JP4920828B2 - 直交周波数分割多重システムにおけるサンプリングオフセット補正 - Google Patents
直交周波数分割多重システムにおけるサンプリングオフセット補正 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4920828B2 JP4920828B2 JP2001040282A JP2001040282A JP4920828B2 JP 4920828 B2 JP4920828 B2 JP 4920828B2 JP 2001040282 A JP2001040282 A JP 2001040282A JP 2001040282 A JP2001040282 A JP 2001040282A JP 4920828 B2 JP4920828 B2 JP 4920828B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- ofdm
- correlation
- sampling
- ofdm signal
- samples
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexed:OFDM)信号の処理に関する。
【0002】
【従来の技術】
直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplexing:OFDM)方式は、データをチャネル上に効率よく伝送するための強固な手法である。この手法では、あるチャネルバンド幅(帯域幅)内に複数の副搬送波周波数(副搬送波)を使用してデータを伝送している。これらの副搬送波は、周波数分割多重(frequency division multiplexingFDM)方式のように、副搬送波周波数スペクラムを分離、隔離し、それによって搬送波間妨害(inter−carrier interferenceICI)を防止するためにチャネルバンド幅の大部分が無駄に使用されている従来の伝送方式に比べて、バンド幅効率を最適化するように配置されている。これとは対照的に、OFDM副搬送波の周波数スペクトラムはOFDMチャネルバンド幅内で著しくオーバラップしているが、それにもかかわらず、OFDM方式では、各副搬送波上に変調された情報の分解と回復を可能にしている。
【0003】
OFDM信号でデータをチャネル上に伝送すると、従来の伝送手法に比べていくつかの利点が得られる。1つの利点は、マルチパス遅延拡散(multipath delay spread)に対して耐性(tolerance)があることである。この耐性は、チャネルインパルス応答(channel impulse response)の代表的な持続時間に比べて、シンボルインターバル (symbol interval)Tsが相対的に長いことによるものである。シンボルインターバルがこのように長いために、シンボル間妨害(inter−symbol interference ISI)が防止されている。もう1つの利点は、周波数選択フェ−ジング(frequency selective fading)に対して耐性があることである。OFDM信号に冗長性(redundancy)を挿入すると、フェ−ジング副搬送波上にエンコード(符号化)されたデータは、他の副搬送波から回復されたデータから再構築することが可能になる。さらにもう1つの利点は、スペクトラム利用が効率化されることである。OFDM副搬送波は相互に非常に近接して置かれており、しかも、相互の間に未使用周波数空間を残しておく必要がないので、OFDMでは、チャネルを効率よく満たすことができる。さらに別の利点は、サブチャネル等化(sub−channel equalization)が単純化していることである。OFDM方式では、チャネル等化は、時間ドメイン(単一搬送波伝送システムにおけるような)から周波数ドメインにシフトされ、そこでは、単純なワンタップ等化器(one−tap equalizer)のバンクが、各サブチャネルの位相と振幅のひずみを個別的に調整できるようにしている。さらにもう1つの利点は、妨害特性(interference properties)が良好であることである。妨害信号のパワー分布を明らかにするようにOFDMスペクトラムを変更することが可能である。また、バンド外(out−of−band)の妨害は、チャネルバンド幅エッジ付近のOFDM副搬送波を使用しないようにすることで低減することが可能である。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
OFDM方式には上述した利点があるが、従来から実現されているOFDM方式には、いくつかの困難な問題と実用上の制約もある。1つの困難な問題は、送信機のサンプルレートを受信機のサンプルレートと同期させ、サンプリングレートオフセット(sampling rate offset)を除去するという問題である。これらの2サンプリングレート間にミスマッチ(mis−match)があると、周波数オフセットが小さいときは、2m系サブシンボルコンステレーション(2m ary sub−symbol constellation)がフレーム内でシンボルからシンボルへ回転することになる。しかるに、周波数オフセットが大きいときは、受信信号の周波数スペクトラムが伸縮することになる。これらのどちらも、BER増加の原因になっている。サンプリングレートオフセットの原因の1つは、サンプリング周波数オフセット(sampling frequency offset)が存在することである。サンプリング周波数オフセットは、送信機で使用されるサンプリングレートよりも高いか、あるいは低い周波数で受信信号を受信機でサンプリングするときに発生している。サンプリングレートオフセットのもう1つの原因は、サンプリング位相オフセット(sampling phase offset)が存在することである。サンプリング位相オフセットは、送信機のサンプリングレートからオフセットした位相で受信信号を受信機でサンプリングするときに発生している。サンプリング周波数オフセットとサンプリング位相オフセットのどちらも、受信機のパフォーマンスに悪い影響を与えるので、受信機を正しく同期させるために補正する必要がある。本発明はこの問題を解決することを目的としている。
【0005】
【課題を解決するための手段】
直交周波数分割多重(OFDM)受信機は、時間ドメインでサンプリングオフセットを検出し、補正する。OFDM受信機は、受信したOFDM信号内のトレーニングシーケンス(training sequence)またはシンボルをオーバサンプリング(oversample)し、オーバサンプリングしたトレーニングシーケンスを、そのトレーニングシーケンスの切り捨てバージョン(truncated version)のストアされたコピー(stored copy)と相関付け(correlate)、相関ピーク(correlation peak)を探し出し、相関ピーク付近にある相関サンプル間の大きさの差分を計算することによってサンプリングオフセットを導き出している。
【0006】
本発明の特徴および利点については、以下の説明で明らかにするが、その説明は単なる例として示したものである。
【0007】
【発明の実施の形態】
図1を参照して説明すると、代表的なOFDM受信機10の第1エレメントはRF受信機12である。RF受信機12には、多種類のものが存在し、これらはこの分野では周知であるが、RF受信機12は、アンテナ14、低ノイズ増幅器(low noise amplifierLNA)16、RFバンドパスフィルタ(bandpass filter)18、自動利得制御(automatic gain control AGC)回路20、RFミキサ22、RF搬送波周波数ローカルオシレータ24、およびIFバンドパスフィルタ26を備えているのが代表的である。
