CN101795256A - 用于ofdm符号定时恢复的方法和系统 - Google Patents

Abstract

描述了一种用于OFDM符号定时恢复的方法和系统。OFDM接收机的符号定时恢复模块被配置为以使符号间干扰最小化的方式来确定用于执行离散傅里叶变换的最佳触发点。

Description

用于OFDM符号定时恢复的方法和系统

背景技术

目前，诸如正交频分复用(OFDM)的多载波调制技术被广泛地用于在带通通信信道上进行高速通信。所述技术的应用实例包括数字音频和视频的广播，以及作为用于无线网络标准(例如IEEE 802.11)的物理层。OFDM系统使用多个低速率子载波来传输数据，其中子载波频率和符号周期被选择为使得子载波在符号周期上是正交的并且不互相干扰。在OFDM系统中，数据被划分为N个流，这些流接着被用来独立地并行调制密集的子载波频率或音调(tone)。实际的系统使用离散傅里叶逆变换(实现为快速傅里叶逆变换或者IFFT)来生成复合时域信号的采样版本，该复合时域信号的采样版本可被转换为适合于传输的信号。基于单载波调制的OFDM的一个优点是对应于特定数据速率的较长符号周期，这从本质上减轻了时间弥散(dispersive)信道中的符号间干扰，而不必依赖于复杂的均衡技术。

OFDM的基础思想是在并行调制的子载波上发送数据，该数据被编码为与诸如QAM(正交幅度调制)、QPSK(四相移相键控)或BPSK(二相移相键控)的调制方案的星座点相对应的符号。经调制的子载波被相加在一起以形成可发送的复合信号，该复合信号可在接收机处被解调。子载波的频率被选择为使得这些子载波在符号周期上是正交的(即，不相关的)，以便实现子载波的频谱重叠和符号的可恢复性。如果符号周期包含每个子载波的整数个循环，则可获得子载波的正交性。用以下方式可以产生具有子载波间的最小间距的OFDM信号。假设N为子载波的数目，C[k](k＝0到N-1)为将要同时发送的复符号，并且NT_s为OFDM符号持续时间。在一个符号间隔NT_s上以采样周期T_s获得的复包络ODFM基带信号S(t)的采样S[n]可被表示为：

$S\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}C\left[k\right]e^{\left(\frac{2\mathrm{\πjnk}}{N}\right)}$

以上方程说明OFDM信号的调制可由离散傅里叶逆变换来执行，并且离散傅里叶变换可用于恢复C[k]符号。离散傅里叶变换的正交基函数构成子载波，正交技术可被用于根据复值指数来生成实值时域信号。优选地，离散傅里叶变换(DFT)和其逆变换(IDFT)由快速傅里叶变换算法(FFT)来执行。

在典型的OFDM发射机中，串-并转换器将输入比特流转换为N个并行流。然后，每个并行流中的比特组由编码器/调制器12编码为具有N个复值符号的块，其中复值符号对应于诸如QAM的调制方案的星座点。因为这些复值符号被用于确定特定子载波的幅度和相位，所以其被称为频域符号。然后，所述N个频域符号被输入到N点IDFT并由并-串转换器转换为串行离散时间信号，其中每个频域符号都是表示多个输入比特的复数。由此，所生成的离散时间信号构成了表示正交子载波波形的和的时域波形的N个采样，其中每个子载波波形都被频域符号调制。所述N个采样(或者包含这些采样的模拟波形的一部分)可被称为OFDM符号或块。(为了区别于输入数据所直接映射到的频域符号，OFDM符号有时被称为元符号)。然后，时域波形采样由数-模转换器转换为模拟波形，并与适当的载波混合以便在通信信道上发送时域波形。然后，在接收机处，可对时域波形进行重采样和离散傅里叶变换以恢复频域符号，该符号接着被解码以生成输出数据流。

在实践中，频域符号或数据子载波的数目通常比子载波的总数稍微少一些。这是为了防止混叠以及提供可被用于同步和信道均衡的导频载波。此外，还为每个OFDM符号提供保护间隔，以提供对多径失真的增强的抗扰性。由于OFDM符号是IDFT的结果，所以其是周期函数并且可以通过添加循环前缀或后缀而分别向后或向前循环扩展。在包括来自保护间隔而不是来自相邻OFDM符号的采样的OFDM符号上所执行的DFT将简单地从通过在符号边界处开始的DFT所获得的结果进行移相。这样的相移可通过在OFDM接收机中的均衡器得以补偿。对于具有多径延迟扩展的信道，接收信号是实际发送信号与发送信号的具有不同幅度和延迟的多个版本的和。如果使保护间隔的持续时间刚好大于多径信道的最大过度延迟(excessdelay)，则多径延迟扩展不会导致符号间干扰。

