KR100739552B1 - 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치 - Google Patents

직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치에 관한 것이다. 본 발명은 PN(Pseudonoise) 시퀀스를 훈련신호로 사용하는 직교주파수다중분할방식(orthogonal frequency division multiplexing ;OFDM)의 전송신호를 수신하는 장치에 있어서, 수신신호의 프레임 동기 신호를 출력하는 프레임동기부; 상기 동기화된 수신신호의 프레임에 포함된 프레임 동기 신호를 제거하는 출력하는 동기신호제거부; 및 상기 동기신호제거부가 출력하는 수신신호를 주파수 영역으로 변환하는 DFT(discrete fourier transform)부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치를 제공한다. 본 발명에 따른 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치에 의하면, 신호의 수신단에서 다중 경로 채널에 의한 OFDM방식의 전송신호의 왜곡에 방지할 수 있고, 채널 등화기의 성능을 높일 수 있다.
OFDM, PN, 다중경로

Description

직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치{apparatus for receiving a signal of orthogonal frequency division multiplexing}
도 1은 DMB-T의 송신장치에 대한 간략한 구성을 나타낸 구성도
도 2는 DMB-T의 전송신호 프레임의 일 예로서 보호구간이 1/9인 프레임의 구조도
도 3은 TDS-OFDM 방식의 전송신호 수신장치의 구조도
도 4(a) 및 도 4(b)는 동일한 전송신호가 다중경로 채널에 의해 각각 수신된 2개의 OFDM 방식의 방송신호의 프레임구조를 나타낸 도면
도 5는 본 발명에 따른 방송신호 수신장치의 일 실시예의 구성도
도 6은 본 발명에 따른 OFDM 방식의 신호 수신장치 중 채널특성적용부의 연산구조를 나타낸 도면
도 7(a) 및 도 7(b)는 본 발명에 따른 OFDM 방식의 신호 수신장치의 성능을 나타낸 실험결과를 나타낸 도면
<도면 주요부분의 부호의 설명>
10 : 채널부호화부 20 : 변조부
30 : 역DFT부 40 : PN 생성부
50 : 다중화부 60 : SRRC부
70 : RF 전송부 110 : 튜너
120 : 자동이득제어부 130 : A/D 컨버터
140 : 위상분리기 145 : 곱셈기
150 : 리샘플러 160 : SRRC부
170 : 프레임동기부 171 : PN 상관부
172 : 신호포착부 174 : 신호추적부
177 : 자동주파수제어부 179 : 곱셈기
180,182 : DFT부 190 : 등화기
210 : PN시퀀스생성부 220 : 채널추정부
230 : 채널특성적용부 240 : 프레임동기제거부
본 발명은 직교주파수다중분할(orthogonal frequency division multiplexing ; 이하 OFDM)방식의 전송신호를 수신하는 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 다중 경로 채널에 의한 OFDM방식의 전송신호의 왜곡을 방지할 수 있는 OFDM 방식의 전송신호 수신장치에 관한 것이다.
최근 청화 대학은 중국향 지상파 디지털 텔레비전(이하, 지상파 DTV) 방송을 위한 새로운 표준안을 제안하였다. 상기 제안서는 지상파 디지털 멀티미디어/텔레비전 방송(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting; 이하, DMB- T)라고 불리는 방송 규격에 관한 것이다. DMB-T에서는 타임 도메인 신크로너스 OFDM (Time Domain Synchronous OFDM; 이하 TDS-OFDM)이라는 새로운 변조 기법(modulation scheme)이 사용된다.
TDS-OFDM의 송신단에서 변조된 후 전송되는 데이터는 사이클릭 프리픽스 OFDM(cyclic prefix OFDM ; 이하 CP-OFDM)방식에서 사용되는 방식처럼 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform ; 이하 IDFT)가 적용된다.
하지만, 보호구간(guard interval)에 CP 대신 의사잡음(pseudonoise;이하 PN)을 삽입하여 훈련신호로써 사용한다.
