KR100789833B1 - 등화기 - Google Patents

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KR100789833B1
KR100789833B1 KR1020060004498A KR20060004498A KR100789833B1 KR 100789833 B1 KR100789833 B1 KR 100789833B1 KR 1020060004498 A KR1020060004498 A KR 1020060004498A KR 20060004498 A KR20060004498 A KR 20060004498A KR 100789833 B1 KR100789833 B1 KR 100789833B1
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이석범
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엘지전자 주식회사
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Abstract

본 발명은 등화기에 관한 것이다. 본 발명은 수신 신호의 데이터 구간의 주파수 영역 신호의 켤레 복소수 신호와 수신 신호의 채널이송함수(channel transfer function)신호를 연산하여 출력하는 연산부; 수신 신호의 채널이송함수신호의 크기를 산출하여 출력하는 신호크기산출부; 수신신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio)와 상기 신호크기산출부가 출력한 신호의 합을 역산하는 역산출부; 및 상기 연산부의 출력신호와 상기 역산출부의 출력신호를 곱셈하는 곱셈연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기를 제공한다. 본 발명에 따른 등화기에 의하면 보다 많은 잡음대 신호비 정보를 얻고, 이 정보들을 이용하여 채널을 보상을 수행함으로써 정확한 채널 보상이 가능하다.
등화, 채널, 보상, PN

Description

등화기{equalizer}
도 1은 DMB-T의 송신장치의 일 예를 나타낸 구성도
도 2는 TDS-OFDM방식의 전송신호 중 보호구간이 1/9인 신호의 프레임의 구조를 나타낸 도면
도 3은 본 발명에 따른 등화기를 포함할 수 있는 방송 수신 장치의 일 실시예의 구성도
도 4는 본 발명에 따른 등화기의 일 실시예를 나타낸 구성도
도 5는 잡음대 신호비(NSR) 산출부의 일 예를 나타낸 도면
도 6은 본 발명에 따른 등화기의 채널 보상 성능의 결과를 나타낸 도면
도 7은 본 발명에 따른 등화기에서 채널을 보상 성능을 비교한 도면
<도면 주요부분의 부호의 설명>
10 : 채널부호화부 15 :TPS 생성부
20 : 변조부 30 : 역DFT부
40 : PN 생성부 50 : 다중화부
60 : 필터부 70 : RF 전송부
110 : 튜너 120 : 자동이득제어부
130 : A/D 컨버터 140 : 위상분리기
145 : 곱셈기 150 : 리샘플러
160 : SRRC부 170 : 프레임동기부
171 : PN 상관부 172 : 신호포착부
174 : 신호추적부 177 : 자동주파수제어부
179 : 곱셈기 180,182,255,265 : DFT부
190 : 등화부 191,270,275 : 신호크기산출부
195,290 : 역산출부 192,197,199,235 연산부
210 : 프레임타이밍복구부
215 : 채널추정부 220 : PN 생성부
230 : 컨볼루션부 240 : PN추출부
250 : 오버랩부 260 : 패딩부
280 : PN파워산출부
본 발명은 등화기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 널(null) 신호가 발생하는 채널을 보상할 수 있는 등화기에 관한 것이다.
최근 청화 대학은 중국향 지상파 디지털 텔레비전(이하, 지상파 DTV) 방송을 위한 새로운 표준안을 제안하였다. 상기 제안서는 지상파 디지털 멀티미디어/텔레비전 방송(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting; 이하, DMB- T)라고 불리는 방송 규격에 관한 것이다. DMB-T에서는 타임 도메인 신크로너스 OFDM (Time Domain Synchronous OFDM; 이하 TDS-OFDM)이라는 새로운 변조 기법(modulation scheme)이 사용된다.
TDS-OFDM의 송신단에서 변조된 후 전송되는 신호는 사이클릭 프리픽스 OFDM(cyclic prefix OFDM ; 이하 CP-OFDM) 방식에서 사용되는 방식처럼 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform ; 이하 IDFT)가 적용된다.