对于任何数字通信系统，OFDM接收机与发送符号的同步是正确解调所必需的。即，OFDM接收机必须确定产生正确频域符号的开始DFT的触发点。所述同步也被称为符号定时恢复，通常，可使用基于例如嵌入的导频信号或保护间隔的冗余的多种不同方法来执行所述同步。本文描述了一种用于符号定时恢复的方法和系统，其特别适用在呈现多径延迟扩展的通信信道中。

附图说明

图1示出了OFDM接收机的基本组件。

图2至图9示出了OFDM符号和符号间干扰的各个方案。

图10是用于OFDM符号定时恢复的示例性算法的流程图。

具体实施方式

图1是示出示例性OFDM接收机和解调器的基本组件的框图。天线18或连接通信信道的其它类型耦合器接收输入信号，该输入信号包括用基带OFDM符号所调制的RF载波信号。基带恢复模块10从经调制的载波恢复基带OFDM符号。基带恢复模块通过正交混合载波频率处的正弦和余弦信号来恢复OFDM符号的实部和虚部。然后，模-数转换器11将OFDM符号转换为提供到OFDM解调器12的复值数字采样。假设所述OFDM符号由长度为N个采样的、附加了作为循环前缀或循环后缀的M个采样长的保护间隔的OFDM符号组成。OFDM解调器在串行OFDM符号采样上执行串-并转换，然后在每N+M个采样中的N个采样上执行N点DFT以有效地移除保护间隔。在本文中，将在N+M个采样中开始N点DFT的采样位置称为触发点。符号定时恢复模块16为由OFDM解调器12所执行的DFT确定触发点。OFDM解调器产生与诸如QAM的调制方案的星座点相对应的N个复值频域符号。为了补偿由通信信道频率响应引起的信号失真，信道估计器15根据已知OFDM符号来估计信道的频率响应，其中例如以前导或导频信号的形式将所述已知OFDM符号间歇地嵌入输入信号。根据所估计的信道频率响应，均衡器模块17执行每个频域符号的复数乘法，以补偿由信道引起的幅度和/或相位失真。然后，符号解码器14根据所采用的特定调制方案对经补偿的频域符号进行解码，所生成的数据被转换为串行形式以产生数字输出数据。

以下描述了由可用于任何OFDM系统的符号定时恢复模块16所执行的算法，其中所述OFDM系统采用循环保护间隔并且特别适用于具有多径失真的场合。符号定时恢复模块16可以是专用硬件组件或者可以实现为由数字处理器执行的指令。所述指令可被包含在适当的存储介质中，其中可以将所述指令从该存储介质传输到存储器或其它处理器可执行介质。

本文描述的算法可应用于数字视频和音频广播应用，诸如DVB-T、DVB-H、ISDB-T、T-DMB、DAB和DVB-2标准以及诸如IEEE 802.11x的网络协议。用于循环前缀或循环后缀OFDM的大多数算法假设由多径延迟扩展产生的回波位于保护间隔中。网络规划者尝试设计单频网络(SFN)来满足该假设，但是在陆地环境中不可能确保这一点。因此，数字陆地电视接收机需要考虑保护间隔之外的回波。以下描述的算法未对多径的位置做出任何假设，因此其可应用于回波或多径位于保护间隔之内或之外的情况。这些算法被设计为：通过参照任何回波特征(profile)使符号间干扰最小化，来定位最佳符号开始或DFT触发位置。这也可被用在移动接收机中并且可快速跟踪随时间变化的回波特征。

以下讨论针对向OFDM符号添加循环前缀的OFDM系统。然而，应当理解，在加以必要修正的情况下，这些讨论可等同地应用于采用任何类型循环保护间隔(例如循环后缀)的系统。

保护间隔和ISI

具有循环前缀类型的保护间隔的每个OFDM符号采用如图2所示的形式。保护间隔将连续的OFDM符号分开。对于DVB-T/H和ISDB-T，保护间隔是OFDM符号的比值，其中该比值的值可为1/32、1/16、1/8或者1/4。对于T-DMB和DAB，保护间隔被固定为1/4。OFDM符号的尾部被复制以作为保护前缀。如果DFT在保护间隔内被触发，则将没有符号间干扰(ISI)。

只要所有的多径都位于保护间隔内，就可以触发OFDM调制所要求的DFT而使得不存在ISI。虽然非常希望使所发送信号的所有反射或回波都位于保护间隔内，但是没有陆地SFN规划者能够保证这一点。屋顶天线可以容易地接收来自相当远的发射机的信号。取决于移动DVB-H接收机在密集建筑物环境中的位置，移动DVB-H接收机可接收来自保护带之外的发射机的信号。虽然在这些情况下可通过使保护间隔更大来减少符号间干扰，但是这样做的成本很高。保护间隔实际上是被浪费的时间(或者被浪费的比特)，因为在此期间没有发送新的信号。例如，使用25％的保护率对应于20％的数据损失。因此，期望即使当回波位于保护间隔之外时接收机仍能良好工作。由于当多径位于保护间隔之外时符号间干扰无法避免，因此以下描述的算法提供了使该ISI最小化的最佳DFT触发点。此外，这些算法迅速地适应于变化的回波场景以持续提供用于DFT触发的最佳点，从而其也适用于移动应用。