【0008】
チャネルを通って送られてきたRF OFDM変調搬送波は、アンテナ14を経てRF受信機12に入力される。そのあと、RFローカルオシレータ24で生成された周波数fcrの受信搬送波と前記RF OFDM変調搬送波とをミックスすることにより、RF受信機12はRF OFDM変調搬送波を下方変換(downconvert)し、受信IF OFDM信号を得ている。受信搬送波と送信搬送波との周波数差分は、搬送波周波数オフセット、つまり、デルタfcの一因になっている。
【0009】
この受信IF OFDM信号はミキサ28とミキサ30の両方に入力され、それぞれ同位相(in−phase)IF信号および90o位相シフト(直角位相)IF信号とミックスされ、それぞれ同位相および直角位相OFDM信号が得られる。ミキサ28に入力される同位相IF信号はIFローカルオシレータ32から得られる。ミキサ30に入力される90o位相シフトIF信号は、同位相IF信号を90o 位相シフタ34に通すことによって、IFローカルオシレータ32の同位相IF信号から得てからミキサ30に入力されている。
【0010】
次に、同位相と直角位相OFDM信号はアナログ・デジタルコンバータ(analog−to−digital converterADC)36、38に通され、そこで、これらの信号は、クロック回路40によって決まるサンプリングレートfck_rでデジタル化される。ADC36と38からは、同位相と直角位相離散時間OFDM信号を形成するデジタルサンプルが出力される。受信機のサンプリングレートと送信機のサンプリングレートとの差分はサンプリングレートオフセット、つまり、デルタfck=fck_rfck_tである。
【0011】
そのあと、ADC36と38からの、未フィルタ処理(unfiltered)の同位相と直角位相離散時間OFDM信号は、それぞれデジタルローパスフィルタ42と44に通される。デジタルローパスフィルタ42と44の出力は、それぞれ受信OFDM信号のフィルタ処理された同位相と直角位相サンプルである。このようにして、受信OFDM信号は、それぞれが複素数値OFDM信号ri=qi+jpiの実数値成分と虚数値成分を表している同位相(qi)サンプルと直角位相(pi)サンプルに変換される。受信OFDM信号の、これらの同位相と直角位相(実数値と虚数値)サンプルはDSP46に送られる。なお、ある種の実現形態による従来の受信機10では、アナログからデジタルへの変換はIFミキシングプロセスの前に行われている。この種の実現形態では、ミキシングプロセスは、デジタルミキサとデジタル周波数シンセサイザを使用して行われている。また、多くの実現形態による従来の受信機10では、デジタルからアナログへの変換はフィルタ処理のあとで行われている。
【0012】
DSP46は、受信OFDM信号の同位相と直角位相サンプルに対してさまざまなオペレーションを実行する。そのようなオペレーションとして、a)受信OFDM信号内のシンボルとデータフレームのタイミングに受信機10を同期させること、b)受信OFDM信号から周期的プレフィックス(cyclic prefixes)を除去すること、c)受信OFDM信号の離散フーリエ変換(discrete Fourier transformDFT)、好ましくは高速フーリエ変換(fast Fourier transformFFT)を計算して、各OFDMシンボルインターバル期間に副搬送波を変調するために使用された周波数ドメインサブシンボル(frequency domain sub−symbols)のシーケンスを回復すること、d)必要であれば、副搬送波に対してチャネル等化(channel equalization)を行うこと、e)OFDM信号の副搬送波をFFT計算によって復調することによって、OFDM信号の各シンボルから周波数ドメインサブシンボルのシーケンスを計算すること、などがある。そのあと、DSP46は、これらのサブシンボルのシーケンスをデコーダ48に送る。
【0013】
デコーダ48は、DSP46から送られてきた周波数ドメインサブシンボルのシーケンスから送信データビットを回復する。この回復は、周波数ドメインサブシンボルをデコードし、データビットのストリームを得ることによって行われる。理想的には、このデータビットストリームは、OFDM送信機に送り込まれたデータビットストリームに一致したものが得られる。このデコードプロセスでは、例えば、ソフト・ヴィタビ(Viterbi)デコード化および/またはリードソロモン(Reed−Solomon)デコード化によって、ブロックおよび/またはコンボルーション(convolution)エンコードサブシンボルからデータを回復することができる。
【0014】
デジタルテレビジョンまたはワイヤレス(無線)ローカルエリアネットワーク(wireless local area networkWLAN)を実現しているような、代表的なOFDMデータ伝送システムでは、データは、データフレームと呼ばれるシンボルグループの形でOFDM信号に入れて伝送されている。この概念を示したのが図2であり、そこでは、データフレームはM個の連続シンボル52a、52b、...、52Mを含み、その各々には、ガードインターバル(guard interval)TgがOFDMシンボルインターバルTsと一緒に含まれている。従って、各シンボルは総持続時間がTg+Tsになっている。アプリケーションによっては、データフレームは、デジタルTVの放送のように連続的に伝送することも、あるいはデータフレームは、WLANの実装のように、ランダム時間にバーストで伝送することも可能である。
【0015】
次に、図3を参照して説明すると、図は本発明の実施例を示したものである。図3の構成は、図5に示すように、図1の受信機で採用することが可能である。なお、図示の例では、本発明は個別サンプリングオフセット補正ループ(distinct sampling offset correction loop)として示されているが、これは、明瞭にし、参照をしやすくし、本発明の理解を容易にするためである。
【0016】
本発明は、ETSI−BRAN HIPERLAN/2(ヨーロッパ)とIEEE 802.11a(米国)ワイヤレスLAN標準案に準拠している受信機で動作する。なお、これらの標準案は、引用により本明細書の一部になっている。しかし、当業者ならば理解されるように、本発明の教示事項は他のOFDMシステムで実現することも可能である。
【0017】
上記に示したワイヤレスLAN標準は、OFDM伝送を検出するのにトレーニングシーケンスを使用することを提案している。トレーニングシーケンス(例えば、トレーニングシーケンスAまたはB)は、あらかじめ決めた数のパイロット副搬送波またはビン(bin)(例えば、12個のパイロット副搬送波)に乗せて伝送される、一連の短OFDMトレーニングシンボル(既知の振幅と位相をもつ)を含んでいる。その他の副搬送波(例えば、52個の副搬送波)はすべて、トレーニングシーケンスの伝送期間中ゼロのままになっている。ここでは、上記LAN標準のトレーニングシーケンスを使用することが説明されているが、別のトレーニングシーケンスとシンボルを使用することも可能であり、これは「特許請求の範囲」に定義されている本発明の範囲に属するものである。図6と図7は、HYPERLAN/2のトレーニングシーケンスBの例を、周波数ドメインと時間ドメインで表したものである。図6に示すように、トレーニングシーケンスは16サンプルのブロックをもち、これはトレーニングシンボルごとに4回繰り返されている。本発明によれは、以下で詳しく説明するように、この繰り返しブロックまたは時間周期が利用されている。