하지만, 보호구간(guard interval)에 CP 대신 의사잡음(pseudonoise;이하 PN)을 삽입하여 훈련신호로써 사용한다.
상기와 같은 방식은 방송신호 전송시 오버헤드를 줄일 수 있고, 채널의 사용 효율을 높일 수 있으며, 방송신호 수신단의 동기부와 채널 추정부의 성능을 향샹시킬 수 있다.
도 1은 DMB-T의 송신장치의 일 예를 나타낸 구성도이다. 도 1을 참조하여 DMB-T의 송신장치의 동작을 설명하면 다음과 같다.
채널부호화부(10)는 수신단에서 에러를 감지하도록 하기 위해 채널을 부호화한 비트스트림(bitstream)을 출력한다.
TPS 생성부(15)는 프레임 그룹의 번호, FEC(Forward Error Correction) 코드 에러비, 타임-디인터리버(time-deinterleaver) 모드 등의 채널부호화 또는 변조정보를 포함하는 TPS(전송변수매개신호; 이하 TPS) 데이터를 생성하여 출력한다.
변조부(20)는 상기 부호화된 비트 스트림을 입력받고 그 비트 스트림을 4치 또는 16치 또는 64치 등의 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation; 이하 QAM) 방식 등으로 변조한다.
역DFT부(30)는 주파수영역에서 OFDM 방식으로 변조된 신호를 시간영역의 OFDM 신호로 변조한다. DMB-T 방식에서 역DFT부(30)은 전송데이터 3780개 포인트에 대한 주파수영역 신호를 동시에 시간영역 신호로 변환시킬 수 있다.
PN 생성기(40)는 송신할 방송신호의 훈련신호로 사용할 PN 시퀀스(sequence)를 생성한다.
상기 다중화부(50)는 상기 생성된 PN 시퀀스와 상기 역DFT부(30)에서 변환된 OFDM 신호를 시간영역에서 분배하고, 이를 다중화하여 출력한다.
그리고, 필터부(60)는 상기 다중화된 DMB-T신호의 대역폭을 제한하여 출력한다. 일반적으로 상기 대역폭 제한에 사용되는 필터는 SRRC(Square Root Rasied Cosine ; 이하 SRRC) 필터가 사용될 수 있고, 이 경우 필터의 롤-오프 팩터(roll-off factor; α)는 0.05가 사용될 수 있다.
그리고 RF 전송부(70)는 상기 대역폭이 제한되어 출력된 신호를 소정의 주파수 fc의 RF(Radio Frequency) 전송 대역으로 업 컨버전(up conversion)하여 방송신호를 전송한다.
도 2는 TDS-OFDM방식에 의해 전송되는 신호 중 보호구간이 1/9인 신호의 프레임의 구조를 나타낸다. 도 2를 참조하여 보호구간이 1/9인 전송 프레임 구조에 대해 설명하면 다음과 같다.
상기 프레임은 프레임 싱크(frame sync)와 프레임 바디(frame body)를 가진다. 프레임 바디는 전송하려는 데이터가 실린 곳으로서, DFT(discrete fourier transform)이 적용되는 DFT 블럭이고, 상기 DFT 블럭은 일반적으로 3780개의 스트 림 데이터를 포함한다. 데이터 구간인 프레임 바디는 4개 구간으로 전송정보매개신호(transmission parameter signals; 이하 TPS)를 포함한다.
프레임 싱크는 PN 시퀀스로 구성되는데, 상기 프레임 싱크에 사용되는 PN 시퀀스는 오더(order) 가 8(m = 8)인 시퀀스를 사용할 수 있다. m = 8일 경우에는 255개의 서로 다른 시퀀스가 생성될 수 있는데, 상기 시퀀스는 보호구간(guard interval)에 사용되기 위해서, 프리엠블(preamble)과 포스트엠블(postamble)로 확장될 수 있다.