상기와 같은 방식은 방송신호 전송시 오버헤드를 줄일 수 있고, 채널의 사용 효율을 높이며, 방송신호 수신단의 동기부와 채널 추정부의 성능을 향샹시킬 수 있다.
도 1은 DMB-T의 송신장치에 대한 간략한 구성을 나타낸 구성도이다. 도 1을 참조하여 DMB-T의 송신장치의 동작을 설명하면 다음과 같다.
채널부호화부(10)는 수신단에서 에러를 감지하도록 하기 위해 채널을 부호화한 비트스트림(bitstream)을 출력한다.
변조부(20)는 상기 부호화된 비트 스트림을 입력받고 그 비트 스트림을 4치 또는 16치 또는 64치등의 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation; 이하 QAM)방식 등으로 변조한다.
상기 역DFT부(30)는 주파수영역에서 OFDM 방식으로 변조된 신호를 시간영역의 OFDM 신호로 변조한다. 일반적으로 DMB-T 방식에서는 전송데이터 3780개 포인트 에 대한 주파수영역 신호를 시간영역 신호로 변환시킨다.
PN 생성기(40)는 송신할 방송신호의 훈련신호로 사용할 PN 시퀀스(sequence)를 생성한다.
상기 다중화부(50)는 상기 생성된 PN 시퀀스와 상기 역DFT부(30)에서 변환된 OFDM 신호를 시간영역에서 분배하고, 이를 다중화하여 출력한다.
그리고, SRRC(Square Root Rasied Cosine ; 이하 SRRC)부(60)는 상기 다중화된 DMB-T신호의 대역폭을 제한하여 출력한다. 일반적으로 상기 대역폭 제한에 사용되는 롤-오프 팩터(roll-off factor; α)는 0.05이다.
그리고 RF 전송부(70)에서 상기 대역폭이 제한되어 출력된 신호를 주파수 fc의 RF(Radio Frequency) 전송 대역으로 업 컨버전(up conversion)하여 방송신호를 전송한다.
도 2는 도 1에 의한 DMB-T의 송신장치에 의해 전송되는 신호의 프레임 중 보호구간이 1/9인 프레임의 구조를 나타낸다. 도 2를 참조하여 보호구간이 1/9인 전송 프레임 구조에 대해 설명하면 다음과 같다.
상기 프레임은 프레임 싱크(frame sync)와 프레임 바디(frame body)로 구성된다.
프레임 바디는 전송하려는 데이터가 실린 곳으로서, DFT(Discrete Fourier Transform)이 적용되는 DFT 블럭이고, 상기 DFT 블럭은 일반적으로 3780개의 스트림 데이터를 포함한다.
프레임 싱크는 PN 시퀀스로 구성되는데, 상기 프레임 싱크에 사용되는 PN 시 퀀스는 오더(order) 가 8(m = 8)인 시퀀스를 사용할 수 있다. m = 8일 경우에는 255개의 서로 다른 시퀀스가 생성될 수 있는데, 상기 시퀀스는 보호구간(guard interval)에 사용되기 위해서, 프리엠블(preamble)과 포스트엠블(postamble)로 확장된다.
상기 프리엠블(preamble)과 상기 포스트엠블(postamble)은 PN 시퀀스의 사이클릭 익스텐션(cyclic extension; 주기적 확장)을 위한 PN 시퀀스의 반복 구간이다.
프레임 싱크의 255개의 PN 시퀀스 중 상기 PN 시퀀스의 처음 115개의 PN들은 포스트엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가되고, 상기 PN 시퀀스의 마지막 50개의 PN들은 프리엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가되어 확장된다.
상기 PN 시퀀스의 폴리노미얼(polynomial)은 P(x) = x8 + x6 + x5 + x + 1이고, PN 시퀀스의 초기상태에 따라 생성되는 위상이 0에서 254로 변화한다.
보호구간이 1/9일 경우 255개의 PN 시퀀스들에 상기 프리엠블과 상기 포스트엠블이 전후에 추가되어 420개의 데이터로 이루어진 프레임 싱크가 구성될 수 있다. 환언하면, DFT 블럭의 데이터 3780개의 1/9인 420개의 데이터가 프레임 싱크에 사용된다. 하나의 OFDM 프레임은 420개의 데이터로 이루어진 프레임 싱크와 3780개의 데이터로 이루어진 프레임 바디로 구성된다.