【0018】
図3に戻って説明すると、図には、サンプリングオフセット補正システム60が示されている。当然に理解されるように、システム60はソフトウェアで実現することも、ハードウェアで実現することも、あるいはその組み合わせで実現することも可能である。ペアのサンプラ(例えば、ADC)62と78は、受信したOFDM信号をサンプリングする。上述したように、受信OFDM信号は、それぞれ複素数値OFDM信号ri=qi+jqiの実数値成分と虚数値成分を表している同位相(qi)部分と直角位相(pi)部分を含んでいる。サンプラ78は、所与のサンプルレート(送信機のサンプリングレートに近いものが選択されている)でOFDM信号をサンプリングし、サンプリングしたOFDM信号をサンプリングレートコンバータ76に渡す。これは、以下で詳しく説明するように、ダウンストリーム側での処理(例えば、FFTなど)に備えたものである。サンプラ62は受信OFDM信号を、あらかじめ決めた係数(例えば、係数が2)だけアップサンプリングまたはオーバサンプリングし、アップサンプリングした信号を相関器モジュール(correlator module)64に渡す。受信OFDM信号をオーバサンプリングすると、以下で詳しく説明するように、有意誤差を求めるために必要な、OFDM信号の解像度(resolution)が得られる。なお、当業者には公知であるように、サンプラ78とサンプラ62は、いく通りかの方法で相互接続することが可能である。例えば、サンプラ78とサンプラ62は、OFDM信号を2の係数だけオーバサンプリングするように両方のサンプラ78と62を駆動するクロック回路(図示せず)で駆動させることができる。このケースでは、サンプラ62はサンプルを1つひとつ相関器モジュール64に渡すことになり、サンプラ78は他のサンプラを1つひとつサンプリングレートコンバータ76に渡すことになる。
【0019】
相関器モジュール64は、サンプラ62から受信したアップサンプリング信号を、ローカルメモリ66にストアされているトレーニングシーケンス(例えば、上記ワイヤレス標準のトレーニングシーケンスB)の時間ドメインサンプルと相関付ける。このトレーニングシーケンス例に含まれる各サンプルは、値がsqrt(13/6)*[(1+j)または(−1−j)]になっている。各サンプル値をストアするためにメモリがどのように割り振られるかは、特定のOFDM受信機の設計によって決まる。ストアされるトレーニングシーケンスのバージョン(ストアバージョン)は、好ましくは、トレーニングシーケンスBの繰り返しサンプルブロック(例えば、16サンプル)の1つに対応するように切り捨てられたトレーニングシーケンスのバージョン(切り捨てバージョン)になっている。具体的に説明すると、切り捨てられたトレーニングシーケンスのストアバージョンは、サンプラ62で使用されたものと同じの、あらかじめ決めた係数(例えば、係数が2)だけオーバサンプリングされた繰り返しブロックのオーバサンプリングバージョン(例えば、32サンプル)に対応していることが好ましい。切り捨てられたバージョンのトレーニングシーケンスだけをストアするようにすると、それがオーバサンプリングされたものであっても、トレーニングシーケンス全体(つまり、トレーニングシーメンスがオーバサンプリングされていなければ、64サンプル)がローカルメモリ66にストアされないので、ローカルメモリ66内のメモリスペースの利用効率が向上することになる。
【0020】
オーバサンプリングされたOFDM信号と、トレーニングシーケンスの切り捨てバージョンとの相関は、ストアされたトレーニングシーケンスがOFDM信号に含まれるトレーニングシーケンスに一致したとき最大になる。従って、相関出力のパワーのピークを利用すると、受信信号がストアされたトレーニングシーケンスといつ一致したかを判断することができる。
【0021】
相関器モジュール64の出力が複素数信号であるのは、入力(つまり、ストアされたトレーニングシーケンスとOFDM信号)が複素数であるからである。パワーモジュール68は、特定のOFDM受信機の設計に応じて、相関信号の各サンプルのパワーまたは大きさを2通りの方法で計算することができる。1つの方法では、パワーモジュール68は、相関信号の各複素数サンプルの二乗大きさ(squared magnitude)(つまり、パワー)を計算して、相関信号のパワーを示す実数を生成することができる。第2の方法では、パワーモジュール68は、相関信号の各複素数サンプルの大きさ(二乗大きさとは対照的に)を得ることができる。
【0022】
ピークロケータモジュール(peak locator module)70は、パワーモジュール68から出力された相関パワーシーケンスをサーチし、相関パワーシーケンスの中で最大パワーまたは大きさ値をもつサンプルを探し出す。最大値が見つかると、ピークロケータモジュール70は、ピークロケーションのインデックスを誤差計算モジュール(error computation module)72に出力する。このインデックスは基準点(reference point)として誤差計算モジュール72によって使用される。
【0023】
上述したように、OFDM信号をオーバサンプリングすると、相関サンプルの数が増加するので、誤差計算モジュール72は有意サンプリング誤差(meaningful sampling error)を求めることができる。例えば、図4はメイン相関ピーク(main correlation peak)80と、メイン相関ピークの両サイドにあるペアの小相関ピーク82と84を示している。OFDM信号がサンプラ62によってオーバサンプリングされていなければ、メイン相関ピーク80だけが存在することになるので、誤差計算モジュール72は、メインピーク80付近の相関ピークの大きさから求められるサンプリング誤差86を判断できないことになる。これについては、以下で詳しく説明する。
【0024】
相関サンプルのメインピークが検出されると、誤差計算モジュール72は、メインピークの両サイドにある相関サンプル82と84を分析する。サンプリングオフセットが存在しないときは、周波数相関サンプル82と84は、同じ大きさをもつことになる(図示せず)。しかし、サンプリングオフセットがあれば、相関サンプル82と84は、図4に示すように異なる大きさをもつことになる。
【0025】
計算モジュール72は、相関ピーク80の両サイドにある相関サンプル82と84間の大きさの差分を計算することによって誤差値を計算する。大きさの差分は正であることもあれば、負であることもある。差分の大きさは、ストアされたトレーニングシーケンスと受信したトレーニングシーケンスとの同期が、どれだけ乱れている(out of sync)かを示している。差分の符号は、サンプリング周波数を増加すべきか、減少すべきかを示している。サンプリングオフセットが与えられているとき、メイン相関ピークの左側にあるサンプル(例えば、メインピークインデックス1)の大きさからメイン相関ピークの右側にあるサンプル(例えば、メインピークインデックス+1)の値を差し引くと、誤差値が得られる。別の方法として、誤差値は、特定システムの要求条件に応じて右側サンプルと左側サンプルの差分として計算することもできる。
【0026】
図3に戻って説明すると、誤差計算モジュール72は、計算で求めた誤差値を2次ループフィルタ(second order loop filter)74に出力し、このフィルタでは、サンプリング誤差がゼロになるように駆動され、受信機のサンプリングレートが送信機のサンプリングレートと同期するようにサンプリングレートが調整される。具体的には、2次ループフィルタ74は、従来のサンプリングレートコンバータ76を通してサンプラ78のサンプリングレートを調整するが、別の方法として、サンプラ78および関連アップサンプラ62のサンプリングレートを調整することも可能である。