따라서, 상기 프리엠블(preamble)과 상기 포스트엠블(postamble)은 PN 시퀀스의 사이클릭 익스텐션(cyclic extension; 주기적 확장)을 위한 PN 시퀀스의 반복 구간이 될 수 있다.
프레임 싱크의 255개의 PN 시퀀스 중 상기 PN 시퀀스의 처음 115개의 PN 시퀀스는 포스트엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가되고, 상기 PN 시퀀스의 마지막 50개의 PN들은 프리엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가되어 확장될 수 있다.
상기 PN 시퀀스의 폴리노미얼(polynomial)은 P(x) = x8 + x6 + x5 + x + 1이고, PN 시퀀스의 초기상태에 따라 생성되는 위상이 0에서 254로 변화한다.
보호구간이 1/9일 경우 255개의 PN 시퀀스들에 상기 프리엠블과 상기 포스트엠블이 전후에 추가되어 420개의 데이터로 이루어진 프레임 싱크가 구성될 수 있다. 환언하면, DFT 블럭의 데이터 3780개의 1/9인 420개의 데이터가 프레임 싱크에 사용될 수 있다. 하나의 OFDM 프레임은 420개의 데이터로 이루어진 프레임 싱크와 3780개의 데이터로 이루어진 프레임 바디로 구성될 수 있다.
상기 데이터 프레임의 구조는 보호구간에 따라 달라질 수도 있으며, 각 프레임 내 분포하는 데이터의 개수도 다르게 분포하도록 할 수도 있다.
또한, 보호구간은 1/4 또는 1/9이 규정될 수 있으며, 그 이외에 1/6 보호구간이 사용될 수도 있고 따라서, 보호구간의 길이도 시스템을 형성하는 규격에 따라 다르게 형성될 수 있다.
이러한, TDS-OFDM 방식으로 변조된 전송신호를 수신할 경우 주파수 오차 보상과 샘플링 오차를 보상을 수행하고, 오차가 보상된 신호에 대해서 주파수 영역에서 채널 보상하여 수신 신호를 복호하는 과정을 거친다.
채널 보상을 수행하는 수신기의 등화기(equalizer)는 OFDM 변조 방식을 고려한 제로 포싱(zero forcing) 등화기를 사용할 수 있다. 상기 제로 포싱 등화기는 노이즈를 감안하지 않고 산출한 채널 보상을 수행하기 때문에 구현이 쉽다. 방송 수신 장치는 여러 가지 채널 환경을 고려하여 설계하지 않으면 신호 수신 성능이 떨어질 수 있다. 그런데 상기 제로 포싱 등화기는 특히 널(null) 신호가 많이 나타나는 고스트(ghost) 채널의 보상에 취약한 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 널 신호에 의한 고스트 채널에 의한 신호에 대해서도 채널 보상 성능이 좋은 등화기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 보다 많은 잡음대 신호비 정보를 얻고, 이 정보들을 이용하여 채널을 보상을 수행함으로써 보다 정확한 채널 보상이 가능한 등화기를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 수신 신호의 데이터 구간의 주파수 영역 신호의 켤레 복소수 신호와 수신 신호의 채널이송함수(channel transfer function)를 연산하여 출력하는 연산부; 수신 신호의 채널이송함수의 크기를 산출하여 출력하는 신호크기산출부; 수신신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio)와 상기 신호크기산출부가 출력한 신호의 합을 역산하는 역산출부; 및 상기 연산부의 출력신호와 상기 역산출부의 출력신호를 곱셈하는 곱셈연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기를 제공한다.
상기 수신신호의 잡음대 신호비는 수신 신호에 포함된 PN 시퀀스로부터 산출하는 것이 바람직하다.
상기 PN 시퀀스의 잡음대 신호비는 수신신호의 제 1 PN 시퀀스와, 상기 제 1 PN 시퀀스와 동일한 생성다항식으로부터 생성한 제 2 PN 시퀀스의 오차의 제곱을 누산하고, 상기 누산한 값을 상기 제 2 PN 시퀀스의 파워(power)로 나누어 산출할 수 있다.