符号定时恢复

如前所述，符号定时恢复等同于获得触发DFT的最佳位置。在开始时，需要一个初始点来触发DFT，这可被称为符号定时恢复的获取阶段。初始触发点可使用自相关来获得。由于保护间隔是循环重复的，如果OFDM信号与相对于其原始信号而延迟了T_u(符号周期)的副本相关，则在保护间隔的中心处获得相关峰值。也可以采用其它众所周知的算法。该方法没有在出现多径时给出最佳触发位置，但足以使接收机移动。

本文描述的用于符号定时恢复的算法应用于在确定了初始触发点后的称作跟踪阶段的阶段。为此，使用了通过执行信道频率响应(CFR)的傅里叶逆变换(IDFT)所获得的信道冲击响应(CIR)。通常，在OFDM接收机中计算CFR，以在OFDM信道均衡中使用。以下描述的算法将CFR重用(通过执行其IDFT)于优化符号定时恢复。

可使用传统的公知技术来执行信道频率响应的计算。OFDM传输通常具有嵌入的导频以估计CFR并协助信道均衡。例如，在DAB和T-DMB的情况下，存在周期性的前导传输，这使得接收机能够周期性地计算出信道频率响应。在DVB-T/H和ISDB-T的情况下，存在离散的导频。假设T_u为符号周期。从而，载波间隔为1/T_u。每个符号的离散导频以12/T_u被分隔开。换句话说，每第12个载波是导频。然而，离散导频是逐符号交错的。例如，在第一符号中，SP位置是：0、12、24、……。在第二符号中，SP位置是：3、15、27、……。在第三符号中，SP位置是：6、18、30、……。在第四符号中，SP位置是：9、21、33、……。在第五符号中，SP位置是：0、12、24、36、……。因此，SP模式每四个符号重复一次。因此，通过使用该SP序列，可以在载波位置0、3、6、9、12、15、18、……处获得信道频率响应。换句话说，可以以3/T_u的频率间隔来计算出CFR。(然后，其可被内插以获得随后可被用于均衡的具有载波间隔(1/T_u)的信道频率响应)。在DVB-T2中，存在离散的导频以及周期性的前导。因此，可使用这些信号来获得具有1/T_u的载波间隔的CFR。在T-DMB和DAB中，可在每个载波位置处估计CFR，即具有1/T_u的间隔。在DVB-T2中也可以使用前导来这样处理。在DVB-T中，可使用离散的导频来以3/T_u的间隔估计CFR。

出于以下讨论(解释算法)的目的，假设已在每个载波位置处估计信道频率响应，即具有1/T_u的间隔。现在，通过执行CFR的逆DFT(IDFT)来估计CIR。为了解释CIR的结构，考虑一些实例。首先，考虑没有多径的情况。从而，如前所述，在获取阶段期间通过自相关计算出的触发点将位于保护间隔的中心。因此，如图3所示，信道冲击响应将在时间原点左侧T_g/2处具有峰值。现在考虑如图4所示在保护间隔处0dB回波的情况。通过自相关获得的触发点将位于“复合”保护间隔的中心处，并且冲击响应将包括两个峰值，一个位于时间原点，另一个位于时间原点右侧T_g处，其中T_g是保护间隔。注意，时间原点将总是触发位置。

在以上两个实例中，自相关产生主符号的保护间隔内的DFT触发点，从而没有引起任何ISI。然而，对于所有回波情况而言却并不总是这样。甚至在图4中，我们假设自相关是理想的并且相关峰值被精确地检测。实际上，在出现噪声的情况下，实际相关峰值(从而，初始触发点)将与理想点相差±ΔT，这将导致ISI。如果在保护间隔之外存在回波，则自相关将肯定无法找到最佳触发点。

图5中的实例示出了在保护间隔之外的回波。在相对于主路径的-0.75T_g处，即在主路径之前，存在一个6dB的前向回波。在相对于主路径的0.75T_g处存在-3dB的后向回波(取值为0dB)。在一般情况下，将存在大量的多径以及作为CFR的IDFT结果的相当复杂的冲击响应。

用于优化符号定时恢复以将ISI最小化的算法

回顾前一部分的三个实例。在每个信道冲击响应中，时间原点代表DFT触发位置。由此，可以做出以下论断。在时间原点右侧长度为T_g的窗口内的所有冲击响应分量未对任何ISI产生贡献，其中T_g是保护间隔。这由图6示出。在图6中，对应于IR3、IR4、IR5和IR6的多径分量未对任何ISI产生贡献。然而，对应于IR1、IR2、IR7和IR8的分量却引起ISI。注意，出于示例的目的，非常清晰地示出CIR，但是实际上我们将得到不同的冲击峰值，因为在峰值周围将存在一些扩展。然而，在此给出的论证仍然适用。

注意，对主回波路径的处理并未与任何其它路径存在任何不同。在图7中，IR5可以是对应于所接收的最强回波的主路径，但采用与任何其它多径相同的方式进行处理。所有这些路径的组合形成完整的所接收的OFDM信号。在第一论断中，阐明了在0到T_g区间中CIR分量没有生成ISI。实际上还能再前进一步，计算出由在该间隔之外的CIR分量引起的ISI。假设IR1到IR8指代在特定采样位置处的CIR的幅值测量值(例如幅度的幂或平方)。假设8个点的时间坐标为τ₁至τ₈。这些值中的前两个值当然是负的。从而，由IR1、IR2、IR7和IR8这四个回波引起的ISI由以下方程给出。

ISI＝IR1*(-τ₁)+IR2*(-τ₂)+IR7*(τ₇-T_g)+IR8*(τ₈-T_g)      (1)

为了获得最佳触发点，必须调整时间原点的位置，直到该ISI被最小化。继续上述实例，如图7所示，移动触发点以捕获IR7。从而，IR3移到了窗口之外，并开始对ISI产生贡献。新的ISI值由以下方程给出：

ISI₁＝IR1*(-τ₁+x)+IR2*(-τ₂+x)+IR3*(x-τ₃)+IR8*(τ₈-T_g-x)(2)

其中将调整给定为x。如果ISI₁＜ISI，则可以通过相对于当前触发位置做出大小为x的触发点调整来减少符号间干扰。

在一个特定的基础实施例中，正交频分复用(OFDM)接收机包括：1)连接通信信道的耦合器，用于串行接收所发送的OFDM符号，其中一个OFDM符号包括整数N个时域采样，其中，可以通过对N个时域采样的离散傅里叶变换而从N个时域采样提取出N个频域符号，并且其中，在连续发送的OFDM符号之间插入长度为T_g的保护间隔，每个保护间隔包括与相邻OFDM符号的循环扩展相对应的特定数目的时域采样；2)解调器，用于通过在特定触发点处开始对N个连续采样进行离散傅里叶变换来解调串行接收的时域采样，以从每个接收的OFDM符号恢复N个频域符号；3)信道估计器，用于从OFDM符号中提取组成导频或前导信号的频域符号，并由此计算信道频率响应；以及4)符号定时恢复模块，用于调整执行离散傅里叶变换的触发点。符号定时恢复模块被配置为：通过对信道频率响应进行傅里叶逆变换来计算信道冲击响应的采样；基于超过特定阈值的信道冲击响应的采样的幅值及其与信道冲击响应的时间原点的关系，估计在通信信道中发生的符号间干扰的测量值；以及调整信道冲击响应的时间原点以便使所估计的符号间干扰最小化，然后以相同的方式调整用于后续OFDM符号的解调的触发点。符号定时恢复模块可被配置为利用超过特定阈值的信道冲击响应的采样的幅值的加权和，来估计在信道中发生的符号间干扰的测量值，其中每个采样的幅值是根据其与信道冲击响应的时间原点的关系而被加权的。符号定时恢复模块可被进一步配置为通过计算添加到当前触发位置(Current_Trigger_Position)的触发调整(Trigger_Adjustment)来调整触发点，所述触发调整为：

Trigger_Adjustment＝min_ISI_loc-Current_Trigger_Position

从而，通过估计导致了与信道冲击响应的采样位置的特定子集相对应的时间原点位置的符号间干扰并且选取产生最小符号间干扰的位置，来找到产生最小符号间干扰的信道冲击响应的时间原点位置(min_ISI_loc)。

在保护间隔是循环前缀的情况下，在估计信道中发生的符号间干扰时，不考虑在时间原点之后且在距时间原点的等于保护间隔的长度T_g的间隔内所出现的信道冲击响应的采样；对在时间原点之前出现的信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与这些采样离时间原点的距离成比例；对在时间原点之后出现的信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与这些采样离时间原点的距离超出保护间隔的长度T_g的量成比例。在保护间隔是循环后缀的情况下，在估计信道中发生的符号间干扰时，不考虑在时间原点之前且在距时间原点的等于保护间隔的长度T_g的间隔内出现的信道冲击响应的采样；对在时间原点之后出现的信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与这些采样离时间原点的距离成比例；对在时间原点之前出现的信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与这些采样离时间原点的距离超出保护间隔的长度T_g的量成比例。

示例性算法

假设

I(i)，其中i＝0，1，...，N-1                                 (3)

是通过执行信道频率响应的IDFT而得到的信道冲击响应。所述N个点覆盖了等于符号持续时间T_u的时间段。其是必须被展开为沿时间轴的线性形式的循环序列。在一个实施例中，这是通过假设所有多径都位于信道冲击响应的最大峰值的-T_u/2到+T_u/2之间来实现的，其中CIR的幅值是最大的。假设最大峰值的位置为：

i_peak

然后，假设所有多径都位于距上述位置的-T_u/2到+T_u/2之间。即，识别出采样幅值最大的信道冲击响应的最大峰值，然后相对于时间原点展开信道冲击响应，以使得信道冲击响应的特定部分(例如二分之一)位于最大峰值之后以代表相对于最大峰值的后向回波，并且使得信道冲击响应的剩余部分位于最大峰值之前以代表前向回波。如图8所示，将展开的信道冲击响应称为：

IR(i)，i＝0，1，...，N-1                                 (4)

当前触发点由在该循环展开之前的序列的时间原点给出，即方程(3)的序列的原点。在该算法的第一版本中，强制触发点位于冲击响应峰值的保护间隔内。则触发点可位于图9所示的阴影区域内的任何地方。现在，想要找出在该阴影区域内使ISI最小化的点。想要使用在前面部分给出的方程来计算出与阴影区域中的每个点相对应的ISI值。在阴影区域中ISI最小的点由min_ISI_loc在上图中给出。从而，触发调整为：

Trigger_Adjustment＝min_ISI_loc-Current_Trigger_Position

计算出阴影区域内的每个点的ISI在计算上花费巨大。因此，通过使用以下代数获得一组简单的递推关系来计算ISI。

基于采样，假设T_g等于M。例如，如果保护比值为1/4，则M＝N/4。从而，

Q＝N/2                                                 (5)

P＝(N/2)-M

从点P开始。点P处的ISI由以下方程给出：

ISI(P)＝pre_echo_isi(P)+post_echo_isi(P)               (6)

其中，

$\mathrm{pre}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}\left(P\right)=\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(P-i)---\left(7\right)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}\left(P\right)=\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-Q)=\underset{i=P+T_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-(P+T_g))---\left(8\right)$

此外，定义两个其它变量以作为前向和后向回波的总和，如下：

$\mathrm{pre}\_\mathrm{echo}\left(P\right)=\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)---\left(9\right)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\left(P\right)=\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)=\underset{i=P{+T}_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)---\left(10\right)$

现在，当将该点移动到(P+1)时，方程(6)仍然保持不变，但方程(8)和(9)变为：

$\mathrm{pre}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}(P+1)=\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(P+1-i)=\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(P-i)+\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)---\left(11\right)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}(P+1)=\underset{i=Q+2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-Q-1)=\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-Q)-\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}(P+1)=\underset{i=P+T_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-Q)-\underset{i=P{+T}_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)---\left(12\right)$

现在，可以写出以下方程：

pre_echo_isi(P+1)＝pre_echo_isi(P)+pre_echo(P)               (13)

post_echo_isi(P+1)＝post_echo_isi(P)-post_echo(P)            (14)

由此，可以推出一整组递推关系：

pre_echo_isi(m)＝pre_echo_isi(m-1)+pre_echo(m-1)             (15)

post_echo_isi(m)＝post_echo_isi(m-1)-post_echo(m-1)          (16)

pre_echo(m)＝pre_echo(m-1)+IR(m)                             (17)

post_echo(m)＝post_echo(m-1)-IR(m+M)                         (18)

ISI(m)＝pre_echo_isi(m)+post_echo_isi(m)                     (19)

其中，m＝P+1，P+2，...，Q

由此，可以计算出最小ISI的点的位置。上述算法由图10中的流程图的步骤S1至S8示出。

在该算法的可选实施例中，查找并不局限于在最大峰值之前的间隔T_g内(即，仅在图9的阴影区)，该查找在信道冲击响应的整个时间间隔上执行。例如，点P可被设置为相对于最大峰值的-T_u/2，点Q设置到相对于最大峰值的+T_u/2。除此之外，该算法与上述的一样。

上述部分描述了如下算法，其基于通过执行信道频率响应的逆DFT所计算出的信道冲击响应(CIR)，来导出使OFDM中符号间干扰最小化所需的DFT触发点调整。在导频和/或前导的帮助下，在频域中获取信道频率响应。通常，CIR用于OFDM信道均衡。上述算法将CIR重用于符号定时恢复以使ISI最小化。信道冲击响应被持续地更新，符号定时(即DFT触发点)也被相应地持续更新。实际上，为了防止较大的触发点波动并且使触发点相对较慢地收敛于最佳点，可以仅应用所估计的调整的一部分。在移动应用中，由于多径特征非常迅速地变化，因此该收敛速度可能必须增加。

如果在时间间隔T_u上的信道冲击响应是已知的，则情况可能如此。对于T-DMB和DAB(数字音频广播)情况如此，对于(基于前导的)DVB-T2情况也如此。然而，对于DVB-T，只有在T_u/3的时间段上才能提供信道冲击响应。可应用相同的算法。上述讨论仅考虑了由保护间隔之外的可能回波所引起的符号间干扰最小化。然而，保护间隔之外的回波也引起载波间干扰(ICI)。本文提出的算法同样也能减少ICI的影响。

结合上述特定的实施例描述了本发明。应当理解，也可以将所述实施例以任何具有优势的方式相结合。此外，本领域技术人员将会清楚许多替代、变型和修改。其它的这种替代、变型和修改都将落入所附权利要求的范围内。

Claims (23)

1.一种方法，包括：

在通信信道上接收OFDM符号，其中在所述OFDM符号之间插入长度为Tg的保护间隔；

通过在特定触发点处开始对N个连续采样进行离散傅里叶变换来解调所述OFDM符号；

计算信道频率响应；

通过以下步骤来调整用于执行所述离散傅里叶变换的所述触发点：

(1)通过对所述信道频率响应进行傅里叶逆变换来计算信道冲击响应的采样，

(2)基于超过特定阈值的所述信道冲击响应的采样的幅值及其与代表所述触发点的所述信道冲击响应的时间原点的关系，估计在所述通信信道中发生的符号间干扰的测量值，以及

(3)调整所述信道冲击响应的所述时间原点以使所估计的符号间干扰最小化，并且接着以相同的方式调整用于后续OFDM符号的解调的所述触发点。

2.如权利要求1所述的方法，其中，利用超过所述特定阈值的所述信道冲击响应的所述采样的幅值的加权和，来估计在所述信道中发生的所述符号间干扰的所述测量值，其中每个采样的幅值是根据其与所述信道冲击响应的所述时间原点的关系而被加权的。

3.如权利要求2所述的方法，还包括：

识别所述采样的幅值最大处的所述信道冲击响应的最大峰值；以及

展开所述信道冲击响应，使得所述信道冲击响应的特定部分位于所述最大峰值之后以代表相对于所述最大峰值的后向回波，并且使得所述信道冲击响应的剩余部分位于所述最大峰值之前以代表前向回波。

4.如权利要求2所述的方法，其中，

所述保护间隔是循环前缀；

在估计在所述信道中发生的所述符号间干扰时，不考虑在所述时间原点之后且在距所述时间原点的等于所述保护间隔的长度T_g的间隔之内所出现的所述信道冲击响应的采样；

对在所述时间原点之前出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离成比例；以及

对在所述时间原点之后出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离超出所述保护间隔的长度T_g的量成比例。

5.如权利要求2所述的方法，其中，

所述保护间隔是循环后缀；

在估计在所述信道中发生的所述符号间干扰时，不考虑在所述时间原点之前且在距所述时间原点的等于所述保护间隔的长度T_g的间隔之内出现的所述信道冲击响应的采样；

对在所述时间原点之后出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离成比例；以及

对在所述时间原点之前出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离超出所述保护间隔的长度T_g的量成比例。

6.如权利要求2所述的方法，其中，通过计算被添加到当前触发位置(Current_Trigger_Position)的触发调整(Trigger_Adjustment)来调整所述触发点，所述触发调整为：

Trigger_Adjustment＝min_ISI_loc-Current_Trigger_Position

其中，通过估计导致了与所述信道冲击响应的所述采样位置的特定子集相对应的时间原点位置的所述符号间干扰以及选取产生最小符号间干扰的位置，来找到产生最小符号间干扰的所述信道冲击响应的时间原点位置(min_ISI_loc)。

7.如权利要求6所述的方法，其中，通过以下步骤找到产生最小符号间干扰的所述信道冲击响应的时间原点位置(min_ISI_loc)：

(a)将所述时间原点位置的位置变量m初始化为

m＝P

其中，P对应于基于所述信道冲击响应的采样位置的特定时间原点位置；

(b)对所述时间原点位置P的以下变量进行初始化，其中IR(i)是在相对于所述时间原点的采样位置i处所述信道冲击响应的幅值的测量值：

$\mathrm{pre}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}\left(P\right)=\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(P-i)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}\left(P\right)=\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-Q)=\underset{i=P+T_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-1(P+T_g))$

$\mathrm{pre}\_\mathrm{echo}\left(P\right)=\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\left(P\right)=\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)=\underset{i=P+T_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)$

ISI(P)＝pre_echo_isi(P)+post_echo_isi(P)

(c)设置：

ISI_min＝ISI(P)

ISI_min_loc＝P

(d)通过设置

m＝m+1

来将m的值改变为新的时间原点位置，其中m+1对应于基于采样的所述新的时间原点位置；

(e)将以下变量更新为：

pre_echo_isi(m)＝pre_echo_isi(m-1)+pre_echo(m-1)

post_echo_isi(m)＝post_echo_isi(m-1)-post_echo(m-1)

pre_echo(m)＝pre_echo(m-1)+IR(m)

post_echo(m)＝post_echo(m-1)-IR(m+M)

ISI(m)＝pre_echo_isi(m)+post_echo_isi(m)

其中m-1对应于在步骤(d)处进行改变之前的m的值，M是在所述保护间隔中的采样的数目；

(f)如果ISI(m)小于ISI_min，则设置：

ISI_min＝ISI(m)

ISI_min_loc＝m

(g)迭代地执行步骤(d)至(f)。

8.如权利要求7所述的方法，其中，所述变量m在步骤(d)至(f)期间从初始时间原点位置P递增，所述初始时间原点位置P位于所述信道冲击响应中最大峰值的位置之前的M个采样处。

9.如权利要求8所述的方法，其中，所述变量m在步骤(d)至(f)期间递增M次，直到所述变量m达到所述信道冲击响应中所述最大峰值的位置。

10.如权利要求7所述的方法，其中，所述变量m在步骤(d)至(f)期间递增，使得m经历所述信道冲击响应的每个采样位置。

11.一种正交频分复用(OFDM)接收机，包括：

连接通信信道的耦合器，用于串行接收所发送的OFDM符号，其中，一个OFDM符号包括整数N个时域采样，可以通过对所述N个时域采样的离散傅里叶变换来从所述N个时域采样提取N个频域符号，并且其中，在连续发送的OFDM符号之间插入长度为T_g的保护间隔，每个所述保护间隔包括与相邻OFDM符号的循环扩展相对应的特定数目的时域采样；

解调器，用于通过在特定触发点开始对N个连续的采样进行离散傅里叶变换来解调所串行接收的时域采样，以从每个所接收的OFDM符号恢复N个频域符号；

信道估计器，用于从OFDM符号提取组成导频或前导信号的频域符号，并由此计算信道频率响应；

符号定时恢复模块，用于调整执行所述离散傅里叶变换的所述触发点，其中，所述符号定时恢复模块被配置为：

通过对所述信道频率响应进行傅里叶逆变换来计算信道冲击响应的采样，

基于超过特定阈值的所述信道冲击响应的采样的幅值及其与代表所述触发点的所述信道冲击响应的时间原点的关系，估计在所述通信信道中发生的符号间干扰的测量值，以及

调整所述信道冲击响应的所述时间原点以使所估计的符号间干扰最小化，并且接着以相同的方式调整用于后续OFDM符号的解调的所述触发点。

12.如权利要求11所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为：

利用超过所述特定阈值的所述信道冲击响应的所述采样的幅值的加权和，来估计在所述信道中发生的所述符号间干扰的所述测量值，其中每个采样的幅值是根据其与所述信道冲击响应的所述时间原点的关系而被加权的。

13.如权利要求12所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为：

识别所述采样的幅值最大处的所述信道冲击响应的最大峰值；以及

展开所述信道冲击响应，使得所述信道冲击响应的特定部分位于所述最大峰值之后以代表相对于所述最大峰值的后向回波，并且使得所述信道冲击响应的剩余部分位于所述最大峰值之前以代表前向回波。

14.如权利要求12所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为使得：

所述保护间隔是循环前缀；

在估计在所述信道中发生的所述符号间干扰时，不考虑在所述时间原点之后且在距所述时间原点的等于所述保护间隔的长度Tg的间隔之内所出现的所述信道冲击响应的采样；

对在所述时间原点之前出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离成比例；以及

对在所述时间原点之后出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离超出所述保护间隔的长度T_g的量成比例。

15.如权利要求12所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为使得：

所述保护间隔是循环后缀；

在估计在所述信道中发生的所述符号间干扰时，不考虑在所述时间原点之前且在距所述时间原点的等于所述保护间隔的长度T_g的间隔之内出现的所述信道冲击响应的采样；

对在所述时间原点之后出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离成比例；以及

对在所述时间原点之前出现的所述信道冲击响应的采样的幅值进行加权，该加权与所述采样离所述时间原点的距离超出所述保护间隔的长度T_g的量成比例。

16.如权利要求12所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为：

通过计算被添加到当前触发位置(Current_Trigger_Position)的触发调整(Trigger_Adjustment)来调整所述触发点，所述触发调整为：

Trigger_Adjustment＝min_ISI_loc-Current_Trigger_Position

并且使得通过估计导致了与所述信道冲击响应的所述采样位置的特定子集相对应的时间原点位置的所述符号间干扰以及选取产生最小符号间干扰的位置，来找到产生最小符号间干扰的所述信道冲击响应的时间原点位置(min_ISI_loc)。

17.如权利要求16所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为使得：

通过以下步骤找到产生最小符号间干扰的所述信道冲击响应的时间原点位置(min_ISI_loc)：

(a)将所述时间原点位置的位置变量m初始化为

m＝P

其中，P对应于基于所述信道冲击响应的采样位置的特定时间原点位置；

(b)对所述时间原点位置P的以下变量进行初始化，其中IR(i)是在相对于所述时间原点的采样位置i处所述信道冲击响应的幅值的测量值：

$\mathrm{pre}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}\left(P\right)=\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(P-i)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\_\mathrm{isi}\left(P\right)=\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-Q)=\underset{i=P+T_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)(i-1(P+T_g))$

$\mathrm{pre}\_\mathrm{echo}\left(P\right)=\underset{i=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)$

$\mathrm{post}\_\mathrm{echo}\left(P\right)=\underset{i=Q+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)=\underset{i=P+T_g+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{IR}\left(i\right)$

ISI(P)＝pre_echo_isi(P)+post_echo_isi(P)

(c)设置：

ISI_min＝ISI(P)

ISI_min_loc＝P

(d)通过设置

m＝m+1

来将m的值改变为新的时间原点位置，其中m+1对应于基于采样的所述新的时间原点位置；

(e)将以下变量更新为：

pre_echo_isi(m)＝pre_echo_isi(m-1)+pre_echo(m-1)

post_echo_isi(m)＝post_echo_isi(m-1)-post_echo(m-1)

pre_echo(m)＝pre_echo(m-1)+IR(m)

post_echo(m)＝post_echo(m-1)-IR(m+M)

ISI(m)＝pre_echo_isi(m)+post_echo_isi(m)

其中m-1对应于在步骤(d)处进行改变之前的m的值，M是在所述保护间隔中的采样的数目；

(f)如果ISI(m)小于ISI_min，则设置：

ISI_min＝ISI(m)

ISI_min_loc＝m

(g)迭代地执行步骤(d)至(f)。

18.如权利要求17所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为使得：

所述变量m在步骤(d)至(f)期间从初始时间原点位置P递增，所述初始时间原点位置P位于所述信道冲击响应中最大峰值的位置之前的M个采样处。

19.如权利要求18所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为使得：

所述变量m在步骤(d)至(f)期间递增M次，直到所述变量m达到所述信道冲击响应中所述最大峰值的位置。

20.如权利要求17所述的接收机，其中，所述符号定时恢复模块被配置为使得：

所述变量m在步骤(d)至(f)期间递增，使得m经历所述信道冲击响应的每个采样位置。

21.一种包括处理器可执行指令的介质，所述指令执行用于解调正交频分复用(OFDM)信号的方法，该方法包括：

在信道上串行接收所发送的OFDM符号，其中，一个OFDM符号包括整数N个时域采样，可以通过对所述N个时域采样的离散傅里叶变换来从所述N个时域采样提取N个频域符号，并且其中，在连续发送的OFDM符号之间插入长度为T_g的保护间隔，每个所述保护间隔包括与相邻OFDM符号的循环扩展相对应的特定数目的时域采样；

通过在特定触发点开始对N个连续的采样进行离散傅里叶变换来解调所串行接收的时域采样，以从每个所接收的OFDM符号恢复N个频域符号；

从OFDM符号提取组成导频或前导信号的频域符号，并由此计算信道频率响应；

通过以下步骤来调整用于执行所述离散傅里叶变换的所述触发点：

通过对所述信道频率响应进行傅里叶逆变换来计算信道冲击响应的采样，

基于超过特定阈值的所述信道冲击响应的采样的幅值及其与所述信道冲击响应的时间原点的关系，估计在所述通信信道中发生的符号间干扰的测量值，以及

调整所述信道冲击响应的所述时间原点以使所估计的符号间干扰最小化，并且接着以相同的方式调整用于后续OFDM符号的解调的所述触发点。

22.如权利要求21所述的介质，其中，利用超过所述特定阈值的所述信道冲击响应的所述采样的幅值的加权和，来估计在所述信道中发生的所述符号间干扰的所述测量值，其中每个采样的幅值是根据其与所述信道冲击响应的所述时间原点的关系而被加权的。

23.如权利要求22所述的介质，其中，通过计算被添加到当前触发位置(Current_Trigger_Position)的触发调整(Trigger_Adjustment)来调整所述触发点，所述触发调整为：

Trigger_Adjustment＝min_ISI_loc-Current_Trigger_Position

其中，通过估计导致了与所述信道冲击响应的所述采样位置的特定子集相对应的时间原点位置的所述符号间干扰以及选取产生最小符号间干扰的位置，来找到产生最小符号间干扰的所述信道冲击响应的时间原点位置(min_ISI_loc)。

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