【0027】
次に、図5を参照して説明すると、図は、本発明が図1に示す従来のOFDM受信機10とどのように統合化されているかを示したものである。具体的に説明すると、サンプリングオフセット補正システム60は、ミキサ28、30の出力と、DSP46の入力とに結合されている。この構成によると、サンプリングオフセット補正システム60はミキサ28、30から同位相と直角位相OFDM信号を受信し、受信した信号を、送信機のサンプリングレートに一致する補正サンプリングレートでデジタル化し、デジタル化信号をDSP46に出力し、さらに別の処理が行われる。なお、図5には示されていないが、図1のLPF42とLPF44をサンプリングオフセット補正システム60の出力と、DSP46の入力とに結合すると、デジタル化OFDM信号をフィルタ処理することも可能である。
【0028】
以上のように、本発明の原理によれば、OFDM受信機でサンプリングオフセットを補正する方法が提供されている。この方法によれば、受信したOFDM信号をサンプリングし、このOFDM信号には基準シンボルが含まれており、サンプリングされたOFDM信号をストアされているシンボルと相関付け、相関ピークを探し出し、相関ピークの両サイドにある相関サンプル間の大きさの差分を計算し、計算された差分からサンプリングオフセットを求めるようにしている。
【0029】
以上、好ましい実施形態を参照して本発明を説明してきたが、これらの実施形態は、請求項に記載されている本発明の精神と範囲を逸脱しない限り、種々態様に変更が可能であることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来のOFDM受信機を示すブロック図である。
【図2】データフレーム内のOFDMシンボルと、それぞれに対応するガードインターバルの代表的な配置を示す図である。
【図3】本発明によるサンプリングオフセット補正システムの例を示すブロック図である。
【図4】サンプリングオフセット(位相および/または周波数)が存在するときの相関パワーピークを示す図である。
【図5】本発明が図1に示す従来のOFDM受信機とどのように統合化されているかを示すブロック図である。
【図6】周波数ドメインにおけるトレーニングシーケンスの例を示す図である。
【図7】図6のトレーニングシーケンスの時間ドメインを示す図である。
【符号の説明】
46 DSP
60 サンプリングオフセット補正システム
62、78 ペアのサンプラ
64 相関器モジュール
66 ローカルメモリ
68 パワーモジュール
70 ピークロケータモジュール
72 誤差計算モジュール
74 2次ループフィルタ
76 サンプリングレートコンバータ
80 メイン相関ピーク
82、84 左右側の相関ピーク
86 サンプリング誤差
Claims (8)
- 直交周波数分割多重(OFDM)受信機でサンプリングオフセットを補正する方法であって、
基準シンボルを含んでいる受信OFDM信号をサンプリングするステップであって、前記受信OFDM信号を、あらかじめ決めた係数によってオーバサンプリングすることを含むステップと、
前記オーバサンプリングされたOFDM信号を、前記あらかじめ決めた係数によってオーバサンプリングされたストアされたシンボルと相関付けるステップと、
前記ストアされたシンボルの前記OFDM信号との相関を表している相関サンプルのシーケンスを出力するステップと、
前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを判断するステップと、
前記相関サンプルのシーケンス内で最大パワー値をもつ相関サンプルを見つけることによって、相関ピークのインデックスを判断するステップと、
前記相関ピークの両サイドにある相関サンプルの大きさの差分を計算するステップと、
前記計算された差分をフィルタリングするステップと、
前記フィルタリングされた計算された差分に応じて、前記受信OFDM信号の中のサンプリングオフセットを補正するステップと
を備えることを特徴とする方法。 - 請求項1に記載の方法において、
前記ストアされたシンボルは、前記基準シンボルのセグメントに対応していることを特徴とする方法。 - 請求項2に記載の方法において、
前記ストアされたシンボルは、前記基準シンボル内で周期的に繰り返されるセグメントであることを特徴とする方法。 - トレーニングシンボルを持つOFDM信号を受信する直交周波数分割多重(OFDM)受信機であって、
受信したOFDM信号をサンプリングレートでサンプリングし、複数のトレーニングシンボルサンブルを含んでいるOFDMサンプルを生成する第1のアナログ・デジタルコンバータ(ADC)と、
受信したOFDM信号を、複数のトレーニングシンボルサンブルを含んでいるオーバサンプリングされたOFDMサンプルを生成するサンプリングレートでサンプリングする第2のアナログ・デジタルコンバータ(ADC)と、
前記第2のADCに結合されたトレーニングシンボル検出器であって、前記OFDMサンプル内のあらかじめ決めた値をもつトレーニングシンボルサンプルのロケーションを検出し、前記ロケーションを検出したトレーニングシンボルサンプルのインデックスを出力するトレーニングシンボル検出器であって、前記第2のADCから出力された前記オーバサンプリングされたOFDMサンプルを、前記トレーニングシンボルのストアされたオーバサンプリングされたコピーと相関付けて、複数の相関サンプルを生成する相関器を含んでいるトレーニングシンボル検出器と、
前記トレーニングシンボル検出器に結合されたサンプリングオフセットユニットであって、前記インデックスの両サイドにある相関サンプルの大きさの計算された差分から導出されたサンプリングオフセット誤差を生成するサンプリングオフセットユニットと、
前記サンプリングオフセットユニットに結合され、前記第1のADCによってサンプリングされた前記OFDM信号内のサンプリング誤差を補正するためのフィルタリングされたオフセット誤差値を生成するフィルタと
を備えたことを特徴とするOFDM受信機。 - 請求項4に記載のOFDM受信機において、
前記ADCおよびサンプリングオフセットユニットに結合された補正ユニットであって、前記サンプリングオフセットユニットから出力された前記サンプリングオフセット誤差に応じて前記ADCのサンプリングレートを調整する補正ユニットをさら備えたことを特徴とするOFDM受信機。 - 請求項4に記載のOFDM受信機において、
前記トレーニングシンボル検出器は、
前記相関器に結合された相関ピーク検出器であって、前記複数の相関サンプル内の相関ピークの検出に応じて、相関ピークのインデックスを出力する相関ピーク検出器を含んでいることを特徴とするOFDM受信機。 - 請求項6に記載のOFDM受信機において、
前記トレーニングシンボルのストアされたコピーは、前記OFDM信号のトレーニングシンボル内で周期的に繰り返される、前記OFDM信号の前記トレーニングシンボルのセグメントであることを特徴とするOFDM受信機。 - 直交周波数分割多重(OFDM)受信機でサンプリングオフセットを特定するシステムであって、
受信したOFDM信号を、あらかじめ決めた係数でサンプリングする手段であって、前記OFDM信号は基準シンボルを含んでおり、あらかじめ決めた係数で前記受信したOFDM信号をオーバサンプリングする手段を含んでいる、サンプリングする手段と、
前記オーバサンプリングされたOFDM信号を、ストアされたシンボルと相関付けて相関サンプルのシーケンスを生成する手段であって、前記ストアされたシンボルは、あらかじめ決めた係数でオーバサンプリングされてからストアされており、および、前記基準シンボルのセグメントに対応している手段と、