상기 수신신호의 PN 시퀀스는 255의 디지트 중 처음 115개의 처음 115개의 PN 시퀀스를 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가하고, 상기 PN 시퀀스의 마지막 50개의 PN 시퀀스를 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가한 것이 바람직하다.
직교주파수다중분할(orthogonal frequency division multiplexing; OFDM)방식의 수신신호의 채널 보상이 가능한 등화기에 있어서, 수신 신호에 포함된 PN 시퀀스의 잡음대신호비를 산출하는 잡음대신호비산출부; 및 상기 잡음대신호비산출부가 출력하는 잡음대신호비, 수신신호의 채널이송함수(channel transfer function)신호 및 수신신호의 데이터 구간의 주파수 영역신호를 입력받고, 상기 채널이송함수(channel transfer function)신호 및 상기 잡음대신호비로 산출한 최소평균제곱오차의 채널보상함수로 상기 수신신호의 채널을 보상하는 등화부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기를 제공한다.
상기 잡음대신호비산출부는 수신신호로부터 PN 시퀀스를 추출하는 PN추출부;
소정의 생성다항식으로 PN 시퀀스를 생성하는 PN생성부; 및 상기 PN추출부가 추출한 PN시퀀스와 상기 PN생성부가 생성한 PN시퀀스의 오차를 합산한 값을 상기 PN생성부가 생성한 PN 시퀀스의 파워로 나누어 잡음대신호비를 산출하는 연산부를 포함할 수 있다.
상기 수신신호의 PN 시퀀스는 420개의 디지트(digit)를 포함할 수 있다.
상기 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명에 따른 등화기의 일 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다.
먼저, 본 발명에 따른 등화기를 포함할 수 있는 방송 수신 장치의 일 실시예를 설명한다. 설명을 용이하게 하기 위해 TDS-OFDM 방식의 전송신호를 수신할 수 있는 방송 수신 장치를 설명한다. 도 3은 본 발명에 따른 등화기를 포함할 수 있는 방송 수신 장치의 일 실시예의 구성도이다.
튜너(110)는 RF 전송 대역의 신호를 기저대역(base band) 신호로 전환하여 출력한다. 자동이득제어기(AGC)(120)는 상기 출력된 신호의 파워를 표준화(Power normalization)하여 출력할 수 있다.
A/D 컨버터(Analog to digital converter)(130)는 상기 출력된 신호를 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
상기 위상분리기(phase splitter)(140)는 상기 A/D 컨버터(130)가 출력하는 신호로부터 동위(inphase) 성분신호(이하, I 신호)와 직교(quadrature) 성분신호(이하, Q 신호)를 분리하여 출력한다.
상기 자동주파수제어(automatic frequency control ; 이하 AFC)부(177)는 상기 분리된 I 신호와 Q 신호의 추정된 주파수 오차를 보상하고, SRRC부(160)는 송신장치에서와 같이 수신된 신호의 대역폭을 제한하는 필터역할을 수행할 수 있다.
프레임동기부는 크게 3부분으로 구분될 수 있는데, 먼저 자동주파수제어부(automatic frequency control; AFC)(177)는 상기와 같이 수신신호의 주파수 오차를 산출하고, 상기 곱셈기(145)를 통해 수신신호와 주파수 오차가 산출된 신호의 곱을 산출하게 하여 수신신호의 주파수 오차를 보상할 수 있다.
그리고, 신호포착(acquisition)부(172)는 송신장치에서 보낸 PN 시퀀스를 동기화한다. 마지막으로 신호추적(tracking)부(174)는 상기 포착된 PN 시퀀스를 사용하여 심벌 오차를 보상한다.
상기 수신신호의 프레임동기부는 PN 상관기(171)에서 수신신호와 PN 시퀀스의 상관한 결과를 사용할 수 있다.
DFT부(180,182)는 프레임동기부의 결과로 출력되는 데이터와 채널 임펄스 응답(channel impulse response;CIR)을 각각 FFT(fast fourier transform) 연산을 통해 주파수영역으로 변환시켜 출력한다.
그리고, 등화부(190)는 주파수 영역에서 채널을 보상하여 출력한다. 상기한 것처럼 제로 포싱 등화기가 널(null) 신호가 발생하는 채널 보상에 취약점을 가진다. 이하에서 본 발명에 따른 등화기가 채널을 보상하는 개념을 설명하면 다음과 같다.
수신 신호를 Y(k), 전송단에서 보낸 신호를
Figure 112006003037553-pat00001
라고 할 때, 상기 수신 신호로 전송단에서 보낸 신호의 최소평균제곱오차로 채널을 보상하는 채널보상함수를 G(k)라고 가정한다.
Figure 112006003037553-pat00002
상기 G(k)는 최소평균제곱오차의 관점에서 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006003037553-pat00003
수학식 2에서
Figure 112006003037553-pat00004
는 채널 추정 장치에서 추정한 주파수 영역에서의 채널 이송함수(channel transfer function; CTF) 이고
Figure 112006003037553-pat00005
와
Figure 112006003037553-pat00006
는 각각 전송 신호의 자기 상관 매트릭스와 노이즈의 자기 상관 매트릭스로, 수학식 3으로 표현할 수 있다.
Figure 112006003037553-pat00007
여기서, P는 노이즈의 파워를 의미하고, 수학식 3을 이용하면, G(k)는 다음의 수학식 4로 나타낼 수 있다.
Figure 112006003037553-pat00008
따라서 수학식 4에 따르면 수학식 1은 수학식 5와 같다.
Figure 112006003037553-pat00009
따라서 신호의 채널은 수학식 5처럼 추정된 채널의 채널신호(CTF)(
Figure 112007055519972-pat00017
)에 잡음대 신호비(noise to signal ratio)(
Figure 112007055519972-pat00018
)로 나타낼 수 있다.
본 발명에 따른 등화기는 상기와 같은 채널을 추정하여 널 신호에 의한 고스트를 포함한 채널을 보상할 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 등화기의 일 실시예를 나타낸 구성도이다. 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 등화기의 일 실시예의 동작을 설명하면 다음과 같다.
상기 본 발명에 따른 등화기는 잡음대신호비산출부 및 등화부를 포함할 수 있다.
상기 DFT부(180,182)는 프레임동기부(170)로부터 산출되는 데이터와 채널 임펄스 응답을 각각 주파수영역의 신호로 변환한다. 각각 데이터와 채널 임펄스 응답은 동위성분 신호와 직교성분 신호를 가질 수 있다.
상기 제 1 DFT부(180)는 데이터 신호를 주파수 영역으로 변환하여 등화기(190)로 출력하고, 상기 제 2 DFT부(182)는 채널 임펄스 응답 신호를 주파수 영역으로 변환하여 채널 이송 함수(channel transfer function)를 산출하여 출력한다.
상기 등화부(190)는 신호크기산출부(191), 역산출부(inverse)(195) 및 다수의 연산부(192, 197, 199)를 포함할 수 있다.
상기 신호크기산출부(191)는 상기 제 2 DFT부(180)가 출력하는 채널 이송 함수 신호의 크기를 산출하여 출력하고, 제 1 연산부(192)는 상기 신호크기산출부(191)가 출력한 신호 크기와 입력받은 잡음대 신호비를 덧셈연산하여 출력한다. 그리고, 상기 역산출부(195)는 상기 제 1 연산부(192)가 출력하는 신호의 역수를 산출하여 출력한다.
상기 제 2 연산부(197)는 상기 제 2DFT부(182)가 출력하는 채널 이송 함수 신호와 상기 제 1 DFT부(180)가 출력하는 데이터 신호의 켤레 복소수(conjugate) 신호를 곱셈연산하여 출력한다.
그리고, 곱셈연산부(199)는 상기 제 1 연산부(192)와 상기 제 2 연산부(197)의 결과를 곱셈연산하여 수신 신호를 산출할 수 있다.
상기 등화부(190)는 수신 신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio;NSR)를 사용할 수 있다. 노이즈 파워는 널 신호를 이용하거나 전송정보매개신호(transmission parameter signal;TPS)를 이용하여 산출할 수 있다.
그러나, 널 신호나 전송정보매개신호는 상기 시스템의 특성상 많이 얻을 수 없기 때문에 본 발명에 따른 등화기는 정확한 노이즈 파워를 산출하기 위해 바람직하게는 수신 신호의 PN(pseudonoise) number를 사용할 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 등화기 중 잡음대신호비(NSR)산출부의 일 실시예를 나타낸 도면이다. 도 5를 참조하여 수신 신호의 PN 시퀀스를 이용하는 신호대잡음비산출부의 동작을 설명하면 다음과 같다.
프레임타이밍복구부(210)는 수신 신호에 동기를 검출하여 출력한다.
상기 PN추출부(240)는 프레임타이밍복구부(210)가 출력하는 동기 신호를 이용하여 그 신호에 포함된 PN 시퀀스를 추출한다.
상기 채널추정부(215)는 수신 신호의 채널 특성을 산출하여 그 수신 신호의 채널 임펄스 응답을 출력한다.
PN생성부(220)는 소정의 PN 초기값(PN number)를 이용하여 전송 신호의 프레임 싱크에 포함된 PN 시퀀스를 발생시켜 출력한다. 컨볼루션부(230)은 상기 PN 생성부(220)가 출력하는 PN 시퀀스에 채널 임펄스 응답을 컨볼루션 연산하여 출력한다.
연산부(235)는 수신 신호에서 상기 컨볼루션부(230)가 출력하는 PN 시퀀스를 제거하여 프레임 바디구간인 데이터 구간을 출력한다. 상기 오버랩부(250)는 프레 임 바디 구간에 대해 푸리에 연산을 적용하기 위해 푸리에 연산의 주기적 성질을 이용하여 데이터를 중첩시켜 출력하면, 상기 제 1 DFT부(255)는 데이터 신호를 주파수 영역의 신호로 변환시킨다.
상기 패딩부(260)는 상기 채널추정부(215)가 출력하는 채널 임펄스 응답에 푸리에 연산을 적용하기 위해 상기 채널 임펄스 응답 이외의 구간을 0으로 패딩하출력한다. 그리고, 제 2 DFT부(265)는 상기 채널 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 이송 함수(channel transfer function)를 산출한다.
반면 신호크기산출부(270,275)는 각각 수신단의 PN 생성부(220)에서 생성한 PN 시퀀스와 수신 신호의 PN 시퀀스의 동위성분 오차의 크기와 직교성분 오차의 크기를 산출한다.
그리고, PN파워산출부(280)의 기준 PN 파워를 수신한 상기 역산출부(290)는 상기 PN 파워의 역수를 산출한다. 그리고, 상기 PN 파워와 상기 PN 시퀀스 오차의 크기값과 연산하면 PN 신호를 이용한 잡음대 신호비(NSR)를 산출할 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 등화기의 채널 보상 성능의 결과를 나타낸 도면이다. 도 6의 왼편은 제로 포싱 등화기에 의한 채널 보상 성능의 결과를 나타내고, 도 6은 동일한 수신 신호에 대해 PN 시퀀스의 잡음대 신호비로서 채널 보상을 수행한 결과를 나타낸 도면이다. 제로 포싱 등화기의 채널 보상 결과로서 심볼의 주위에 나타나는 노이즈들이 본 발명에 따른 등화기에 의하면 소거되기 때문에 우수한 채널 보상이 가능함을 알 수 있다.
도 7은 본 발명에 따른 등화기에서 PN 시퀀스의 잡음대 신호비(NSR)로서 채 널을 보상한 결과와 전송정보매개신호(TPS)의 잡음대 신호비(NSR)로서 채널을 보상한 결과를 비교한 도면이다.
도 7에서 가로축은 신호대 잡음비(SNR)을 세로축은 비트에러율(bit error rate; BER)을 나타낸다. 본 발명에 따른 등화기는 TPS 보다 상대적으로 많은 대상으로 잡음대 신호비를 얻을 수 있는 PN 시퀀스를 사용하기 때문에 수신신호의 동일한 신호대 잡음비를 얻을 경우 비트에러율이 더 작다. 특히 TDS-OFDM의 경우 TPS 신호가 프레임 바디에 36개가 있지만, 보호구간이 1/9인 프레임 싱크에 420개의 PN 시퀀스가 있기 때문에 더 정확한 잡음대 신호비를 얻을 수 있어 수신 성능을 높일 수 있다.
상기에서 설명한 본 발명에 따른 등화기의 효과를 설명하면 다음과 같다.
첫째, 본 발명에 따른 등화기에 의하면 널 신호에 의한 고스트 채널에 의한 신호에 대해서도 채널 보상 성능이 좋다.
둘째, 본 발명에 따른 등화기에 의하면 보다 많은 잡음대 신호비 정보를 얻고, 이 정보들을 이용하여 채널을 보상을 수행함으로써 정확한 채널 보상이 가능하다.

Claims (7)

  1. 수신 신호의 데이터 구간의 주파수 영역 신호의 켤레 복소수 신호와 수신 신호의 채널이송함수(channel transfer function)를 연산하여 출력하는 연산부;
    수신 신호의 채널이송함수의 크기를 산출하여 출력하는 신호크기산출부;
    수신신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio)와 상기 신호크기산출부가 출력한 신호의 합을 역산하는 역산출부; 및
    상기 연산부의 출력신호와 상기 역산출부의 출력신호를 곱셈하는 곱셈연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 수신신호의 잡음대 신호비는 수신 신호에 포함된 PN 시퀀스로부터 산출하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 PN 시퀀스의 잡음대 신호비는 수신신호의 제 1 PN 시퀀스와, 상기 제 1 PN 시퀀스와 동일한 생성다항식으로부터 생성한 제 2 PN 시퀀스의 오차의 제곱을 누산하고, 상기 누산한 값을 상기 제 2 PN 시퀀스의 파워(power)로 나누어 산출하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 수신신호의 PN 시퀀스는 255의 디지트 중 처음 115개의 PN 시퀀스를 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가하고, 상기 PN 시퀀스의 마지막 50개의 PN 시퀀스를 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가한 것을 특징으로 하는 등화기.
  5. 직교주파수다중분할(orthogonal frequency division multiplexing; OFDM)방식의 수신신호의 채널 보상이 가능한 등화기에 있어서,
    수신 신호에 포함된 PN 시퀀스의 잡음대신호비를 산출하는 잡음대신호비산출부; 및
    상기 잡음대신호비산출부가 출력하는 잡음대신호비, 수신신호의 채널이송함수(channel transfer function)신호 및 수신신호의 데이터 구간의 주파수 영역신호를 입력받고, 상기 채널이송함수(channel transfer function)신호 및 상기 잡음대신호비로 산출한 최소평균제곱오차의 채널보상함수로 상기 수신신호의 채널을 보상하는 등화부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 잡음대신호비산출부는 수신신호로부터 PN 시퀀스를 추출하는 PN추출부;
    소정의 생성다항식으로 PN 시퀀스를 생성하는 PN생성부; 및
    상기 PN추출부가 추출한 PN시퀀스와 상기 PN생성부가 생성한 PN시퀀스의 오 차를 합산한 값을 상기 PN생성부가 생성한 PN 시퀀스의 파워로 나누어 잡음대신호비를 산출하는 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 수신신호의 PN 시퀀스는 420개의 디지트(digit)를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기
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