯ推定に使用できる）。通常、ＧＩ２は、２回繰り返されたシンボルＴ１の前半を含み、シンボルＴ１は、一般的には、シンボルＴ２と同じである。同様に、送信系列２００の信号部分２０６およびデータ部分２０８は、サイクリック・プレフィックスＧＩを含む。

図１に示されている受信器１０６のフィルタ１２０は、シンボル同期を判別するために使用できる照合フィルタを備えることができる。シンボル同期およびＡＧＣ計算の後、連続する期間（例えば、ｔ２とｔ３）の間の相互相関を使用してＣＦＯを推定することができる。

送信系列２００の短いシンボル部分２０２を使用する短いトレーニング期間では、ＣＦＯの初期推定値φは、時間領域相関法および式（１４）を使用することにより計算することが好ましいが、他の推定方法も使用できる。送信系列２００の長いシンボル部分２０４を使用する長いトレーニング期間では、受信器は長いシンボルＴ１およびＴ２を使用して、精密なＣＦＯ推定を実行し、周波数領域イコライゼーションを計算することができる。粗いＣＦＯ推定を計算するために使用された式（１４）を使用して精密なＣＦＯ推定を計算することもできるが、長いシンボルは６４個のサンプルを含むので、Ｎは６４に設定される。この値を粗オフセットに加え、図１の受信器１０６の実施例のＣＦＯ補償器１２２により使用されるより正確な初期ＣＦＯ推定結果を得ることができる。

すでに説明されている本発明の位相オフセット推定方法によれば、２つの隣接するシンボルの各副搬送波の間の位相誤差を使用して、残留位相誤差を計算し、より正確なＣＦＯ推定値を求めることが好ましい。これらの副搬送波の間の位相誤差の平均をとることで、対応する隣接するシンボル間の位相誤差の推定値を求め、式（１７）を使用して、ＣＦＯ推定値を計算する。この推定値を時間領域相関および／またはパイロット・トーン・ベースの推定値を使用して求めたＣＦＯ推定値に加え、これを受信器１０６（図１を参照）のＣＦＯ補償器１２２内のロータ・ブロック１２６で使用してＣＦＯを補正する。本発明の好ましい一実施形態によれば、データ伝送および／またはパイロット・トーン・ベースの推定に使用される副搬送波のみが位相オフセットの推定に使用される。位相オフセットの平均をとると、従来のＣＦＯ推定方法に比べて高品質のＣＦＯ推定が得られる。というのは、副搬送波の一部が少なくとも部分的にマルチパス歪みによって引き起こされるスペクトル・ヌル内に存在している場合があるからである。

パイロット・トーン・ベースのＣＦＯ推定方式は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格による知られている疑似ランダム系列のＤＰＳＫ変調を使用して送信される４つのパイロット・トーンに依存する。これら４つのパイロット・トーンは、チャネル−７、−２１、７、および２１を占有し、あらゆるデータ・シンボルとともに送信される。すでに説明したように、受信器では、パイロット・トーン・ベースの推定を使用して、パイロット・トーンに基づき位相誤差を推定し、そこからＣＦＯを計算する。それぞれの受信したパイロット・トーンの位相誤差が計算され、４つのトーンについて誤差の平均が取られる。その後、ＣＦＯ補償器１２２（図１を参照）内のロータ・ブロック１２６でＣＦＯ推定を使用して、所与のシンボルの位相をしかるべく調整し、ＣＦＯ誤差を補正する。しかし、パイロット・トーン・ベースのＣＦＯ推定方式だと、５２個の使用可能なトーンのうち４つを使用するため、データ・ペイロードが低下する。これは、データ・スループットの約８％の低下に対応する。図３および４を参照しながら、パイロット・トーン・ベースのＣＦＯ推定および位相オフセットＣＦＯ推定の比較結果を以下で説明する。

シミュレーション結果の例
図３および４は、パイロット・トーン・ベースの推定および位相オフセット推定を比較するシミュレーション結果例のグラフである。図１で説明されているＯＦＤＭシステム１００の実施例を使用して、シミュレーションを行った。セクション４で説明したような短いトレーニング・シンボルが送信された後、長いトレーニング・シンボルが続いた。この後に、データ・シンボルが続いた。位相雑音は無視できるくらい小さいと仮定され、またシンボル・タイミングは正確であると仮定される。チャネル・モデルについては、Ｓｔｅｖｅ Ｈａｌｆｏｒｄ、Ｋａｒｅｎ Ｈａｌｆｏｒｄ、およびＭａｒｋ Ｗｅｂｓｔｅｒ「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＨＲｂ Ｐｒｏｐｏｓａｌｓ ｉｎ ｔｈｅ ｐｒｅｓｅｎｃｅ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ」、ＩＥＥＥ ８０２．１１−００／２８２ｒ２（２０００年９月）で説明されている。加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）をチャネルに加えたが、加えられた雑音の量はチャネルＳＮＲと呼ばれる。シミュレーションには、固定点ＦＦＴおよびＩＦＦＴモデルが使用された。受信器のＳＮＲは、以下の式を使用して計算した。

ただし、ｅは誤差ベクトルであり、Ｓは受信信号である。

図３は、二乗平均平方根（ＲＭＳ）遅延スプレッドＴ_ＲＭＳが５０ナノ秒（ｎｓ）であるマルチパスの存在下での位相オフセット・ベースＣＦＯ推定方法とパイロット・トーン・ベースのＣＦＯ推定方法との比較を示している。ＲＭＳ遅延スプレッドは、チャネル内のマルチパス・スプレッドの尺度である。図から明らかなように、方法は両方とも、ＳＮＲが３０ｄＢ未満になるまで同様に実行される。３０ｄＢで、かつコンステレーションのサイズ未満の場合、パイロット・トーンの方法でサポートしているのは６４−ＱＡＭであったが、位相オフセット・ベースの方法でサポートできるのは、１６−ＱＡＭであった、

図４は、Ｔ_ＲＭＳが１５０ｎｓのマルチパスの存在下での位相オフセット・ベースのＣＦＯ推定およびパイロット・トーン・ベースのＣＦＯ推定に関する受信器のパフォーマンスを比較した図である。（例えば、約３０デシベル（ｄＢ）を越える）高いチャネルＳＮＲの場合、位相オフセット法は、パイロット・トーン・ベースの方法よりも優れている。これは、少なくとも部分的に、パイロット・トーンはチャネルのスペクトル・ヌルの悪影響を受けるが、位相オフセット法ではすべての副搬送波が影響を受けるわけではないという事実によるものである。

本明細書で説明されているように本発明の方法を実施するための回路は、少なくとも部分的に、複数のそのような回路を含むことができる、半導体デバイスで実装することができることは理解されるであろう。さらに、回路の一部は、例えば、当業者であれば理解するように、本発明の複数の方法を実装するためチップ・セット内で互いに連携して動作するように構成可能な２つ以上の半導体デバイスで実装することができる。

本発明の例示されている実施形態は、本明細書では、付属の図面を参照しながら説明されているが、本発明は、それらの正確な実施形態に制限されるわけではなく、また、当業者であれば、付属の請求項の範囲から逸脱することなく、さまざまな他の変更および修正も可能であることは理解するであろう。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１以外の規格（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５）とともに、またさらには、非標準アプリケーションにおいて使用することができる。さらに、例示されている実施形態を説明する状況において、上で行った特定の仮定も、本発明の要求条件として解釈すべきではなく、他の実施形態で適用する必要はない。

Claims (10)

1. 直交周波数分割多重受信器であって；
   パスバンド信号を受信し、前記パスバンド信号をベースバンド信号に変換するように構成可能な復調器であって、前記パスバンド信号は１つ若しくはそれ以上の短いトレーニング・シンボル、１つ若しくはそれ以上の長いトレーニング・シンボル、および少なくとも１つの基準シンボルを含む復調器と；
   前記ベースバンド信号を受信し、第１の制御信号に応答して前記ベースバンド信号の位相を修正するように構成可能な搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）補正回路と；
   前記ＣＦＯ補正回路からの前記ベースバンド信号を周波数領域コンステレーションに変換するように構成可能な変換回路と；
   前記周波数領域コンステレーションを受け取り、前記基準シンボルに少なくとも部分的に基づき前記周波数領域コンステレーションを修正するように構成可能な等化器と；
   フィードバック構成で前記等化器の出力と前記ＣＦＯ補正回路との間に動作可能に結合されるように構成されたＣＦＯ推定回路であって、
   前記ＣＦＯ推定回路は荒いＣＦＯ推定を得るために前記１つ若しくはそれ以上の短いトレーニング・シンボルを用いて時間領域相関を実行するＣＦＯ推定回路であって、前記短いトレーニング・シンボルの所与の１つは２つ若しくはそれ以上の期間、繰り返される複数のサンプルを含み、前記荒いＣＦＯ推定は、前記２つ若しくはそれ以上の期間の第１の期間における前記複数のサンプルの所与の１つの位相誤差推定と、前記２つ若しくはそれ以上の期間の第２の期間における前記複数のサンプルの前記所与の１つの位相誤差推定との少なくとも一部に基づき決定され、
   前記ＣＦＯ推定回路は精密なＣＦＯ推定を得るために前記１つ若しくはそれ以上の長いトレーニング・シンボルを用いて位相オフセット推定を実行し、前記精密なＣＦＯ推定は、前記等化器から受信した少なくとも２つの長いトレーニング・シンボルの間の位相誤差の差を測定することの少なくとも一部に基づき決定され、
   前記ＣＦＯ推定回路は前記位相誤差の差を表す前記第１の制御信号を発生し、前記第１の制御信号は前記荒いＣＦＯ推定および前記精密なＣＦＯ推定の少なくとも一部に基づき決定される、ＣＦＯ推定回路と；
   を備える直交周波数分割多重受信器。
2. 前記等化器から受け取った前記少なくとも２つのシンボルが、連続するシンボルを含む請求項１に記載の受信器。
3. 前記変換回路が、高速フーリエ変換回路を備える請求項１に記載の受信器。
4. 前記ＣＦＯ補正回路が、前記第１の制御信号を受信し、シンボルの位相を前記位相誤差の差に実質的に等しい量だけずらすように構成可能なロータを備える請求項１に記載の受信器。
5. 前記復調器と前記ＣＦＯ補正回路との間に結合され、前記受信パスバンド信号に関連する帯域外ガウス雑音成分を実質的に除去するように構成可能なフィルタをさらに備える請求項１に記載の受信器。
6. 前記ＣＦＯ補正回路と前記等化器との間に動作可能に結合され、前記受信パスバンド信号内の各シンボルの末尾から所定の数のワードを除去するように構成可能なサイクリック・プレフィックス（ＣＰ）復号器をさらに備える請求項１に記載の受信器。
7. 前記等化器の前記出力に結合され、所与のシンボルに対応する信号コンステレーションを測定し、予想されたコンステレーションのデータ・サンプルと前記測定された信号コンステレーションのサンプルとの間の最近一致を判別し、前記最近一致を表すサンプルを含む出力データ・ストリームを生成するように構成可能なスライサ回路をさらに備える請求項１に記載の受信器。
8. 前記第１の制御信号が、前記予想されたコンステレーションの前記データ・サンプルと前記測定された信号コンステレーションの前記サンプルとの間の差に少なくとも部分的に基づく請求項７に記載の受信器。
9. 無線通信システムで搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）を推定するための方法であって：
   １つ若しくはそれ以上の短いトレーニング・シンボル、１つ若しくはそれ以上の長いトレーニング・シンボル、および少なくとも１つの基準シンボルを含むパスバンド信号を受信するステップと；
   前記パスバンド信号をベースバンド信号に変換するステップと；
   前記ベースバンド信号を周波数領域コンステレーションに変換するステップと；
   前記基準シンボルに少なくとも部分的に基づき前記周波数領域コンステレーションを修正するステップと；
   荒いＣＦＯ推定を得るために前記１つ若しくはそれ以上の短いトレーニング・シンボルを用いて時間領域相関を実行するステップであって、前記短いトレーニング・シンボルの所与の１つは２つ若しくはそれ以上の期間、繰り返される複数のサンプルを含み、前記荒いＣＦＯ推定は、前記２つ若しくはそれ以上の期間の第１の期間における前記複数のサンプルの所与の１つの位相誤差推定と、前記２つ若しくはそれ以上の期間の第２の期間における前記複数のサンプルの前記所与の１つの位相誤差推定との少なくとも一部に基づき決定されるステップと；
   精密なＣＦＯ推定を得るために前記１つ若しくはそれ以上の長いトレーニング・シンボルを用いて位相オフセット推定を実行するステップであって、前記精密なＣＦＯ推定は、等化器から受信した少なくとも２つの長いトレーニング・シンボルの間の位相誤差の差を測定することの少なくとも一部に基づき決定されるステップと；
   前記位相誤差の差を表す第１の制御信号を発生するステップであって、前記第１の制御信号は前記荒いＣＦＯ推定および前記精密なＣＦＯ推定の少なくとも一部に基づき決定されるステップと；
   前記第１の制御信号に応答して前記ベースバンド信号の位相を修正するステップとを含む方法。
10. 無線通信システムで搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）を推定する半導体デバイスであって：
    パスバンド信号を受信し、前記パスバンド信号をベースバンド信号に変換するように構成可能な復調器であって、前記パスバンド信号は１つ若しくはそれ以上の短いトレーニング・シンボル、１つ若しくはそれ以上の長いトレーニング・シンボル、および少なくとも１つの基準シンボルを含む復調器と；
    前記ベースバンド信号を受信し、第１の制御信号に応答して前記ベースバンド信号の位相を修正するように構成可能な搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）補正回路と；
    前記ＣＦＯ補正回路からの前記ベースバンド信号を周波数領域コンステレーションに変換するように構成可能な変換回路と；
    前記周波数領域コンステレーションを受け取り、前記基準シンボルに少なくとも部分的に基づき前記周波数領域コンステレーションを修正するように構成可能な等化器と；
    フィードバック構成で前記等化器の出力と前記ＣＦＯ補正回路との間に動作可能に結合されるＣＦＯ推定回路であって、
    前記ＣＦＯ推定回路は荒いＣＦＯ推定を得るために前記１つ若しくはそれ以上の短いトレーニング・シンボルを用いて時間領域相関を実行し、前記短いトレーニング・シンボルの所与の１つは２つ若しくはそれ以上の期間、繰り返される複数のサンプルを含み、前記荒いＣＦＯ推定は、前記２つ若しくはそれ以上の期間の第１の期間における前記複数のサンプルの所与の１つの位相誤差推定と、前記２つ若しくはそれ以上の期間の第２の期間における前記複数のサンプルの前記所与の１つの位相誤差推定との少なくとも一部に基づき決定され、
    前記ＣＦＯ推定回路は精密なＣＦＯ推定を得るために前記１つ若しくはそれ以上の長いトレーニング・シンボルを用いて位相オフセット推定を実行し、前記精密なＣＦＯ推定は、前記等化器から受信した少なくとも２つの長いトレーニング・シンボルの間の位相誤差の差を測定することの少なくとも一部に基づき決定され、
    前記ＣＦＯ推定回路は前記位相誤差の差を表す前記第１の制御信号を発生し、前記第１の制御信号は前記荒いＣＦＯ推定および前記精密なＣＦＯ推定の少なくとも一部に基づき決定される、ＣＦＯ推定回路と；
    を備える半導体デバイス。

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