前記ストアされたシンボルの前記OFDM信号との相関を表している相関サンプルのシーケンスを出力する手段と、
前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを判断する手段と、
前記相関サンプルのシーケンス内で最大パワー値をもつ相関サンプルを見つけることによって、前記相関ピークのインデックスを判断する手段と、
前記相関ピーク付近にある、あらかじめ決めた相関サンプル間の大きさの差分を計算する手段と、
前記計算された差分をフィルタリングする手段と、
前記フィルタリングされた計算された差分から、前記受信したサンプリングされたOFDM信号の中のサンプリングオフセット誤差を求める手段と
を備えたことを特徴とするシステム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/505,159 US6711221B1 (en) | 2000-02-16 | 2000-02-16 | Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system |
US09/505159 | 2000-02-16 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001268041A JP2001268041A (ja) | 2001-09-28 |
JP4920828B2 true JP4920828B2 (ja) | 2012-04-18 |
Family
ID=24009259
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001040282A Expired - Fee Related JP4920828B2 (ja) | 2000-02-16 | 2001-02-16 | 直交周波数分割多重システムにおけるサンプリングオフセット補正 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6711221B1 (ja) |
EP (2) | EP1139624B1 (ja) |
JP (1) | JP4920828B2 (ja) |
KR (1) | KR100756973B1 (ja) |
CN (2) | CN1309484B (ja) |
BR (1) | BR0100531A (ja) |
Families Citing this family (41)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100397353B1 (ko) * | 2001-02-07 | 2003-09-13 | 광주과학기술원 | Ofdm 시스템용 원-탭 등화기뱅크의 신호왜곡 보상방법 |
US7218691B1 (en) | 2001-03-05 | 2007-05-15 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for estimation of orthogonal frequency division multiplexing symbol timing and carrier frequency offset |
US8619922B1 (en) | 2002-02-04 | 2013-12-31 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for acquisition and tracking of orthogonal frequency division multiplexing symbol timing, carrier frequency offset and phase noise |
US8498368B1 (en) | 2001-04-11 | 2013-07-30 | Qualcomm Incorporated | Method and system for optimizing gain changes by identifying modulation type and rate |
US7027530B2 (en) * | 2001-04-11 | 2006-04-11 | Atheros Communications, Inc. | Method and apparatus for maximizing receiver performance utilizing mid-packet gain changes |
US6959050B2 (en) * | 2001-06-15 | 2005-10-25 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for synchronizing an OFDM signal |
EP2432190A3 (en) | 2001-06-27 | 2014-02-19 | SKKY Incorporated | Improved media delivery platform |
US7203255B2 (en) * | 2001-09-24 | 2007-04-10 | Atheros Communications, Inc. | Method and system to implement non-linear filtering and crossover detection for pilot carrier signal phase tracking |
US7103116B2 (en) * | 2001-09-24 | 2006-09-05 | Atheros Communications, Inc. | Detection of a false detection of a communication packet |
JP3607238B2 (ja) * | 2001-10-22 | 2005-01-05 | 株式会社東芝 | Ofdm信号受信システム |
CN100461656C (zh) * | 2001-12-20 | 2009-02-11 | 北京六合万通微电子技术有限公司 | 同步信号检测电路装置及其该装置检测同步信号的检测方法 |
KR20030090389A (ko) * | 2002-05-23 | 2003-11-28 | 주식회사 신영텔레콤 | 직교주파수분할 다중방식을 사용하는 무선랜 시스템의주파수옵셋 동기획득 방법 |
US7116731B2 (en) * | 2002-06-03 | 2006-10-03 | Vixs, Inc. | Method and apparatus for adjusting symbol timing and/or symbol positioning of a receive burst of data within a radio receiver |
US7346131B2 (en) * | 2002-07-10 | 2008-03-18 | Zoran Corporation | System and method for pre-FFT OFDM fine synchronization |
DE10239810A1 (de) * | 2002-08-29 | 2004-03-11 | Siemens Ag | Verfahren und Sendeeinrichtung zum Übertragen von Daten in einem Mehrträgersystem |
KR100553544B1 (ko) * | 2002-08-31 | 2006-02-20 | 삼성탈레스 주식회사 | 버스트 직교 주파수분할 다중 전송 시스템에서 주파수 오프셋 추정 및 채널 등화방법 |