상기 데이터 프레임의 구조는 보호구간에 따라 달라질 수도 있으며, 각 프레 임내 분포하는 데이터의 개수도 다르게 분포하도록 할 수도 있다.
또한, 보호구간은 1/4 또는 1/9이 규정될 수 있으며, 그 이외에 1/6 보호구간이 사용될 수도 있고 따라서, 보호구간의 길이도 시스템을 형성하는 규격에 따라 다르게 형성될 수 있다.
그러나, 상기와 같이 TDS-OFDM 방식의 신호는 사이클릭 프리픽스(cyclic-prefix)구조가 아니라, 보호구간에 PN시퀀스가 삽입되는 구조이므로, 다중 채널로 전송될 경우 상기 PN시퀀스의 영향에 의해 프레임 바디의 데이터 구간이 왜곡되는 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 다중 경로 채널에 의한 OFDM방식의 신호의 왜곡을 방지할 수 있고, 채널 등화의 성능을 높일 수 있는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 PN(Pseudonoise) 시퀀스를 훈련신호로 사용하는 직교주파수다중분할방식(orthogonal frequency division multiplexing ;OFDM)의 전송신호를 수신하는 장치에 있어서, 수신신호의 프레임 동기 신호를 출력하는 프레임동기부; 상기 동기화된 수신신호의 프레임에 포함된 프레임 동기 신호를 제거하는 출력하는 동기신호제거부; 및 상기 동기신호제거부가 출력하는 수신신호를 주파수 영역으로 변환하는 DFT(discrete fourier transform)부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치를 제공한다.
상기 동기신호제거부는 수신신호에 포함된 프레임 동기 구간 신호를 출력하는 PN시퀀스생성부; 상기 PN시퀀스생성부가 출력하는 신호의 채널특성치를 산출하는 채널추정부; 상기 산출된 채널특성치와 상기 PN시퀀스생성부가 출력하는 프레임 동기 구간 신호를 연산하여 상기 프레임 동기 구간 신호의 채널특성을 출력하는 채널특성적용부; 및 상기 프레임동기부가 출력하는 신호와 상기 채널특성적용부가 출력하는 신호의 차로 상기 수신신호의 프레임 동기 구간 신호가 제거된 신호를 출력하는 프레임동기제거부를 포함할 수 있다.
상기 채널추정부는 프레임동기부가 출력하는 동기신호에 대해 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 추정할 수 있다.
상기 채널특성적용부는 상기 채널추정부가 출력하는 신호와 상기 PN시퀀스생성부가 출력하는 프레임 동기 구간 신호를 컨볼루션(convolution) 연산하여 출력할 수 있다.
상기 프레임 동기 구간 신호는 255개의 비트 시퀀스(bit sequence)와 상기 255개의 비트 시퀀스의 주기 확장(cyclic extension)인 비트 시퀀스를 포함할 수 있다.
상기 프레임 동기 구간 신호는 420개의 비트 시퀀스일 수 있다.
이하 상기 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다.
도 3은 TDS-OFDM 방식의 전송신호 수신장치의 구조도를 나타낸다. 도 3을 참 조하여 TDS-OFDM 방식의 전송신호 수신장치의 동작을 설명하면 다음과 같다.
TDS-OFDM 방식의 잔송신호 수신장치의 튜너(110)는 RF 전송 대역의 신호를 기저대역(base band) 신호로 전환하여 출력한다.
자동이득제어기(AGC)(120)는 상기 출력된 신호의 파워를 표준화(Power normalization)하여 출력한다.
A/D 컨버터(Analog to digital converter)(130)는 상기 출력된 신호를 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
상기 위상분리기(phase splitter)(140)는 상기 A/D 컨버터(130)가 출력하는 신호로부터 동위(inphase)성분신호(이하, I 신호)와 직교(quadrature)성분신호(이하, Q 신호)를 분리하여 출력한다.
상기 자동주파수제어(automatic frequency control ; 이하 AFC)부(177)는 상기 분리된 I 신호와 Q 신호의 추정된 주파수 오차를 보상하고, SRRC부(160)는 송신장치에서와 같이 수신된 신호의 대역폭을 제한하는 필터역할을 수행한다.
프레임동기부는 크게 3부분으로 구분될 수 있다.
먼저, AFC부(177)는 상기와 같이 수신신호의 주파수 오차를 산출하고, 상기 곱셈기(145)를 통해 수신신호와 주파수 오차가 산출된 신호의 곱을 산출하게 하여 수신신호의 주파수 오차를 보상할 수 있다.
둘째, 신호포착(acquisition)부(172)는 송신장치에서 보낸 PN 시퀀스를 동기화한다.
마지막으로 신호추적(tracking)부(174)는 상기 포착된 PN 시퀀스를 사용하여 심벌 오차를 보상한다.
상기 수신신호의 프레임동기부는 모두 PN 상관기(171)의 결과를 사용한다.
프레임동기부의 결과 추정된 데이터는 DFT부(180,182)에서 FFT(Fast Fourier Transform) 과정을 통해 시간영역으로 변환되고, 상기 등화기(190)를 거쳐 채널이 보상된 후 채널복호화부(미도시)로 출력된다.
도 4(a)와 도 4(b)는 다중경로 채널에 의해 각각 수신된 2개의 OFDM 방식의 방송신호 중 보호구간이 1/9인 신호의 프레임구조를 나타낸 도면이다. 설명을 용이하게 하기 위해 다중 경로로 수신된 신호 중 제 1 경로로 수신된 신호에 대해 제 2 경로로 수신된 신호는 프레임 길이 L 만큼 지연되었다고 가정한다. 그리고, 제 1 경로로 수신된 신호 중에서 L 만큼의 구간을 A라고 가정한다.
도 4(a)는 상기의 가정하에서 제 1 경로와 제 2 경로로 수신된 신호가 모두 프레임 싱크구간을 포함할 경우를 나타낸다.
상기의 경우 제 2 경로로 수신된 신호 내에 심볼이 제 1 경로에 대응하는 심볼보다 지연길이 L 만큼 지연된다. 따라서, 상기 제 1 경로로 수신된 신호의 프레임바디의 시작구간에서 제 1 경로와 제 2 경로로 수신된 신호에 대해 DFT를 수행하여 채널을 보상하면, 제 2 경로 채널로 수신된 신호에는 프레임싱크에 있는 PN 시퀀스를 포함하기 때문에 이로 인해 제 1 경로로 수신된 신호 중 A의 부분에 신호의 왜곡이 발생한다.
도 4(b)는 상기의 가정하에서 제 1 경로와 제 2 경로의 방송신호에 포함된 프레임싱크 구간을 제거한 결과를 각각 나타낸다. 도 4(b)의 경우 제 2 경로의 방 송신호가 프레임 길이 L 만큼 지연되어도, 상기 지연된 제 2 경로 신호의 프레임싱크 구간이 제거되었기 때문에, 상기 신호에 대해서 DFT를 수행하면, 상기 제 1 경로 채널 신호의 A 구간은 상기 제 2 경로 채널 신호의 PN 시퀀스의 영향을 받지 않는다.
따라서, 본 발명은 상기와 같이 PN 시퀀스를 훈련신호로 하는 OFDM 방식의 방송신호에서 프레임싱크 구간을 제거할 수 있는 방송신호 수신장치를 제공한다.
도 5는 본 발명에 따른 방송신호 수신장치의 일 실시예의 구성도이다. 본 발명에 따른 방송신호 수신장치는 프레임동기부(170)와 동기신호제거부를 포함할 수 있다. 상기 동기신호제거부는 PN시퀀스생성부(210), 채널추정부(220), 채널특성적용부(230), 프레임동기제거부(240)를 포함할 수 있다.
상기 프레임동기부(170)는 PN 시퀀스를 훈련신호로 하는 전송신호에 대해 PN의 상관특성을 이용하여 프레임바디의 시작점을 찾을 수 있다.
상기 채널추정부(220)는 프레임동기부(170)가 동기화한 신호 중 프레임싱크구간에 대해 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 추정하여 채널에 대한 특성치를 산출할 수 있다.
상기 PN시퀀스생성부(210)는 상기 프레임동기부(170)가 출력하는 신호의 보호구간에 포함된 PN시퀀스를 생성할 수 있다.
상기 채널특성적용부(230)는 상기 PN시퀀스생성부(210)가 출력한 PN시퀀스에 상기 채널추정부(220)가 추정한 채널특성을 적용한다. 상기 PN시퀀스에 채널특성치를 적용하기 위해서, 상기 PN시퀀스와 상기 채널추정부의 채널 임펄스 응답을 컨볼 루션(convolution)할 수 있다.
상기 컨볼루션(convolution)연산은 다음의 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007011120231-pat00018
상기 수학식 1에서 L은 채널의 오더(order)이고 p(n)은 PN 시퀀스, h(n)은 채널 임펄스 응답이고, y(n)은 채널특성적용부(230)의 출력이 된다.
상기 프레임동기제거부(240)는 다중 경로 채널로 수신한 방송신호의 PN시퀀스을 포함하는 프레임 동기구간 신호를 제거한 신호를 출력한다(도 5에서 출력신호는 z(n)).
상기 프레임동기제거부(240)는 상기 프레임동기부(170)가 출력하는 신호로부터 상기 채널특성적용부(230)가 출력하는 신호(y(n))을 감산하여 프레임동기부(170)가 출력하는 신호의 프레임싱크 구간은 0(zero)가 되고, 프레임 바디구간만 있는 신호를 출력하여 DFT부(180)로 출력한다.
OFDM 방식 전송신호의 보호구간이 1/9일 경우일 때, 본 발명에 따른 OFDM 방식의 전송신호 수신장치의 프레임동기제거부(240)가 수행하는 연산은 다음의 수학식 2로 표현할 수 있다.
Figure 112007011120231-pat00019
Figure 112007011120231-pat00020
삭제
수학식 2에서 x(n)은 프레임동기부(170)의 출력, GI는 보호구간(guard interval), L은 상기 프레임이 지연된 구간을 의미한다. n은 1/9 보호구간일 경우 0에서 4199까지 정수값이 된다.
도 6은 본 발명에 따른 OFDM 방식의 신호 수신장치 중 채널특성적용부(230)의 연산구조를 나타낸다.
p(n)은 상기 PN시퀀스생성부(210)의 출력, y(n)은 채널특성적용부(230)의 출력을 각각 나타낸다. 그리고, h(n)은 상기 채널추정부(220)의 출력을, 상기 h(n)의 동위위상(inphase)신호와 직교위상(quadrature)신호를 각각 hI(n), hQ(n)으로 나타냈다. 상기 채널특성적용부(230)의 출력 y(n)은 다음의 수학식과 같다.
Figure 112005063895628-pat00004
생성된 PN 시퀀스 p(n)이 지연기(도 6의 D)로 순차적으로 입력된다. 상기 지연기에서 출력된 값이 각각 hI(n), hQ(n)(n은 0 ~ N-1, N은 정수)와 곱셈기에서 연산되고 각각 동위신호(inphase) 또는 직교신호(quadrature)로 합산되어
Figure 112005063895628-pat00005
,
Figure 112005063895628-pat00006
이 계산된다. 그리고, 상기
Figure 112005063895628-pat00007
의 값과
Figure 112005063895628-pat00008
의 값을 뺄셈 또는 덧셈하면 yI(n), yQ(n)을 얻을 수 있다.
도 7(a) 및 도 7(b)은 본 발명에 따른 OFDM 방식의 전송신호 수신장치의 성능을 나타낸 실험결과이다. 도 7(a) 및 도 7(b)은 2개의 다중 경로을 통해 수신된 OFDM 방식의 방송신호에 대해서 각각 PN시퀀스를 포함하는 프레임 동기구간 신호를 제거할 경우의 비트오류율(bit error rate ; 이하 BER)의 결과를 나타낸다.
도 7(a)는 제 1 경로가 0dB, 심벌 지연(symbol delay)이 없는 경우이고, 제 2 경로가 0dB, 1 심벌지연이 유지되는 경우(symbol delay static)인 결과를 나타낸다.
도 7(b)는 제 1 경로가 0dB, 심벌 지연(symbol delay)이 없는 채널이고, 제 2경로가 0dB, 100 심벌지연이 유지되는(symbol delay static) 채널이다.
도 7(a)와 도 7(b) 모두 송신단에서 변조방법은 언코디드(uncoded) 64-QAM(quadrature amplitude modulation)이다. 도 7(a) 및 도 7(b)에서 파란색 결과는 PN시퀀스를 제거한 결과이고, 붉은색 결과는 PN시퀀스를 제거하지 않은 결과이다.
도 7(a) 및 도 7(b)에서 알 수 있듯이 PN시퀀스를 제거한 경우의 BER의 결과가 더 우수하며, 딜레이 스프레드(delay spread)가 클수록, 즉, 도(a)의 경우보다 도(b)의 경우에 결과의 차이가 뚜렷함을 알 수 있다.
TDS-OFDM 방식의 방송신호는 사이클릭-프리픽스(cyclic-prefix) 구조가 아니기 때문에, 반드시 그 신호내에 포함된 PN시퀀스를 제거해서 PN시퀀스의 영향을 없애주어야 하고, 그 PN시퀀스를 제거하면 보호구간에 0이 삽입된 신호와 같은 신호를 수신하기 때문에 채널 등화기의 성능을 높일 수 있다.
동일한 기술분야의 당업자가 본 특허명세서로부터 본 발명을 변경하거나 변형하는 것은 용이한 것이다. 그래서, 본 발명의 일 실시예가 상기 명확하게 기재되었더라도, 그것을 여러 가지로 변경하는 것은 본 발명의 사상과 관점으로부터 이탈하는 것이 아니며 그 사상과 관점 내에 있다고 해야 할 것이다.
상기에서 설명한 본 발명에 따른 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치의 효과를 설명하면 다음과 같다.
본 발명에 따른 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치에 의하면, 신호의 수신단에서 다중 경로 채널에 의한 OFDM방식의 전송신호의 왜곡에 방지할 수 있고, 채널 등화기의 성능을 높일 수 있다.

Claims (6)

  1. PN(Pseudonoise) 시퀀스를 훈련신호로 사용하는 직교주파수다중분할방식(orthogonal frequency division multiplexing ;OFDM)의 전송신호를 수신하는 장치에 있어서,
    수신신호의 프레임 동기 신호를 출력하는 프레임동기부;
    상기 수신신호에 포함된 프레임 동기 구간 신호를 출력하는 PN시퀀스생성부;
    상기 PN시퀀스생성부가 출력하는 신호의 채널특성치를 산출하는 채널추정부;
    상기 산출된 채널특성치와 상기 PN시퀀스생성부가 출력하는 프레임 동기 구간 신호를 연산하여 상기 프레임 동기 구간 신호의 채널특성을 출력하는 채널특성적용부;
    상기 프레임동기부가 출력하는 신호와 상기 채널특성적용부가 출력하는 신호의 차로 상기 수신신호의 프레임 동기 구간 신호가 제거된 신호를 출력하는 프레임동기제거부; 및
    상기 프레임동기제거부가 출력하는 수신신호를 주파수 영역으로 변환하는 DFT(discrete fourier transform)부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 채널추정부는 프레임동기부가 출력하는 동기신호에 대해 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 추정하는 것을 특징으로 하는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 채널특성적용부는 상기 채널추정부가 출력하는 신호와 상기 PN시퀀스생성부가 출력하는 프레임 동기 구간 신호를 컨볼루션(convolution) 연산하여 출력하는 것을 특징으로 하는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 프레임 동기 구간 신호는 255개의 비트 시퀀스(bit sequence)와 상기 255개의 비트 시퀀스의 주기 확장(cyclic extension)인 비트 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 프레임 동기 구간 신호는 420개의 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치.
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