JP2004032748A - 直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化技術 - Google Patents
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Abstract
【課題】パイロット信号自体が弱くなっても、良好なチャンネル推定を行うことができるようにすること
【解決手段】乗算器において逆マッピングされたデータの共役を入力されたサブキャリアに乗算し、その結果に対して逆ＦＦＴを実行し、その結果をローパスフィルタ処理し、その結果に対してＦＦＴを実行し、新しいチャンネル推定値を得ることによってこの改善されたチャンネル推定値が得られる。各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算し、データ信号への新しい等化値を得る。収束が生じるまで、このチャンネル推定を繰り返し、逆マッピング後に出力が得られる。
【選択図】 図２
【解決手段】乗算器において逆マッピングされたデータの共役を入力されたサブキャリアに乗算し、その結果に対して逆ＦＦＴを実行し、その結果をローパスフィルタ処理し、その結果に対してＦＦＴを実行し、新しいチャンネル推定値を得ることによってこの改善されたチャンネル推定値が得られる。各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算し、データ信号への新しい等化値を得る。収束が生じるまで、このチャンネル推定を繰り返し、逆マッピング後に出力が得られる。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムに関し、より詳細には、反復チャンネル推定によりＯＦＤＭ通信システムのマルチパス等化を行うことに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムは、欧州では地上波テレビのための地域規格（ＤＶＢ−ＳＩ）として、更に日本では地上波テレビのための地域規格（ＩＳＤＢ−Ｔ）として既に採用されている。欧州用の規格ＤＶＢ−ＳＩ規格に関しては、この規格は「テレビ、サウンドおよびデータサービスのためのデジタル放送システム；地上波デジタルテレビのためのフレーミング構造、チャンネル符号化および変調」ＥＴＳ３００７４４、１９９７年に記載されており、日本のための規格ＩＳＤＢ−Ｔに関しては「地上波テジタルテレビ放送の技術仕様」ＡＲＩＢドラフト仕様、バージョン０．５、２０００年１２月が参考となろう。
【０００３】
ＯＦＤＭスペクトル拡散技術は精密な周波数で離間するように拡散された多数のサブキャリアにデータを載せて分散させるものである。サブキャリアを離間させたことによってこの技術では直交性が得られ、この直交性によって復調器が自己の周波数以外の周波数を処理することを防止できる。ＯＦＤＭ技術はキャリア間の干渉を除くために高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の直交性に依存している。送信機側ではＩＦＦＴによりキャリア周波数を精密設定する。多数の（キャリアごとに１つずつ）コンステレイション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）エンコーダによりデータをコンステレイションポイントに符号化する。コンステレイションエンコーダの出力の複素数の値はＩＦＦＴへの入力信号となる。無線送信を行うためにＩＦＦＴの出力信号はアナログ波形に変換され、無線周波数までアップコンバートされ、増幅され、送信される。受信機側では逆のプロセスが実行される。受信された信号は増幅され、アナログ−デジタル変換に適したバンドにダウンコンバートされ、デジタル化され、キャリアを回復するようにＦＦＴによって処理される。次に、多数のコンステレイションデコーダ（キャリアごとに１つずつ）において、多数のキャリアが復調され、元のデータを回復する。送信機でキャリアを組み合わせるのにＩＦＦＴが使用され、受信機側でキャリアを分離するのに対応するＦＦＴが使用されているので、このプロセスではキャリア間の干渉が潜在的にゼロとなる。
【０００４】
無線送信では信号はビル、車両、樹木、植栽および地形の特徴により、反射されたり散乱されたりすることがある。受信側のアンテナでは通過した各パスに応じて遅延時間が異なる信号の多数のコピーが加算される。このような現象を本書ではマルチパス伝搬またはより簡単にマルチパスと称すことにする。このようなマルチパスは周波数バンドにおけるフェージングおよび減衰を生じさせる。このような現象を補償しない場合、復号化プロセス時に許容できないほどの多くの数の誤りが生じる。従来の地上波アナログテレビの車両での受信時に遭遇するゴースト現象と称されるようなマルチパス干渉は、このＯＦＤＭデジタル変調および送信時の保護ガードインターバル（ＧＩ）を導入することにより、多くを除去しなければならない。
【０００５】
更にこのような現象を防止するように、無線送信チャンネルを測定するために振幅および位相が既知となっているキャリアが送信される。これらキャリアはトレーニングトーンまたはパイロットトーンとして知られているものである。送信されるＯＦＤＭシンボル内の周波数領域および時間領域内にこれらパイロットトーンが周期的に挿入される。これらトレーニングトーンは推測的に知られているので、データトーン周波数での無線チャンネルの応答をトレーニングトーン周波数における既知の応答から補間できる。チャンネル推定値として知られる測定され、補間化されたチャンネル応答が復号化に使用される。
【０００６】
従来、パイロット信号で得られたチャンネル推定値をこのように補間することによって、受信されたＯＦＤＭシンボルのデータ部分を等化させるためのチャンネル推定値を得ていた。次の参考文献は等化のための従来のチャンネル推定について述べたものである。
１．ヤギ外著、「地上波デジタルテレビ放送のためのＯＦＤＭ送信機器の開発」ＩＴＥ技術レポート第２３巻第３４号、１９９９年５月
２．ヤマモト外著、「ＯＦＤＭシステムのための等化技術に関する研究」ＩＥＩＣＥ技術レポート、ＩＥ９８−９１、１９９８年１１月
３．キソダ外著、「ＯＦＤＭモデムの開発」ＩＴＥ技術レポート第２１巻第４４号、１９９７年８月
４．シマ外著、「アレイアンテナを使用したＯＦＤＭ等化器の特性の改良に関する研究」ＩＴＥ年次総会３−１、２０００年
５．チャオおよびファング著、「パイロット信号および変換−領域処理に基づくＯＦＤＭ移動通信システムの新規なチャンネル推定方法」議事録ＶＴＣ１９９７年、２０８９〜２０９３ページ
６．フォッサム フミミ著、「ＯＦＤＭのための符号化されたパイロットに基づくチャンネル推定」議事録ＶＴＣ１９９７年、１３７５〜１３７９ページ
７．マルチキャリアスペクトル拡散、１６９〜１７８ページ、クルワールアカデミックプレス、１９９７年
８．プレスキュラ外著、「プロ用ＤＶＢ−Ｔ受信機のためのＤＳＰに基づくＯＦＤＭ復調器および等化器」ＩＥＥＥトランザクション、放送、第４５巻第３号、１９９９年９月
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えばビルの影内、または屋内で信号対ノイズ比（以下、キャリア対ノイズ比と称す）が、０ｄＢ近くまで低下した場合、パイロット信号自体が弱くなるので、良好なチャンネル推定を行うことが困難となる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の一実施例によれば、まずパイロット信号を使ったチャンネル特性を推定することにより、ＯＦＤＭシステムにおける改良されたマルチパス等化を行う。各サブキャリアをチャンネル特性で除算し、データ信号の等化を行う。データ信号を回復するのに逆マッピング処理（ｄｅ−ｍａｐ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）はチャンネル推定値の位相および振幅補正値を使用する。前のチャンネル推定値を使って得られたデータ信号の共役数を使ってチャンネル推定を繰り返す。各推定の後に各サブキャリアを新しいチャンネル特性で除算し、データ信号の等化を行う。データ信号を回復するのに逆マップ処理を行う。
【０００９】
【発明の実施の形態】
ＤＶＢ−ＳＩ用の従来のＯＦＤＭ受信機の構造とＩＳＤＢ−Ｔのための従来のＯＦＤＭ受信機の構造とは類似しており、一般的なＯＦＤＭ受信機ではシンボル全体にパイロット信号が含まれることは普通のことである。
【００１０】
ＯＦＤＭでは周波数領域内のサブキャリアのグループ上にデータビットをマッピングする。変調されたデータ（４／１６／６４ＱＡＭ、ＤＱＰＳＫなど）を次のように表示する。
【００１１】
【数１】
【００１２】ここで、ｃ（ｋ）は信号空間内にマップ化されたデータに対応し、時間領域内へ送信されるＯＦＤＭ信号は（ＩＳＤＢ−Ｔモード１の場合）次のように表示される。
【００１３】
【数２】
【００１４】
この信号のシンボル長さは２５２μ秒であり、図１に示されるようにシンボルのテール部分をコピーすることによってこのシンボルに対して保護ガードインターバル（ＧＩ）が加えられる。このＧＩの長さはチャンネル状態に応じてシンボル長さの１／４、１／８、１／１６または１／３２に選択される。図２にはＯＦＤＭ受信機の一般的な構造が示されている。シンボルのスタート点の検出は、繰り返されるＧＩ信号の利点を活用すること、すなわち全時間においてＧＩ長さに一致する窓をスライドさせることによって行われる。このシンボルの検出は受信信号をサンプリングするための同期化されたローカルクロック信号も発生させる。ＧＩの検出回路１５はチューナーのフロントエンド（ＡＦＣ制御回路）１１を制御する電圧制御式発振器（ＶＣＯ）１６を制御し、ＦＦＴ復調器１７におけるシンボルの同期化を行う。式２に表示される信号構造は１４０４個のサブキャリアを回復するのに２０４８ポイントでのＦＦＴを必要とし、Ａ／Ｄサンプリングクロックは必要とされる信号サンプリング速度に調節（ＡＦＣ）される。
【００１５】
チューナーのフロントエンド（ＲＦおよびＩＦ）１１およびアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１３の後で、ＯＦＤＭシンボルのスタート点が識別され、２０４８個のＦＦＴ１７を使ってその後のシンボルセグメントを１４０４個のサブキャリアに変換する。チャンネル推定のために、図３に示されるように各ＯＦＤＭシンボル内にパイロット信号が挿入される。図示されるように１２番目ごとのサブキャリアがパイロット信号によって変調される（ＩＳＤＢ−Ｔモード１）。パイロットサブキャリアの位置は３つのサブキャリアだけ時間がずらされている（ＩＳＤＢ−Ｔモード１）ので、このパターンは４つのシンボルごとに繰り返される。散乱されたパイロット信号と称されることが多いこれらパイロット信号は疑似ランダム二進シーケンスである。サブキャリアの残りの部分にデータがマッピングされる。このデータ信号はチャンネルのマルチパス現象に起因し、位相回転および信号歪みを受ける。従って、データ信号を回復するために、逆チャンネル特性をデータ信号に乗算する必要がある。チャンネル特性の推定をチャンネル推定と称す。送信されるパイロット信号は推測的に知られているので、チャンネルをパイロット位置として推定できる。従来のチャンネル推定では、パイロット位置で得られたチャンネル推定値を補間し、データサブキャリアに対するチャンネル特性を誘導している。図３における散乱したパイロット信号の二次元構造から、二次元補間を実行することも可能であるが、改良はわずかにすぎず、フィルタリングのためにシンボルを節約するのにメモリ量が多くなるという問題も残る。
【００１６】
以下の説明では、この点を考慮するだけでなく、説明を簡潔にするために、現在のシンボル内にしかないパイロット信号を使ってチャンネル推定について検討する。二次元へのチャンネル推定への拡張はストレートフォワードである。図３ではチャンネル特性を推定し、データを等化するのに、抽出されたパイロット信号を使用することが示されている。
【００１７】
従来のチャンネル推定およびデータ等化を評価するために、次の条件で性能についてシミュレーションを行う。
・次の振幅および位相のマルチパス信号
Ｍ０（主信号：振幅＝１、位相＝−π、遅延時間＝０）
Ｍ１：振幅＝１／√２（１／Ｓｑｒｔ（２）、位相＝−π、遅延時間＝３５サンプル
Ｍ２：振幅＝１／２、位相＝１．２π、遅延時間＝４０サンプル
Ｍ３：振幅＝１／√１０（１／Ｓｑｒｔ（１０）、位相＝−０．４π、遅延時間＝５０サンプル
・上記信号のすべての和に（主信号Ｍ０に対して）Ｃ／Ｎ＝−６〜１２ｄＢのホワイトノイズ（ＡＷＧＮ）が加算されていること。
・マルチパス信号におけるドップラーシフトがないこと。
・マルチパス信号の最大遅延時間がＧＩ長さの範囲内であること。
・仕様を満たすランダム符号発生器（ＢＰＳＫ）によって発生された散乱パイロットを有するＩＳＤＢ−Ｔモード１（２０４８ＦＦＴ）によってＯＦＤＭシンボルが定められていること。
・データがランダムシーケンスであり、各サブキャリアに２ビットごとのペアがマッピングされている（４ＱＵＡＭである）こと。
・パイロットとデータサブキャリアが同じパワーであること。
・サンプリングが理想的であること。（送信機と受信機との間で周波数ドリフトがないこと。）
・ＯＦＤＭシンボルの境界が完全に識別されること。
【００１８】
図４Ａは受信されたマルチパスの発生したＯＦＤＭ信号の一例を示し、図４ＢはそのＯＦＤＭサブキャリア信号を示す。これらサブキャリアの振幅は全範囲にわたって一様でなければならない。振幅の歪みはマルチパス干渉によって生じる。
【００１９】
従来の等化方法のほとんどはパイロット信号側で計算されたチャンネル特性を補間することによるチャンネル特性の推定に基づくものである。従来技術の説明における上記参考例１〜８を参照されたい。これら等化方法は図５に示されるようなマルチパス効果の等価的実現により周波数領域内で等価的に実現できる。
【００２０】
ＦＦＴ１７（図２）からの２０４８個のＦＦＴ出力からのパイロットサブキャリアが乗算器４９で既知のパイロット信号の共役と乗算される。この乗算によりランダムに発生されたパイロット信号は「１」に整合される。これらサブキャリア信号の残りの信号は図５で「０」への切り替えにより強制的にゼロにされる。この結果はマルチパス遅延プロフィルを抽出するためにＦＦＴ５１でＩＦＦＴ変換される。図６Ｂは図６Ａに示されたＯＦＤＭサブキャリア信号を使った１つのこのような結果を示す。ＩＦＦＴの出力端で強制的にゼロにしたことにより、エリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を除くのにＬＰＦ５３でローパスフィルタリングを実施しなければならず、この結果は図６Ｃに示されている。この結果は図６Ｄに示されるような所望するチャンネル特性を得るのにＦＦＴ５５でＦＦＴ変換される。図５に示されるように、各ＯＦＤＭサブキャリアをＦＦＴ出力（反転器５７および乗算器５９）で除算することによりデータ信号への等化が達成される。
【００２１】
異なるキャリア対ノイズ（Ｃ／Ｎ）レベルの等化されたデータ信号のビット誤り率（ＢＥＲ）に関して等化の性能を検討する。この性能は図７に示されている。
【００２２】
本発明の一実施例によれば、図８に示されるような反復チャンネル推定により新しいマルチパス等化が達成される。図５で説明されるように、データ信号はアプリオリには既知ではないので、チャンネル特性を推定するのにパイロット信号しか使用しない。パイロット信号は乗算器７９においてターミナル（ａ）からの既知のパイロット信号の共役と乗算され、サブキャリア信号の残りの信号は図８において（ｂ）に切り替えることによって強制的にゼロにされる。この結果はマルチパス遅延プロフィルを抽出するのにＩＦＦＴ８１内でＩＦＦＴ変換される。ＩＦＦＴの入力端において強制的にゼロにしたことにより、エリアシングを除くのにＬＰＦ（ａ）８３でローパスフィルタリングを実施しなければならない。所望するチャンネル特性を得るのにローパスフィルタＬＰＦ（ａ）８３からの出力をＦＦＴ８５でＦＦＴ変換する。除算器８４において、８６における１４０４個のＯＦＤＭサブキャリアの各々をＦＦＴ８５からのＦＦＴ出力により除算することによってデータ信号への等化が行われる。このチャンネル特性を使ったデータ信号の位相および振幅補正は逆マッピング処理によってデータ信号を回復させるものである。逆マッピング処理回路８７は変調された各サブキャリアを多数のビットにデコードする。例えば各４つのＱＡＭ変調されたサブキャリアは２つのビットにデコードされる。当然ながら、この結果得られるビットはチャンネル推定が完全でないので、若干の誤りを含む。それにもかかわらず、出力ビットの大多数は正常な条件では正しいと見なされるので、チャンネル推定のために回復されたデータ信号を使用できる。逆マッピング回路８７からの逆マッピングされたデータ信号の共役を乗算器８８で元の入力サブキャリアに乗算し、図８内の点線ブロックで示されるようにＩＦＦＴ８９で逆ＩＦＦＴを実施し、ＬＰＦ（ｂ）９１でローパスフィルタリングを実施し、ＦＦＴ９３でＦＦＴを実施することにより、改良されたチャンネル推定値が得られる。ここでキーポイントとなることは、前のチャンネル推定値（乗算器８４へのターミナル「ｄ」への切り替え）を使用することによって得られるデータ信号を使用することによるチャンネル推定を繰り返すことである。ターミナル「ｄ」を介したＦＦＴ９３からの出力は逆マッピング回路８７で逆マッピングされ、この逆マッピングされた信号の共役を乗算器８８で乗算することによって新しいチャンネル推定値が得られ、この結果ＩＦＦＴ８９とＬＰＦ９１とＦＦＴ９３とを含むループに加えられ、ターミナル「ｄ」を介して逆マッピング回路８７へ戻される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ（ｂ））の役割はＬＰＦ（ａ）の役割と異なっている。まず第１に、すべてのサブキャリアを使用するので、この時点ではチャンネル推定値にエリアシングはない。しかしながら、改良されたチャンネル推定値を得るのにＩＦＦＴの出力としてマルチパスプロフィルで発生されるノイズを除く必要がある。このことは、例えばＩＦＦＴの出力をスレッショルドよりも小さく抑制することによって実現できる。このスレッショルドはマルチパスプロフィル内のノイズパワーから適当的に計算できる。チャンネル推定値におけるノイズを除くのにこのスレッショルドを設定する。推定されるチャンネル特性の第１部分はＩＦＦＴ結果における低周波数で生じる。より高い周波数（例えばＩＦＦＴ結果の高いほうの半分）におけるＩＦＦＴの結果を平均化することによって、平均ノイズレベルを推定できる。これをスレッショルドとして使用することにより（恐らくはこれに２を乗算し、より高い信頼性でノイズを除去することにより）良好なチャンネル推定値を除去できる。フィードバックループの数が十分となった時に、逆マッピング回路８７の出力端から最終出力が取り出される。
【００２３】
図９は異なるＣ／Ｎに対して繰り返し回数が増加した場合の出力ビットのビット誤り率（ＢＥＲ）の改善（図８）を示す。−６〜１２ｄＢのＣ／Ｎ範囲に対しては収束が高速であり、実際の応用例に対し、１つの追加フィードバックで十分であるようであることが判っている。図１０は従来のマルチパス等化と新規なマルチパス等化との間の性能の比較を示す。−６〜６ｄＢのＣ／Ｎ範囲に対して２ｄＢを越える改善が得られる。チャンネルは１２ｄＢを越えるＣ／Ｎに対して極めて良好であると見なされるので、改善は多くはない。図１１は等化されたＯＦＤＭシンボルを示す。図４Ｂに示された元のＯＦＤＭシンボルと比較すると、ほぼ理想的な等化が得られた。
【００２４】
ＩＳＤＢ−ＴとＤＶＢの双方はチャンネル符号化のためにたたみ込みエンコーダとビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）デコーダを使用していることも指摘したい。図１２に示されるようなチャンネル推定ループ内にチャンネルデコーディングを組み込むことにより、マルチパス等化の性能を更に改善できよう。図１２における改良された等化システムは、逆マッピング回路８７と乗算器８８との間にビタビデコーダ９０とたたみ込みエンコーダ９２を追加した、図８を参照して説明したのと同じ要素のすべて（これら要素は同じ番号で表示されている）を使用している。出力データはビタビデコーダの出力端から得られる。
【００２５】
周波数領域におけるマルチパス等化を検討することにより、反復チャンネル推定に基づく新しい等化技術が提供され、ビット誤り率（ＢＥＲ）に関する性能が証明されている。−６〜６ｄＢのＣ／Ｎ範囲において、２ｄＢを越える等価的改善が可能であることが証明されている。マルチパスプロフィルにおけるノイズの低減は改良のためのキーステップである。チャンネル推定ループ内にチャンネル復号化回路を組み込むことによって更に性能を改善できる。
【００２６】
以上の説明に関して更に以下の項を開示する。
（１） パイロット信号を使ってチャンネル特性を推定する第１の工程と、
データ信号に等化するように各サブキャリアをチャンネル特性値で除算する第１工程と、
データ信号を回復するようにチャンネル推定値の位相および振幅補正を使って逆マップ処理する工程と、
前のチャンネル推定値を使って得たデータ信号の共役を使ってチャンネル推定を繰り返す工程とを備えた、直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化方法。
【００２７】
（２） データ信号に等化するように各サブキャリアを新しいチャンネル特性で繰り返し除算する工程と、
データ信号を回復するように逆マップ処理する工程とを含む、第１項記載の方法。
【００２８】
（３） 前記第１の推定工程がパイロットサブキャリアを既知のパイロット信号の共役で乗算する工程と、サブキャリア信号の残りを強制的にゼロにする工程と、マルチパス遅延プロフィルを抽出するように結果を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する工程と、エリアシングを除くようにＩＦＦＴの結果をローパスフィルタリングする工程と、チャンネル特性を供給できるようにフィルタリング処理された出力を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する工程を含む、第１項または２項記載の方法。
【００２９】
（４） 前記繰り返し工程が逆マッピングされたデータ信号の共役を入力されたサブキャリアに乗算する工程と、その結果に対して逆ＦＦＴを実施する工程と、その結果をローパスフィルタリングする工程と、フィルタリング処理された出力をＦＦＴ変換し、所望のチャンネル特性値を得る工程とを備えた、前記第１〜３項記載の方法。
【００３０】
（５） データ信号を逆マッピングしてから、逆マッピングされたデータ信号の共役を乗算するまでの間にビタビデコーディングする工程、およびたたみ込みコード化をする工程を更に含む、第４項記載の方法。
【００３１】
（６） 逆マッピング処理の後でデータ出力を得る、前記第１〜５のいずれかに記載の方法。
【００３２】
（７） パイロット信号を使ってチャンネル特性を推定するための第１手段と、
データ信号に等化するように各サブキャリアをチャンネル特性で除算する前記推定手段に結合された除算器と、
データ信号を回復するようにチャンネル推定値の位相および振幅補正を使って逆マッピング処理するための手段と、
前のチャンネル推定値を使って得たデータ信号を使ってチャンネル推定を繰り返すよう、逆マッピング処理手段に結合された手段と、
データ信号への新しい等化を得るように、各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算するための手段と、
データ信号を回復するように前記新しい等化値を逆マッピング処理するための手段とを備えた、直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化システム。
【００３３】
（８） 前記チャンネル推定を繰り返すための手段が、逆マッピングされたデータ信号の共役を入力されたサブキャリアに乗算するための手段と、この結果に対して逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する手段と、この結果をローパスフィルタ処理する手段と、この結果に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する手段とを含む、第７項記載のシステム。
【００３４】
（９） チャンネル特性値を推定する前記第１手段がパイロットサブキャリアを既知のパイロット信号の共役で乗算する手段と、サブキャリア信号の残りを強制的にゼロにする手段と、マルチパス遅延プロフィルを抽出するように結果を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する手段と、エリアシングを除くようにＩＦＦＴの結果をローパスフィルタリングする手段と、チャンネル特性値を得るようにフィルタリング処理された出力を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する手段を含む、第７項または８項記載のシステム。
【００３５】
（１０） データ信号を逆マッピングしてから、逆マッピングされたデータ信号の共役を乗算するまでの間にビタビデコーディングすること、およびたたみ込みコード化をすることを更に含む、第７、８または９項記載の方法。
【００３６】
（１１） 直交周波数分割多重化通信（ＯＦＤＭ）システムのためのマルチパス等化システムは、パイロット信号を使ってチャンネル特性値を推定するための第１推定器を含む。この推定器には各サブキャリアをチャンネル特性値で除算し、データ信号への等化値を得るための除算器が結合されている。データ信号を回復するために逆マッピング回路がチャンネル推定値の位相および振幅補正を使用する。逆マッピング回路と、乗算器と、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦ）と、ローパスフィルタと、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）とを含む、反復チャンネル推定フィードバックループにより、改善されたチャンネル推定値が得られる。乗算器において逆マッピングされたデータの共役を入力されたサブキャリアに乗算し、その結果に対して逆ＦＦＴを実行し、その結果をローパスフィルタ処理し、その結果に対してＦＦＴを実行し、新しいチャンネル推定値を得ることによってこの改善されたチャンネル推定値が得られる。各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算し、データ信号への新しい等化値を得る。収束が生じるまで、このチャンネル推定を繰り返す。出力は逆マッピング後に得られる。性能を改善するためにチャンネルデコーディングをする場合、逆マッピング回路と乗算器との間のループ内にビタビデコーダおよびたたみ込みエンコーダが結合されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】送信されたＯＦＤＭ信号の構造を示す。
【図２】従来のＯＦＤＭ受信機の略ブロック図である。
【図３】ＯＦＤＭシンボル内に含まれる、散乱されたパイロット信号の構造を示す。
【図４】Ａは、受信されたマルチパスＯＦＤＭ信号の振幅対周波数の関係を示すグラフである。Ｂは、ＯＦＤＭサブキャリア信号の振幅対周波数の関係を示すグラフである。
【図５】従来のマルチパス等化の等価的実現例を示すブロック図である。
【図６】Ａは、散乱したパイロット信号を使用するチャンネル推定におけるＯＦＤＭサブキャリア信号を示す。Ｂは、チャンネル推定においてエリアシングを生じさせた、抽出されたマルチパスプロフィルを示す。Ｃは、エリアシングを生じさせないマルチパスプロフィルを示す。Ｄは、推定されたチャンネル特性を示す。
【図７】従来のチャンネル推定による等化のシンボル当たりのビット誤り率（ＢＥＲ）とキャリア対ノイズ（単位ｄＢ）の性能の関係を示すグラフである。
【図８】本発明の一実施例に従った、反復チャンネル推定によるマルチパス等化のブロック図である。
【図９】図８の実施例に係わるマルチパス等化の性能を示すためのシンボル当たりのＢＥＲと繰り返し回数との関係を示すグラフである。
【図１０】本発明に係わるマルチパス等化と従来の等化との比較を示すための、シンボル当たりのＢＥＲとキャリア対ノイズ比（Ｃ／Ｎ）との関係を示すグラフであり、２ｄＢを越えるＣ／Ｎの改善が得られた。
【図１１】図８の実施例により等化されたＯＦＤＭシンボル（Ｃ／Ｎ＝０ｄＢ）を示す。
【図１２】本発明の第２実施例に係わるビタビデコーダを含む、反復チャンネル推定によるマルチパス等化装置のブロック図である。
【符号の説明】
７９ 乗算器
８１ ＩＦＦＴ
８３ ＬＰＦ
８４ 乗算器
８５ ＦＦＴ
８７ 逆マッピング回路
８８ 乗算器
８９ ＩＦＦＴ
９１ ＬＰＦ
９３ ＦＦＴ
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムに関し、より詳細には、反復チャンネル推定によりＯＦＤＭ通信システムのマルチパス等化を行うことに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムは、欧州では地上波テレビのための地域規格（ＤＶＢ−ＳＩ）として、更に日本では地上波テレビのための地域規格（ＩＳＤＢ−Ｔ）として既に採用されている。欧州用の規格ＤＶＢ−ＳＩ規格に関しては、この規格は「テレビ、サウンドおよびデータサービスのためのデジタル放送システム；地上波デジタルテレビのためのフレーミング構造、チャンネル符号化および変調」ＥＴＳ３００７４４、１９９７年に記載されており、日本のための規格ＩＳＤＢ−Ｔに関しては「地上波テジタルテレビ放送の技術仕様」ＡＲＩＢドラフト仕様、バージョン０．５、２０００年１２月が参考となろう。
【０００３】
ＯＦＤＭスペクトル拡散技術は精密な周波数で離間するように拡散された多数のサブキャリアにデータを載せて分散させるものである。サブキャリアを離間させたことによってこの技術では直交性が得られ、この直交性によって復調器が自己の周波数以外の周波数を処理することを防止できる。ＯＦＤＭ技術はキャリア間の干渉を除くために高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の直交性に依存している。送信機側ではＩＦＦＴによりキャリア周波数を精密設定する。多数の（キャリアごとに１つずつ）コンステレイション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）エンコーダによりデータをコンステレイションポイントに符号化する。コンステレイションエンコーダの出力の複素数の値はＩＦＦＴへの入力信号となる。無線送信を行うためにＩＦＦＴの出力信号はアナログ波形に変換され、無線周波数までアップコンバートされ、増幅され、送信される。受信機側では逆のプロセスが実行される。受信された信号は増幅され、アナログ−デジタル変換に適したバンドにダウンコンバートされ、デジタル化され、キャリアを回復するようにＦＦＴによって処理される。次に、多数のコンステレイションデコーダ（キャリアごとに１つずつ）において、多数のキャリアが復調され、元のデータを回復する。送信機でキャリアを組み合わせるのにＩＦＦＴが使用され、受信機側でキャリアを分離するのに対応するＦＦＴが使用されているので、このプロセスではキャリア間の干渉が潜在的にゼロとなる。
【０００４】
無線送信では信号はビル、車両、樹木、植栽および地形の特徴により、反射されたり散乱されたりすることがある。受信側のアンテナでは通過した各パスに応じて遅延時間が異なる信号の多数のコピーが加算される。このような現象を本書ではマルチパス伝搬またはより簡単にマルチパスと称すことにする。このようなマルチパスは周波数バンドにおけるフェージングおよび減衰を生じさせる。このような現象を補償しない場合、復号化プロセス時に許容できないほどの多くの数の誤りが生じる。従来の地上波アナログテレビの車両での受信時に遭遇するゴースト現象と称されるようなマルチパス干渉は、このＯＦＤＭデジタル変調および送信時の保護ガードインターバル（ＧＩ）を導入することにより、多くを除去しなければならない。
【０００５】
更にこのような現象を防止するように、無線送信チャンネルを測定するために振幅および位相が既知となっているキャリアが送信される。これらキャリアはトレーニングトーンまたはパイロットトーンとして知られているものである。送信されるＯＦＤＭシンボル内の周波数領域および時間領域内にこれらパイロットトーンが周期的に挿入される。これらトレーニングトーンは推測的に知られているので、データトーン周波数での無線チャンネルの応答をトレーニングトーン周波数における既知の応答から補間できる。チャンネル推定値として知られる測定され、補間化されたチャンネル応答が復号化に使用される。
【０００６】
従来、パイロット信号で得られたチャンネル推定値をこのように補間することによって、受信されたＯＦＤＭシンボルのデータ部分を等化させるためのチャンネル推定値を得ていた。次の参考文献は等化のための従来のチャンネル推定について述べたものである。
１．ヤギ外著、「地上波デジタルテレビ放送のためのＯＦＤＭ送信機器の開発」ＩＴＥ技術レポート第２３巻第３４号、１９９９年５月
２．ヤマモト外著、「ＯＦＤＭシステムのための等化技術に関する研究」ＩＥＩＣＥ技術レポート、ＩＥ９８−９１、１９９８年１１月
３．キソダ外著、「ＯＦＤＭモデムの開発」ＩＴＥ技術レポート第２１巻第４４号、１９９７年８月
４．シマ外著、「アレイアンテナを使用したＯＦＤＭ等化器の特性の改良に関する研究」ＩＴＥ年次総会３−１、２０００年
５．チャオおよびファング著、「パイロット信号および変換−領域処理に基づくＯＦＤＭ移動通信システムの新規なチャンネル推定方法」議事録ＶＴＣ１９９７年、２０８９〜２０９３ページ
６．フォッサム フミミ著、「ＯＦＤＭのための符号化されたパイロットに基づくチャンネル推定」議事録ＶＴＣ１９９７年、１３７５〜１３７９ページ
７．マルチキャリアスペクトル拡散、１６９〜１７８ページ、クルワールアカデミックプレス、１９９７年
８．プレスキュラ外著、「プロ用ＤＶＢ−Ｔ受信機のためのＤＳＰに基づくＯＦＤＭ復調器および等化器」ＩＥＥＥトランザクション、放送、第４５巻第３号、１９９９年９月
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えばビルの影内、または屋内で信号対ノイズ比（以下、キャリア対ノイズ比と称す）が、０ｄＢ近くまで低下した場合、パイロット信号自体が弱くなるので、良好なチャンネル推定を行うことが困難となる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の一実施例によれば、まずパイロット信号を使ったチャンネル特性を推定することにより、ＯＦＤＭシステムにおける改良されたマルチパス等化を行う。各サブキャリアをチャンネル特性で除算し、データ信号の等化を行う。データ信号を回復するのに逆マッピング処理（ｄｅ−ｍａｐ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）はチャンネル推定値の位相および振幅補正値を使用する。前のチャンネル推定値を使って得られたデータ信号の共役数を使ってチャンネル推定を繰り返す。各推定の後に各サブキャリアを新しいチャンネル特性で除算し、データ信号の等化を行う。データ信号を回復するのに逆マップ処理を行う。
【０００９】
【発明の実施の形態】
ＤＶＢ−ＳＩ用の従来のＯＦＤＭ受信機の構造とＩＳＤＢ−Ｔのための従来のＯＦＤＭ受信機の構造とは類似しており、一般的なＯＦＤＭ受信機ではシンボル全体にパイロット信号が含まれることは普通のことである。
【００１０】
ＯＦＤＭでは周波数領域内のサブキャリアのグループ上にデータビットをマッピングする。変調されたデータ（４／１６／６４ＱＡＭ、ＤＱＰＳＫなど）を次のように表示する。
【００１１】
【数１】
【００１３】
【数２】
この信号のシンボル長さは２５２μ秒であり、図１に示されるようにシンボルのテール部分をコピーすることによってこのシンボルに対して保護ガードインターバル（ＧＩ）が加えられる。このＧＩの長さはチャンネル状態に応じてシンボル長さの１／４、１／８、１／１６または１／３２に選択される。図２にはＯＦＤＭ受信機の一般的な構造が示されている。シンボルのスタート点の検出は、繰り返されるＧＩ信号の利点を活用すること、すなわち全時間においてＧＩ長さに一致する窓をスライドさせることによって行われる。このシンボルの検出は受信信号をサンプリングするための同期化されたローカルクロック信号も発生させる。ＧＩの検出回路１５はチューナーのフロントエンド（ＡＦＣ制御回路）１１を制御する電圧制御式発振器（ＶＣＯ）１６を制御し、ＦＦＴ復調器１７におけるシンボルの同期化を行う。式２に表示される信号構造は１４０４個のサブキャリアを回復するのに２０４８ポイントでのＦＦＴを必要とし、Ａ／Ｄサンプリングクロックは必要とされる信号サンプリング速度に調節（ＡＦＣ）される。
【００１５】
チューナーのフロントエンド（ＲＦおよびＩＦ）１１およびアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１３の後で、ＯＦＤＭシンボルのスタート点が識別され、２０４８個のＦＦＴ１７を使ってその後のシンボルセグメントを１４０４個のサブキャリアに変換する。チャンネル推定のために、図３に示されるように各ＯＦＤＭシンボル内にパイロット信号が挿入される。図示されるように１２番目ごとのサブキャリアがパイロット信号によって変調される（ＩＳＤＢ−Ｔモード１）。パイロットサブキャリアの位置は３つのサブキャリアだけ時間がずらされている（ＩＳＤＢ−Ｔモード１）ので、このパターンは４つのシンボルごとに繰り返される。散乱されたパイロット信号と称されることが多いこれらパイロット信号は疑似ランダム二進シーケンスである。サブキャリアの残りの部分にデータがマッピングされる。このデータ信号はチャンネルのマルチパス現象に起因し、位相回転および信号歪みを受ける。従って、データ信号を回復するために、逆チャンネル特性をデータ信号に乗算する必要がある。チャンネル特性の推定をチャンネル推定と称す。送信されるパイロット信号は推測的に知られているので、チャンネルをパイロット位置として推定できる。従来のチャンネル推定では、パイロット位置で得られたチャンネル推定値を補間し、データサブキャリアに対するチャンネル特性を誘導している。図３における散乱したパイロット信号の二次元構造から、二次元補間を実行することも可能であるが、改良はわずかにすぎず、フィルタリングのためにシンボルを節約するのにメモリ量が多くなるという問題も残る。
【００１６】
以下の説明では、この点を考慮するだけでなく、説明を簡潔にするために、現在のシンボル内にしかないパイロット信号を使ってチャンネル推定について検討する。二次元へのチャンネル推定への拡張はストレートフォワードである。図３ではチャンネル特性を推定し、データを等化するのに、抽出されたパイロット信号を使用することが示されている。
【００１７】
従来のチャンネル推定およびデータ等化を評価するために、次の条件で性能についてシミュレーションを行う。
・次の振幅および位相のマルチパス信号
Ｍ０（主信号：振幅＝１、位相＝−π、遅延時間＝０）
Ｍ１：振幅＝１／√２（１／Ｓｑｒｔ（２）、位相＝−π、遅延時間＝３５サンプル
Ｍ２：振幅＝１／２、位相＝１．２π、遅延時間＝４０サンプル
Ｍ３：振幅＝１／√１０（１／Ｓｑｒｔ（１０）、位相＝−０．４π、遅延時間＝５０サンプル
・上記信号のすべての和に（主信号Ｍ０に対して）Ｃ／Ｎ＝−６〜１２ｄＢのホワイトノイズ（ＡＷＧＮ）が加算されていること。
・マルチパス信号におけるドップラーシフトがないこと。
・マルチパス信号の最大遅延時間がＧＩ長さの範囲内であること。
・仕様を満たすランダム符号発生器（ＢＰＳＫ）によって発生された散乱パイロットを有するＩＳＤＢ−Ｔモード１（２０４８ＦＦＴ）によってＯＦＤＭシンボルが定められていること。
・データがランダムシーケンスであり、各サブキャリアに２ビットごとのペアがマッピングされている（４ＱＵＡＭである）こと。
・パイロットとデータサブキャリアが同じパワーであること。
・サンプリングが理想的であること。（送信機と受信機との間で周波数ドリフトがないこと。）
・ＯＦＤＭシンボルの境界が完全に識別されること。
【００１８】
図４Ａは受信されたマルチパスの発生したＯＦＤＭ信号の一例を示し、図４ＢはそのＯＦＤＭサブキャリア信号を示す。これらサブキャリアの振幅は全範囲にわたって一様でなければならない。振幅の歪みはマルチパス干渉によって生じる。
【００１９】
従来の等化方法のほとんどはパイロット信号側で計算されたチャンネル特性を補間することによるチャンネル特性の推定に基づくものである。従来技術の説明における上記参考例１〜８を参照されたい。これら等化方法は図５に示されるようなマルチパス効果の等価的実現により周波数領域内で等価的に実現できる。
【００２０】
ＦＦＴ１７（図２）からの２０４８個のＦＦＴ出力からのパイロットサブキャリアが乗算器４９で既知のパイロット信号の共役と乗算される。この乗算によりランダムに発生されたパイロット信号は「１」に整合される。これらサブキャリア信号の残りの信号は図５で「０」への切り替えにより強制的にゼロにされる。この結果はマルチパス遅延プロフィルを抽出するためにＦＦＴ５１でＩＦＦＴ変換される。図６Ｂは図６Ａに示されたＯＦＤＭサブキャリア信号を使った１つのこのような結果を示す。ＩＦＦＴの出力端で強制的にゼロにしたことにより、エリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を除くのにＬＰＦ５３でローパスフィルタリングを実施しなければならず、この結果は図６Ｃに示されている。この結果は図６Ｄに示されるような所望するチャンネル特性を得るのにＦＦＴ５５でＦＦＴ変換される。図５に示されるように、各ＯＦＤＭサブキャリアをＦＦＴ出力（反転器５７および乗算器５９）で除算することによりデータ信号への等化が達成される。
【００２１】
異なるキャリア対ノイズ（Ｃ／Ｎ）レベルの等化されたデータ信号のビット誤り率（ＢＥＲ）に関して等化の性能を検討する。この性能は図７に示されている。
【００２２】
本発明の一実施例によれば、図８に示されるような反復チャンネル推定により新しいマルチパス等化が達成される。図５で説明されるように、データ信号はアプリオリには既知ではないので、チャンネル特性を推定するのにパイロット信号しか使用しない。パイロット信号は乗算器７９においてターミナル（ａ）からの既知のパイロット信号の共役と乗算され、サブキャリア信号の残りの信号は図８において（ｂ）に切り替えることによって強制的にゼロにされる。この結果はマルチパス遅延プロフィルを抽出するのにＩＦＦＴ８１内でＩＦＦＴ変換される。ＩＦＦＴの入力端において強制的にゼロにしたことにより、エリアシングを除くのにＬＰＦ（ａ）８３でローパスフィルタリングを実施しなければならない。所望するチャンネル特性を得るのにローパスフィルタＬＰＦ（ａ）８３からの出力をＦＦＴ８５でＦＦＴ変換する。除算器８４において、８６における１４０４個のＯＦＤＭサブキャリアの各々をＦＦＴ８５からのＦＦＴ出力により除算することによってデータ信号への等化が行われる。このチャンネル特性を使ったデータ信号の位相および振幅補正は逆マッピング処理によってデータ信号を回復させるものである。逆マッピング処理回路８７は変調された各サブキャリアを多数のビットにデコードする。例えば各４つのＱＡＭ変調されたサブキャリアは２つのビットにデコードされる。当然ながら、この結果得られるビットはチャンネル推定が完全でないので、若干の誤りを含む。それにもかかわらず、出力ビットの大多数は正常な条件では正しいと見なされるので、チャンネル推定のために回復されたデータ信号を使用できる。逆マッピング回路８７からの逆マッピングされたデータ信号の共役を乗算器８８で元の入力サブキャリアに乗算し、図８内の点線ブロックで示されるようにＩＦＦＴ８９で逆ＩＦＦＴを実施し、ＬＰＦ（ｂ）９１でローパスフィルタリングを実施し、ＦＦＴ９３でＦＦＴを実施することにより、改良されたチャンネル推定値が得られる。ここでキーポイントとなることは、前のチャンネル推定値（乗算器８４へのターミナル「ｄ」への切り替え）を使用することによって得られるデータ信号を使用することによるチャンネル推定を繰り返すことである。ターミナル「ｄ」を介したＦＦＴ９３からの出力は逆マッピング回路８７で逆マッピングされ、この逆マッピングされた信号の共役を乗算器８８で乗算することによって新しいチャンネル推定値が得られ、この結果ＩＦＦＴ８９とＬＰＦ９１とＦＦＴ９３とを含むループに加えられ、ターミナル「ｄ」を介して逆マッピング回路８７へ戻される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ（ｂ））の役割はＬＰＦ（ａ）の役割と異なっている。まず第１に、すべてのサブキャリアを使用するので、この時点ではチャンネル推定値にエリアシングはない。しかしながら、改良されたチャンネル推定値を得るのにＩＦＦＴの出力としてマルチパスプロフィルで発生されるノイズを除く必要がある。このことは、例えばＩＦＦＴの出力をスレッショルドよりも小さく抑制することによって実現できる。このスレッショルドはマルチパスプロフィル内のノイズパワーから適当的に計算できる。チャンネル推定値におけるノイズを除くのにこのスレッショルドを設定する。推定されるチャンネル特性の第１部分はＩＦＦＴ結果における低周波数で生じる。より高い周波数（例えばＩＦＦＴ結果の高いほうの半分）におけるＩＦＦＴの結果を平均化することによって、平均ノイズレベルを推定できる。これをスレッショルドとして使用することにより（恐らくはこれに２を乗算し、より高い信頼性でノイズを除去することにより）良好なチャンネル推定値を除去できる。フィードバックループの数が十分となった時に、逆マッピング回路８７の出力端から最終出力が取り出される。
【００２３】
図９は異なるＣ／Ｎに対して繰り返し回数が増加した場合の出力ビットのビット誤り率（ＢＥＲ）の改善（図８）を示す。−６〜１２ｄＢのＣ／Ｎ範囲に対しては収束が高速であり、実際の応用例に対し、１つの追加フィードバックで十分であるようであることが判っている。図１０は従来のマルチパス等化と新規なマルチパス等化との間の性能の比較を示す。−６〜６ｄＢのＣ／Ｎ範囲に対して２ｄＢを越える改善が得られる。チャンネルは１２ｄＢを越えるＣ／Ｎに対して極めて良好であると見なされるので、改善は多くはない。図１１は等化されたＯＦＤＭシンボルを示す。図４Ｂに示された元のＯＦＤＭシンボルと比較すると、ほぼ理想的な等化が得られた。
【００２４】
ＩＳＤＢ−ＴとＤＶＢの双方はチャンネル符号化のためにたたみ込みエンコーダとビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）デコーダを使用していることも指摘したい。図１２に示されるようなチャンネル推定ループ内にチャンネルデコーディングを組み込むことにより、マルチパス等化の性能を更に改善できよう。図１２における改良された等化システムは、逆マッピング回路８７と乗算器８８との間にビタビデコーダ９０とたたみ込みエンコーダ９２を追加した、図８を参照して説明したのと同じ要素のすべて（これら要素は同じ番号で表示されている）を使用している。出力データはビタビデコーダの出力端から得られる。
【００２５】
周波数領域におけるマルチパス等化を検討することにより、反復チャンネル推定に基づく新しい等化技術が提供され、ビット誤り率（ＢＥＲ）に関する性能が証明されている。−６〜６ｄＢのＣ／Ｎ範囲において、２ｄＢを越える等価的改善が可能であることが証明されている。マルチパスプロフィルにおけるノイズの低減は改良のためのキーステップである。チャンネル推定ループ内にチャンネル復号化回路を組み込むことによって更に性能を改善できる。
【００２６】
以上の説明に関して更に以下の項を開示する。
（１） パイロット信号を使ってチャンネル特性を推定する第１の工程と、
データ信号に等化するように各サブキャリアをチャンネル特性値で除算する第１工程と、
データ信号を回復するようにチャンネル推定値の位相および振幅補正を使って逆マップ処理する工程と、
前のチャンネル推定値を使って得たデータ信号の共役を使ってチャンネル推定を繰り返す工程とを備えた、直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化方法。
【００２７】
（２） データ信号に等化するように各サブキャリアを新しいチャンネル特性で繰り返し除算する工程と、
データ信号を回復するように逆マップ処理する工程とを含む、第１項記載の方法。
【００２８】
（３） 前記第１の推定工程がパイロットサブキャリアを既知のパイロット信号の共役で乗算する工程と、サブキャリア信号の残りを強制的にゼロにする工程と、マルチパス遅延プロフィルを抽出するように結果を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する工程と、エリアシングを除くようにＩＦＦＴの結果をローパスフィルタリングする工程と、チャンネル特性を供給できるようにフィルタリング処理された出力を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する工程を含む、第１項または２項記載の方法。
【００２９】
（４） 前記繰り返し工程が逆マッピングされたデータ信号の共役を入力されたサブキャリアに乗算する工程と、その結果に対して逆ＦＦＴを実施する工程と、その結果をローパスフィルタリングする工程と、フィルタリング処理された出力をＦＦＴ変換し、所望のチャンネル特性値を得る工程とを備えた、前記第１〜３項記載の方法。
【００３０】
（５） データ信号を逆マッピングしてから、逆マッピングされたデータ信号の共役を乗算するまでの間にビタビデコーディングする工程、およびたたみ込みコード化をする工程を更に含む、第４項記載の方法。
【００３１】
（６） 逆マッピング処理の後でデータ出力を得る、前記第１〜５のいずれかに記載の方法。
【００３２】
（７） パイロット信号を使ってチャンネル特性を推定するための第１手段と、
データ信号に等化するように各サブキャリアをチャンネル特性で除算する前記推定手段に結合された除算器と、
データ信号を回復するようにチャンネル推定値の位相および振幅補正を使って逆マッピング処理するための手段と、
前のチャンネル推定値を使って得たデータ信号を使ってチャンネル推定を繰り返すよう、逆マッピング処理手段に結合された手段と、
データ信号への新しい等化を得るように、各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算するための手段と、
データ信号を回復するように前記新しい等化値を逆マッピング処理するための手段とを備えた、直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化システム。
【００３３】
（８） 前記チャンネル推定を繰り返すための手段が、逆マッピングされたデータ信号の共役を入力されたサブキャリアに乗算するための手段と、この結果に対して逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する手段と、この結果をローパスフィルタ処理する手段と、この結果に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する手段とを含む、第７項記載のシステム。
【００３４】
（９） チャンネル特性値を推定する前記第１手段がパイロットサブキャリアを既知のパイロット信号の共役で乗算する手段と、サブキャリア信号の残りを強制的にゼロにする手段と、マルチパス遅延プロフィルを抽出するように結果を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する手段と、エリアシングを除くようにＩＦＦＴの結果をローパスフィルタリングする手段と、チャンネル特性値を得るようにフィルタリング処理された出力を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する手段を含む、第７項または８項記載のシステム。
【００３５】
（１０） データ信号を逆マッピングしてから、逆マッピングされたデータ信号の共役を乗算するまでの間にビタビデコーディングすること、およびたたみ込みコード化をすることを更に含む、第７、８または９項記載の方法。
【００３６】
（１１） 直交周波数分割多重化通信（ＯＦＤＭ）システムのためのマルチパス等化システムは、パイロット信号を使ってチャンネル特性値を推定するための第１推定器を含む。この推定器には各サブキャリアをチャンネル特性値で除算し、データ信号への等化値を得るための除算器が結合されている。データ信号を回復するために逆マッピング回路がチャンネル推定値の位相および振幅補正を使用する。逆マッピング回路と、乗算器と、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦ）と、ローパスフィルタと、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）とを含む、反復チャンネル推定フィードバックループにより、改善されたチャンネル推定値が得られる。乗算器において逆マッピングされたデータの共役を入力されたサブキャリアに乗算し、その結果に対して逆ＦＦＴを実行し、その結果をローパスフィルタ処理し、その結果に対してＦＦＴを実行し、新しいチャンネル推定値を得ることによってこの改善されたチャンネル推定値が得られる。各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算し、データ信号への新しい等化値を得る。収束が生じるまで、このチャンネル推定を繰り返す。出力は逆マッピング後に得られる。性能を改善するためにチャンネルデコーディングをする場合、逆マッピング回路と乗算器との間のループ内にビタビデコーダおよびたたみ込みエンコーダが結合されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】送信されたＯＦＤＭ信号の構造を示す。
【図２】従来のＯＦＤＭ受信機の略ブロック図である。
【図３】ＯＦＤＭシンボル内に含まれる、散乱されたパイロット信号の構造を示す。
【図４】Ａは、受信されたマルチパスＯＦＤＭ信号の振幅対周波数の関係を示すグラフである。Ｂは、ＯＦＤＭサブキャリア信号の振幅対周波数の関係を示すグラフである。
【図５】従来のマルチパス等化の等価的実現例を示すブロック図である。
【図６】Ａは、散乱したパイロット信号を使用するチャンネル推定におけるＯＦＤＭサブキャリア信号を示す。Ｂは、チャンネル推定においてエリアシングを生じさせた、抽出されたマルチパスプロフィルを示す。Ｃは、エリアシングを生じさせないマルチパスプロフィルを示す。Ｄは、推定されたチャンネル特性を示す。
【図７】従来のチャンネル推定による等化のシンボル当たりのビット誤り率（ＢＥＲ）とキャリア対ノイズ（単位ｄＢ）の性能の関係を示すグラフである。
【図８】本発明の一実施例に従った、反復チャンネル推定によるマルチパス等化のブロック図である。
【図９】図８の実施例に係わるマルチパス等化の性能を示すためのシンボル当たりのＢＥＲと繰り返し回数との関係を示すグラフである。
【図１０】本発明に係わるマルチパス等化と従来の等化との比較を示すための、シンボル当たりのＢＥＲとキャリア対ノイズ比（Ｃ／Ｎ）との関係を示すグラフであり、２ｄＢを越えるＣ／Ｎの改善が得られた。
【図１１】図８の実施例により等化されたＯＦＤＭシンボル（Ｃ／Ｎ＝０ｄＢ）を示す。
【図１２】本発明の第２実施例に係わるビタビデコーダを含む、反復チャンネル推定によるマルチパス等化装置のブロック図である。
【符号の説明】
７９ 乗算器
８１ ＩＦＦＴ
８３ ＬＰＦ
８４ 乗算器
８５ ＦＦＴ
８７ 逆マッピング回路
８８ 乗算器
８９ ＩＦＦＴ
９１ ＬＰＦ
９３ ＦＦＴ
Claims (2)
- パイロット信号を使ってチャンネル特性を推定する第１の工程と、
データ信号に等化するように各サブキャリアをチャンネル特性値で除算する第１工程と、
データ信号を回復するようにチャンネル推定値の位相および振幅補正を使って逆マップ処理する工程と、
前のチャンネル推定値を使って得たデータ信号の共役を使ってチャンネル推定を繰り返す工程とを備えた、直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化方法。 - パイロット信号を使ってチャンネル特性を推定するための第１手段と、
データ信号に等化するように各サブキャリアをチャンネル特性で除算する前記推定手段に結合された除算器と、
データ信号を回復するようにチャンネル推定値の位相および振幅補正を使って逆マッピング処理するための手段と、
前のチャンネル推定値を使って得たデータ信号を使ってチャンネル推定を繰り返すよう、逆マッピング処理手段に結合された手段と、
データ信号への新しい等化を得るように、各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算するための手段と、
データ信号を回復するように前記新しい等化値を逆マッピング処理するための手段とを備えた、直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化システム。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7535820B2 (en) | 2003-10-01 | 2009-05-19 | Panasonic Corporation | OFDM signal receiving apparatus and OFDM signal receiving method |
Families Citing this family (55)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0124952D0 (en) * | 2001-10-17 | 2001-12-05 | Nokia Corp | A receiver and a receiving method |
| KR100790114B1 (ko) * | 2002-03-16 | 2007-12-31 | 삼성전자주식회사 | 직교주파수 분할다중 접속 시스템에서 적응적 파일럿반송파 할당 방법 및 장치 |
| US20040157626A1 (en) * | 2003-02-10 | 2004-08-12 | Vincent Park | Paging methods and apparatus |
| US7532864B2 (en) * | 2003-02-17 | 2009-05-12 | Panasonic Corporation | Noise power estimation method and noise power estimation device |
| US7042967B2 (en) | 2003-03-03 | 2006-05-09 | Interdigital Technology Corporation | Reduced complexity sliding window based equalizer |
| US8196000B2 (en) * | 2003-04-02 | 2012-06-05 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for interleaving in a block-coherent communication system |
| US7434145B2 (en) * | 2003-04-02 | 2008-10-07 | Qualcomm Incorporated | Extracting soft information in a block-coherent communication system |
| US7969857B2 (en) * | 2003-08-07 | 2011-06-28 | Nortel Networks Limited | OFDM system and method employing OFDM symbols with known or information-containing prefixes |
| US8391413B2 (en) | 2003-12-19 | 2013-03-05 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation for an OFDM communication system with inactive subbands |
| US7412005B2 (en) * | 2004-02-19 | 2008-08-12 | Nokia Corporation | Method and apparatus providing time domain interpolated channel estimation with advanced noise suppression for multicarrier transmissions |
| TWI279998B (en) * | 2004-05-25 | 2007-04-21 | Realtek Semiconductor Corp | Adaptive channel estimation method for multi-carrier communication system |
| US8089855B2 (en) * | 2004-06-04 | 2012-01-03 | Qualcomm Incorporated | Transmission of overhead information for broadcast and multicast services in a wireless communication system |
| JP4396423B2 (ja) * | 2004-07-05 | 2010-01-13 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| KR100713436B1 (ko) * | 2004-10-28 | 2007-05-07 | 삼성전자주식회사 | 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법 |
| US8270514B2 (en) | 2005-01-17 | 2012-09-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication device |
| CN1816027B (zh) * | 2005-02-06 | 2010-05-05 | 北京邮电大学 | 多天线多载波无线通信系统中的迭代信道估计方法 |
| US7636297B1 (en) | 2005-02-07 | 2009-12-22 | Marvell International Ltd. | Transmit diversity technique based on channel randomization for OFDM systems |
| US7474611B2 (en) * | 2005-04-21 | 2009-01-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Reduced complexity channel estimation in OFDM systems |
| US7660229B2 (en) | 2005-06-20 | 2010-02-09 | Texas Instruments Incorporated | Pilot design and channel estimation |
| JP4297093B2 (ja) * | 2005-07-15 | 2009-07-15 | ソニー株式会社 | ドップラー周波数算出装置及び方法、並びにｏｆｄｍ復調装置 |
| US8073063B2 (en) | 2005-08-23 | 2011-12-06 | Nortel Networks Limited | Methods and systems for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) multiple zone partitioning |
| WO2007022628A1 (en) | 2005-08-23 | 2007-03-01 | Nortel Networks Limited | Adaptive two-dimensional channel interpolation |
| US7983236B2 (en) * | 2005-09-27 | 2011-07-19 | Nokia Corporation | Pilot structure for multicarrier transmissions |
| US7817533B2 (en) * | 2006-01-11 | 2010-10-19 | Amicus Wireless Technology Ltd. | Device and method for performing channel estimation for OFDM-based signals with variable pilot subcarrier spacing |
| EP1841155A1 (en) * | 2006-03-31 | 2007-10-03 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Equalizer and Equalization Method |
| CN101467372A (zh) * | 2006-06-07 | 2009-06-24 | 夏普株式会社 | 接收机和频率信息估计方法 |
| US20080025418A1 (en) * | 2006-07-25 | 2008-01-31 | Legend Silicon | Method for channel estimation |
| US20080159376A1 (en) * | 2006-12-31 | 2008-07-03 | Texas Instruments Incorporated | Receiver with Decision-Feedback Fading Canceller |
| US8040962B2 (en) * | 2007-07-16 | 2011-10-18 | Entropic Communications, Inc. | Channel response calculation in an OFDM receiver |
| JP4362142B2 (ja) * | 2007-10-05 | 2009-11-11 | Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 | 遅延プロファイル生成器 |
| US8443024B2 (en) * | 2007-10-29 | 2013-05-14 | The Aerospace Corporation | Time-domain gated filter for RF communication systems |
| US7652980B2 (en) * | 2007-11-02 | 2010-01-26 | Nokia Corporation | Orthogonal frequency division multiplexing synchronization |
| DE602007012565D1 (de) * | 2007-12-14 | 2011-03-31 | Sony Corp | Strahlensteueralgorithmus für NLOS-Drahtlossysteme mit vordefinierten Parametern |
| JP4524704B2 (ja) * | 2008-03-14 | 2010-08-18 | ソニー株式会社 | 復調回路、復調方法、プログラム、および受信装置 |
| JP4930424B2 (ja) * | 2008-03-24 | 2012-05-16 | 富士通株式会社 | 位相トラッキング回路、無線受信機、信号処理方法、及び信号処理に用いるプログラム |
| US8059759B2 (en) * | 2008-05-19 | 2011-11-15 | Qualcomm Incorporated | Methods and systems for initial FCH processing |
| US8194529B2 (en) | 2008-09-08 | 2012-06-05 | Sony Corporation | Frame and data pattern structure for multi-carrier systems |
| EP2175596B1 (en) * | 2008-10-09 | 2016-12-21 | Sony Corporation | New frame and data pattern structure for multi-carrier system |
| US8203929B2 (en) * | 2008-10-09 | 2012-06-19 | Sony Corporation | Frame and data pattern structure for multi-carrier systems |
| US8761274B2 (en) * | 2009-02-04 | 2014-06-24 | Acorn Technologies, Inc. | Least squares channel identification for OFDM systems |
| US9762414B2 (en) | 2009-02-04 | 2017-09-12 | Acorn Technologies, Inc. | Least squares channel identification for OFDM Systems |
| US8483330B2 (en) * | 2009-09-01 | 2013-07-09 | Wi-Lan Inc. | Methods and apparatus for OFDM symbol synchronization for in-door digital TV reception |
| US8660013B2 (en) | 2010-04-12 | 2014-02-25 | Qualcomm Incorporated | Detecting delimiters for low-overhead communication in a network |
| US8824527B2 (en) | 2011-11-15 | 2014-09-02 | Acorn Technologies, Inc. | OFDM receiver with time domain channel estimation |
| CN102891815B (zh) * | 2012-09-19 | 2015-06-17 | 北京航空航天大学 | 一种时分双工多基站协作系统中的低复杂度信道估计方法 |
| JP5995703B2 (ja) * | 2012-12-19 | 2016-09-21 | 三菱電機株式会社 | 等化装置及び等化方法並びに受信装置 |
| US9031123B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-05-12 | Acorn Technologies, Inc. | Communication system and method using subspace interference cancellation |
| US9154337B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-10-06 | Acorn Technologies, Inc. | Non-linear time domain channel estimation in OFDM systems |
| US8897353B2 (en) | 2013-03-15 | 2014-11-25 | Acorn Technologies, Inc. | Block time domain channel estimation in OFDM system |
| US8804808B1 (en) | 2014-01-14 | 2014-08-12 | The Aerospace Corporation | Dynamic equalization systems and methods for use with a receiver for a multipath channel |
| US9479360B2 (en) | 2014-06-27 | 2016-10-25 | Samsung Electronics Co., Ltd | Receiver apparatus and reception method in wireless communication system |
| US10805117B2 (en) * | 2016-07-07 | 2020-10-13 | Microchip Technology Incorporated | Channel estimation in OFDM communication systems |
| US9628122B1 (en) | 2016-07-25 | 2017-04-18 | The Aerospace Corporation | Circuits and methods for reducing interference that spectrally overlaps a desired signal based on dynamic gain control and/or equalization |
| US10056675B1 (en) | 2017-08-10 | 2018-08-21 | The Aerospace Corporation | Systems and methods for reducing directional interference based on adaptive excision and beam repositioning |
| US11212015B2 (en) | 2020-05-19 | 2021-12-28 | The Aerospace Corporation | Interference suppression using machine learning |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0954143B1 (en) | 1998-04-30 | 2007-02-14 | Lucent Technologies Inc. | Iterative channel estimation |
| JP2001069118A (ja) | 1999-08-31 | 2001-03-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ通信装置及び伝搬路推定方法 |
| JP4284813B2 (ja) | 2000-02-18 | 2009-06-24 | 株式会社デンソー | Ｏｆｄｍ用受信装置 |
| DE60129381D1 (de) * | 2000-02-22 | 2007-08-30 | Koninkl Philips Electronics Nv | Mehrträgerempfänger mit kanalschätzer |
| US6990153B1 (en) * | 2001-02-06 | 2006-01-24 | Agency For Science, Technology And Research | Method and apparatus for semi-blind communication channel estimation |
| KR100402906B1 (ko) * | 2001-02-08 | 2003-10-22 | (주)아이앤씨테크놀로지 | 직교주파수분할다중방식에서의 주파수 오프셋 동기화 장치및 방법 |
| US6940914B1 (en) * | 2001-06-11 | 2005-09-06 | Cingular Wireless Ii, Llc | Turbo channel estimation for OFDM systems |
| US7023928B2 (en) * | 2001-08-06 | 2006-04-04 | Lucent Technologies Inc. | Synchronization of a pilot assisted channel estimation orthogonal frequency division multiplexing system |
| US7209433B2 (en) * | 2002-01-07 | 2007-04-24 | Hitachi, Ltd. | Channel estimation and compensation techniques for use in frequency division multiplexed systems |
-
2002
- 2002-06-06 US US10/162,891 patent/US7099270B2/en active Active
-
2003
- 2003-06-05 EP EP03101648A patent/EP1376965B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2003-06-06 JP JP2003161897A patent/JP2004032748A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7535820B2 (en) | 2003-10-01 | 2009-05-19 | Panasonic Corporation | OFDM signal receiving apparatus and OFDM signal receiving method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US7099270B2 (en) | 2006-08-29 |
| EP1376965B1 (en) | 2011-10-12 |
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