JP4145240B2 (ja) * | 2003-12-26 | 2008-09-03 | 三洋電機株式会社 | ダイバーシチ受信方法および装置 |
US7426251B1 (en) * | 2004-02-03 | 2008-09-16 | Xilinx, Inc. | High speed transceiver operable to receive lower data rate transmissions |
US7426252B1 (en) | 2004-02-03 | 2008-09-16 | Xilinx, Inc. | High speed transceiver receiving lower rate data |
US7472152B1 (en) | 2004-08-02 | 2008-12-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Accommodating fourier transformation attenuation between transform term frequencies |
KR100665004B1 (ko) * | 2004-12-17 | 2007-01-09 | 삼성전기주식회사 | 심벌 동기화 회로를 구비한 수신 장치 |
US7532645B1 (en) | 2005-01-14 | 2009-05-12 | Xilinx, Inc. | Receiver operable to receive data at a lower data rate |
KR100605109B1 (ko) * | 2005-01-18 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수분할 다중화 시스템에서 과표본화를 이용한신호대 잡음비 최적화 방법 및 장치 |
US7720162B2 (en) * | 2005-03-10 | 2010-05-18 | Qualcomm Incorporated | Partial FFT processing and demodulation for a system with multiple subcarriers |
US7756005B2 (en) * | 2005-03-11 | 2010-07-13 | Qualcomm Incorporated | Coarse timing/frame acquisition of OFDM system using time division multiplexed pilot symbol |
KR100699490B1 (ko) * | 2005-08-22 | 2007-03-26 | 삼성전자주식회사 | 샘플링 주파수 오프셋 추정방법 및 이 방법이 적용되는ofdm 시스템 |
US7675846B2 (en) * | 2006-06-23 | 2010-03-09 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and system for using the synchronization channel to obtain measurements in a cellular communications system |
JP2009010754A (ja) * | 2007-06-28 | 2009-01-15 | Naoki Suehiro | 並列サンプリング装置、並列サンプリング方法、受信装置及び受信方法 |
IL203785A (en) | 2007-09-12 | 2014-07-31 | Qualcomm Inc | Devices to increase capacitance and methods for wireless communication |
WO2009047427A1 (fr) * | 2007-09-14 | 2009-04-16 | France Telecom | Synchronisation trame dans un systeme de communication ofdm |
US8908819B2 (en) * | 2010-07-28 | 2014-12-09 | Qualcomm Incorporated | System and method for synchronization tracking in an in-band modem |
CN103166898B (zh) * | 2013-03-29 | 2015-11-18 | 东南大学 | 一种OFDM系统中基于周期Zadoff-Chu序列精确时延跟踪方法 |
GB2532233A (en) * | 2014-11-12 | 2016-05-18 | Sony Corp | Transmitter and receiver and methods of transmitting and receiving |
GB2539018B (en) * | 2015-06-03 | 2019-11-06 | Imagination Tech Ltd | Sampling frequency offset calculation |
US9813267B1 (en) | 2016-05-27 | 2017-11-07 | Nxp Usa, Inc. | Communicaton unit, circuit for quadrature sampling error estimation and compensation and method therefor |
WO2018141932A1 (en) * | 2017-02-06 | 2018-08-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Systems and methods for minimizing performance impact from known signal distortions |
CN108737318B (zh) * | 2018-07-19 | 2020-10-13 | 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 | 基于信号结构特性的ofdm信号识别方法及系统 |
WO2020184965A1 (ko) * | 2019-03-13 | 2020-09-17 | 엘지전자 주식회사 | 사이드링크를 지원하는 무선통신시스템에서 복수의 안테나 리모트 유닛들을 제어하는 방법 및 이를 위한 장치 |
CN112583571A (zh) * | 2019-09-30 | 2021-03-30 | 深圳市中兴微电子技术有限公司 | 一种信号的采样方法及装置 |
CN114374500A (zh) * | 2020-10-15 | 2022-04-19 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 能够准确估计讯号时偏的接收机电路及方法 |
EP4047893A1 (en) * | 2021-02-23 | 2022-08-24 | Nokia Solutions and Networks Oy | An equalizer and an equalizer training unit for data-dependent distortion compensation |
Family Cites Families (25)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3333714A1 (de) * | 1983-09-17 | 1985-04-04 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Schaltungsanordnung zur rahmen- und phasensynchronisation eines empfangsseitigen abtasttaktes |
GB2206267B (en) * | 1987-06-24 | 1991-09-25 | Plessey Co Plc | Novel correlator for synchronisation detection |
SE500986C2 (sv) | 1993-07-20 | 1994-10-17 | Telia Ab | Förfarande och anordning för synkronisering i digitalt transmissionssystem av typen OFDM |
US5444697A (en) | 1993-08-11 | 1995-08-22 | The University Of British Columbia | Method and apparatus for frame synchronization in mobile OFDM data communication |
DE4330672A1 (de) * | 1993-09-10 | 1995-03-16 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren zur ]bertragung von digitalisierten Fernseh- und/oder Tonrundfunksignalen |
JP3041175B2 (ja) | 1993-11-12 | 2000-05-15 | 株式会社東芝 | Ofdm同期復調回路 |
JP2846959B2 (ja) | 1993-12-15 | 1999-01-13 | エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 | 適応等化器 |
US5774450A (en) | 1995-01-10 | 1998-06-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method of transmitting orthogonal frequency division multiplexing signal and receiver thereof |
JP3130752B2 (ja) | 1995-02-24 | 2001-01-31 | 株式会社東芝 | Ofdm伝送受信方式及び送受信装置 |
SE514986C2 (sv) | 1995-03-01 | 2001-05-28 | Telia Ab | Metod och anordning för synkronisering vid OFDM-system |
JPH08265292A (ja) * | 1995-03-22 | 1996-10-11 | Toshiba Corp | Ofdm受信装置 |
JP3145003B2 (ja) | 1995-03-23 | 2001-03-12 | 株式会社東芝 | 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置 |
JP3079950B2 (ja) | 1995-06-20 | 2000-08-21 | 松下電器産業株式会社 | 直交周波数分割多重変調信号の受信装置及び伝送方法 |
US5790516A (en) | 1995-07-14 | 1998-08-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Pulse shaping for data transmission in an orthogonal frequency division multiplexed system |
JP2802255B2 (ja) * | 1995-09-06 | 1998-09-24 | 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 | 直交周波数分割多重伝送方式及びそれを用いる送信装置と受信装置 |
JPH09130362A (ja) | 1995-10-30 | 1997-05-16 | Sony Corp | 受信装置および受信方法 |
US5732113A (en) | 1996-06-20 | 1998-03-24 | Stanford University | Timing and frequency synchronization of OFDM signals |
JP3726857B2 (ja) | 1997-05-02 | 2005-12-14 | ソニー株式会社 | 受信装置および受信方法 |
KR100265735B1 (ko) | 1997-11-25 | 2000-09-15 | 윤종용 | Fft윈도우위치복원과샘플링클럭제어가연동되는ofdm수신장치및그방법 |
WO1999053665A1 (en) * | 1998-04-14 | 1999-10-21 | Fraunhnofer-Gesellschaft Zur Förderung Der Angewand Ten Forschung E.V. | Frame structure and frame synchronization for multicarrier systems |
FI105506B (fi) * | 1998-04-30 | 2000-08-31 | Nokia Networks Oy | Vahvistimen linearisointimenetelmä ja vahvistinjärjestely |
US6111919A (en) * | 1999-01-20 | 2000-08-29 | Intellon Corporation | Synchronization of OFDM signals |
US6074086A (en) * | 1999-04-26 | 2000-06-13 | Intellon Corporation | Synchronization of OFDM signals with improved windowing |
US6546056B1 (en) * | 1999-05-28 | 2003-04-08 | 3Com Corporation | Timing recovery in a multi-tone modem |
US6459745B1 (en) * | 1999-09-23 | 2002-10-01 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Frequency/timing recovery circuit for orthogonal frequency division multiplexed signals |
-
2000
- 2000-02-16 US US09/505,159 patent/US6711221B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-01-31 EP EP01102093A patent/EP1139624B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-01-31 EP EP07121328A patent/EP1892912A1/en not_active Withdrawn
- 2001-02-14 KR KR1020010007315A patent/KR100756973B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-02-14 BR BR0100531-6A patent/BR0100531A/pt active Search and Examination
- 2001-02-16 JP JP2001040282A patent/JP4920828B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-02-16 CN CN011045612A patent/CN1309484B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-02-16 CN CNA2007100965692A patent/CN101039302A/zh active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1309484B (zh) | 2011-01-19 |
BR0100531A (pt) | 2001-10-02 |
CN1309484A (zh) | 2001-08-22 |
KR100756973B1 (ko) | 2007-09-07 |
KR20010082635A (ko) | 2001-08-30 |
CN101039302A (zh) | 2007-09-19 |
JP2001268041A (ja) | 2001-09-28 |
EP1139624B1 (en) | 2012-07-25 |
US6711221B1 (en) | 2004-03-23 |
EP1892912A1 (en) | 2008-02-27 |
EP1139624A3 (en) | 2004-06-16 |
EP1139624A2 (en) | 2001-10-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4920828B2 (ja) | 直交周波数分割多重システムにおけるサンプリングオフセット補正 | |
JP4721530B2 (ja) | 直交周波数分割多重化システムにおける局部発振器の周波数を補正する方法およびofdm受信器 | |
JP4808888B2 (ja) | 直交周波数分割多重化システムにおけるサンプリング周波数オフセットの補正 | |
JP3041175B2 (ja) | Ofdm同期復調回路 | |
CA2199760C (en) | A transmission system for digital audio broadcasting | |
CN113518052B (zh) | 一种正交频分复用通信的鲁棒频率偏移估计方法及装置 | |
JPH09130362A (ja) | 受信装置および受信方法 | |
KR19990043408A (ko) | 직교분할대역 시스템의 간략 주파수 획득 방법 및 그 장치 | |
US8817918B2 (en) | Cyclic prefix and precursor joint estimation | |
US20030107986A1 (en) | Method and apparatus for demodulating orthogonal frequency division multiplexed signals | |
US8774330B2 (en) | Coarse timing acquisition | |
JP2002232389A (ja) | Ofdm受信装置 | |
JP2002026861A (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
KR100697526B1 (ko) | 디지털 방송 수신기의 트래킹 장치 | |
US7065171B1 (en) | Method for synchronization of received signals | |
KR100236040B1 (ko) | 직교분할대역 시스템의 간략시간 획득회로 | |
MXPA01001706A (en) | Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system | |
Zheng et al. | A robust and low complexity implementation of synchronization for dvb-t receiver | |
MXPA01001707A (en) | Frequency offset correction in a multicarrier receiver | |
JP2008193297A (ja) | Ofdm無線機、受信装置、同期補正装置及び同期補正方法、並びに無線通信方法 | |
KR20070067972A (ko) | 방송 수신 장치 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080218 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20080218 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100813 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100817 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20101117 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110304 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110617 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111017 |
|
RD13 | Notification of appointment of power of sub attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7433 Effective date: 20111018 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20111018 |
|
RD16 | Notification of change of power of sub attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7431 Effective date: 20111128 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20111128 |
|
A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20111216 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120117 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120202 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150210 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |