JP4721530B2 - 直交周波数分割多重化システムにおける局部発振器の周波数を補正する方法およびｏｆｄｍ受信器 - Google Patents
直交周波数分割多重化システムにおける局部発振器の周波数を補正する方法およびｏｆｄｍ受信器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4721530B2 JP4721530B2 JP2001040281A JP2001040281A JP4721530B2 JP 4721530 B2 JP4721530 B2 JP 4721530B2 JP 2001040281 A JP2001040281 A JP 2001040281A JP 2001040281 A JP2001040281 A JP 2001040281A JP 4721530 B2 JP4721530 B2 JP 4721530B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- correlation
- sample
- ofdm
- carrier frequency
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）システムにおける局部発振器の周波数を補正する方法およびＯＦＤＭ受信器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、チャネル上でデータを効率的に送信するための強固な技法である。この技法は、チャネル帯域幅内で複数の副搬送波周波数（副搬送波）を使用してデータを送信する。これらの副搬送波は、副搬送波周波数スペクトルを分離し隔離することによって搬送波間干渉（ＩＣＩ：Inter-Carrier Interference）を避けるために、チャネル帯域幅の大きな部分を浪費する周波数分割多重化（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplexing）などの従来の送信手法に比べて、帯域幅効率を最適化するように構成されている。対照的に、ＯＦＤＭ副搬送波の周波数スペクトルはＯＦＤＭチャネル帯域幅内で大幅に重なり合っているが、ＯＦＤＭはそれにもかかわらず、各副搬送波上に変調されている情報の分離と再生を可能にする。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号によるチャネルを介したデータの送信は、従来の送信技法に比べていくつかの利点を提供する。１つの利点は、マルチパス遅延スプレッド(multipath delay spread)への許容度(tolerance)である。この許容度は、チャネルインパルス応答の典型的な時間の長さと比較した場合、比較的長いシンボル間隔(symbol interval)Ｔｓがあるためである。これらの長いシンボル間隔はシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防ぐ。別の利点は周波数選択性フェージングへの許容度である。ＯＦＤＭ信号内に冗長性を含むことにより、フェージング副搬送波へ符号化されたデータは、他の副搬送波から再生されたデータから再構成することができる。さらに別の利点は効率的なスペクトル使用である。ＯＦＤＭ副搬送波は、互いの間に使用されない周波数間隔を残す必要なく、非常に近接した場所に置くことができるので、ＯＦＤＭは効率的にチャネルを埋めることができる。さらなる利点は、副チャネル等化(sub-channel equalization)が単純化されることである。ＯＦＤＭは（単一搬送波送信システムと同じように）チャネル等化を時間領域から周波数領域へシフトし、周波数領域では一列の簡単なワンタップイコライザ(one-tap equalizer)が、各副チャネルの位相および振幅の歪みに関して個別に調節できる。さらに別の利点は、優れた干渉特性である。ＯＦＤＭスペクトルを補正して干渉信号のパワーの分布を補償することも可能である。また、チャネル帯域幅エッジ(channel bandwidth edges)近くでＯＦＤＭ副搬送波の使用を避けることによって、帯域外の干渉を削減することも可能である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭはこれらの利点を示すが、ＯＦＤＭの従来の実施態様はいくつかの問題と実際上の制限も示している。１つの問題は、ＯＦＤＭ同期化の主な態様である搬送波周波数オフセットを決定し補正する問題である。理想的には受信搬送波周波数ｆｃｒは、送信搬送波周波数ｆｃｔと正確に一致すべきである。しかしこの条件が満たされないと、ミスマッチによって、受信されたＯＦＤＭ信号内の搬送波周波数オフセット、デルタｆｃがゼロでなくなる。ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ副搬送波間の直交性のロスを引き起こすこのような搬送波周波数オフセットに非常に弱く、搬送波間干渉（ＩＣＩ）および受信機における再生されたデータのビットエラーレート（ＢＥＲ）の深刻な増加を引き起こす。
【０００５】
よって、本発明の目的は、この問題の修正策を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
ＯＦＤＭ受信機はトレーニングシーケンスの所定のサンプルまたは基準シンボルと局部発振器の間の位相差を計算し、局部発振器の周波数を調整して計算された位相差を減少させることによって、搬送波周波数オフセットを補正する。
【０００７】
上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、時間領域において直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機内で搬送波周波数オフセットを補正する方法であって、
基準シンボルを有するＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
前記ＯＦＤＭ信号と前記基準シンボルの格納されたコピーを相関させるステップと、
相関ピークのインデックスを出力するステップと、
前記相関ピークの前記インデックスから所定の距離において、ＯＦＤＭ信号をサンプリングして、基準サンプルを生成するステップと、
前記基準サンプルおよびローカルに生成された搬送波周波数の間の位相差を計算するステップと、
前記計算された位相差に応答して、搬送波周波数オフセットエラー信号を生成するステップと、
前記搬送波周波数エラー信号を使用して、前記ローカルに生成された搬送波周波数を調整して前記搬送波周波数オフセットエラーを補正するステップと、
前記ローカルに生成された搬送波周波数を使用して、前記受信されたＯＦＤＭ信号を通過域からベースバンドへデロテートするステップと
を備えることを特徴とする方法である。
請求項２に係る発明は、前記相関させるステップが、
前記格納された基準シンボルと前記ＯＦＤＭ信号との相関を表す相関サンプルのシーケンスを出力するステップと、
前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを決定するステップと、
前記シーケンスにおいて最大のパワー値を有する相関サンプルの位置を突き止めることによって、前記相関ピークの前記インデックスを決定するステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法である。
請求項３に係る発明は、前記各相関サンプルのパワーを決定するステップは、各相関サンプルの二乗されたマグニチュードを計算するステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法である。
請求項４に係る発明は、前記各相関サンプルのパワーを決定するステップは、各相関サンプルのマグニチュードを得るステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法である。
請求項５に係る発明は、前記搬送波周波数オフセットエラーを生成するステップは、計算された位相差をループフィルタに通過させるステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法である。
請求項６に係る発明は、トレーニングシンボルを有するＯＦＤＭ信号を受信するための直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機であって、
受信されたＯＦＤＭ信号を複数のトレーニングシンボルサンプルを含む複数のデジタルサンプルに変換するアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と、
デジタル信号を生成する発振器と、
前記発振器に結合され、前記デジタルＯＦＤＭサンプルを前記デジタル信号と混合し、前記デジタルＯＦＤＭサンプルを通過帯域からベースバンドにダウンコンバートするデロテータと、
前記ＡＤＣに結合され、前記ＡＤＣから出力された前記デジタルサンプルを前記トレーニングシンボルの格納されたコピーに相関させて、複数の相関サンプルを生成する相関器と、
前記相関器に結合され、前記複数の相関サンプルにおける相関ピークの検出に応答して相関ピークのインデックスを出力する相関ピーク検出器と、
前記ＡＤＣおよび前記相関ピーク検出器に結合され、前記相関ピーク検出器から前記相関ピークの前記インデックスを受信したことに応答して、所定の時間の間、前記ＡＤＣから出力される前記デジタルサンプルを選択的に遅延させるサンプルセレクタと、
前記サンプルセレクタおよび前記発振器に結合され、前記遅延されたデジタルサンプルから前記所定のトレーニングシンボルサンプルを取得し、前記所定のトレーニングシンボルサンプルと前記発振器の前記デジタル信号との間の位相差を計算し、前記発振器の前記周波数を調整するための制御信号を生成して前記計算された位相差を減少させる位相検出ユニットと
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機である。
請求項７に係る発明は、前記所定の時間は、前記サンプルセレクタによって選択的に設定され、前記位相検出ユニットが前記所定のトレーニングシンボルサンプルを取得することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項８に係る発明は、前記相関ピーク検出器は、各相関サンプルに関して相関パワーを計算し、前記複数の相関サンプルの中で最大のパワー値を検出することによって前記相関ピークを検出することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項９に係る発明は、前記相関パワーは、各相関の二乗されたマグニチュードであることを特徴とする請求項８に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項１０に係る発明は、前記相関パワーは、各相関のマグニチュードであることを特徴とする請求項８に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項１１に係る発明は、前記発振器が前記ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と同期化されている時に、前記所定のトレーニングシンボルサンプルは前記発振器によって生成されたデジタル信号と同相であることを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項１２に係る発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機の局部発振器搬送波周波数を、ＯＦＤＭ送信機によって生成された搬送波周波数と同期化する装置において、
搬送波周波数で送信されたＯＦＤＭ信号を受信する手段と、
前記ＯＦＤＭ信号から、基準ポイントを抽出する手段と、
前記基準ポイントから所定の距離において、前記ＯＦＤＭ信号をサンプリングする手段と、
前記サンプルと前記局部発振器搬送波周波数との間の位相差を計算する手段と、
前記計算された位相差に応答して、搬送波周波数オフセットエラー信号を生成する手段と、
前記搬送波周波数エラー信号を使用して、前記局部発振器搬送波周波数を調整して前記搬送波周波数オフセットエラーを補正する手段と、
前記局部発振器搬送波周波数を使用して、前記受信されたＯＦＤＭ信号を通過域からベースバンドへデロテートする手段と
を備えたことを特徴とする装置である。
請求項１３に係る発明は、前記装置が、無線ＬＡＮ内で動作する受信機に組み込まれていることを特徴とする請求項１２に記載の装置である。
請求項１４に係る発明は、前記抽出する手段が、
前記ＯＦＤＭ信号を基準シンボルの格納されたコピーと相関させ、複数の相関サンプルを生成する手段と、
前記複数の相関サンプル内で相関ピークの位置を検出する手段と、
前記相関ピークの前記位置を基準ポイントとして設定する手段と
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の装置である。
請求項１５に係る発明は、前記検出する手段は、
前記複数の相関サンプル内で各相関サンプルの前記パワーを決定する手段と、
前記シーケンスの中で最大のパワー値を有する相関サンプルの位置を突き止めることによって前記相関ピークの位置を決定する手段と
を含むことを特徴とする請求項１４に記載の装置である。
請求項１６に係る発明は、各相関サンプルのパワーを決定する前記手段が、各相関サンプルの二乗されたマグニチュードを計算する手段と、各相関サンプルのマグニチュードを求める手段との少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項１５に記載の装置である。
請求項１７に係る発明は、前記所定の距離が、前記ＯＦＤＭ信号内の少なくとも１つの基準シンボルがサンプルされ、前記発振器が前記搬送波周波数と同期化されている時に、前記基準シンボルサンプルが前記発振器周波数と同相であるように、設定されることを特徴とする請求項１２に記載の装置である。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の特性と利点は、一実施の形態として与えられる次の説明からさらに明らかになるであろう。
【００２８】
図１を参照すると、典型的なＯＦＤＭ受信機１０の第１の要素はＲＦ受信機１２である。ＲＦ受信機１２には多くの変形例が存在し、当技術分野ではよく知られているが、典型的にはＲＦ受信機１２はアンテナ１４、低雑音増幅器（ＬＮＡ:low noise amplifier）１６、ＲＦ帯域フィルタ１８、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路２０、ＲＦミキサ２２、ＲＦ搬送波周波数局部発振器２４、およびＩＦ帯域フィルタ２６を含む。
【００２９】
ＲＦ受信機１２はアンテナ１４を介して、ＲＦ ＯＦＤＭ変調済み搬送波がチャネルを通過した後にＲＦ ＯＦＤＭ変調済み搬送波で結合する。次いで、これをＲＦ局部発振器２４によって生成された周波数ｆｃｒの受信機搬送波と混合することによって、ＲＦ受信機１２はＲＦ ＯＦＤＭ変調済み搬送波をダウンコンバートし、受信されたＩＦ ＯＦＤＭ信号を得る。受信機搬送波と送信機搬送波の間の周波数の差は、搬送波周波数オフセット、デルタｆＣとなる。
【００３０】
この受信されたＩＦ ＯＦＤＭ信号はミキサ２８およびミキサ３０に結合され、それぞれ同相ＩＦ信号および９０°位相（直角位相）ＩＦ信号と混合され、それぞれ同相ＯＦＤＭ信号および直角位相ＯＦＤＭ信号を生成する。ミキサ２８に供給される同相ＩＦ信号は、ＩＦ局部発振器３２によって生成される。ミキサ３０に供給される９０°位相ＩＦ信号は、同相ＩＦ信号をミキサ３０に提供する前に９０°移相器(phase shifter)３４を介して通過させることによって、ＩＦ局部発振器３２の同相ＩＦ信号から導出される。
【００３１】
同相ＯＦＤＭ信号および直角位相ＯＦＤＭ信号は次いで、それぞれアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）３６および３８を通過し、ここでこれらの信号はクロック回路４０によって決定されたサンプリングレートｆｃｋ＿ｒでデジタル化される。ＡＤＣ３６および３８はそれぞれ、同相(in-phase)離散時間(discrete-time)ＯＦＤＭ信号および直交(ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ)位相離散時間ＯＦＤＭ信号を形成するデジタルサンプルを生成する。受信機のサンプリングレートと送信機のサンプリングレートの間の差は、サンプリングレートオフセット、デルタｆｃｋ＝ｆｃｋ＿ｒ−ｆｃｋ＿ｔである。
【００３２】
ＡＤＣ３６および３８からの濾波されていない同相離散時間ＯＦＤＭ信号および直交位相離散時間ＯＦＤＭ信号は次いでそれぞれ、デジタル低域フィルタ４２および４４を通過する。低域デジタルフィルタ４２および４４の出力はそれぞれ、受信されたＯＦＤＭ信号の同相サンプルおよび直交位相サンプルに濾波される。このようにして、受信されたＯＦＤＭ信号は同相（ｑｉ）サンプルおよび直交位相（ｐｉ）サンプルに変換され、これらはそれぞれ、複素数値のＯＦＤＭ信号、ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値の成分(real-valued component)および虚数値の成分(imaginary-valued component)を表す。受信されたＯＦＤＭ信号のこれらの同相サンプルおよび直交位相サンプル（実数値のサンプルおよび虚数値のサンプル）は、次いでＤＳＰ４６に送達される。受信機１０の従来の実施態様の一部では、アナログデジタル変換はＩＦ混合プロセスの前に行われることに注意されたい。このような実施態様においては、混合プロセスはデジタルミキサ（複数）およびデジタル周波数シンセサイザ（単数）の使用を含む。また、受信機１０の多くの従来の実施態様においては、デジタルアナログ変換は濾波の後に実行されることにも注意されたい。
【００３３】
ＤＳＰ４６は、受信されたＯＦＤＭ信号の同相サンプルおよび直交位相サンプルに関して種々の動作を実行する。これらの動作は、ａ）受信機１０を受信されたＯＦＤＭ信号内でシンボルおよびデータフレームのタイミングに同期化すること、ｂ）循環接頭部(cyclic prefixes)を受信されたＯＦＤＭ信号から除去すること、ｃ）各ＯＦＤＭシンボル間隔の間に副搬送波を変調するために使用された周波数領域副シンボルのシーケンスを再生するために、受信されたＯＦＤＭ信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）または好ましくは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を計算すること、ｄ）副搬送波に関して任意の要求されるチャネル等化を実行すること、および、ｅ）ＦＦＴ計算によって、ＯＦＤＭ信号の副搬送波を復調することにより、ＯＦＤＭ信号の各シンボルから周波数領域副シンボル、ｙｋのシーケンスを計算することを含む可能性がある。ＤＳＰ４６は次いでこれらの副シンボルのシーケンスを復号器４８に送達する。
【００３４】
復号器(decoder)４８はＤＳＰ４６から送達された周波数領域副シンボルのシーケンスから、送信されたデータビットを再生する。この再生は周波数領域副シンボルを復号することによって実行されてデータビットのストリームを得、このデータビットのストリームは理想的にはＯＦＤＭ送信機に供給されたデータビットのストリームと一致すべきである。この復号プロセスはたとえばソフトなビタビ復号および／またはリードソロモン復号を含み、ブロックおよび／または畳込み符号化(convolutionally encoded)された副シンボル(sub-symbols)からデータを再生する場合がある。
【００３５】
デジタルテレビジョンまたはワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を具現化するためのシステムなどの典型的なＯＦＤＭデータ送信システムにおいては、データはデータフレームとして知られるシンボルのグループでＯＦＤＭ信号で送信される。この概念は図２に示され、ここではデータフレーム５０はＭ個の連続シンボル５２ａ，５２ｂ，・・・，５２Ｍを含み、これらのシンボルのそれぞれは保護間隔ＴｇおよびＯＦＤＭシンボル間隔Ｔｓを含む。したがって、各シンボルは合計の長さＴｇ＋Ｔｓ秒を有する。用途によって、デジタルＴＶの放送などではデータフレームを連続的に送信することもできるし、または、ＷＬＡＮの実施態様などではデータフレームをバーストでランダムな時間に送信することもできる。
【００３６】
次の図３は、本実施の形態を示す。本実施の形態は図１のＯＦＤＭ受信機の要素とは別個であるように示されているが、本実施の形態は図４に示され以下に説明されるようにＯＦＤＭ受信機の要素と統合できることも当業者であれば容易に考案できるであろう。しかし、本発明を明確に簡単に参照して理解を促進するために、本発明は別個の局部発振器周波数補正ループとして示される。
【００３７】
本実施の形態は、参照により本明細書に組み込まれた、提案されたＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（ヨーロッパ）ワイヤレスＬＡＮ基準およびＩＥＥＥ ８０２．１１ａ（アメリカ）ワイヤレスＬＡＮ基準に準拠する受信器内で動作する。しかし、当業者の技量の範囲で本発明の教示を他のＯＦＤＭシステム内で具現化することも可能である。
【００３８】
上記のワイヤレスＬＡＮ基準は、トレーニングシーケンスを使用してＯＦＤＭ送信を検出することを提案している。簡単に言えば、トレーニングシーケンス（たとえば、トレーニングシーケンスＡまたはＢ）は、所定の数（たとえば１２パイロット副搬送波）のパイロット副搬送波またはビン(bins)の上を送信される、（知られた振幅および位相を有する）一連の短いＯＦＤＭトレーニングシンボルを含む。すべての他の副搬送波（たとえば５２副搬送波）は、トレーニングシーケンスが送信されている間はゼロのままである。次に、上記のＬＡＮ基準におけるトレーニングシーケンスの使用が論じられるが、別法のトレーニングシーケンスおよびシンボルの使用も、首記の請求項によって定義される本発明の範囲内と考えられる。例としてのトレーニングシーケンスの周波数領域および時間領域の表示は図５および図６に示されている。
【００３９】
図３を参照すると、発振器周波数補正ネットワークまたはシステム６０が示されている。システム６０はソフトウェア、ハードウェア、またはそのなんらかの組み合わせで具体化できることに注意されたい。システム６０は、サンプル選択ループ６２および位相同期ループ６４を介して、サンプリングされたＯＦＤＭ信号を受信するデロテータ(derotator)あるいは複素乗算器(complex multiplier)６６を含む。上記に論じられたように、サンプリングされたＯＦＤＭ信号は、それぞれ、複素数値のＯＦＤＭ信号、ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値の成分と虚数値の成分を示す同相（ｑｉ）サンプルおよび直交位相（ｐｉ）サンプルを含む。理想的には、デロテータ６６はサンプリングされたまたはデジタル化されたＯＦＤＭ信号と、数値制御局部発振器８０によって生成されたローカル信号（すなわち搬送波信号）を乗算して、デジタル化されたＯＦＤＭ信号をベースバンドにおとす。しかし、デロテータ出力は正確にはベースバンドでない場合もある。この矛盾の１つの理由は、局部発振器８０の周波数が送信機発振器周波数に一致しない場合があることである。このように、送信機発振器周波数に関して、局部発振器周波数オフセット（すなわち搬送波周波数オフセット）がある場合がある。本発明は、サンプル選択ループ６２および位相同期ループ６４の動作を介した局部発振器周波数オフセットを補償することに関する。
【００４０】
サンプル選択ループ６２は、相関器モジュール(correlator module)６８、ピーク検出器モジュール(peak detector module)７０、サンプルセレクタモジュール(sample selector module)７２を含む。さらに具体的には、相関器モジュール６８はサンプリングされたＯＦＤＭ信号のソースおよびピーク検出器モジュール７０の入力に結合されている。ピーク検出器モジュール７０の出力はサンプルセレクタモジュール７２の入力に結合され、サンプルセレクタモジュール７２はサンプリングされたＯＦＤＭ信号のソースとデロテータ６６の入力および位相同期ループ６４の入力に結合されている。
【００４１】
位相同期ループ６４は位相検波器モジュール７４、ループフィルタ７６、および数値制御発振器８０を含む。具体的には、位相検波器モジュール７４はサンプルセレクタモジュール７２の出力、および数値制御発振器８０の出力、ループフィルタモジュール７６の入力に結合されている。ループフィルタモジュール７６は数値制御発振器８０の入力に結合されており、数値制御発振器８０はデロテータ６６の入力に結合され、位相検波器７４の入力にフィードバックされている。
【００４２】
本実施の形態の動作において、サンプル選択ループ６２は受信されたＯＦＤＭ信号内でトレーニングシンボルの位置を抽出し、ＯＦＤＭ信号を遅延させて位相同期ループ６４がトレーニングシンボル内の所定の位置で位置づけられたサンプルの位相を分析できるようにする。具体的には、相関器モジュール６８は受信されたデジタル化されたＯＦＤＭ信号を、ローカルメモリ内に格納された、知られたトレーニングシーケンス（たとえば上記のワイヤレスＬＡＮ基準のトレーニングシーケンスＢ）の時間領域サンプルと相関させる。格納されたトレーニングシーケンスがデジタル化された信号内に含まれるトレーニングシーケンスと一致している時に、最大の相関が発生することになる。相関出力のパワーのピークを使用して、受信された信号が格納された後続シーケンスと一致する時を決定することができる。
【００４３】
ピーク検出器モジュール７０は、相関器モジュール６８から受信された相関シーケンスで、相関シーケンスのパワーのピークを探す。入力（すなわち、格納されたトレーニングシーケンスおよびデジタル化された信号）が複素数なので、相関器モジュール６８の出力は複素信号(complex signal)である。ピーク検出器モジュール７０は、特定のＯＦＤＭ受信機の設計にしたがって２つの方法のうちの１つで、相関された信号の各サンプルのパワーまたはマグニチュードを計算することができる。第１の方法では、ピーク検出器モジュール７０は、相関された信号の各複素数サンプルの二乗されたマグニチュード（すなわち、パワー）を計算して、相関された信号のパワーを示す実数を生成する。第２の方法では、ピーク検出器モジュール７０は、相関された信号の各複素数サンプルの（二乗されたマグニチュードではなく）マグニチュードを求める場合がある。その後、ピーク検出器モジュール７０は相関パワーシーケンスを探して、最大のパワー値またはマグニチュード値を有するサンプルを識別する。最大値が識別されると、ピーク検出器モジュール７０はピーク位置のインデックスをサンプルセレクタモジュール７２に出力する。インデックスはシステム６０によって、基準ポイントとして使用される。局部発振器周波数オフセットがない場合は、トレーニングシーケンスの中で所定のサンプルは局部発振器８０と同じ位相を有することが知られている。しかし、周波数オフセットが存在する時、サンプルは局部発振器８０によって生成された信号の位相に関して位相オフセットを有することになる。位相オフセットはシステム６０の位相同期ループ６４によって使用され、周波数エラー信号を生成し、局部発振器周波数オフセットがゼロに収束するように局部発振器８０の周波数を調整することができる。
【００４４】
詳細を次に説明するように、サンプル選択モジュール７２はピーク検出器モジュール７０からピーク位置のインデックスを受信し、そのインデックスを使用して受信されたデジタル化されたＯＦＤＭ信号を遅延させ、デジタル化された信号によって搬送されたトレーニングシーケンス内で所定のサンプルが位相同期ループ６４の位相検波器モジュール７４によって解析されることを可能にする。所定のサンプルは相関ピークから固定された距離または期間に位置し、局部発振器周波数オフセットから遠ざかって、局部発振器７４と同じ位相を有することが知られている。所定のＯＦＤＭサンプルおよび局部発振器の位相は、特定のＯＦＤＭ受信器の設計にしたがって選択される。サンプル選択モジュール７２は、タップ遅延線およびＦＩＦＯバッファ構成または当業者によって知られている任意の同様な選択的遅延構成を含む場合がある。
【００４５】
位相検波器モジュール(phase detector module)７４は、サンプルセレクタモジュール７２によって出力されたデジタル化されたＯＦＤＭ信号の通過を追跡し、いくつかのサンプルの通過後に所定のサンプルを分析する。たとえば、位相検波器モジュール７４はサンプルセレクタモジュール７２から出力されたサンプルの数を数え、所定のカウントに達した後に位相検波器モジュール７４を起動してサンプルをキャプチャするカウンタを含む場合がある。起動と起動の間の時間はサンプルセレクタ７２によって知られ、位相検波器モジュール７４がトレーニングシーケンスの所定のサンプルを取得するようにデジタル化ＯＦＤＭ信号を遅延させるために使用される。サンプルが選択されると、位相検波器モジュール７４はサンプルの位相および、数値制御局部発振器８０によって生成された信号の位相を計算する。その後、位相検波器モジュール７４は、選択されたサンプルと局部発振器７４によって生成された信号の間で位相の差を計算することによって位相オフセットエラーを生成する。位相オフセットエラーはフィルタ７６に提供され、フィルタ７６は局部発振器周波数エラーを生成する。局部発振器周波数エラーは局部発振器８０に提供され、局部発振器周波数オフセット（すなわち、搬送波周波数オフセット）がゼロに収束し、デロテータ６６から出力されたデロテートされた信号がベースバンドに近づくように、局部発振器８０の周波数を調節する。位相オフセットエラーは、好ましくは、位相検波器モジュール７４内でカウンタがリセットした後で、所定の起動値に向かってカウントするとき、位相同期ループ６４によって一定に保たれる。
【００４６】
デロテータ６６はさらに（内部フィルタなどを介して）、受信された位相エラーオフセットを調節して、デジタル化された信号を通過域からベースバンドへさらに正確にデロテートすることも可能であることに注意されたい。
【００４７】
図４に示すように、本実施の形態は通常のＯＦＤＭ受信機と統合される。具体的には、システム６０はＬＰＦ４２および４４の出力とＤＳＰ４６の入力に結合されている。この構成で、システム６０はＬＰＦ４２および４４からＯＦＤＭサンプルを受信し、任意の検出された搬送波周波数オフセットを補正し、補正されたＯＦＤＭサンプルをＤＳＰ４６に出力してさらに処理する。
【００４８】
以上、好ましい実施の形態を参照しながら説明してきたが、本発明については、首記の請求項に定義された本発明の精神および範囲から離れることなく、実施の形態に種々の変更を行うことが可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 通常のＯＦＤＭ受信機を示すブロック構成図である。
【図２】 データフレームにおけるＯＦＤＭシンボルとこれらに対応する保護間隔（ガードインターバル）の典型的な構成を例示する図である。
【図３】 本発明の一実施の形態としての局部発振器周波数補正システムを示す構成図である。
【図４】 図１に示したＯＦＤＭ受信機と統合した本実施の形態を示す構成図である。
【図５】 周波数領域内における、一例としてのトレーニングシーケンスを示す図である。
【図６】 図５に示したトレーニングシーケンスの時間領域表示を示す図である。
【符号の説明】
１０ ＯＦＤＭ受信機
６２ サンプル選択ループ
６４ 位相同期ループ
６６ デロテータ
６８ 相関器モジュール
７０ ピーク検出器モジュール
７２ サンプルセレクタモジュール
７４ 位相検波器モジュール
７６ ループフィルタ
８０ 数値制御発振器
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）システムにおける局部発振器の周波数を補正する方法およびＯＦＤＭ受信器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、チャネル上でデータを効率的に送信するための強固な技法である。この技法は、チャネル帯域幅内で複数の副搬送波周波数（副搬送波）を使用してデータを送信する。これらの副搬送波は、副搬送波周波数スペクトルを分離し隔離することによって搬送波間干渉（ＩＣＩ：Inter-Carrier Interference）を避けるために、チャネル帯域幅の大きな部分を浪費する周波数分割多重化（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplexing）などの従来の送信手法に比べて、帯域幅効率を最適化するように構成されている。対照的に、ＯＦＤＭ副搬送波の周波数スペクトルはＯＦＤＭチャネル帯域幅内で大幅に重なり合っているが、ＯＦＤＭはそれにもかかわらず、各副搬送波上に変調されている情報の分離と再生を可能にする。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号によるチャネルを介したデータの送信は、従来の送信技法に比べていくつかの利点を提供する。１つの利点は、マルチパス遅延スプレッド(multipath delay spread)への許容度(tolerance)である。この許容度は、チャネルインパルス応答の典型的な時間の長さと比較した場合、比較的長いシンボル間隔(symbol interval)Ｔｓがあるためである。これらの長いシンボル間隔はシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防ぐ。別の利点は周波数選択性フェージングへの許容度である。ＯＦＤＭ信号内に冗長性を含むことにより、フェージング副搬送波へ符号化されたデータは、他の副搬送波から再生されたデータから再構成することができる。さらに別の利点は効率的なスペクトル使用である。ＯＦＤＭ副搬送波は、互いの間に使用されない周波数間隔を残す必要なく、非常に近接した場所に置くことができるので、ＯＦＤＭは効率的にチャネルを埋めることができる。さらなる利点は、副チャネル等化(sub-channel equalization)が単純化されることである。ＯＦＤＭは（単一搬送波送信システムと同じように）チャネル等化を時間領域から周波数領域へシフトし、周波数領域では一列の簡単なワンタップイコライザ(one-tap equalizer)が、各副チャネルの位相および振幅の歪みに関して個別に調節できる。さらに別の利点は、優れた干渉特性である。ＯＦＤＭスペクトルを補正して干渉信号のパワーの分布を補償することも可能である。また、チャネル帯域幅エッジ(channel bandwidth edges)近くでＯＦＤＭ副搬送波の使用を避けることによって、帯域外の干渉を削減することも可能である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭはこれらの利点を示すが、ＯＦＤＭの従来の実施態様はいくつかの問題と実際上の制限も示している。１つの問題は、ＯＦＤＭ同期化の主な態様である搬送波周波数オフセットを決定し補正する問題である。理想的には受信搬送波周波数ｆｃｒは、送信搬送波周波数ｆｃｔと正確に一致すべきである。しかしこの条件が満たされないと、ミスマッチによって、受信されたＯＦＤＭ信号内の搬送波周波数オフセット、デルタｆｃがゼロでなくなる。ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ副搬送波間の直交性のロスを引き起こすこのような搬送波周波数オフセットに非常に弱く、搬送波間干渉（ＩＣＩ）および受信機における再生されたデータのビットエラーレート（ＢＥＲ）の深刻な増加を引き起こす。
【０００５】
よって、本発明の目的は、この問題の修正策を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
ＯＦＤＭ受信機はトレーニングシーケンスの所定のサンプルまたは基準シンボルと局部発振器の間の位相差を計算し、局部発振器の周波数を調整して計算された位相差を減少させることによって、搬送波周波数オフセットを補正する。
【０００７】
上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、時間領域において直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機内で搬送波周波数オフセットを補正する方法であって、
基準シンボルを有するＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
前記ＯＦＤＭ信号と前記基準シンボルの格納されたコピーを相関させるステップと、
相関ピークのインデックスを出力するステップと、
前記相関ピークの前記インデックスから所定の距離において、ＯＦＤＭ信号をサンプリングして、基準サンプルを生成するステップと、
前記基準サンプルおよびローカルに生成された搬送波周波数の間の位相差を計算するステップと、
前記計算された位相差に応答して、搬送波周波数オフセットエラー信号を生成するステップと、
前記搬送波周波数エラー信号を使用して、前記ローカルに生成された搬送波周波数を調整して前記搬送波周波数オフセットエラーを補正するステップと、
前記ローカルに生成された搬送波周波数を使用して、前記受信されたＯＦＤＭ信号を通過域からベースバンドへデロテートするステップと
を備えることを特徴とする方法である。
請求項２に係る発明は、前記相関させるステップが、
前記格納された基準シンボルと前記ＯＦＤＭ信号との相関を表す相関サンプルのシーケンスを出力するステップと、
前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを決定するステップと、
前記シーケンスにおいて最大のパワー値を有する相関サンプルの位置を突き止めることによって、前記相関ピークの前記インデックスを決定するステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法である。
請求項３に係る発明は、前記各相関サンプルのパワーを決定するステップは、各相関サンプルの二乗されたマグニチュードを計算するステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法である。
請求項４に係る発明は、前記各相関サンプルのパワーを決定するステップは、各相関サンプルのマグニチュードを得るステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法である。
請求項５に係る発明は、前記搬送波周波数オフセットエラーを生成するステップは、計算された位相差をループフィルタに通過させるステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法である。
請求項６に係る発明は、トレーニングシンボルを有するＯＦＤＭ信号を受信するための直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機であって、
受信されたＯＦＤＭ信号を複数のトレーニングシンボルサンプルを含む複数のデジタルサンプルに変換するアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と、
デジタル信号を生成する発振器と、
前記発振器に結合され、前記デジタルＯＦＤＭサンプルを前記デジタル信号と混合し、前記デジタルＯＦＤＭサンプルを通過帯域からベースバンドにダウンコンバートするデロテータと、
前記ＡＤＣに結合され、前記ＡＤＣから出力された前記デジタルサンプルを前記トレーニングシンボルの格納されたコピーに相関させて、複数の相関サンプルを生成する相関器と、
前記相関器に結合され、前記複数の相関サンプルにおける相関ピークの検出に応答して相関ピークのインデックスを出力する相関ピーク検出器と、
前記ＡＤＣおよび前記相関ピーク検出器に結合され、前記相関ピーク検出器から前記相関ピークの前記インデックスを受信したことに応答して、所定の時間の間、前記ＡＤＣから出力される前記デジタルサンプルを選択的に遅延させるサンプルセレクタと、
前記サンプルセレクタおよび前記発振器に結合され、前記遅延されたデジタルサンプルから前記所定のトレーニングシンボルサンプルを取得し、前記所定のトレーニングシンボルサンプルと前記発振器の前記デジタル信号との間の位相差を計算し、前記発振器の前記周波数を調整するための制御信号を生成して前記計算された位相差を減少させる位相検出ユニットと
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機である。
請求項７に係る発明は、前記所定の時間は、前記サンプルセレクタによって選択的に設定され、前記位相検出ユニットが前記所定のトレーニングシンボルサンプルを取得することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項８に係る発明は、前記相関ピーク検出器は、各相関サンプルに関して相関パワーを計算し、前記複数の相関サンプルの中で最大のパワー値を検出することによって前記相関ピークを検出することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項９に係る発明は、前記相関パワーは、各相関の二乗されたマグニチュードであることを特徴とする請求項８に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項１０に係る発明は、前記相関パワーは、各相関のマグニチュードであることを特徴とする請求項８に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項１１に係る発明は、前記発振器が前記ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と同期化されている時に、前記所定のトレーニングシンボルサンプルは前記発振器によって生成されたデジタル信号と同相であることを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機である。
請求項１２に係る発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機の局部発振器搬送波周波数を、ＯＦＤＭ送信機によって生成された搬送波周波数と同期化する装置において、
搬送波周波数で送信されたＯＦＤＭ信号を受信する手段と、
前記ＯＦＤＭ信号から、基準ポイントを抽出する手段と、
前記基準ポイントから所定の距離において、前記ＯＦＤＭ信号をサンプリングする手段と、
前記サンプルと前記局部発振器搬送波周波数との間の位相差を計算する手段と、
前記計算された位相差に応答して、搬送波周波数オフセットエラー信号を生成する手段と、
前記搬送波周波数エラー信号を使用して、前記局部発振器搬送波周波数を調整して前記搬送波周波数オフセットエラーを補正する手段と、
前記局部発振器搬送波周波数を使用して、前記受信されたＯＦＤＭ信号を通過域からベースバンドへデロテートする手段と
を備えたことを特徴とする装置である。
請求項１３に係る発明は、前記装置が、無線ＬＡＮ内で動作する受信機に組み込まれていることを特徴とする請求項１２に記載の装置である。
請求項１４に係る発明は、前記抽出する手段が、
前記ＯＦＤＭ信号を基準シンボルの格納されたコピーと相関させ、複数の相関サンプルを生成する手段と、
前記複数の相関サンプル内で相関ピークの位置を検出する手段と、
前記相関ピークの前記位置を基準ポイントとして設定する手段と
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の装置である。
請求項１５に係る発明は、前記検出する手段は、
前記複数の相関サンプル内で各相関サンプルの前記パワーを決定する手段と、
前記シーケンスの中で最大のパワー値を有する相関サンプルの位置を突き止めることによって前記相関ピークの位置を決定する手段と
を含むことを特徴とする請求項１４に記載の装置である。
請求項１６に係る発明は、各相関サンプルのパワーを決定する前記手段が、各相関サンプルの二乗されたマグニチュードを計算する手段と、各相関サンプルのマグニチュードを求める手段との少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項１５に記載の装置である。
請求項１７に係る発明は、前記所定の距離が、前記ＯＦＤＭ信号内の少なくとも１つの基準シンボルがサンプルされ、前記発振器が前記搬送波周波数と同期化されている時に、前記基準シンボルサンプルが前記発振器周波数と同相であるように、設定されることを特徴とする請求項１２に記載の装置である。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の特性と利点は、一実施の形態として与えられる次の説明からさらに明らかになるであろう。
【００２８】
図１を参照すると、典型的なＯＦＤＭ受信機１０の第１の要素はＲＦ受信機１２である。ＲＦ受信機１２には多くの変形例が存在し、当技術分野ではよく知られているが、典型的にはＲＦ受信機１２はアンテナ１４、低雑音増幅器（ＬＮＡ:low noise amplifier）１６、ＲＦ帯域フィルタ１８、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路２０、ＲＦミキサ２２、ＲＦ搬送波周波数局部発振器２４、およびＩＦ帯域フィルタ２６を含む。
【００２９】
ＲＦ受信機１２はアンテナ１４を介して、ＲＦ ＯＦＤＭ変調済み搬送波がチャネルを通過した後にＲＦ ＯＦＤＭ変調済み搬送波で結合する。次いで、これをＲＦ局部発振器２４によって生成された周波数ｆｃｒの受信機搬送波と混合することによって、ＲＦ受信機１２はＲＦ ＯＦＤＭ変調済み搬送波をダウンコンバートし、受信されたＩＦ ＯＦＤＭ信号を得る。受信機搬送波と送信機搬送波の間の周波数の差は、搬送波周波数オフセット、デルタｆＣとなる。
【００３０】
この受信されたＩＦ ＯＦＤＭ信号はミキサ２８およびミキサ３０に結合され、それぞれ同相ＩＦ信号および９０°位相（直角位相）ＩＦ信号と混合され、それぞれ同相ＯＦＤＭ信号および直角位相ＯＦＤＭ信号を生成する。ミキサ２８に供給される同相ＩＦ信号は、ＩＦ局部発振器３２によって生成される。ミキサ３０に供給される９０°位相ＩＦ信号は、同相ＩＦ信号をミキサ３０に提供する前に９０°移相器(phase shifter)３４を介して通過させることによって、ＩＦ局部発振器３２の同相ＩＦ信号から導出される。
【００３１】
同相ＯＦＤＭ信号および直角位相ＯＦＤＭ信号は次いで、それぞれアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）３６および３８を通過し、ここでこれらの信号はクロック回路４０によって決定されたサンプリングレートｆｃｋ＿ｒでデジタル化される。ＡＤＣ３６および３８はそれぞれ、同相(in-phase)離散時間(discrete-time)ＯＦＤＭ信号および直交(ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ)位相離散時間ＯＦＤＭ信号を形成するデジタルサンプルを生成する。受信機のサンプリングレートと送信機のサンプリングレートの間の差は、サンプリングレートオフセット、デルタｆｃｋ＝ｆｃｋ＿ｒ−ｆｃｋ＿ｔである。
【００３２】
ＡＤＣ３６および３８からの濾波されていない同相離散時間ＯＦＤＭ信号および直交位相離散時間ＯＦＤＭ信号は次いでそれぞれ、デジタル低域フィルタ４２および４４を通過する。低域デジタルフィルタ４２および４４の出力はそれぞれ、受信されたＯＦＤＭ信号の同相サンプルおよび直交位相サンプルに濾波される。このようにして、受信されたＯＦＤＭ信号は同相（ｑｉ）サンプルおよび直交位相（ｐｉ）サンプルに変換され、これらはそれぞれ、複素数値のＯＦＤＭ信号、ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値の成分(real-valued component)および虚数値の成分(imaginary-valued component)を表す。受信されたＯＦＤＭ信号のこれらの同相サンプルおよび直交位相サンプル（実数値のサンプルおよび虚数値のサンプル）は、次いでＤＳＰ４６に送達される。受信機１０の従来の実施態様の一部では、アナログデジタル変換はＩＦ混合プロセスの前に行われることに注意されたい。このような実施態様においては、混合プロセスはデジタルミキサ（複数）およびデジタル周波数シンセサイザ（単数）の使用を含む。また、受信機１０の多くの従来の実施態様においては、デジタルアナログ変換は濾波の後に実行されることにも注意されたい。
【００３３】
ＤＳＰ４６は、受信されたＯＦＤＭ信号の同相サンプルおよび直交位相サンプルに関して種々の動作を実行する。これらの動作は、ａ）受信機１０を受信されたＯＦＤＭ信号内でシンボルおよびデータフレームのタイミングに同期化すること、ｂ）循環接頭部(cyclic prefixes)を受信されたＯＦＤＭ信号から除去すること、ｃ）各ＯＦＤＭシンボル間隔の間に副搬送波を変調するために使用された周波数領域副シンボルのシーケンスを再生するために、受信されたＯＦＤＭ信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）または好ましくは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を計算すること、ｄ）副搬送波に関して任意の要求されるチャネル等化を実行すること、および、ｅ）ＦＦＴ計算によって、ＯＦＤＭ信号の副搬送波を復調することにより、ＯＦＤＭ信号の各シンボルから周波数領域副シンボル、ｙｋのシーケンスを計算することを含む可能性がある。ＤＳＰ４６は次いでこれらの副シンボルのシーケンスを復号器４８に送達する。
【００３４】
復号器(decoder)４８はＤＳＰ４６から送達された周波数領域副シンボルのシーケンスから、送信されたデータビットを再生する。この再生は周波数領域副シンボルを復号することによって実行されてデータビットのストリームを得、このデータビットのストリームは理想的にはＯＦＤＭ送信機に供給されたデータビットのストリームと一致すべきである。この復号プロセスはたとえばソフトなビタビ復号および／またはリードソロモン復号を含み、ブロックおよび／または畳込み符号化(convolutionally encoded)された副シンボル(sub-symbols)からデータを再生する場合がある。
【００３５】
デジタルテレビジョンまたはワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を具現化するためのシステムなどの典型的なＯＦＤＭデータ送信システムにおいては、データはデータフレームとして知られるシンボルのグループでＯＦＤＭ信号で送信される。この概念は図２に示され、ここではデータフレーム５０はＭ個の連続シンボル５２ａ，５２ｂ，・・・，５２Ｍを含み、これらのシンボルのそれぞれは保護間隔ＴｇおよびＯＦＤＭシンボル間隔Ｔｓを含む。したがって、各シンボルは合計の長さＴｇ＋Ｔｓ秒を有する。用途によって、デジタルＴＶの放送などではデータフレームを連続的に送信することもできるし、または、ＷＬＡＮの実施態様などではデータフレームをバーストでランダムな時間に送信することもできる。
【００３６】
次の図３は、本実施の形態を示す。本実施の形態は図１のＯＦＤＭ受信機の要素とは別個であるように示されているが、本実施の形態は図４に示され以下に説明されるようにＯＦＤＭ受信機の要素と統合できることも当業者であれば容易に考案できるであろう。しかし、本発明を明確に簡単に参照して理解を促進するために、本発明は別個の局部発振器周波数補正ループとして示される。
【００３７】
本実施の形態は、参照により本明細書に組み込まれた、提案されたＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（ヨーロッパ）ワイヤレスＬＡＮ基準およびＩＥＥＥ ８０２．１１ａ（アメリカ）ワイヤレスＬＡＮ基準に準拠する受信器内で動作する。しかし、当業者の技量の範囲で本発明の教示を他のＯＦＤＭシステム内で具現化することも可能である。
【００３８】
上記のワイヤレスＬＡＮ基準は、トレーニングシーケンスを使用してＯＦＤＭ送信を検出することを提案している。簡単に言えば、トレーニングシーケンス（たとえば、トレーニングシーケンスＡまたはＢ）は、所定の数（たとえば１２パイロット副搬送波）のパイロット副搬送波またはビン(bins)の上を送信される、（知られた振幅および位相を有する）一連の短いＯＦＤＭトレーニングシンボルを含む。すべての他の副搬送波（たとえば５２副搬送波）は、トレーニングシーケンスが送信されている間はゼロのままである。次に、上記のＬＡＮ基準におけるトレーニングシーケンスの使用が論じられるが、別法のトレーニングシーケンスおよびシンボルの使用も、首記の請求項によって定義される本発明の範囲内と考えられる。例としてのトレーニングシーケンスの周波数領域および時間領域の表示は図５および図６に示されている。
【００３９】
図３を参照すると、発振器周波数補正ネットワークまたはシステム６０が示されている。システム６０はソフトウェア、ハードウェア、またはそのなんらかの組み合わせで具体化できることに注意されたい。システム６０は、サンプル選択ループ６２および位相同期ループ６４を介して、サンプリングされたＯＦＤＭ信号を受信するデロテータ(derotator)あるいは複素乗算器(complex multiplier)６６を含む。上記に論じられたように、サンプリングされたＯＦＤＭ信号は、それぞれ、複素数値のＯＦＤＭ信号、ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値の成分と虚数値の成分を示す同相（ｑｉ）サンプルおよび直交位相（ｐｉ）サンプルを含む。理想的には、デロテータ６６はサンプリングされたまたはデジタル化されたＯＦＤＭ信号と、数値制御局部発振器８０によって生成されたローカル信号（すなわち搬送波信号）を乗算して、デジタル化されたＯＦＤＭ信号をベースバンドにおとす。しかし、デロテータ出力は正確にはベースバンドでない場合もある。この矛盾の１つの理由は、局部発振器８０の周波数が送信機発振器周波数に一致しない場合があることである。このように、送信機発振器周波数に関して、局部発振器周波数オフセット（すなわち搬送波周波数オフセット）がある場合がある。本発明は、サンプル選択ループ６２および位相同期ループ６４の動作を介した局部発振器周波数オフセットを補償することに関する。
【００４０】
サンプル選択ループ６２は、相関器モジュール(correlator module)６８、ピーク検出器モジュール(peak detector module)７０、サンプルセレクタモジュール(sample selector module)７２を含む。さらに具体的には、相関器モジュール６８はサンプリングされたＯＦＤＭ信号のソースおよびピーク検出器モジュール７０の入力に結合されている。ピーク検出器モジュール７０の出力はサンプルセレクタモジュール７２の入力に結合され、サンプルセレクタモジュール７２はサンプリングされたＯＦＤＭ信号のソースとデロテータ６６の入力および位相同期ループ６４の入力に結合されている。
【００４１】
位相同期ループ６４は位相検波器モジュール７４、ループフィルタ７６、および数値制御発振器８０を含む。具体的には、位相検波器モジュール７４はサンプルセレクタモジュール７２の出力、および数値制御発振器８０の出力、ループフィルタモジュール７６の入力に結合されている。ループフィルタモジュール７６は数値制御発振器８０の入力に結合されており、数値制御発振器８０はデロテータ６６の入力に結合され、位相検波器７４の入力にフィードバックされている。
【００４２】
本実施の形態の動作において、サンプル選択ループ６２は受信されたＯＦＤＭ信号内でトレーニングシンボルの位置を抽出し、ＯＦＤＭ信号を遅延させて位相同期ループ６４がトレーニングシンボル内の所定の位置で位置づけられたサンプルの位相を分析できるようにする。具体的には、相関器モジュール６８は受信されたデジタル化されたＯＦＤＭ信号を、ローカルメモリ内に格納された、知られたトレーニングシーケンス（たとえば上記のワイヤレスＬＡＮ基準のトレーニングシーケンスＢ）の時間領域サンプルと相関させる。格納されたトレーニングシーケンスがデジタル化された信号内に含まれるトレーニングシーケンスと一致している時に、最大の相関が発生することになる。相関出力のパワーのピークを使用して、受信された信号が格納された後続シーケンスと一致する時を決定することができる。
【００４３】
ピーク検出器モジュール７０は、相関器モジュール６８から受信された相関シーケンスで、相関シーケンスのパワーのピークを探す。入力（すなわち、格納されたトレーニングシーケンスおよびデジタル化された信号）が複素数なので、相関器モジュール６８の出力は複素信号(complex signal)である。ピーク検出器モジュール７０は、特定のＯＦＤＭ受信機の設計にしたがって２つの方法のうちの１つで、相関された信号の各サンプルのパワーまたはマグニチュードを計算することができる。第１の方法では、ピーク検出器モジュール７０は、相関された信号の各複素数サンプルの二乗されたマグニチュード（すなわち、パワー）を計算して、相関された信号のパワーを示す実数を生成する。第２の方法では、ピーク検出器モジュール７０は、相関された信号の各複素数サンプルの（二乗されたマグニチュードではなく）マグニチュードを求める場合がある。その後、ピーク検出器モジュール７０は相関パワーシーケンスを探して、最大のパワー値またはマグニチュード値を有するサンプルを識別する。最大値が識別されると、ピーク検出器モジュール７０はピーク位置のインデックスをサンプルセレクタモジュール７２に出力する。インデックスはシステム６０によって、基準ポイントとして使用される。局部発振器周波数オフセットがない場合は、トレーニングシーケンスの中で所定のサンプルは局部発振器８０と同じ位相を有することが知られている。しかし、周波数オフセットが存在する時、サンプルは局部発振器８０によって生成された信号の位相に関して位相オフセットを有することになる。位相オフセットはシステム６０の位相同期ループ６４によって使用され、周波数エラー信号を生成し、局部発振器周波数オフセットがゼロに収束するように局部発振器８０の周波数を調整することができる。
【００４４】
詳細を次に説明するように、サンプル選択モジュール７２はピーク検出器モジュール７０からピーク位置のインデックスを受信し、そのインデックスを使用して受信されたデジタル化されたＯＦＤＭ信号を遅延させ、デジタル化された信号によって搬送されたトレーニングシーケンス内で所定のサンプルが位相同期ループ６４の位相検波器モジュール７４によって解析されることを可能にする。所定のサンプルは相関ピークから固定された距離または期間に位置し、局部発振器周波数オフセットから遠ざかって、局部発振器７４と同じ位相を有することが知られている。所定のＯＦＤＭサンプルおよび局部発振器の位相は、特定のＯＦＤＭ受信器の設計にしたがって選択される。サンプル選択モジュール７２は、タップ遅延線およびＦＩＦＯバッファ構成または当業者によって知られている任意の同様な選択的遅延構成を含む場合がある。
【００４５】
位相検波器モジュール(phase detector module)７４は、サンプルセレクタモジュール７２によって出力されたデジタル化されたＯＦＤＭ信号の通過を追跡し、いくつかのサンプルの通過後に所定のサンプルを分析する。たとえば、位相検波器モジュール７４はサンプルセレクタモジュール７２から出力されたサンプルの数を数え、所定のカウントに達した後に位相検波器モジュール７４を起動してサンプルをキャプチャするカウンタを含む場合がある。起動と起動の間の時間はサンプルセレクタ７２によって知られ、位相検波器モジュール７４がトレーニングシーケンスの所定のサンプルを取得するようにデジタル化ＯＦＤＭ信号を遅延させるために使用される。サンプルが選択されると、位相検波器モジュール７４はサンプルの位相および、数値制御局部発振器８０によって生成された信号の位相を計算する。その後、位相検波器モジュール７４は、選択されたサンプルと局部発振器７４によって生成された信号の間で位相の差を計算することによって位相オフセットエラーを生成する。位相オフセットエラーはフィルタ７６に提供され、フィルタ７６は局部発振器周波数エラーを生成する。局部発振器周波数エラーは局部発振器８０に提供され、局部発振器周波数オフセット（すなわち、搬送波周波数オフセット）がゼロに収束し、デロテータ６６から出力されたデロテートされた信号がベースバンドに近づくように、局部発振器８０の周波数を調節する。位相オフセットエラーは、好ましくは、位相検波器モジュール７４内でカウンタがリセットした後で、所定の起動値に向かってカウントするとき、位相同期ループ６４によって一定に保たれる。
【００４６】
デロテータ６６はさらに（内部フィルタなどを介して）、受信された位相エラーオフセットを調節して、デジタル化された信号を通過域からベースバンドへさらに正確にデロテートすることも可能であることに注意されたい。
【００４７】
図４に示すように、本実施の形態は通常のＯＦＤＭ受信機と統合される。具体的には、システム６０はＬＰＦ４２および４４の出力とＤＳＰ４６の入力に結合されている。この構成で、システム６０はＬＰＦ４２および４４からＯＦＤＭサンプルを受信し、任意の検出された搬送波周波数オフセットを補正し、補正されたＯＦＤＭサンプルをＤＳＰ４６に出力してさらに処理する。
【００４８】
以上、好ましい実施の形態を参照しながら説明してきたが、本発明については、首記の請求項に定義された本発明の精神および範囲から離れることなく、実施の形態に種々の変更を行うことが可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 通常のＯＦＤＭ受信機を示すブロック構成図である。
【図２】 データフレームにおけるＯＦＤＭシンボルとこれらに対応する保護間隔（ガードインターバル）の典型的な構成を例示する図である。
【図３】 本発明の一実施の形態としての局部発振器周波数補正システムを示す構成図である。
【図４】 図１に示したＯＦＤＭ受信機と統合した本実施の形態を示す構成図である。
【図５】 周波数領域内における、一例としてのトレーニングシーケンスを示す図である。
【図６】 図５に示したトレーニングシーケンスの時間領域表示を示す図である。
【符号の説明】
１０ ＯＦＤＭ受信機
６２ サンプル選択ループ
６４ 位相同期ループ
６６ デロテータ
６８ 相関器モジュール
７０ ピーク検出器モジュール
７２ サンプルセレクタモジュール
７４ 位相検波器モジュール
７６ ループフィルタ
８０ 数値制御発振器
Claims (17)
- 時間領域において直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機内で搬送波周波数オフセットを補正する方法であって、
基準シンボルを有するＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
前記ＯＦＤＭ信号と前記基準シンボルの格納されたコピーを相関させるステップと、
相関ピークのインデックスを出力するステップと、
前記相関ピークの前記インデックスから所定の距離において、ＯＦＤＭ信号をサンプリングして、基準サンプルを生成するステップと、
前記基準サンプルおよびローカルに生成された搬送波周波数の間の位相差を計算するステップと、
前記計算された位相差に応答して、搬送波周波数オフセットエラー信号を生成するステップと、
前記搬送波周波数エラー信号を使用して、前記ローカルに生成された搬送波周波数を調整して前記搬送波周波数オフセットエラーを補正するステップと、
前記ローカルに生成された搬送波周波数を使用して、前記受信されたＯＦＤＭ信号を通過域からベースバンドへデロテートするステップと
を備えることを特徴とする方法。 - 前記相関させるステップは、
前記格納された基準シンボルと前記ＯＦＤＭ信号との相関を表す相関サンプルのシーケンスを出力するステップと、
前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを決定するステップと、
前記シーケンスにおいて最大のパワー値を有する相関サンプルの位置を突き止めることによって、前記相関ピークの前記インデックスを決定するステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 前記各相関サンプルのパワーを決定するステップは、各相関サンプルの二乗されたマグニチュードを計算するステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
- 前記各相関サンプルのパワーを決定するステップは、各相関サンプルのマグニチュードを得るステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
- 前記搬送波周波数オフセットエラーを生成するステップは、計算された位相差をループフィルタに通過させるステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
- トレーニングシンボルを有するＯＦＤＭ信号を受信するための直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機であって、
受信されたＯＦＤＭ信号を複数のトレーニングシンボルサンプルを含む複数のデジタルサンプルに変換するアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と、
デジタル信号を生成する発振器と、
前記発振器に結合され、前記デジタルＯＦＤＭサンプルを前記デジタル信号と混合し、前記デジタルＯＦＤＭサンプルを通過帯域からベースバンドにダウンコンバートするデロテータと、
前記ＡＤＣに結合され、前記ＡＤＣから出力された前記デジタルサンプルを前記トレーニングシンボルの格納されたコピーに相関させて、複数の相関サンプルを生成する相関器と、
前記相関器に結合され、前記複数の相関サンプルにおける相関ピークの検出に応答して相関ピークのインデックスを出力する相関ピーク検出器と、
前記ＡＤＣおよび前記相関ピーク検出器に結合され、前記相関ピーク検出器から前記相関ピークの前記インデックスを受信したことに応答して、所定の時間の間、前記ＡＤＣから出力される前記デジタルサンプルを選択的に遅延させるサンプルセレクタと、
前記サンプルセレクタおよび前記発振器に結合され、前記遅延されたデジタルサンプルから前記所定のトレーニングシンボルサンプルを取得し、前記所定のトレーニングシンボルサンプルと前記発振器の前記デジタル信号との間の位相差を計算し、前記発振器の前記周波数を調整するための制御信号を生成して前記計算された位相差を減少させる位相検出ユニットと
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。 - 前記所定の時間は、前記サンプルセレクタによって選択的に設定され、前記位相検出ユニットが前記所定のトレーニングシンボルサンプルを取得することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機。
- 前記相関ピーク検出器は、各相関サンプルに関して相関パワーを計算し、前記複数の相関サンプルの中で最大のパワー値を検出することによって前記相関ピークを検出することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機。
- 前記相関パワーは、各相関の二乗されたマグニチュードであることを特徴とする請求項８に記載のＯＦＤＭ受信機。
- 前記相関パワーは、各相関のマグニチュードであることを特徴とする請求項８に記載のＯＦＤＭ受信機。
- 前記発振器が前記ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と同期化されている時に、前記所定のトレーニングシンボルサンプルは前記発振器によって生成されたデジタル信号と同相であることを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機。
- 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）受信機の局部発振器搬送波周波数を、ＯＦＤＭ送信機によって生成された搬送波周波数と同期化する装置において、
搬送波周波数で送信されたＯＦＤＭ信号を受信する手段と、
前記ＯＦＤＭ信号から、基準ポイントを抽出する手段と、
前記基準ポイントから所定の距離において、前記ＯＦＤＭ信号をサンプリングする手段と、
前記サンプルと前記局部発振器搬送波周波数との間の位相差を計算する手段と、
前記計算された位相差に応答して、搬送波周波数オフセットエラー信号を生成する手段と、
前記搬送波周波数エラー信号を使用して、前記局部発振器搬送波周波数を調整して前記搬送波周波数オフセットエラーを補正する手段と、
前記局部発振器搬送波周波数を使用して、前記受信されたＯＦＤＭ信号を通過域からベースバンドへデロテートする手段と
を備えたことを特徴とする装置。 - 前記装置は、無線ＬＡＮ内で動作する受信機に組み込まれていることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
- 前記抽出する手段は、
前記ＯＦＤＭ信号を基準シンボルの格納されたコピーと相関させ、複数の相関サンプルを生成する手段と、
前記複数の相関サンプル内で相関ピークの位置を検出する手段と、
前記相関ピークの前記位置を基準ポイントとして設定する手段と
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の装置。 - 前記検出する手段は、
前記複数の相関サンプル内で各相関サンプルの前記パワーを決定する手段と、
前記シーケンスの中で最大のパワー値を有する相関サンプルの位置を突き止めることによって前記相関ピークの位置を決定する手段と
を含むことを特徴とする請求項１４に記載の装置。 - 各相関サンプルのパワーを決定する前記手段は、各相関サンプルの二乗されたマグニチュードを計算する手段と、各相関サンプルのマグニチュードを求める手段との少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項１５に記載の装置。
- 前記所定の距離は、前記ＯＦＤＭ信号内の少なくとも１つの基準シンボルがサンプルされ、前記発振器が前記搬送波周波数と同期化されている時に、前記基準シンボルサンプルが前記発振器周波数と同相であるように、設定されることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/505,162 US6704374B1 (en) | 2000-02-16 | 2000-02-16 | Local oscillator frequency correction in an orthogonal frequency division multiplexing system |
| US09/505162 | 2000-02-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001274765A JP2001274765A (ja) | 2001-10-05 |
| JP4721530B2 true JP4721530B2 (ja) | 2011-07-13 |
Family
ID=24009275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001040281A Expired - Lifetime JP4721530B2 (ja) | 2000-02-16 | 2001-02-16 | 直交周波数分割多重化システムにおける局部発振器の周波数を補正する方法およびｏｆｄｍ受信器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6704374B1 (ja) |
| EP (1) | EP1126673B1 (ja) |
| JP (1) | JP4721530B2 (ja) |
| KR (1) | KR100758962B1 (ja) |
| CN (1) | CN1293714C (ja) |
| BR (1) | BRPI0100297B1 (ja) |
Families Citing this family (82)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6704374B1 (en) * | 2000-02-16 | 2004-03-09 | Thomson Licensing S.A. | Local oscillator frequency correction in an orthogonal frequency division multiplexing system |
| US7827581B1 (en) * | 2000-02-29 | 2010-11-02 | BE Labs, Inc. | Wireless multimedia system |
| ATE344567T1 (de) * | 2000-04-04 | 2006-11-15 | Broadcom Corp | Verfahren zur kompensation von phasenfehlern in mehrträgersignalen |
| GB2364866B (en) * | 2000-07-12 | 2004-05-19 | Conexant Systems Inc | Television receiver |
| US6959050B2 (en) * | 2001-06-15 | 2005-10-25 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for synchronizing an OFDM signal |
| KR100414568B1 (ko) * | 2001-06-21 | 2004-01-07 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템에서의 훈련 심볼 결정방법과 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치 |
| JP3777105B2 (ja) * | 2001-06-21 | 2006-05-24 | アルプス電気株式会社 | 直交周波数分割多重信号復調回路 |
| JP3782330B2 (ja) * | 2001-09-14 | 2006-06-07 | 富士通株式会社 | Ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信装置 |
| EP1300956A1 (en) * | 2001-10-02 | 2003-04-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Receiving apparatus |
| CN1216477C (zh) * | 2001-12-20 | 2005-08-24 | 北京六合万通微电子技术有限公司 | Ofdm无线通信系统的频偏检出方法及其电路装置 |
| US7170961B2 (en) * | 2002-01-08 | 2007-01-30 | Patrick Vandenameele-Lepla | Method and apparatus for frequency-domain tracking of residual frequency and channel estimation offsets |
| US6724834B2 (en) * | 2002-02-22 | 2004-04-20 | Albert L. Garrett | Threshold detector for detecting synchronization signals at correlator output during packet acquisition |
| SG99392A1 (en) * | 2002-04-03 | 2003-10-27 | Sony Electronics Singapore Pte | Methods and apparatus for receiving ofdm signals |
| SG107108A1 (en) | 2002-04-03 | 2004-11-29 | Sony Electronics Singapore Pte | Methods and apparatus for receiving ofdm signals |
| KR20030090389A (ko) * | 2002-05-23 | 2003-11-28 | 주식회사 신영텔레콤 | 직교주파수분할 다중방식을 사용하는 무선랜 시스템의주파수옵셋 동기획득 방법 |
| SG104340A1 (en) * | 2002-07-03 | 2004-06-21 | Oki Techno Ct Singapore Pte | Receiver and method for wlan burst type signals |
| KR100459429B1 (ko) * | 2002-07-19 | 2004-12-03 | 엘지전자 주식회사 | 오에프디엠 시스템의 무선 랜 모뎀을 위한 동기화 방법 |
| US8194770B2 (en) | 2002-08-27 | 2012-06-05 | Qualcomm Incorporated | Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode |
| US6795486B2 (en) * | 2002-09-23 | 2004-09-21 | Thomson Licensing S.A. | Variable-length correlator for spread-spectrum communications |
| US7002900B2 (en) | 2002-10-25 | 2006-02-21 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system |
| US8170513B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Data detection and demodulation for wireless communication systems |
| US8218609B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-07-10 | Qualcomm Incorporated | Closed-loop rate control for a multi-channel communication system |
| US20040081131A1 (en) | 2002-10-25 | 2004-04-29 | Walton Jay Rod | OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes |
| US8134976B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-03-13 | Qualcomm Incorporated | Channel calibration for a time division duplexed communication system |
| US8169944B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Random access for wireless multiple-access communication systems |
| US8208364B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-06-26 | Qualcomm Incorporated | MIMO system with multiple spatial multiplexing modes |
| EP1556984A2 (en) * | 2002-10-25 | 2005-07-27 | QUALCOMM Incorporated | Data detection and demodulation for wireless communication systems |
| US7324429B2 (en) | 2002-10-25 | 2008-01-29 | Qualcomm, Incorporated | Multi-mode terminal in a wireless MIMO system |
| US8570988B2 (en) | 2002-10-25 | 2013-10-29 | Qualcomm Incorporated | Channel calibration for a time division duplexed communication system |
| US8320301B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-11-27 | Qualcomm Incorporated | MIMO WLAN system |
| US7986742B2 (en) | 2002-10-25 | 2011-07-26 | Qualcomm Incorporated | Pilots for MIMO communication system |
| US20050001661A1 (en) * | 2002-10-29 | 2005-01-06 | Zvi Regev | Digital phase locked loop |
| KR100505678B1 (ko) | 2003-03-17 | 2005-08-03 | 삼성전자주식회사 | 재차 상관과 2차 첨두치 비교로 심볼 시간을 동기화 하는무선 랜 시스템의 직교 주파수 분할 다중화 수신기 및 그심볼 동기화 방법 |
| CA2433139C (en) * | 2003-06-23 | 2012-03-27 | Wavesat Wireless Inc. | Synchronizing method and apparatus |
| US7590199B2 (en) * | 2003-09-12 | 2009-09-15 | Advantech Advanced Microwave Technologies Inc. | Hybrid frequency offset estimator |
| US7480234B1 (en) | 2003-10-31 | 2009-01-20 | Cisco Technology, Inc. | Initial timing estimation in a wireless network receiver |
| US9473269B2 (en) | 2003-12-01 | 2016-10-18 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system |
| DE602004015929D1 (de) * | 2004-03-23 | 2008-10-02 | Infineon Technologies Ag | Phasen- und Frequenzsynchronisationseinrichtung für OFDM-Empfänger unter Verwendung von einer Präambel, Piloten und Informationsdaten |
| JP2006042025A (ja) * | 2004-07-28 | 2006-02-09 | Casio Comput Co Ltd | Ｏｆｄｍ信号復調回路及びｏｆｄｍ信号復調方法 |
| EP1633096A1 (fr) * | 2004-08-26 | 2006-03-08 | St Microelectronics S.A. | Détermination de fréquences de porteuses et de symboles dans un signal |
| US7756005B2 (en) * | 2005-03-11 | 2010-07-13 | Qualcomm Incorporated | Coarse timing/frame acquisition of OFDM system using time division multiplexed pilot symbol |
| CN100454917C (zh) * | 2005-03-21 | 2009-01-21 | 东南大学 | 基于异种间距频域训练序列的频偏估计方法 |
| US7466749B2 (en) | 2005-05-12 | 2008-12-16 | Qualcomm Incorporated | Rate selection with margin sharing |
| CN1881970B (zh) * | 2005-06-13 | 2011-01-12 | 北京中电华大电子设计有限责任公司 | Ofdm系统中补偿采样频偏与载波频偏的方法和装置 |
| US8358714B2 (en) | 2005-06-16 | 2013-01-22 | Qualcomm Incorporated | Coding and modulation for multiple data streams in a communication system |
| US20070085727A1 (en) * | 2005-10-19 | 2007-04-19 | Honeywell International Inc. | Methods and systems for leakage cancellation in radar equipped munitions |
| KR101138698B1 (ko) * | 2005-11-09 | 2012-04-19 | 엘지전자 주식회사 | 이동통신 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치 |
| KR101110312B1 (ko) * | 2005-12-10 | 2012-02-15 | 한국전자통신연구원 | 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법 |
| JP4976420B2 (ja) | 2006-01-18 | 2012-07-18 | ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド | 通信システム内の同期及び情報送信を改善する方法 |
| KR20070095138A (ko) * | 2006-03-20 | 2007-09-28 | 삼성전자주식회사 | 직교분할 다중접속 시스템에서 순차적 간섭 제거 방식을이용한 상향 링크 신호 수신 장치 및 방법 |
| WO2007148461A1 (ja) * | 2006-06-19 | 2007-12-27 | Panasonic Corporation | エンコーダ信号の位相補正回路 |
| CN101237436B (zh) * | 2007-01-31 | 2011-03-23 | 扬智科技股份有限公司 | 一种检测载波频率偏移与采样频率偏移的方法与电路 |
| CN101277286B (zh) * | 2007-03-29 | 2011-09-14 | 深圳赛意法微电子有限公司 | 在数字无线电世界范围标准接收机中的整数载波频率偏移量估计的方法和设备 |
| US7817736B2 (en) * | 2007-06-29 | 2010-10-19 | Texas Instruments Incorporated | Correcting for carrier frequency offset in multi-carrier communication systems |
| US7885319B2 (en) * | 2007-08-01 | 2011-02-08 | Broadcom Corporation | Multiple branch PSYNC detection module |
| US7894404B2 (en) * | 2007-08-01 | 2011-02-22 | Broadcom Corporation | Generation of quality metrics using multibranch PSYNC detection module |
| CN101115037B (zh) * | 2007-08-13 | 2011-12-14 | 北京天碁科技有限公司 | 一种数字接收机及其本振频率初始误差校准的方法 |
| CN101374019B (zh) * | 2007-08-23 | 2012-07-18 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种在频域通过相对调制相位序列反映系统信息的方法 |
| CN101162979B (zh) * | 2007-09-21 | 2010-06-02 | 深圳市虹远通信有限责任公司 | 一种芯片的载频自动化校准方法 |
| US9197470B2 (en) * | 2007-10-05 | 2015-11-24 | Innurvation, Inc. | Data transmission via multi-path channels using orthogonal multi-frequency signals with differential phase shift keying modulation |
| US8068563B2 (en) * | 2008-10-20 | 2011-11-29 | Ibiquity Digital Corporation | Systems and methods for frequency offset correction in a digital radio broadcast receiver |
| WO2011001632A1 (ja) * | 2009-07-02 | 2011-01-06 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、受信方法、及び受信プログラム |
| US20110194655A1 (en) * | 2010-02-10 | 2011-08-11 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus to perform residual frequency offset estimation and correction in ieee 802.11 waveforms |
| WO2012036605A1 (en) * | 2010-09-17 | 2012-03-22 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | A receiver node and a method therein for compensating frequency offset |
| CN102298089B (zh) * | 2010-11-26 | 2013-05-08 | 中国工程物理研究院流体物理研究所 | 一种新型相位差检测电路及方法 |
| ES2428335T3 (es) * | 2010-12-22 | 2013-11-07 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Métodos y receptor para el posicionamiento de señales espurias relativas a un reloj |
| KR101276727B1 (ko) * | 2011-11-17 | 2013-06-19 | 고려대학교 산학협력단 | 위상 주파수 검출 방법 및 장치 |
| CN102420790A (zh) * | 2011-11-28 | 2012-04-18 | 清华大学 | 一种单载波超宽带通信系统中的均衡处理方法和系统 |
| CN103139127B (zh) * | 2011-12-02 | 2016-12-21 | 上海无线通信研究中心 | 利用同步序列判断3GPP LTE/LTE Advanced系统传输模式的方法 |
| JP2014022766A (ja) * | 2012-07-12 | 2014-02-03 | Sony Corp | 信号処理装置および方法、受信装置および方法、並びに、送信装置および方法 |
| US8842026B2 (en) * | 2012-12-05 | 2014-09-23 | Infineon Technologies Ag | Symbol decoder, threshold estimation and correlation systems and methods |
| KR20140075095A (ko) | 2012-12-10 | 2014-06-19 | 한국전자통신연구원 | 다중 편파 안테나를 통해 송수신되는 ｏｆｄｍ 신호의 반송파 주파수 옵셋 측정장치 및 이의 반송파 주파수 옵셋 측정 방법 |
| CN103916194B (zh) * | 2013-01-05 | 2016-12-07 | 华为技术有限公司 | 相位调节器及波分复用相位调节方法 |
| US9077327B2 (en) * | 2013-11-04 | 2015-07-07 | Texas Instruments Incorporated | Optimized peak detector for the AGC loop in a digital radio receiver |
| CN104702554B (zh) * | 2013-12-09 | 2017-12-15 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 载波频率偏移校正方法 |
| CN105871532B (zh) * | 2016-03-30 | 2019-02-01 | 电子科技大学 | 一种相位同步装置及方法 |
| CN109644123B (zh) | 2016-08-23 | 2020-09-08 | 华为技术有限公司 | 一种时钟恢复电路中鉴相信号的获取方法以及鉴相器 |
| US10044403B1 (en) * | 2017-05-04 | 2018-08-07 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for multi-beam initial synchronization for 5G-NR system |
| CN107707323B (zh) * | 2017-07-10 | 2019-05-28 | 深圳市锐能微科技股份有限公司 | 一种时钟校准的方法及时钟校准设备 |
| CN110474860B (zh) * | 2018-05-11 | 2021-06-04 | 维沃移动通信有限公司 | 一种ofdm基带信号生成方法及装置 |
| US11032020B2 (en) * | 2019-04-19 | 2021-06-08 | Infiriera Corporation | Synchronization for subcarrier communication |
| US11736129B2 (en) | 2019-08-13 | 2023-08-22 | National Instruments Corporation | Local oscillator placement for mixed numerology in orthogonal frequency division multiplexing communications |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08237219A (ja) * | 1995-02-24 | 1996-09-13 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ伝送受信方式及び送受信装置 |
| JPH08265292A (ja) * | 1995-03-22 | 1996-10-11 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Family Cites Families (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE9302453L (sv) | 1993-07-20 | 1994-10-17 | Telia Ab | Förfarande och anordning för synkronisering i digitalt transmissionssystem av typen OFDM |
| US5444697A (en) | 1993-08-11 | 1995-08-22 | The University Of British Columbia | Method and apparatus for frame synchronization in mobile OFDM data communication |
| JP3041175B2 (ja) | 1993-11-12 | 2000-05-15 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
| EP0684708B1 (en) | 1993-12-15 | 2005-10-26 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Adaptive equalizer |
| JP2731722B2 (ja) * | 1994-05-26 | 1998-03-25 | 日本電気株式会社 | クロック周波数自動制御方式及びそれに用いる送信装置と受信装置 |
| US5774450A (en) | 1995-01-10 | 1998-06-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method of transmitting orthogonal frequency division multiplexing signal and receiver thereof |
| SE514986C2 (sv) | 1995-03-01 | 2001-05-28 | Telia Ab | Metod och anordning för synkronisering vid OFDM-system |
| JP3145003B2 (ja) | 1995-03-23 | 2001-03-12 | 株式会社東芝 | 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置 |
| JP3079950B2 (ja) | 1995-06-20 | 2000-08-21 | 松下電器産業株式会社 | 直交周波数分割多重変調信号の受信装置及び伝送方法 |
| US5790516A (en) | 1995-07-14 | 1998-08-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Pulse shaping for data transmission in an orthogonal frequency division multiplexed system |
| JPH09130362A (ja) | 1995-10-30 | 1997-05-16 | Sony Corp | 受信装置および受信方法 |
| US5732113A (en) | 1996-06-20 | 1998-03-24 | Stanford University | Timing and frequency synchronization of OFDM signals |
| JPH1051418A (ja) * | 1996-08-06 | 1998-02-20 | Mitsubishi Electric Corp | ディジタル受信装置 |
| GB2319935B (en) * | 1996-11-29 | 2001-10-24 | Daewoo Electronics Co Ltd | Apparatus for correcting frequency offset in ofdm receiving system |
| EP0859494A3 (en) * | 1997-02-17 | 2000-08-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Synchronisation of the local oscillator in multicarrier systems |
| KR100238047B1 (ko) * | 1997-02-25 | 2000-01-15 | 윤종용 | 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 주파수 동기 방법 및 동기 장치 |
| JP3726857B2 (ja) | 1997-05-02 | 2005-12-14 | ソニー株式会社 | 受信装置および受信方法 |
| KR100265735B1 (ko) | 1997-11-25 | 2000-09-15 | 윤종용 | Fft윈도우위치복원과샘플링클럭제어가연동되는ofdm수신장치및그방법 |
| JPH11252038A (ja) * | 1998-02-27 | 1999-09-17 | Sony Corp | デジタル放送の受信機 |
| US6704374B1 (en) * | 2000-02-16 | 2004-03-09 | Thomson Licensing S.A. | Local oscillator frequency correction in an orthogonal frequency division multiplexing system |
-
2000
- 2000-02-16 US US09/505,162 patent/US6704374B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-01-31 EP EP01102201.9A patent/EP1126673B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-02-13 KR KR1020010007044A patent/KR100758962B1/ko active IP Right Grant
- 2001-02-14 BR BRPI0100297A patent/BRPI0100297B1/pt not_active IP Right Cessation
- 2001-02-16 CN CNB011045604A patent/CN1293714C/zh not_active Expired - Lifetime
- 2001-02-16 JP JP2001040281A patent/JP4721530B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08237219A (ja) * | 1995-02-24 | 1996-09-13 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ伝送受信方式及び送受信装置 |
| JPH08265292A (ja) * | 1995-03-22 | 1996-10-11 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| BRPI0100297B1 (pt) | 2017-03-21 |
| EP1126673A2 (en) | 2001-08-22 |
| CN1309483A (zh) | 2001-08-22 |
| JP2001274765A (ja) | 2001-10-05 |
| KR20010082164A (ko) | 2001-08-29 |
| BR0100297A (pt) | 2001-10-02 |
| EP1126673B1 (en) | 2014-10-15 |
| CN1293714C (zh) | 2007-01-03 |
| US6704374B1 (en) | 2004-03-09 |
| EP1126673A3 (en) | 2004-01-07 |
| KR100758962B1 (ko) | 2007-09-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4721530B2 (ja) | 直交周波数分割多重化システムにおける局部発振器の周波数を補正する方法およびｏｆｄｍ受信器 | |
| JP4920828B2 (ja) | 直交周波数分割多重システムにおけるサンプリングオフセット補正 | |
| JP4808888B2 (ja) | 直交周波数分割多重化システムにおけるサンプリング周波数オフセットの補正 | |
| EP0827655B1 (en) | Method and apparatus for joint frequency offset and timing estimation of a multicarrier modulation system | |
| US7039000B2 (en) | Timing synchronization for OFDM-based wireless networks | |
| CA2208626C (en) | Synchronization method and system for a digital receiver | |
| WO2004062151A1 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| US8774330B2 (en) | Coarse timing acquisition | |
| JP2008131309A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置及びｏｆｄｍ復調方法 | |
| EP1755300B1 (en) | Synchronisation in multicarrier receivers | |
| JP2002232389A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| KR20050003663A (ko) | Ｏｆｄｍ 수신기의 심벌 타이밍 복원장치 및 방법 | |
| JP2002026861A (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| KR100697526B1 (ko) | 디지털 방송 수신기의 트래킹 장치 | |
| KR100747543B1 (ko) | 방송 신호 복조 장치 | |
| KR100236040B1 (ko) | 직교분할대역 시스템의 간략시간 획득회로 | |
| MXPA01001707A (en) | Frequency offset correction in a multicarrier receiver | |
| KR20070119915A (ko) | 채널 등화장치 및 등화방법 | |
| KR20070048874A (ko) | 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치 | |
| KR100774197B1 (ko) | 방송 신호 복조 장치 | |
| MXPA01001706A (en) | Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system | |
| JP2006060468A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| KR20070048876A (ko) | 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080218 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20080218 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100813 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100817 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20101117 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110308 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110405 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140415 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 4721530 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |