JP2846959B2 - 適応等化器 - Google Patents
適応等化器Info
- Publication number
- JP2846959B2 JP2846959B2 JP7510726A JP51072695A JP2846959B2 JP 2846959 B2 JP2846959 B2 JP 2846959B2 JP 7510726 A JP7510726 A JP 7510726A JP 51072695 A JP51072695 A JP 51072695A JP 2846959 B2 JP2846959 B2 JP 2846959B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase error
- maximum likelihood
- estimated
- baseband signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
- H04L25/03273—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with carrier recovery circuitry
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、ディジタル通信システムの受信端におい
て、伝送路の伝達関数を適応的に推定することにより伝
送歪みを抑圧する適応等化器に関する。
て、伝送路の伝達関数を適応的に推定することにより伝
送歪みを抑圧する適応等化器に関する。
例えば、TDMA方式を用いたディジタル移動通信システ
ムでは、伝送路上におけるマルチパスに起因して符号間
干渉が生じ、そのため受信端において従来の復調回路
（例えば同期検波回路）のキャリア再生が確実に動作し
ないことがある。従って、受信端では、再生キャリア信
号に代わる参照キャリア信号を生成する局部発振器が搭
載され、その参照キャリア信号に基づく準同期検波を行
い、かつ伝送路の伝達関数を推定して等化を行う適応等
化器を用いて上述した符号間干渉による伝送特性の劣化
を抑える。代表的な適応等化器としては、（ｉ）各時点
での判定信号を、伝送路特性を模擬するフィルタを介し
てフィールドバックし、マルチパスによる遅延波成分を
除去して次の時点の信号判定をする判定帰還形等化器
と、（ii）各時点で全てのシンボル系列候補を順次発生
し、それぞれの候補について伝送路特性を模擬するフィ
ルタを通すことによりレプリカを生成し、そのレプリカ
と受信信号との推定誤差に基づいて最確からしいシンボ
ル系列候補を推定する最尤系列推定形等化器が知られて
いる。後者は前者に比べて必要な演算量が多いが、誤り
率特性の点で著しく優れている。
ムでは、伝送路上におけるマルチパスに起因して符号間
干渉が生じ、そのため受信端において従来の復調回路
（例えば同期検波回路）のキャリア再生が確実に動作し
ないことがある。従って、受信端では、再生キャリア信
号に代わる参照キャリア信号を生成する局部発振器が搭
載され、その参照キャリア信号に基づく準同期検波を行
い、かつ伝送路の伝達関数を推定して等化を行う適応等
化器を用いて上述した符号間干渉による伝送特性の劣化
を抑える。代表的な適応等化器としては、（ｉ）各時点
での判定信号を、伝送路特性を模擬するフィルタを介し
てフィールドバックし、マルチパスによる遅延波成分を
除去して次の時点の信号判定をする判定帰還形等化器
と、（ii）各時点で全てのシンボル系列候補を順次発生
し、それぞれの候補について伝送路特性を模擬するフィ
ルタを通すことによりレプリカを生成し、そのレプリカ
と受信信号との推定誤差に基づいて最確からしいシンボ
ル系列候補を推定する最尤系列推定形等化器が知られて
いる。後者は前者に比べて必要な演算量が多いが、誤り
率特性の点で著しく優れている。
図１は、将来の最尤系列推定形適応等化器が搭載され
た受信機の構成を示ず図である。図において、乗算器６
の一方の入力にはTDMAによるバースト的な受信信号ｒ
（ｔ）が与えられ、その他方の入力には局部発信器７か
ら受信信号のキャリア周波数ωC/2πとほぼ同じ周波数
ωＣ′/2πの参照キャリアが与えられ、乗算が行われ
る。乗算器６の出力はローパスフィルタ（LPF）８に与
えられ、差周波数成分であるベースバンド信号（伝送路
歪を含む複素信号）yb（ｔ）が抽出される。このような
準同期検波により得られたベースバンド信号yb（ｔ）は
A/D変換器９でディジタル信号ｙ（ｋ）に変換されて適
応等化器10の入力端子INに与えられる。
た受信機の構成を示ず図である。図において、乗算器６
の一方の入力にはTDMAによるバースト的な受信信号ｒ
（ｔ）が与えられ、その他方の入力には局部発信器７か
ら受信信号のキャリア周波数ωC/2πとほぼ同じ周波数
ωＣ′/2πの参照キャリアが与えられ、乗算が行われ
る。乗算器６の出力はローパスフィルタ（LPF）８に与
えられ、差周波数成分であるベースバンド信号（伝送路
歪を含む複素信号）yb（ｔ）が抽出される。このような
準同期検波により得られたベースバンド信号yb（ｔ）は
A/D変換器９でディジタル信号ｙ（ｋ）に変換されて適
応等化器10の入力端子INに与えられる。
キャリア角周波数ωＣの受信信号ｒ（ｔ）を同相成分
と直交成分の和として次式 ｒ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cosωCt−Ｑ（ｔ）sinωCt（１） のように表し、局部発振器７からの参照キャリア信号の
角周波数をωＣ′、位相をθＣ′とすると、乗算器６の
出力信号の同期成分は次式 r(t)cos(ωＣ′t+θＣ′) =I(t)/2{cos[(ωＣ+ωＣ′)t+θＣ′]+cos[(-ωＣ′+ωＣ)t-θＣ′]} -Q(t)/2{sin[(ωＣ+ωＣ′)t+θＣ′]+sin[(-ωＣ′+ωＣ)t-θＣ′]}
（２） で表される。ローパスフィルタ８の出力であるベースバ
ンド信号yb（ｔ）をその同相成分Re［yb（ｔ）］と直交
成分Im［yb（ｔ）］の和で表すと、Re［yb（ｔ）］は上
式（２）の差周波数成分となるから、次式 Re[yｂ(t)]=1/2{I(i)cos(ΔωＣt-θＣ′)-Q(t)sin(ΔωＣt-θＣ′)}
（３） で表現できる。ここで、ΔωＣ＝ωＣ−ωＣ′である。
同様に乗算器６の出力信号の直交成分は次式 r(t){-sin(ωＣ′t+θωＣ′)} =-I(t)/2{sin[(ωＣ+ωＣ′)t+θＣ′]-sin[(ωＣ-ωＣ′)t-θＣ′]} +Q(t)/2{cos[(ωＣ-ωＣ′)t-θＣ′]]-cos[(ωＣ+ωＣ′)t-θＣ′]}
（４） で表され、ローパスフィルタ８から出力されるその差周
波数成分（ベースバンド信号の直交成分）Im［y
b（ｔ）］は次式 Im[yｂ(t)]=1/2{I(t)sin(ΔωＣt-θＣ′)+Q(t)cos(ΔωＣt-θＣ′)}
（５） で表される。シンボル周期をＴとすると、A/D変換器９
は、このベースバンド受信信号yb（ｔ）を、時刻ｔ＝kT
（ｋ＝1,2,3…）毎のタイミングで逐次サンプリングし
てディジタル信号ｙ（ｋ）に変換する。A/D変換器９の
出力ｙ（ｋ）はその同相成分と直交成分の和として次式 ｙ（ｋ）＝yb（kT）＝Re［yb（kT）］＋jIm［yb（kT）］ （６） で表される。このベースバンド信号のサンプル値ｙ
（ｋ）はバッファメモリ11に書き込まれる。以降、ディ
ジタルベースバンド受信信号ｙ（ｋ）をベースバンド受
信信号又は単にベースバンド信号とも呼ぶ。また、説明
を簡単にするため、各バーストで受信される信号は１つ
のフレームで構成されているものとする。
と直交成分の和として次式 ｒ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cosωCt−Ｑ（ｔ）sinωCt（１） のように表し、局部発振器７からの参照キャリア信号の
角周波数をωＣ′、位相をθＣ′とすると、乗算器６の
出力信号の同期成分は次式 r(t)cos(ωＣ′t+θＣ′) =I(t)/2{cos[(ωＣ+ωＣ′)t+θＣ′]+cos[(-ωＣ′+ωＣ)t-θＣ′]} -Q(t)/2{sin[(ωＣ+ωＣ′)t+θＣ′]+sin[(-ωＣ′+ωＣ)t-θＣ′]}
（２） で表される。ローパスフィルタ８の出力であるベースバ
ンド信号yb（ｔ）をその同相成分Re［yb（ｔ）］と直交
成分Im［yb（ｔ）］の和で表すと、Re［yb（ｔ）］は上
式（２）の差周波数成分となるから、次式 Re[yｂ(t)]=1/2{I(i)cos(ΔωＣt-θＣ′)-Q(t)sin(ΔωＣt-θＣ′)}
（３） で表現できる。ここで、ΔωＣ＝ωＣ−ωＣ′である。
同様に乗算器６の出力信号の直交成分は次式 r(t){-sin(ωＣ′t+θωＣ′)} =-I(t)/2{sin[(ωＣ+ωＣ′)t+θＣ′]-sin[(ωＣ-ωＣ′)t-θＣ′]} +Q(t)/2{cos[(ωＣ-ωＣ′)t-θＣ′]]-cos[(ωＣ+ωＣ′)t-θＣ′]}
（４） で表され、ローパスフィルタ８から出力されるその差周
波数成分（ベースバンド信号の直交成分）Im［y
b（ｔ）］は次式 Im[yｂ(t)]=1/2{I(t)sin(ΔωＣt-θＣ′)+Q(t)cos(ΔωＣt-θＣ′)}
（５） で表される。シンボル周期をＴとすると、A/D変換器９
は、このベースバンド受信信号yb（ｔ）を、時刻ｔ＝kT
（ｋ＝1,2,3…）毎のタイミングで逐次サンプリングし
てディジタル信号ｙ（ｋ）に変換する。A/D変換器９の
出力ｙ（ｋ）はその同相成分と直交成分の和として次式 ｙ（ｋ）＝yb（kT）＝Re［yb（kT）］＋jIm［yb（kT）］ （６） で表される。このベースバンド信号のサンプル値ｙ
（ｋ）はバッファメモリ11に書き込まれる。以降、ディ
ジタルベースバンド受信信号ｙ（ｋ）をベースバンド受
信信号又は単にベースバンド信号とも呼ぶ。また、説明
を簡単にするため、各バーストで受信される信号は１つ
のフレームで構成されているものとする。
ところで、TDMA方式によるディジタル移動無線通信に
おいてバースト毎に受信される受信信号のフレームは、
図２に示すよに、トレーニングフィールドFTにおいて
は、トレーニング信号に相当する既知のビット列に対応
したシンボル列が配置され、データフィールドFDにおい
ては、その信号に後続するデータ信号が配置される。制
御信号生成部12には、図示してない同期制御部から受信
信号のフレームに同期した同期信号SYNが与えられる。
適応等化器10のバッファメモリ11では、制御信号生成部
12により同期信号SYNと同期して生成されたリード／ラ
イト制御信号CRWに応答してA/D変換器９からのベースバ
ンド信号のサンプル値ｙ（ｋ）が所定の領域に順次書き
込まれる。更に、制御信号生成部12は、このような同期
信号SYNを基準として所定のタイミングでリード／ライ
ト制御信号CRWをバッファメモリ11に与えてバッファメ
モリ11から上述したベースバンド信号のサンプル値ｙ
（ｋ）を読み出し、減算器13に与える。
おいてバースト毎に受信される受信信号のフレームは、
図２に示すよに、トレーニングフィールドFTにおいて
は、トレーニング信号に相当する既知のビット列に対応
したシンボル列が配置され、データフィールドFDにおい
ては、その信号に後続するデータ信号が配置される。制
御信号生成部12には、図示してない同期制御部から受信
信号のフレームに同期した同期信号SYNが与えられる。
適応等化器10のバッファメモリ11では、制御信号生成部
12により同期信号SYNと同期して生成されたリード／ラ
イト制御信号CRWに応答してA/D変換器９からのベースバ
ンド信号のサンプル値ｙ（ｋ）が所定の領域に順次書き
込まれる。更に、制御信号生成部12は、このような同期
信号SYNを基準として所定のタイミングでリード／ライ
ト制御信号CRWをバッファメモリ11に与えてバッファメ
モリ11から上述したベースバンド信号のサンプル値ｙ
（ｋ）を読み出し、減算器13に与える。
減算器13は、このようにして読み出されたベースバン
ド信号サンプル値ｙ（ｋ）と、伝送路の伝搬特性を模擬
するトランスバーサルフィルタ18から出力される推定受
信信号ye（ｋ）との差分をとり、推定誤差εを出力す
る。推定誤差εはタップ係数制御部19に与えられると共
に、自乗器14にも与えられる。自乗器14は、このような
推定誤差εの絶対値の自乗を生成し、尤度情報として例
えばビタビアルゴリズムを使った最尤系列推定部15に与
えられる。
ド信号サンプル値ｙ（ｋ）と、伝送路の伝搬特性を模擬
するトランスバーサルフィルタ18から出力される推定受
信信号ye（ｋ）との差分をとり、推定誤差εを出力す
る。推定誤差εはタップ係数制御部19に与えられると共
に、自乗器14にも与えられる。自乗器14は、このような
推定誤差εの絶対値の自乗を生成し、尤度情報として例
えばビタビアルゴリズムを使った最尤系列推定部15に与
えられる。
最尤系列推定部15は、状態推定を行うための全ての状
態遷移候補に対応した複素シンボル系列候補を順次出力
する。その結果、各候補に対応して得られた尤度を使っ
てビタビアルゴリズムに基づく状態推定演算を行うこと
により信号判定をして判定信号を端子OUTに出力する。
態遷移候補に対応した複素シンボル系列候補を順次出力
する。その結果、各候補に対応して得られた尤度を使っ
てビタビアルゴリズムに基づく状態推定演算を行うこと
により信号判定をして判定信号を端子OUTに出力する。
更に、制御信号生成部12は、上述したフレームフォー
マットの各フィールドのタイミングで異なる論理値を取
る制御信号CTDを出力する。スイッチ16は、その制御信
号CTDに応じて接点を切り換え、バッファメモリ11から
読み出すベースバンド信号フレームのトレーニングフィ
ールドFTの期間では、タップ係数制御部19及びトランス
バーサルフィルタ18にトレーニング信号メモリ17の出力
を接続し、データフィールドFDの期間では、最尤系列推
定部15の複素シンボル系列候補出力に接続する。従っ
て、タップ係数制御部19及びトランスバーサルフィルタ
18に与えられる信号は、トレーニングフィールドFTの期
間では、トレーニング信号メモリ17から出力されるトレ
ーニング信号の複素シンボル系列（上述した既知のビッ
ト列を送信側と同じ方式で変調して得られる）が与えら
れ、データフィールドFDの期間では、上述した複素シン
ボル系列候補が与えられる。
マットの各フィールドのタイミングで異なる論理値を取
る制御信号CTDを出力する。スイッチ16は、その制御信
号CTDに応じて接点を切り換え、バッファメモリ11から
読み出すベースバンド信号フレームのトレーニングフィ
ールドFTの期間では、タップ係数制御部19及びトランス
バーサルフィルタ18にトレーニング信号メモリ17の出力
を接続し、データフィールドFDの期間では、最尤系列推
定部15の複素シンボル系列候補出力に接続する。従っ
て、タップ係数制御部19及びトランスバーサルフィルタ
18に与えられる信号は、トレーニングフィールドFTの期
間では、トレーニング信号メモリ17から出力されるトレ
ーニング信号の複素シンボル系列（上述した既知のビッ
ト列を送信側と同じ方式で変調して得られる）が与えら
れ、データフィールドFDの期間では、上述した複素シン
ボル系列候補が与えられる。
タップ係数制御部19は、トレーニングフィールド期間
にこのようにして与えられるトレーニング信号の複素シ
ンボル系列と上述した推定誤差εとから、最小自乗法に
基づいて推定誤差εの自乗が最小となるようにタップ係
数ベクトルＷ＝（w1,w2,…,Wp）を適応的に推定するこ
とにより、伝送路の特性を推定し、その伝送路の推定イ
ンパルス応答を表すタップ係数ベクトルＷをトランスバ
ーサルフィルタ18に設定する。トランスバーサルフィル
タ18は、伝送路における直接波に対し考慮すべき遅延波
の最大遅延時間（Ldシンボル時間とする）に対応してLd
段の１シンボル遅延を有している。時刻ｔ＝kTにおける
複素シンボルをｘ（ｋ）で表すと、時刻ｔ＝kTにおける
状態Ｓ（ｋ）は直前のLd個の選択された複素シンボルの
系列で次式 Ｓ（ｋ）＝｛ｘ（ｋ−１）,x（ｋ−２），…,x（ｋ−Ld＋１）,x（ｋ−Ld）｝ のように表現される。PSKのＭ値変調の場合、各複素シ
ンボルはＭ値のうちのいずれか１つを取るので、状態Ｓ
（ｋ）の総数はMLd個である。従って、取り得る複素シ
ンボル系列の候補数もMLd個である。
にこのようにして与えられるトレーニング信号の複素シ
ンボル系列と上述した推定誤差εとから、最小自乗法に
基づいて推定誤差εの自乗が最小となるようにタップ係
数ベクトルＷ＝（w1,w2,…,Wp）を適応的に推定するこ
とにより、伝送路の特性を推定し、その伝送路の推定イ
ンパルス応答を表すタップ係数ベクトルＷをトランスバ
ーサルフィルタ18に設定する。トランスバーサルフィル
タ18は、伝送路における直接波に対し考慮すべき遅延波
の最大遅延時間（Ldシンボル時間とする）に対応してLd
段の１シンボル遅延を有している。時刻ｔ＝kTにおける
複素シンボルをｘ（ｋ）で表すと、時刻ｔ＝kTにおける
状態Ｓ（ｋ）は直前のLd個の選択された複素シンボルの
系列で次式 Ｓ（ｋ）＝｛ｘ（ｋ−１）,x（ｋ−２），…,x（ｋ−Ld＋１）,x（ｋ−Ld）｝ のように表現される。PSKのＭ値変調の場合、各複素シ
ンボルはＭ値のうちのいずれか１つを取るので、状態Ｓ
（ｋ）の総数はMLd個である。従って、取り得る複素シ
ンボル系列の候補数もMLd個である。
トランスバーサルフィルタ18は、データフィールドFD
の期間にスイッチ16を介して最尤系列推定部15から与え
られる複素シンボル系列候補と上述したタップ係数ベク
トルＷとの畳み込み演算を行うことにより、受信信号の
推定値ye（ｋ）を逐次求める。トランスバーサルフィル
タ18から出力される推定信号ye（ｋ）をレプリカと呼
ぶ。移動通信の場合では、急激に変化する伝送路特性に
タップ係数ベクトルを追従させるため、データフィール
ドFDの期間においてもタップ係数ベクトルＷを逐次更新
する必要がある。そのため、データフィールド期間にお
いてもサンプル値ｙ（ｋ）がバッファメモリ11から読み
出される毎に、信号の取り得る状態Ｓ（ｋ）（複素シン
ボル系列候補に対応）のそれぞれに対し、推定誤差の自
乗が最小となるタップ係数ベクトルがそれぞれ適応的に
推定される。これらのタップ係数ベクトルは、次の読み
だしサンプルｙ（ｋ＋１）に対し、最尤系列推定部15が
出力する各状態Ｓ（ｋ）に対応する複素シンボル系列候
補に対応するものが選択され、トランスバーサルフィル
タ18に設定される。
の期間にスイッチ16を介して最尤系列推定部15から与え
られる複素シンボル系列候補と上述したタップ係数ベク
トルＷとの畳み込み演算を行うことにより、受信信号の
推定値ye（ｋ）を逐次求める。トランスバーサルフィル
タ18から出力される推定信号ye（ｋ）をレプリカと呼
ぶ。移動通信の場合では、急激に変化する伝送路特性に
タップ係数ベクトルを追従させるため、データフィール
ドFDの期間においてもタップ係数ベクトルＷを逐次更新
する必要がある。そのため、データフィールド期間にお
いてもサンプル値ｙ（ｋ）がバッファメモリ11から読み
出される毎に、信号の取り得る状態Ｓ（ｋ）（複素シン
ボル系列候補に対応）のそれぞれに対し、推定誤差の自
乗が最小となるタップ係数ベクトルがそれぞれ適応的に
推定される。これらのタップ係数ベクトルは、次の読み
だしサンプルｙ（ｋ＋１）に対し、最尤系列推定部15が
出力する各状態Ｓ（ｋ）に対応する複素シンボル系列候
補に対応するものが選択され、トランスバーサルフィル
タ18に設定される。
このように、適応等化器10では、確からしい各複素シ
ンボル系列候補に対する尤度が算出され、さらに、その
値が最も大きい複素シンボル系列候補を選択する最尤系
列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimation）の
演算が例えばビタビアルゴリズムに基づいて行われるの
で、符号間干渉の除去がはかられる。
ンボル系列候補に対する尤度が算出され、さらに、その
値が最も大きい複素シンボル系列候補を選択する最尤系
列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimation）の
演算が例えばビタビアルゴリズムに基づいて行われるの
で、符号間干渉の除去がはかられる。
ところで、受信キャリア角周波数ωＣと参照キャリア
角周波数ωＣ′が等しければΔωＣ＝０であり、適応等
化器10は良好に動作する。しかしながら実際の使用条件
においては、送信機のキャリア周波数ωC/2π及び受信
機の参照キャリア周波数ωＣ′/2πとも装置の設定誤
差、温度変動などにより互いにずれが生じる。そのため
受信機において準同期検波されて等化器に入力されるベ
ースバンド受信信号にキャリア周波数オフセット成分が
含まれ、その大きさは例えば±1.5kHz程度にもなる可能
性がある。このような大きな周波数オフセットΔωＣが
存在するとベースバンド受信信号の位相が時間と共に回
転し、適応等化器はこの変動に追従できるビット誤り特
性が著しく劣化する問題があった。このようなキャリア
周波数オフセットを抑える１つの方法としてAFCがある
が、例えば移動通信におけるように高速なフェージング
が生じること、マルチパス遅延歪が生じること、バース
ト信号伝送であることなどの条件下では従来のAFCが十
分に動作しない。
角周波数ωＣ′が等しければΔωＣ＝０であり、適応等
化器10は良好に動作する。しかしながら実際の使用条件
においては、送信機のキャリア周波数ωC/2π及び受信
機の参照キャリア周波数ωＣ′/2πとも装置の設定誤
差、温度変動などにより互いにずれが生じる。そのため
受信機において準同期検波されて等化器に入力されるベ
ースバンド受信信号にキャリア周波数オフセット成分が
含まれ、その大きさは例えば±1.5kHz程度にもなる可能
性がある。このような大きな周波数オフセットΔωＣが
存在するとベースバンド受信信号の位相が時間と共に回
転し、適応等化器はこの変動に追従できるビット誤り特
性が著しく劣化する問題があった。このようなキャリア
周波数オフセットを抑える１つの方法としてAFCがある
が、例えば移動通信におけるように高速なフェージング
が生じること、マルチパス遅延歪が生じること、バース
ト信号伝送であることなどの条件下では従来のAFCが十
分に動作しない。
そこで判定帰還形適応等化器におけるキャリア周波数
オフセットを補償することが、例えば吉野らの「キャリ
ヤ・アクイジション・トレーニング（CAT）形移動無線
用等化器−高性能キャリヤ周波数オフセット補償−」電
子情報通信学会論文誌Ｂ−II、Vol.J74−Ｂ−II.No.9,p
p.479−489,1991年９月に示されている。この文献に説
明されているオフセット補償された判定帰還形等化器は
受信バースト毎に得られるベースバンド信号を一旦バッ
ファメモリに保持し、受信波の休止時（バーストとバー
ストの間）にバッファメモリから読みだした１フレーム
のベースバンド信号中のトレーニングフィールドにより
等化器のタップ係数を決定し、決定したタップ係数を等
化器に設定して同じトレーニングフィールドを再び読み
だし、トレーニング信号との位相誤差を検出してオフセ
ット周波数を推定し、次にバッファメモリから読みだし
データフィールドの信号に対しオフセット周波数を補償
するものであり、図３に示すように構成されている。バ
ースト毎に受信された信号ｒ（ｔ）が局部発振器７から
の参照キャリアと乗算器６で乗算され、ローパスフィル
タ８を通すことにより準同期検波され、得られた１フレ
ーム分のベースバンド受信信号ｙ（ｋ）が判定帰還形等
化器10Dのバッファメモリ11に書き込まれるでは図１の
場合と同じである。
オフセットを補償することが、例えば吉野らの「キャリ
ヤ・アクイジション・トレーニング（CAT）形移動無線
用等化器−高性能キャリヤ周波数オフセット補償−」電
子情報通信学会論文誌Ｂ−II、Vol.J74−Ｂ−II.No.9,p
p.479−489,1991年９月に示されている。この文献に説
明されているオフセット補償された判定帰還形等化器は
受信バースト毎に得られるベースバンド信号を一旦バッ
ファメモリに保持し、受信波の休止時（バーストとバー
ストの間）にバッファメモリから読みだした１フレーム
のベースバンド信号中のトレーニングフィールドにより
等化器のタップ係数を決定し、決定したタップ係数を等
化器に設定して同じトレーニングフィールドを再び読み
だし、トレーニング信号との位相誤差を検出してオフセ
ット周波数を推定し、次にバッファメモリから読みだし
データフィールドの信号に対しオフセット周波数を補償
するものであり、図３に示すように構成されている。バ
ースト毎に受信された信号ｒ（ｔ）が局部発振器７から
の参照キャリアと乗算器６で乗算され、ローパスフィル
タ８を通すことにより準同期検波され、得られた１フレ
ーム分のベースバンド受信信号ｙ（ｋ）が判定帰還形等
化器10Dのバッファメモリ11に書き込まれるでは図１の
場合と同じである。
図３における判定帰還形等化器10Dでは、バッファメ
モリ11から読み出された最初のフレームのトレーニング
フィールドFTの期間において、初期状態でオフセット補
正信号発生部22は一定値を出力する。判定器34により判
定された過去のシンボル判定値がフィードバックフィル
タ32を通して減算器33に与えられ、ベースバンド信号を
入力とするフィードフォワードフィルタ31の出力信号か
ら減算され、マルチパスによる遅延歪が除去された等化
出力yd（ｋ）を得る。等化出力yd（ｋ）は判定器34によ
りシンボル判定され判定シンボル値ｄ（ｋ）が出力され
る。受信信号のトレーニング期間では、スイッチ16をト
レーニング信号メモリ17に接続し、減算器35により等化
出力yd（ｋ）との差を誤差信号ｅ（ｋ）として求め、係
数演算部36に与える。係数演算部36は誤差の自乗が最小
となるように適応的にフィルタ31、32のタップ係数W1,W
2を推定する。次に、決定された係数W1,W2をフィルタ3
1、32にそれぞれ設定し、メモリ11から再び同じトレー
ニングフィールドFTを読みだし、それに対し得られる等
化出力yd（ｋ）の位相とトレーニング信号メモリ17から
のトレーニング信号dT（ｋ）との位相誤差θ（ｋ）＝ar
g｛yd（ｋ）/dT（ｋ）｝を位相誤差検出部23で順次検出
し、オフセット補正信号生成部22に与える。式（３）、
（５）から明らかなように、オフセット成分の位相角Δ
ωCtは時間ｔと共に等速回転するので、検出される位相
誤差θ（ｋ）もｋと共に等速回転する。即ち、位相誤差
θ（ｋ）の値はｋの一次関数とみなせる。そこでオフセ
ット補正信号生成部22は例えばｋ＝1,…,N（Ｎはトレー
ニングシンボル数）のそれぞれの値に対して検出した位
相誤差θ（ｋ）から最小２乗法を使って次式により一次
関数の傾斜をオフセット角周波数Δωｅとして求めるこ
とができる。
モリ11から読み出された最初のフレームのトレーニング
フィールドFTの期間において、初期状態でオフセット補
正信号発生部22は一定値を出力する。判定器34により判
定された過去のシンボル判定値がフィードバックフィル
タ32を通して減算器33に与えられ、ベースバンド信号を
入力とするフィードフォワードフィルタ31の出力信号か
ら減算され、マルチパスによる遅延歪が除去された等化
出力yd（ｋ）を得る。等化出力yd（ｋ）は判定器34によ
りシンボル判定され判定シンボル値ｄ（ｋ）が出力され
る。受信信号のトレーニング期間では、スイッチ16をト
レーニング信号メモリ17に接続し、減算器35により等化
出力yd（ｋ）との差を誤差信号ｅ（ｋ）として求め、係
数演算部36に与える。係数演算部36は誤差の自乗が最小
となるように適応的にフィルタ31、32のタップ係数W1,W
2を推定する。次に、決定された係数W1,W2をフィルタ3
1、32にそれぞれ設定し、メモリ11から再び同じトレー
ニングフィールドFTを読みだし、それに対し得られる等
化出力yd（ｋ）の位相とトレーニング信号メモリ17から
のトレーニング信号dT（ｋ）との位相誤差θ（ｋ）＝ar
g｛yd（ｋ）/dT（ｋ）｝を位相誤差検出部23で順次検出
し、オフセット補正信号生成部22に与える。式（３）、
（５）から明らかなように、オフセット成分の位相角Δ
ωCtは時間ｔと共に等速回転するので、検出される位相
誤差θ（ｋ）もｋと共に等速回転する。即ち、位相誤差
θ（ｋ）の値はｋの一次関数とみなせる。そこでオフセ
ット補正信号生成部22は例えばｋ＝1,…,N（Ｎはトレー
ニングシンボル数）のそれぞれの値に対して検出した位
相誤差θ（ｋ）から最小２乗法を使って次式により一次
関数の傾斜をオフセット角周波数Δωｅとして求めるこ
とができる。
補正信号生成部22は更にこの様にして得たオフセット
角周波数Δωｅから角周波数−Δωｅのオフセット補正
信号ｚ（ｋ）＝exp（−ｊΔωekT）を生成してデータフ
ィールドFDの期間に補正用乗算器21に与える。バッファ
メモリ11から読み出されたデータフィールドFDのベース
バンド信号ｙ（ｋ）は補正用乗算器21で補正信号ｚ
（ｋ）exp（−ｊΔωekT）と乗算することにより、式
（６）を使って次式 y(k)exp(-jΔωｅTk)=Re[y(k)]cos(ΔωｅTk)+Im[y(k)]sin(ΔωｅTk) +j{-Re[y(k)]sin(ΔωｅTk)+Im[y(k)]cos(ΔωｅTk)} （８） のように補正され、ベースバンド信号ｙ（ｋ）中のオフ
セット角周波数ΔωＣ成分が補正信号の角周波数Δωｅ
によりキャンセルされる。第２受信バースト信号以降で
は、トレーニングフィールドFTの期間に前のフレームで
決定された角周波数Δωｅの補正信号を補正用乗算器21
に与えた状態でフィードフォワードフィルタ31及びフィ
ードバックフィルタ32のタップ係数W1,W2を更新し、次
に前述と同様に新たにオフセット角周波数ΔωＣを求め
る処理を繰り返すことを各フレームで繰り返すことによ
り補正信号の角周波数Δωｅは次第にオフセット角周波
数ΔωＣに収束していく。
角周波数Δωｅから角周波数−Δωｅのオフセット補正
信号ｚ（ｋ）＝exp（−ｊΔωekT）を生成してデータフ
ィールドFDの期間に補正用乗算器21に与える。バッファ
メモリ11から読み出されたデータフィールドFDのベース
バンド信号ｙ（ｋ）は補正用乗算器21で補正信号ｚ
（ｋ）exp（−ｊΔωekT）と乗算することにより、式
（６）を使って次式 y(k)exp(-jΔωｅTk)=Re[y(k)]cos(ΔωｅTk)+Im[y(k)]sin(ΔωｅTk) +j{-Re[y(k)]sin(ΔωｅTk)+Im[y(k)]cos(ΔωｅTk)} （８） のように補正され、ベースバンド信号ｙ（ｋ）中のオフ
セット角周波数ΔωＣ成分が補正信号の角周波数Δωｅ
によりキャンセルされる。第２受信バースト信号以降で
は、トレーニングフィールドFTの期間に前のフレームで
決定された角周波数Δωｅの補正信号を補正用乗算器21
に与えた状態でフィードフォワードフィルタ31及びフィ
ードバックフィルタ32のタップ係数W1,W2を更新し、次
に前述と同様に新たにオフセット角周波数ΔωＣを求め
る処理を繰り返すことを各フレームで繰り返すことによ
り補正信号の角周波数Δωｅは次第にオフセット角周波
数ΔωＣに収束していく。
この様に吉野らの文献によれば、図３に示すような判
定帰還形適応等化器については、オフセット周波数を補
償することが可能であることが示されている。しかしな
がら、判定帰還形等化器より伝送誤り率の点で優れた最
尤系列推定形の適応等化器に周波数オフセット補償を適
用できるかどうか、あるいはどのように適用するかにつ
いては吉野らの文献に示されていない。
定帰還形適応等化器については、オフセット周波数を補
償することが可能であることが示されている。しかしな
がら、判定帰還形等化器より伝送誤り率の点で優れた最
尤系列推定形の適応等化器に周波数オフセット補償を適
用できるかどうか、あるいはどのように適用するかにつ
いては吉野らの文献に示されていない。
本発明の目的は、周波数オフセットを補償した最尤系
列推定形適応等化器を提供することである。
列推定形適応等化器を提供することである。
発明の開示 この発明による、バースト的に受信信号を得る受信機
における適応等化器は、受信信号が準同期検波されて得
られたベースバンド信号がサンプリングされ、一連のデ
ィジタル信号として与えられ、一連のベースバンド信号
サンプルとして書き込まれ、所定のタイミングで読み出
すバッファメモリ手段と、 上記バッファメモリ手段の書き込み読み出しを制御す
る制御信号を生成する制御信号生成手段と、 上記バッファメモリ手段からみ出された上記ベースバ
ンド信号サンプルに対し、所望のシンボル系列を生成し
て出力する最尤系列推定手段と、 伝送路のインパルス応答を推定した特性を有し、上記
ベースバンド信号サンプルのタイミングに対応して上記
シンボル系列が与えられ、推定受信信号を出力するトラ
ンスバーサルフィルタ手段と、 上記トランスバーサルフィルタ手段からの上記推定受
信信号と、上記ベースバンド信号サンプルに対応するベ
ースバンド信号との間の位相誤差を検出する位相誤差検
出手段と、 上記位相誤差が与えられ、それに基づいて推定オフセ
ット角周波数Δωｅを計算し、その推定オフセット角周
波数と絶対値が等しく、逆方向回転の角周波数を有する
オフセット補正信号を生成するオフセット補正信号生成
手段と、 上記ベースバンド信号サンプルと上記オフセット補正
信号が与えられ、それらを互いに乗算して補正されたベ
ースバンド信号サンプルを出力する乗算手段と、 上記補正されたベースバンド信号サンプルと上記トラ
ンスバーサルフィルタ手段からの上記推定受信信号との
差分を求め推定誤差として出力する減算手段と、を含
み、上記最尤系列推定手段は、上記推定誤差から尤度情
報を求め、その尤度情報に基づいて最尤系列推定により
信号判定をする。
における適応等化器は、受信信号が準同期検波されて得
られたベースバンド信号がサンプリングされ、一連のデ
ィジタル信号として与えられ、一連のベースバンド信号
サンプルとして書き込まれ、所定のタイミングで読み出
すバッファメモリ手段と、 上記バッファメモリ手段の書き込み読み出しを制御す
る制御信号を生成する制御信号生成手段と、 上記バッファメモリ手段からみ出された上記ベースバ
ンド信号サンプルに対し、所望のシンボル系列を生成し
て出力する最尤系列推定手段と、 伝送路のインパルス応答を推定した特性を有し、上記
ベースバンド信号サンプルのタイミングに対応して上記
シンボル系列が与えられ、推定受信信号を出力するトラ
ンスバーサルフィルタ手段と、 上記トランスバーサルフィルタ手段からの上記推定受
信信号と、上記ベースバンド信号サンプルに対応するベ
ースバンド信号との間の位相誤差を検出する位相誤差検
出手段と、 上記位相誤差が与えられ、それに基づいて推定オフセ
ット角周波数Δωｅを計算し、その推定オフセット角周
波数と絶対値が等しく、逆方向回転の角周波数を有する
オフセット補正信号を生成するオフセット補正信号生成
手段と、 上記ベースバンド信号サンプルと上記オフセット補正
信号が与えられ、それらを互いに乗算して補正されたベ
ースバンド信号サンプルを出力する乗算手段と、 上記補正されたベースバンド信号サンプルと上記トラ
ンスバーサルフィルタ手段からの上記推定受信信号との
差分を求め推定誤差として出力する減算手段と、を含
み、上記最尤系列推定手段は、上記推定誤差から尤度情
報を求め、その尤度情報に基づいて最尤系列推定により
信号判定をする。
この様に、この発明に係わる最尤系列推定形の適応等
化器では、位相誤差検出手段は、準同期検波により得ら
れたベースバンド信号と、推定伝送路特性を有するトラ
ンスバーサルフィルタ手段から出力される推定受信信号
との間の位相誤差を検出するようにされている。この様
にして検出された位相誤差からオフセット角周波数を推
定することができる。そのため、従来の判定帰還形等化
器のオフセット補償と同等にベースバンド信号に含まれ
るキャリア周波数オフセット成分をキャンセルすること
ができ、最尤系列推定に必要な尤度情報の精度を高める
ことができる。従って、キャリア周波数オフセットが大
きい場合でも最尤系列推定手段において安定にかつ確実
に判定信号及び推定信号が得られる。
化器では、位相誤差検出手段は、準同期検波により得ら
れたベースバンド信号と、推定伝送路特性を有するトラ
ンスバーサルフィルタ手段から出力される推定受信信号
との間の位相誤差を検出するようにされている。この様
にして検出された位相誤差からオフセット角周波数を推
定することができる。そのため、従来の判定帰還形等化
器のオフセット補償と同等にベースバンド信号に含まれ
るキャリア周波数オフセット成分をキャンセルすること
ができ、最尤系列推定に必要な尤度情報の精度を高める
ことができる。従って、キャリア周波数オフセットが大
きい場合でも最尤系列推定手段において安定にかつ確実
に判定信号及び推定信号が得られる。
図面の簡単な説明 図１は、従来の最尤系列推定形適応等化器が搭載され
た受信機の構成例を示すブロック図。
た受信機の構成例を示すブロック図。
図２は、信号のフレームフォーマットを示す図。
図３は、従来のオフセット周波数補正機能を有する判
定帰還形適応等化器を示すブロック図。
定帰還形適応等化器を示すブロック図。
図４は、本発明の第１実施例を示すブロック図。
図５は、本発明の第２実施例を示すブロック図。
図６は、本発明の第３実施例を示すブロック図。
発明を実施するための最良の形態 図４は、準同期検波を行う構成と共に示す本発明によ
る適応等化器の第１の実施例を示す。図において、図
１、３における部分と対応するものについては、同じ参
照番号を付与して示しす。
る適応等化器の第１の実施例を示す。図において、図
１、３における部分と対応するものについては、同じ参
照番号を付与して示しす。
この実施例の等化器10は、図１に示す従来の適応等化
器10内に、バッファメモリ11からのベースバンド信号ｙ
（ｋ）に補正信号を乗算してオフセット補正を行う補正
用乗算器21と、補正されたベースバンド信号ｙ′（ｋ）
とトランスバーサルフィルタ18からの推定受信信号（レ
プリカ）ye（ｋ）との間の位相誤差θ（ｋ）を検出する
位相誤差検出部23と、検出された位相誤差θ（ｋ）から
オフセット角周波数ΔωＣを推定し、それを打ち消す逆
回転方向の角周波数を有するオフセット補正信号ｚ
（ｋ）＝exp｛−ｊΔωekT｝を発生し、補正用乗算器21
に与えるオフセット補正信号生成部22とが更に設けられ
ている。この様にして周波数オフセット補正が行われた
ベースバンド信号が減算器13に与えられ、以下図１の場
合と同様に動作する。
器10内に、バッファメモリ11からのベースバンド信号ｙ
（ｋ）に補正信号を乗算してオフセット補正を行う補正
用乗算器21と、補正されたベースバンド信号ｙ′（ｋ）
とトランスバーサルフィルタ18からの推定受信信号（レ
プリカ）ye（ｋ）との間の位相誤差θ（ｋ）を検出する
位相誤差検出部23と、検出された位相誤差θ（ｋ）から
オフセット角周波数ΔωＣを推定し、それを打ち消す逆
回転方向の角周波数を有するオフセット補正信号ｚ
（ｋ）＝exp｛−ｊΔωekT｝を発生し、補正用乗算器21
に与えるオフセット補正信号生成部22とが更に設けられ
ている。この様にして周波数オフセット補正が行われた
ベースバンド信号が減算器13に与えられ、以下図１の場
合と同様に動作する。
この最尤系列推定形適応等化器10と図３に示す判定帰
還形適応等化器10Dとの相違点は、トレーニングフィー
ルド期間において、図３ではトレーニング信号と、遅延
歪が除去されたベースバンド受信信号yd（ｋ）との位相
誤差θ（ｋ）を求めるのに対し、図４の実施例ではトレ
ーニング信号に伝送路特性で遅延歪を与えて得られた推
定営受信信号（レプリカ）ｙ（ｋ）と、オフセット補正
されたベースバンド信号との間の位相誤差θ（ｋ）を求
めている点である。
還形適応等化器10Dとの相違点は、トレーニングフィー
ルド期間において、図３ではトレーニング信号と、遅延
歪が除去されたベースバンド受信信号yd（ｋ）との位相
誤差θ（ｋ）を求めるのに対し、図４の実施例ではトレ
ーニング信号に伝送路特性で遅延歪を与えて得られた推
定営受信信号（レプリカ）ｙ（ｋ）と、オフセット補正
されたベースバンド信号との間の位相誤差θ（ｋ）を求
めている点である。
以下、本実施例の動作を説明する。乗算器６からロー
パスフィルタ８及びA/D変換器９を経て１フレーム毎の
ベースバンド受信信号ｙ（ｋ）がバッファメモリ11に書
き込まれるまでの動作は図１の従来例と同様に行われ
る。バッファメモリ11への書き込み及び読みだし、スイ
ッチ16の接続、タップ係数制御部19の動作タイミング、
等は制御信号生成部12が出力する制御信号CRW,CTDによ
り制御される。
パスフィルタ８及びA/D変換器９を経て１フレーム毎の
ベースバンド受信信号ｙ（ｋ）がバッファメモリ11に書
き込まれるまでの動作は図１の従来例と同様に行われ
る。バッファメモリ11への書き込み及び読みだし、スイ
ッチ16の接続、タップ係数制御部19の動作タイミング、
等は制御信号生成部12が出力する制御信号CRW,CTDによ
り制御される。
初期状態においては、オフセット補正信号生成部22か
らオフセット補正信号ｚ（ｋ）として予め決めた一定値
（例えば簡単のため“1"とする）が出力され、補正用乗
算器21に与えられているものとする。従って初期状態に
おいては、バッファメモリ１から読み出されたベースバ
ンド信号ｙ（ｋ）はそのまま補正用乗算器21の出力ｙ′
（ｋ）となるものとする。制御信号生成部12は、同期信
号SYNを時間基準として図２に示すフレームフォーマッ
トを認識することにより、バースト的に受信された１フ
レームのベースバンド受信信号の全てがバッファメモリ
11に書き込まれたことを認識すると、従来例と同様にし
てリード／ライト制御信号CRWをバッファメモリ11に与
えて読み出しを開始する。それと共に、スイッチ制御信
号CTDをスイッチ16に与え、バッファメモリ11からベー
スバンド信号ｙ（ｋ）中のトレーニングフィールドFTを
読み出す期間は、トレーニング信号メモリ17側にスイッ
チ16を接続し、トレーニング信号メモリ17からトレーニ
ング信号のシンボル系列dT（ｋ）を順次読みだしてトラ
ンスバーサルフィルタ18に与える。トランスバーサルフ
ィルタ18の出力（推定受信信号）ye（ｋ）は減算器13に
与えられる。減算器13はバッファメモリ11から乗算器21
を通して与えられたトレーニングフィールドFT期間のベ
ースバンド信号ｙ′（ｋ）＝ｙ（ｋ）とトランスバーサ
ルフィルタ18からの推定受信信号ye（ｋ）との間の推定
誤差ε＝ｙ′（ｋ）−ye（ｋ）を計算し、タップ係数制
御部19に与える。タップ係数制御部19は推定誤差εの絶
対値の自乗が最小となるようにタップ係数ベクトルＷを
適応的に推定し、トランスバーサルフィルタ18に設定す
る。タップ係数ベクトルＷは伝送路の推定インパルスレ
スポンスを表している。
らオフセット補正信号ｚ（ｋ）として予め決めた一定値
（例えば簡単のため“1"とする）が出力され、補正用乗
算器21に与えられているものとする。従って初期状態に
おいては、バッファメモリ１から読み出されたベースバ
ンド信号ｙ（ｋ）はそのまま補正用乗算器21の出力ｙ′
（ｋ）となるものとする。制御信号生成部12は、同期信
号SYNを時間基準として図２に示すフレームフォーマッ
トを認識することにより、バースト的に受信された１フ
レームのベースバンド受信信号の全てがバッファメモリ
11に書き込まれたことを認識すると、従来例と同様にし
てリード／ライト制御信号CRWをバッファメモリ11に与
えて読み出しを開始する。それと共に、スイッチ制御信
号CTDをスイッチ16に与え、バッファメモリ11からベー
スバンド信号ｙ（ｋ）中のトレーニングフィールドFTを
読み出す期間は、トレーニング信号メモリ17側にスイッ
チ16を接続し、トレーニング信号メモリ17からトレーニ
ング信号のシンボル系列dT（ｋ）を順次読みだしてトラ
ンスバーサルフィルタ18に与える。トランスバーサルフ
ィルタ18の出力（推定受信信号）ye（ｋ）は減算器13に
与えられる。減算器13はバッファメモリ11から乗算器21
を通して与えられたトレーニングフィールドFT期間のベ
ースバンド信号ｙ′（ｋ）＝ｙ（ｋ）とトランスバーサ
ルフィルタ18からの推定受信信号ye（ｋ）との間の推定
誤差ε＝ｙ′（ｋ）−ye（ｋ）を計算し、タップ係数制
御部19に与える。タップ係数制御部19は推定誤差εの絶
対値の自乗が最小となるようにタップ係数ベクトルＷを
適応的に推定し、トランスバーサルフィルタ18に設定す
る。タップ係数ベクトルＷは伝送路の推定インパルスレ
スポンスを表している。
この様にしてトレーニングフィールドFTで決定したタ
ップ係数ベクトルＷをトランスバーサルフィルタ18に設
定した状態で、同じトレーニングフィールドFTを再度メ
モリ11から読み出すと同時に再びトレーニング信号d
T（ｋ）をスイッチ16を介してトランスバーサルフィル
タ18に供給し、位相誤差検出部23で位相誤差検出動作を
行う。即ち、位相誤差検出部23は、トレーニングフィー
ルドFTの信号ｙ（ｋ）が補正様乗算器21を通して信号
ｙ′（ｋ）として与えられると共に、トレーニング信号
dT（ｋ）が入力として与えられたトランスバーサルフィ
ルタ18からの出力としして伝送路歪を受けた推定受信信
号ye（ｋ）が与えられ、これら信号ｙ′（ｋ）とy
e（ｋ）間の位相誤差θ（ｋ）を検出する。位相誤差θ
（ｋ）は次式 θ（ｋ）＝arg｛ｙ′（ｋ）/ye（ｋ）｝ （９） で計算される。なお、ｙ′（ｋ）およびye（ｋ）は同相
成分を実部で示し、かつ直行成分を虚部で示す複素表示
により表され、arg（ｘ）は極座標で示された複素数ｘ
の位相角を表すものとする。
ップ係数ベクトルＷをトランスバーサルフィルタ18に設
定した状態で、同じトレーニングフィールドFTを再度メ
モリ11から読み出すと同時に再びトレーニング信号d
T（ｋ）をスイッチ16を介してトランスバーサルフィル
タ18に供給し、位相誤差検出部23で位相誤差検出動作を
行う。即ち、位相誤差検出部23は、トレーニングフィー
ルドFTの信号ｙ（ｋ）が補正様乗算器21を通して信号
ｙ′（ｋ）として与えられると共に、トレーニング信号
dT（ｋ）が入力として与えられたトランスバーサルフィ
ルタ18からの出力としして伝送路歪を受けた推定受信信
号ye（ｋ）が与えられ、これら信号ｙ′（ｋ）とy
e（ｋ）間の位相誤差θ（ｋ）を検出する。位相誤差θ
（ｋ）は次式 θ（ｋ）＝arg｛ｙ′（ｋ）/ye（ｋ）｝ （９） で計算される。なお、ｙ′（ｋ）およびye（ｋ）は同相
成分を実部で示し、かつ直行成分を虚部で示す複素表示
により表され、arg（ｘ）は極座標で示された複素数ｘ
の位相角を表すものとする。
オフセット補正信号生成部22は図３で説明したと同様
に、この様にしてトレーニングフィールドFTにおいてサ
ンプル番号ｋ毎に求められた位相誤差θ（ｋ）のｋに対
する変化が一時関数で与えられるものと仮定し、例えば
最小自乗法を使って式（７）と同様の次式 により、ｋに関する一時関数の傾きΔWeTを求める。
に、この様にしてトレーニングフィールドFTにおいてサ
ンプル番号ｋ毎に求められた位相誤差θ（ｋ）のｋに対
する変化が一時関数で与えられるものと仮定し、例えば
最小自乗法を使って式（７）と同様の次式 により、ｋに関する一時関数の傾きΔWeTを求める。
更に、オフセット補正信号生成部22は、この傾きΔε
ｅが上述したベースバンド信号ｙ（ｋ）に含まれるキャ
リア角周波数ωＣのオフセット成分ΔωＣ（受信信号の
キャリア角周波数ωＣと局部発振器７からの参照キャリ
アの角周波数ωＣ′との差）の推定値Δωｅに対応する
ので、その推定値と絶対値が等しく、かつ逆方向に回転
する角周波数−Δωｅのオフセット補正信号ｚ（ｋ）＝
exp｛−ｊΔωekT｝を発生する。
ｅが上述したベースバンド信号ｙ（ｋ）に含まれるキャ
リア角周波数ωＣのオフセット成分ΔωＣ（受信信号の
キャリア角周波数ωＣと局部発振器７からの参照キャリ
アの角周波数ωＣ′との差）の推定値Δωｅに対応する
ので、その推定値と絶対値が等しく、かつ逆方向に回転
する角周波数−Δωｅのオフセット補正信号ｚ（ｋ）＝
exp｛−ｊΔωekT｝を発生する。
次に、スイッチ16を最尤系列推定部15側に接続すると
共に、バッファメモリ11からデータフィールドFDの読み
出しを開始し、各ｋについての読み出し信号ｙ（ｋ）毎
に最尤系列推定部15はシンボル系列候補を生成し、スイ
ッチ16を介してトランスバーサルフィルタ18に与える。
バッファメモリ11からの読み出し信号ｙ（ｋ）は補正用
乗算器21でオフセット補正信号ｚ（ｋ）と乗算され、式
（８）の場合と同様に補正された信号ｙ′（ｋ）を生成
し減算器13に与えられる。減算器13は補正された信号
ｙ′（ｋ）とトランスバーサルフィルタ18からのレプリ
カye（ｋ）との差分を推定誤差εとして求め、自乗器14
に与える。自乗器14は推定誤差εの絶対値の２乗｜ε|2
を尤度情報として最尤系列推定部15に与える。最尤系列
推定部15は、例えばビタビアルゴリズムを使って周知の
手順で尤度情報をもとに計算したパスメトリックの最も
大きい状態遷移に対応するシンボル系列候補を決定し、
所定シンボル数遡った時点のシンボルを判定し、端子OU
Tに出力する。
共に、バッファメモリ11からデータフィールドFDの読み
出しを開始し、各ｋについての読み出し信号ｙ（ｋ）毎
に最尤系列推定部15はシンボル系列候補を生成し、スイ
ッチ16を介してトランスバーサルフィルタ18に与える。
バッファメモリ11からの読み出し信号ｙ（ｋ）は補正用
乗算器21でオフセット補正信号ｚ（ｋ）と乗算され、式
（８）の場合と同様に補正された信号ｙ′（ｋ）を生成
し減算器13に与えられる。減算器13は補正された信号
ｙ′（ｋ）とトランスバーサルフィルタ18からのレプリ
カye（ｋ）との差分を推定誤差εとして求め、自乗器14
に与える。自乗器14は推定誤差εの絶対値の２乗｜ε|2
を尤度情報として最尤系列推定部15に与える。最尤系列
推定部15は、例えばビタビアルゴリズムを使って周知の
手順で尤度情報をもとに計算したパスメトリックの最も
大きい状態遷移に対応するシンボル系列候補を決定し、
所定シンボル数遡った時点のシンボルを判定し、端子OU
Tに出力する。
以降の各受信フレームについては、直前のフレームで
決定したオフセット補正信号ｚ（ｋ）の角周波数−Δω
ｅを維持したままトレーニングフィールドFTを読みだし
て前述と同様にタップ係数ベクトルＷを計算し、トラン
スバーサルフィルタ18に与えるタップ係数ベクトルを計
算した値に更新する。更に、再び同じトレーニングフィ
ールドFTを読みだし、前述と同様に位相誤差θ（ｋ）を
順次検出し、それらに基づいて式（10）により推定オフ
セット角周波数Δωｅを計算し前の推定値に加算して、
オフセット補正信号ｚ（ｋ）の角周波数−Δωｅを更新
する。それらタップ係数ベクトルＷ及び補正角周波数−
Δωｅが更新された状態でデータフィールドFDをバッフ
ァメモリ11から読みだし、最尤系列推定によりシンボル
を判定する。なお、詳しい説明は省略するが、伝送路特
性の急激な変化に対応するためには、タップ係数ベクト
ルＷの更新をトレーニングフィールド期間だけでなく、
図１で説明したと同様にデータフィールド期間において
も行う。
決定したオフセット補正信号ｚ（ｋ）の角周波数−Δω
ｅを維持したままトレーニングフィールドFTを読みだし
て前述と同様にタップ係数ベクトルＷを計算し、トラン
スバーサルフィルタ18に与えるタップ係数ベクトルを計
算した値に更新する。更に、再び同じトレーニングフィ
ールドFTを読みだし、前述と同様に位相誤差θ（ｋ）を
順次検出し、それらに基づいて式（10）により推定オフ
セット角周波数Δωｅを計算し前の推定値に加算して、
オフセット補正信号ｚ（ｋ）の角周波数−Δωｅを更新
する。それらタップ係数ベクトルＷ及び補正角周波数−
Δωｅが更新された状態でデータフィールドFDをバッフ
ァメモリ11から読みだし、最尤系列推定によりシンボル
を判定する。なお、詳しい説明は省略するが、伝送路特
性の急激な変化に対応するためには、タップ係数ベクト
ルＷの更新をトレーニングフィールド期間だけでなく、
図１で説明したと同様にデータフィールド期間において
も行う。
上述では、ベースバンド信号ｙ（ｋ）の各フレームの
トレーニングフィールドFTをバッファメモリ11から２回
読みだしてタップ係数ベクトルＷと推定オフセット角周
波数Δωｅをそれぞれ決定してそれらの設定を更新する
場合を説明したが、同一トレーニングフィールドに付い
てこの様なタップ係数ベクトルＷの更新と推定オフセッ
ト角周波数Δωｅの更新を交互に複数回繰り返すことに
より、タップ係数Ｗと推定オフセット角周波数Δωｅを
より高精度に収束させることができる。実際には、２回
繰り返すことにより収束の精度をかなり高めることがで
きるが、それ以上繰り返しても収束精度の更なる改善は
少ない。
トレーニングフィールドFTをバッファメモリ11から２回
読みだしてタップ係数ベクトルＷと推定オフセット角周
波数Δωｅをそれぞれ決定してそれらの設定を更新する
場合を説明したが、同一トレーニングフィールドに付い
てこの様なタップ係数ベクトルＷの更新と推定オフセッ
ト角周波数Δωｅの更新を交互に複数回繰り返すことに
より、タップ係数Ｗと推定オフセット角周波数Δωｅを
より高精度に収束させることができる。実際には、２回
繰り返すことにより収束の精度をかなり高めることがで
きるが、それ以上繰り返しても収束精度の更なる改善は
少ない。
この様に、本実施例によれば、トレーニングフィール
ドFTの内容に基づいてキャリア周波数ωC/2πのオフセ
ットに起因するベースバンド信号ｙ′（ｋ）とレプリカ
ye（ｋ）との間の位相誤差θ（ｋ）の検出値をトレーニ
ング期間に渡って求め、それらからその推定オフセット
周波数Δωｅを決定することができるので、最尤系列推
定法を用いた適応等化器において、周波数オフセット成
分の補正を行うことができ、従ってそのオフセット成分
に起因して生じる伝送品質の劣化を抑えることができ
る。
ドFTの内容に基づいてキャリア周波数ωC/2πのオフセ
ットに起因するベースバンド信号ｙ′（ｋ）とレプリカ
ye（ｋ）との間の位相誤差θ（ｋ）の検出値をトレーニ
ング期間に渡って求め、それらからその推定オフセット
周波数Δωｅを決定することができるので、最尤系列推
定法を用いた適応等化器において、周波数オフセット成
分の補正を行うことができ、従ってそのオフセット成分
に起因して生じる伝送品質の劣化を抑えることができ
る。
図５は、本発明の第２実施例を示す図である。図にお
いて、図４に示すものと機能及び構成が同じものについ
ては、同じ参照番号を付与して示し、ここではその説明
を省略する。
いて、図４に示すものと機能及び構成が同じものについ
ては、同じ参照番号を付与して示し、ここではその説明
を省略する。
図５の実施例の構成上の特徴は、図４の実施例の適応
等化器10において、メモリ選択部24がトランスバーサル
フィルタ18の出力と位相誤差検出部23の一方の入力との
間に挿入され、遅延回路25が補正用乗算器21の出力と位
相誤差検出部23の他方の入力との間に挿入されている点
である。動作上の特徴は、図４の実施例では、バッファ
メモリ11から読みだしたトレーニングフィールドFTを使
って推定オフセット角周波数Δωｅを決定したのに対
し、図５の実施例ではデータフィールドFDを使って推定
オフセット角周波数Δωｅを求める点である。
等化器10において、メモリ選択部24がトランスバーサル
フィルタ18の出力と位相誤差検出部23の一方の入力との
間に挿入され、遅延回路25が補正用乗算器21の出力と位
相誤差検出部23の他方の入力との間に挿入されている点
である。動作上の特徴は、図４の実施例では、バッファ
メモリ11から読みだしたトレーニングフィールドFTを使
って推定オフセット角周波数Δωｅを決定したのに対
し、図５の実施例ではデータフィールドFDを使って推定
オフセット角周波数Δωｅを求める点である。
図５において、乗算器６からローパスフィルタ８およ
びA/D変換器９を介してバッファメモリ11にいたる各段
における動作は図１の場合と同様である。この例におい
ても受信バースト毎に得られるベースバンド信号ｙ
（ｋ）は図２に示すフォーマットの１フレームであると
する。また前述と同様に、初期状態においてオフセット
補正信号生成部22は一定値を出力しており、従ってｙ
（ｋ）＝ｙ′（ｋ）となっているものとする。
びA/D変換器９を介してバッファメモリ11にいたる各段
における動作は図１の場合と同様である。この例におい
ても受信バースト毎に得られるベースバンド信号ｙ
（ｋ）は図２に示すフォーマットの１フレームであると
する。また前述と同様に、初期状態においてオフセット
補正信号生成部22は一定値を出力しており、従ってｙ
（ｋ）＝ｙ′（ｋ）となっているものとする。
制御信号生成部12は、同期信号を時間基準として図２
に示すフレームフォーマットを認識し、１フレーム分の
ベースバンド信号サンプル値がバッファメモリ11に書き
込まれると、図１の従来例と同様にまず、スイッチ16を
トレーニング信号メモリ17側に接続する。トレーニング
信号メモリ17からトレーニング信号dT（ｋ）をトランス
バーサルフィルタ18に供給しながらバッファメモリ11か
らトレーニングフィールドFTのベースバンド信号サンプ
ルｙ（ｋ）を順次読みだして、図１で説明したようにト
ランスバーサルフィルタ18のタップ係数ベクトルＷをタ
ップ係数制御部19で決定する。決定されたタップ係数ベ
クトルＷをトランスバーサルフィルタ18に設定し、次に
スイッチ16を最尤系列推定部15側に接続し、バッファメ
モリ11からデータフィールドFDの読みだしを開始する。
に示すフレームフォーマットを認識し、１フレーム分の
ベースバンド信号サンプル値がバッファメモリ11に書き
込まれると、図１の従来例と同様にまず、スイッチ16を
トレーニング信号メモリ17側に接続する。トレーニング
信号メモリ17からトレーニング信号dT（ｋ）をトランス
バーサルフィルタ18に供給しながらバッファメモリ11か
らトレーニングフィールドFTのベースバンド信号サンプ
ルｙ（ｋ）を順次読みだして、図１で説明したようにト
ランスバーサルフィルタ18のタップ係数ベクトルＷをタ
ップ係数制御部19で決定する。決定されたタップ係数ベ
クトルＷをトランスバーサルフィルタ18に設定し、次に
スイッチ16を最尤系列推定部15側に接続し、バッファメ
モリ11からデータフィールドFDの読みだしを開始する。
最尤系列推定部15では、周知のようにバッファメモリ
11からデータフィールドFDのサンプル値ｙ（ｋ）が読み
出される毎に、全てのシンボル系列候補を順次スイッチ
16を通してトランスバーサルフィルタ18に与え、各複素
シンボル系列候補がトランスバーサルフィルタ18に与え
られたときのベースバンド信号（ただし、補正用乗算器
21の出力）ｙ′（ｋ）とレプリカye（ｋ）との間の推定
誤差の絶対値の２乗を減算器13及び自乗器14により尤度
情報として得る。それと共に、そのシンボル系列候補が
トランスバーサルフィルタ18に与えられたときのレプリ
カye（ｋ）がメモリ選択部24に候補に対応して記憶され
る。最尤系列推定部15は例えばビタビアルゴリズムを使
う場合、それぞれの複素シンボル系列候補に告いて得ら
れた尤度情報に基づいて、現時点で信号が取り得る各状
態Ｓ（ｋ）に到達する全てのブランチに付いてブランチ
メトリックをそれぞれ計算し、最大のパスメトリックを
与えるパスを各状態毎に１つ残し、図示してない内部メ
モリに各状態までのパスとそのパスメトリックを記録す
る。ただし、パスは予め決められたトランケート長Ｌだ
け前の時点までを記憶しておくものとする。Ｌシンボル
前の時点における判定値は、現時点で最大パスメトリッ
クを与えるシンボル系列候補に対応するシンボルを判定
結果とし、端子OUTに出力する。
11からデータフィールドFDのサンプル値ｙ（ｋ）が読み
出される毎に、全てのシンボル系列候補を順次スイッチ
16を通してトランスバーサルフィルタ18に与え、各複素
シンボル系列候補がトランスバーサルフィルタ18に与え
られたときのベースバンド信号（ただし、補正用乗算器
21の出力）ｙ′（ｋ）とレプリカye（ｋ）との間の推定
誤差の絶対値の２乗を減算器13及び自乗器14により尤度
情報として得る。それと共に、そのシンボル系列候補が
トランスバーサルフィルタ18に与えられたときのレプリ
カye（ｋ）がメモリ選択部24に候補に対応して記憶され
る。最尤系列推定部15は例えばビタビアルゴリズムを使
う場合、それぞれの複素シンボル系列候補に告いて得ら
れた尤度情報に基づいて、現時点で信号が取り得る各状
態Ｓ（ｋ）に到達する全てのブランチに付いてブランチ
メトリックをそれぞれ計算し、最大のパスメトリックを
与えるパスを各状態毎に１つ残し、図示してない内部メ
モリに各状態までのパスとそのパスメトリックを記録す
る。ただし、パスは予め決められたトランケート長Ｌだ
け前の時点までを記憶しておくものとする。Ｌシンボル
前の時点における判定値は、現時点で最大パスメトリッ
クを与えるシンボル系列候補に対応するシンボルを判定
結果とし、端子OUTに出力する。
１以上Ｌ以下の予め決めた整数をＭとすると、最尤系
列推定部15は更に、現時点において最大のパスメトリッ
クを与えるシンボル系列候補を表す情報（準判定情報と
呼ぶ）をメモリ選択部24に与える。メモリ選択部24は準
判定情報が表すシンボル系列候補に対応して記憶されて
いるレプリカye（ｋ−Ｍ）を読みだし、位相誤差検出部
23に与える。一方、遅延回路25の遅延量はＭシンボルに
選ばれており、従ってｙ′（ｋ−Ｍ）を出力し、位相誤
差検出部23に与える。位相誤差検出部23はＭシンボル前
のレプリカye（ｋ−Ｍ）とベースバンド信号サンプル
ｙ′（ｋ−Ｍ）との間の位相誤差θ（ｋ−Ｍ）＝arg
｛ｙ′（ｋ−Ｍ）/ye（ｋ−Ｍ）｝を検出し、オフセッ
ト補正信号生成部22に与える。オフセット補正信号生成
部22は、現サンプル点ｋでの推定オフセット角周波数を
Δωｅ（ｋ）、１サンプル前のサンプル点（ｋ−１）に
おける推定オフセット角周波数をΔωｅ（ｋ−１）と表
すと、次式 Δωｅ（ｋ）＝Δωｅ（ｋ−１）−μθ（ｋ−Ｍ）/T
（11） によりｋ毎に逐次的に推定オフセット角周波数Δω
ｅ（ｋ）を求める。式（11）による逐次的計算を繰り返
していくとΔωｅ（ｋ）はΔωＣに収束していく。μは
予め決めた正のステップサイズであり、μを大きく選べ
ば収束速度は速くなるが雑音の影響を受けやすくなる。
列推定部15は更に、現時点において最大のパスメトリッ
クを与えるシンボル系列候補を表す情報（準判定情報と
呼ぶ）をメモリ選択部24に与える。メモリ選択部24は準
判定情報が表すシンボル系列候補に対応して記憶されて
いるレプリカye（ｋ−Ｍ）を読みだし、位相誤差検出部
23に与える。一方、遅延回路25の遅延量はＭシンボルに
選ばれており、従ってｙ′（ｋ−Ｍ）を出力し、位相誤
差検出部23に与える。位相誤差検出部23はＭシンボル前
のレプリカye（ｋ−Ｍ）とベースバンド信号サンプル
ｙ′（ｋ−Ｍ）との間の位相誤差θ（ｋ−Ｍ）＝arg
｛ｙ′（ｋ−Ｍ）/ye（ｋ−Ｍ）｝を検出し、オフセッ
ト補正信号生成部22に与える。オフセット補正信号生成
部22は、現サンプル点ｋでの推定オフセット角周波数を
Δωｅ（ｋ）、１サンプル前のサンプル点（ｋ−１）に
おける推定オフセット角周波数をΔωｅ（ｋ−１）と表
すと、次式 Δωｅ（ｋ）＝Δωｅ（ｋ−１）−μθ（ｋ−Ｍ）/T
（11） によりｋ毎に逐次的に推定オフセット角周波数Δω
ｅ（ｋ）を求める。式（11）による逐次的計算を繰り返
していくとΔωｅ（ｋ）はΔωＣに収束していく。μは
予め決めた正のステップサイズであり、μを大きく選べ
ば収束速度は速くなるが雑音の影響を受けやすくなる。
オフセット補正信号生成部22は、このようにして逐次
得られた推定オフセット角周波数Δωｅ（ｋ）に基づい
て推定値と絶対値が等しく、かつ回転方向が逆の角周波
数−Δωｅ（ｋ）を有するオフセット補正信号ｚ（ｋ）
＝exp｛−ｊΔωｅ（ｋ）Tk｝を逐次更新しながら発生
する。
得られた推定オフセット角周波数Δωｅ（ｋ）に基づい
て推定値と絶対値が等しく、かつ回転方向が逆の角周波
数−Δωｅ（ｋ）を有するオフセット補正信号ｚ（ｋ）
＝exp｛−ｊΔωｅ（ｋ）Tk｝を逐次更新しながら発生
する。
乗算器21は、このようにして発生されたオフセット補
正信号ｚ（ｋ）をバッファメモリ11から読み出されたベ
ースバンド信号ｙ（ｋ）と乗算することにより、ベース
バンド信号ｙ（ｋ）に含まれるオフセット角周波数成分
ΔωＣを（ΔωＣ−Δωｅ）にシフトさせる補正を行
う。推定オフセット角周波数ΔωｅがΔωＣに収束して
いくにつれ、オフセットが小さくなる。従って、周波数
オフセットに起因して生じる伝送品質の劣化が迎えられ
る。
正信号ｚ（ｋ）をバッファメモリ11から読み出されたベ
ースバンド信号ｙ（ｋ）と乗算することにより、ベース
バンド信号ｙ（ｋ）に含まれるオフセット角周波数成分
ΔωＣを（ΔωＣ−Δωｅ）にシフトさせる補正を行
う。推定オフセット角周波数ΔωｅがΔωＣに収束して
いくにつれ、オフセットが小さくなる。従って、周波数
オフセットに起因して生じる伝送品質の劣化が迎えられ
る。
なお、本実施例では、LMSアルゴリズムを適用するこ
とによりキャリア周波数のオフセット分の推定値が求め
られているが、本発明は、このようなアルゴリズムに限
定されず、例えば、図４に示す実施例と同様にして、デ
ータフィールドFDの予め決めた区間の一連のサンプルｙ
（ｋ）,k＝i,i＋1,…,i＋Ｋ−１に対し、それぞれ位相
差θ（ｋ−Ｍ）を検出し、式（10）によりΔωｅを求め
てもよい。Ｋの値はデータフィールドFDのシンボル数
（サンプル数）以下で２以上の整数である。Ｋがデータ
フィールドのサンプル数の２分の１以下の場合、式（1
0）の最小自乗法によるΔωｅの更新を複数回行っても
よい。また、この実施例においても、データフィールド
FDを使ってタップ係数ベクトルの更新を逐次行うように
動作させてもよい。また、この実施例においても、デー
タフィールド期間にタップ係数ベクトルの更新を行うよ
うにしてもよい。
とによりキャリア周波数のオフセット分の推定値が求め
られているが、本発明は、このようなアルゴリズムに限
定されず、例えば、図４に示す実施例と同様にして、デ
ータフィールドFDの予め決めた区間の一連のサンプルｙ
（ｋ）,k＝i,i＋1,…,i＋Ｋ−１に対し、それぞれ位相
差θ（ｋ−Ｍ）を検出し、式（10）によりΔωｅを求め
てもよい。Ｋの値はデータフィールドFDのシンボル数
（サンプル数）以下で２以上の整数である。Ｋがデータ
フィールドのサンプル数の２分の１以下の場合、式（1
0）の最小自乗法によるΔωｅの更新を複数回行っても
よい。また、この実施例においても、データフィールド
FDを使ってタップ係数ベクトルの更新を逐次行うように
動作させてもよい。また、この実施例においても、デー
タフィールド期間にタップ係数ベクトルの更新を行うよ
うにしてもよい。
図６はこの発明による適応等化器に第３の実施例であ
り、図４の実施例によるトレーニングフィールドFTを使
った推定オフセット角周波数Δωｅの検出と、図５の実
施例によるデータフィールドFDを使った推定オフセット
角周波数Δωｅの検出の両方を実行するように構成した
ものであり、対応する部分に同じ参照番号を付けてあ
る。図６の構成は図５の構成において、スイッチ26がメ
モリ選択部24と位相誤差検出部23との間に挿入され、ト
ランスバーサルフィルタ18の出力とメモリ選択部24の出
力の一方が選択されて位相誤差検出部23の一方の入力に
与えられる。更に、スイッチ27が遅延回路25の出力と位
相誤差検出部23の他方の入力との間に挿入され、補正用
乗算器21の出力と遅延回路25の出力の一方が選択され、
位相誤差検出部23に与えら得る。
り、図４の実施例によるトレーニングフィールドFTを使
った推定オフセット角周波数Δωｅの検出と、図５の実
施例によるデータフィールドFDを使った推定オフセット
角周波数Δωｅの検出の両方を実行するように構成した
ものであり、対応する部分に同じ参照番号を付けてあ
る。図６の構成は図５の構成において、スイッチ26がメ
モリ選択部24と位相誤差検出部23との間に挿入され、ト
ランスバーサルフィルタ18の出力とメモリ選択部24の出
力の一方が選択されて位相誤差検出部23の一方の入力に
与えられる。更に、スイッチ27が遅延回路25の出力と位
相誤差検出部23の他方の入力との間に挿入され、補正用
乗算器21の出力と遅延回路25の出力の一方が選択され、
位相誤差検出部23に与えら得る。
制御信号生成部12の制御によりスイッチ16はトレーニ
ング信号メモリ17側に、スイッチ26はトランスバーサル
フィルタ18側に、スイッチ27は補正用乗算器21側にそれ
ぞれ接続される。この状態で図４の実施例と同様に、ま
ずバッファメモリ11からトレーニングフィールドFTを読
み出すと共に、トレーニング信号メモリ17からトレーニ
ング信号dT（ｋ）を読みだし、タップ係数ベクトルＷを
決定する。決定したタップ係数ベクトルＷをトランスバ
ーサルフィルタ18に設定し、次に再びトレーニングフィ
ールドFTをバッファメモリ11から読み出すと共に、トレ
ーニング信号をトレーニング信号メモリ17から読み出
し、推定オフセット角周波数Δωｅを検出する。検出し
た推定オフセット角周波数Δωｅに基づいてオフセット
補正信号ｚ（ｋ）＝exp｛−ｊΔωeTk｝を補正用乗算器
21に供給する。
ング信号メモリ17側に、スイッチ26はトランスバーサル
フィルタ18側に、スイッチ27は補正用乗算器21側にそれ
ぞれ接続される。この状態で図４の実施例と同様に、ま
ずバッファメモリ11からトレーニングフィールドFTを読
み出すと共に、トレーニング信号メモリ17からトレーニ
ング信号dT（ｋ）を読みだし、タップ係数ベクトルＷを
決定する。決定したタップ係数ベクトルＷをトランスバ
ーサルフィルタ18に設定し、次に再びトレーニングフィ
ールドFTをバッファメモリ11から読み出すと共に、トレ
ーニング信号をトレーニング信号メモリ17から読み出
し、推定オフセット角周波数Δωｅを検出する。検出し
た推定オフセット角周波数Δωｅに基づいてオフセット
補正信号ｚ（ｋ）＝exp｛−ｊΔωeTk｝を補正用乗算器
21に供給する。
次にスイッチ16を最尤系列推定部15側に、スイッチ26
をメモリ選択部24側に、スイッチ27を遅延回路25側にそ
れぞれ接続する。この状態でバッファメモリ11からデー
タフィールドFDのサンプルｙ（ｋ）を読み出す毎に、図
５の実施例と同様に最尤系列推定部15で補正用乗算器21
の出力のサンプルｙ′（ｋ）に対し最尤系列推定アルゴ
リズムによるシンボル判定を行う。それと共に、現時点
で最大パスメトリックを与える複素シンボル系列候補を
表す情報をメモリ選択部24に与え、そこから対応するＭ
シンボル前のレプリカye（ｋ−Ｍ）を読み出し、位相誤
差検出部23においてＭシンボル前の補正サンプルｙ′
（ｋ−Ｍ）との位相誤差θ（Ｋ−Ｍ）を検出する。オフ
セット補正信号生成部22は得られた位相誤差に基づいて
推定オフセット角周波数Δωｅを計算し、対応するオフ
セット補正信号ｚ（ｋ）を補正用乗算器21に供給する。
図４、５の実施例と同様にデータフィールドFDの期間に
おいてタップ係数ベクトルＷの更新を行ってもよい。
をメモリ選択部24側に、スイッチ27を遅延回路25側にそ
れぞれ接続する。この状態でバッファメモリ11からデー
タフィールドFDのサンプルｙ（ｋ）を読み出す毎に、図
５の実施例と同様に最尤系列推定部15で補正用乗算器21
の出力のサンプルｙ′（ｋ）に対し最尤系列推定アルゴ
リズムによるシンボル判定を行う。それと共に、現時点
で最大パスメトリックを与える複素シンボル系列候補を
表す情報をメモリ選択部24に与え、そこから対応するＭ
シンボル前のレプリカye（ｋ−Ｍ）を読み出し、位相誤
差検出部23においてＭシンボル前の補正サンプルｙ′
（ｋ−Ｍ）との位相誤差θ（Ｋ−Ｍ）を検出する。オフ
セット補正信号生成部22は得られた位相誤差に基づいて
推定オフセット角周波数Δωｅを計算し、対応するオフ
セット補正信号ｚ（ｋ）を補正用乗算器21に供給する。
図４、５の実施例と同様にデータフィールドFDの期間に
おいてタップ係数ベクトルＷの更新を行ってもよい。
上述した各実施例では、ビタビアルゴリズムに基づい
て信号判定処理が行われる場合を説明したが、本発明
は、このようなアルゴリズムに限定されず、所望の速度
で確実に同等の信号判定処理が行われるならば、どのよ
うな最尤系列推定アルゴリズムを用いてもよい。
て信号判定処理が行われる場合を説明したが、本発明
は、このようなアルゴリズムに限定されず、所望の速度
で確実に同等の信号判定処理が行われるならば、どのよ
うな最尤系列推定アルゴリズムを用いてもよい。
さらに、上述した各実施例では、局部発振器７によっ
て生成された参照キャリア信号に基づいて受信信号が直
接ベースバンド領域に周波数変換されているが、本発明
は、このような構成に限定されず、例えば、所望の周波
数の中間周波数信号に変換された後に検波が行われる構
成の受信機にも適用可能である。
て生成された参照キャリア信号に基づいて受信信号が直
接ベースバンド領域に周波数変換されているが、本発明
は、このような構成に限定されず、例えば、所望の周波
数の中間周波数信号に変換された後に検波が行われる構
成の受信機にも適用可能である。
また、上述した各実施例では、位相誤差検出部23によ
って算出された位相誤差θ（ｋ）又はθ（ｋ−Ｍ）に基
づいてオフセット補正信号生成部22がオフセット分Δω
ｅを算出する演算方法として、最小自乗法やLMSアルゴ
リズムが適用されているが、本発明は、このような演算
方法に限定されず、その位相差の時間に対する変動分に
基づいて所望の速度および精度で確実に算出結果が得ら
れるならば、いかなる演算方法を適用してもよい。
って算出された位相誤差θ（ｋ）又はθ（ｋ−Ｍ）に基
づいてオフセット補正信号生成部22がオフセット分Δω
ｅを算出する演算方法として、最小自乗法やLMSアルゴ
リズムが適用されているが、本発明は、このような演算
方法に限定されず、その位相差の時間に対する変動分に
基づいて所望の速度および精度で確実に算出結果が得ら
れるならば、いかなる演算方法を適用してもよい。
以上説明したように本発明によれば、推定受信信号
（レプリカ）と補正されたベースバンド信号サンプルと
の間の位相誤差を位相誤差検出部23により検出すること
によって推定オフセット角周波数Δωｅを計算すること
ができ、従ってベースバンド信号中のオフセット周波数
成分を補償することができる。そのため減算器３におけ
る推定誤差が精度よく求められ、従って最尤系列推定部
15がその推定誤差に対応した尤度情報に基づいて信号判
定処理を施すので、そのオフセット周波数ΔωC/2πが
大きい場合にも安定にかつ確実に判定信号および推定信
号が得られる。
（レプリカ）と補正されたベースバンド信号サンプルと
の間の位相誤差を位相誤差検出部23により検出すること
によって推定オフセット角周波数Δωｅを計算すること
ができ、従ってベースバンド信号中のオフセット周波数
成分を補償することができる。そのため減算器３におけ
る推定誤差が精度よく求められ、従って最尤系列推定部
15がその推定誤差に対応した尤度情報に基づいて信号判
定処理を施すので、そのオフセット周波数ΔωC/2πが
大きい場合にも安定にかつ確実に判定信号および推定信
号が得られる。
従って、本発明を適用したディジタル通信システムの
受信端では、伝送歪みに起用した伝送品質の劣化が抑圧
され、かつ受信信号の周波数変換や復調に供するために
その受信端で局部的に生成される参照キャリア周波数の
誤差や変動分の許容範囲が拡大される。
受信端では、伝送歪みに起用した伝送品質の劣化が抑圧
され、かつ受信信号の周波数変換や復調に供するために
その受信端で局部的に生成される参照キャリア周波数の
誤差や変動分の許容範囲が拡大される。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−110617（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−207088（ＪＰ，Ａ) 電子情報通信学会論文誌，Ｂ−▲ＩＩ ▼ Ｖｏｌ．Ｊ73−Ｂ−▲ＩＩ▼，Ｎ ｏ．11（1990．11．25）ｐｐ．736−744 電子情報通信学会技術研究報告，ＲＣ Ｓ92−116〜131 Ｖｏｌ．92，Ｎｏ. 412（1993．１．21）ｐ．25−30 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 3/04 - 3/18 H04B 7/005 H04L 27/00 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (6)
- 【請求項１】バースト的に受信信号を得る受信機におけ
る適応等化器であり、 受信信号が準同期検波されて得られたベースバンド信号
がサンプリングされ、一連のディジタル信号として与え
られ、一連のベースバンド信号サンプルとして書き込ま
れ、所望のタイミングで読み出すバッファメモリ手段
と、 上記バッファメモリ手段の書き込み読み出しを制御する
制御信号を生成する制御信号生成手段と、 上記バッファメモリ手段から読み出された上記ベースバ
ンド信号サンプルに対し、所望のシンボル系列を生成し
て出力する最尤系列推定手段と、 伝送路のインパルス応答を推定した特性を有し、上記ベ
ースバンド信号サンプルのタイミングに対応して上記シ
ンボル系列が与えられ、推定受信信号を出力するトラン
スバーサルフィルタ手段と、 上記トランスバーサルフィルタ手段からの上記推定受信
信号と、上記ベースバンド信号サンプルに対応するベー
スバンド信号との間の位相誤差を検出する位相誤差検出
手段と、 上記位相誤差が与えられ、それに基づいて推定オフセッ
ト角周波数Δωｅを推定し、その推定オフセット角周波
数と絶対値が等しく、逆方向回転の角周波数を有するオ
フセット補正信号を生成するオフセット補正信号生成手
段と、 上記ベースバンド信号サンプルと上記オフセット補正信
号が与えられ、それらを互いに乗算して補正されたベー
スバンド信号サンプルを出力する乗算手段と、 上記補正されたベースバンド信号サンプルと上記トラン
スバーサルフィルタ手段からの上記推定受信信号との差
分を求め推定誤差として出力する減算手段と、を含み、
上記最尤系列推定手段は、上記推定誤差から尤度情報を
求め、その尤度情報に基づいて最尤系列推定アルゴリズ
ムにより信号を判定する。 - 【請求項２】請求項１項に記載の適応等化器において、
上記準同期検波されたベースバンド信号はトレーニング
フィールドとデータフィールドからなるフレーム構成を
有し、 上記最尤系列推定手段は予め決めたシンボル系列のトレ
ーニング信号を格納したトレーニング信号メモリ手段
と、上記データフィールドの期間に上記バッファメモリ
手段から上記ベースバンド信号サンプルが読み出される
毎に全てのシンボル系列候補を順次生成して出力し、そ
れぞれのシンボル系列候補に対応して上記減算手段から
与えられる上記推定誤差からそれぞれ尤度情報を求め、
それらの尤度情報に基づいて信号判定する最尤系列推定
部と、上記トレーニング信号メモリ手段からのトレーニ
ング信号と上記最尤系列推定部からのシンボル系列候補
のいずれかを選択して上記トランスバーサルフィルタ手
段に与えるスイッチ手段とを含み、 上記トランスバーサルフィルタ手段は上記減算手段から
の上記推定誤差に基づいて適応的に伝送路インパルスレ
スポンスを推定し、タップ係数ベクトルとして出力する
タップ係数制御部と、上記タップ係数ベクトルが与えら
れ、入力されたシンボル系列と畳み込み演算を行って上
記推定受信信号として出力するトランスバーサルフィル
タとを含み、 上記制御信号生成手段は上記トレーニングフィールドの
期間に上記スイッチ手段を制御して上記トレーニング信
号メモリ手段からの上記トレーニング信号を上記トラン
スバーサルフィルタ手段に与え、上記データフィールド
の期間に上記最尤系列推定部からの上記シンボル系列候
補を上記トランスバーサルフィルタ手段に与えるよう上
記スイッチ手段を制御する信号を出力する。 - 【請求項３】請求項２項に記載の適応等化器において、
上記制御信号生成手段は上記バッファメモリ手段から上
記トレーニングフィールドを少なくとも２回読み出すよ
う上記バッファメモリ手段を制御し、上記タップ係数制
御部は第１回目の上記トレーニングフィールドの読みだ
し期間において得られる上記推定誤差に基づいて上記タ
ップ係数ベクトルを決定し、そのタップ係数ベクトルを
上記トランスバーサルフィルタに設定し、上記位相誤差
検出手段は第２回目の上記トレーニングフィールドの読
みだし期間において得られる上記推定受信信号と上記ベ
ースバンド信号との位相誤差を検出し、上記オフセット
信号生成手段は上記２回目のトレーニングフィールドの
読みだし期間に与えられた上記位相誤差を与えられて上
記オフセット補正信号を生成し上記乗算手段に与える。 - 【請求項４】請求項２項に記載の適応等化器において、
上記最尤系列推定部は現時点で最も確からしいシンボル
系列候補を表す情報を上記位相誤差検出手段に与え、 上記位相誤差検出手段は、上記データフィールドの期間
においてそれぞれのシンボル系列候補に付いて上記トラ
ンスバーサルフィルタから出力される上記推定受信信号
をそれぞれのシンボル系列候補を表す情報に対応して記
憶し、上記最尤系列推定部から与えられた上記シンボル
系列候補を表す情報に応答して予め決めたシンボル数前
の対応する推定受信信号を読み出すメモリ選択部と、上
記乗算手段から出力されたベースバンド信号を上記シン
ボル数遅延して出力する遅延回路と、上記メモリ選択部
から与えられた上記シンボル数前の上記推定受信信号と
上記遅延回路からの上記シンボル数前のベースバンド信
号との位相差を上記位相誤差として検出し、上記オフセ
ット補正信号生成手段に与える位相誤差検出部とを含
む。 - 【請求項５】請求項３項に記載の適応等化器において、
上記最尤系列推定部は現時点で最も確からしいシンボル
系列候補を表す情報を上記位相誤差検出手段に与え、 上記位相誤差検出手段は、 上記データフィールドの期間においてそれぞれのシンボ
ル系列候補に付いて上記トランスバーサルフィルタから
出力される上記推定受信信号をそれぞれのシンボル系列
を表す情報に対応して記憶し、上記最尤系列推定部から
与えられた上記シンボル系列候補を表す情報に応答して
予め決めたシンボル数前の対応する推定受信信号を読み
出すメモリ選択部と、 上記乗算手段から出力されたベースバンド信号を上記シ
ンボル数遅延して出力する遅延回路と、 第１と第２の入力を有し、上記第１の入力に与えられた
推定受信信号と上記第２の入力に与えられたベースバン
ド信号との位相差を上記位相誤差として検出し、上記オ
フセット補正信号生成手段に与える位相誤差検出部と、 上記トランスバーサルフィルタからの現時点の推定受信
信号と上記メモリ選択部からの上記シンボル数前の推定
受信信号とのいずれか一方を選択して上記位相誤差検出
部の上記第１の入力に与える第１スイッチと、 上記乗算手段からの現時点の上記ベースバンド信号と上
記遅延回路からの上記シンボル数前の上記ベースバンド
信号とのいずれか一方を選択して上記位相誤差検出部の
上記第２の入力に与える第２スイッチと、 を含み、上記制御信号生成部は上記バッファメモリ手段
から上記トレーニングフィールドを読み出す期間上記第
１スイッチにより上記トランスバーサルフィルタの出力
を選択し、かつ上記第２スイッチにより上記乗算手段の
出力を選択し、上記バッファメモリ手段から上記データ
フィールドを読み出す期間上記第１スイッチにより上記
メモリ選択部の出力を選択し、かつ上記第２スイッチに
より上記遅延回路の出力を選択するよう制御する。 - 【請求項６】請求項２、３又は４項に記載の適応等化器
において、上記最尤系列推定部はビタビアルゴリズムを
使った最尤系列推定を行う。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31467093 | 1993-12-15 | ||
| JP5-314670 | 1993-12-15 | ||
| PCT/JP1994/002092 WO1995017052A1 (fr) | 1993-12-15 | 1994-12-14 | Egaliseur a adaptation automatique |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2846959B2 true JP2846959B2 (ja) | 1999-01-13 |
Family
ID=18056139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7510726A Expired - Fee Related JP2846959B2 (ja) | 1993-12-15 | 1994-12-14 | 適応等化器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5710792A (ja) |
| EP (1) | EP0684708B1 (ja) |
| JP (1) | JP2846959B2 (ja) |
| DE (1) | DE69434518T2 (ja) |
| WO (1) | WO1995017052A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007537615A (ja) * | 2004-05-11 | 2007-12-20 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置、その制御方法、及びプログラム |
| JP2016506144A (ja) * | 2012-12-14 | 2016-02-25 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | マルチキャリア変調信号のための受信機 |
Families Citing this family (67)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0879135A (ja) * | 1994-09-06 | 1996-03-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル信号誤り低減装置 |
| WO1997014241A1 (en) * | 1995-10-12 | 1997-04-17 | Next Level Communications | Burst mode preamble |
| US5757855A (en) * | 1995-11-29 | 1998-05-26 | David Sarnoff Research Center, Inc. | Data detection for partial response channels |
| US5832046A (en) * | 1996-01-25 | 1998-11-03 | Northern Telecom Limited | Timing tracking in communications systems |
| GB2309865A (en) * | 1996-01-30 | 1997-08-06 | Sony Corp | Radio receiver with Doppler frequency shift correction |
| US6052413A (en) | 1996-04-16 | 2000-04-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus and method for waveform equalization coefficient generation |
| US6055268A (en) * | 1996-05-09 | 2000-04-25 | Texas Instruments Incorporated | Multimode digital modem |
| US6038251A (en) * | 1996-05-09 | 2000-03-14 | Texas Instruments Incorporated | Direct equalization method |
| EP1062444A4 (en) * | 1996-10-22 | 2001-04-11 | Kalsi Eng Inc | IMPROVED FLEXIBLE OBLIQUE DISC VALVE |
| US6097770A (en) * | 1996-10-31 | 2000-08-01 | Lucent Technologies Inc. | Frequency offset estimation for wireless systems based on channel impulse response |
| JP2877109B2 (ja) * | 1996-12-12 | 1999-03-31 | 日本電気株式会社 | 情報検出装置および情報検出方法 |
| US6088389A (en) * | 1997-05-13 | 2000-07-11 | Lucent Technologies, Inc. | System and method for training a plurality of equalizers and a modem employing the system or method |
| KR100244767B1 (ko) * | 1997-06-25 | 2000-02-15 | 전주범 | 디지탈 자기 기록/재생 시스템의 선택적 동기/비동기 부분 응답 채널 데이터 검출 장치 |
| JPH1141115A (ja) * | 1997-07-23 | 1999-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | ディジタルデータ復調装置 |
| US5963599A (en) * | 1997-08-04 | 1999-10-05 | Raytheon Company | Truncated maximum likelihood sequence estimator |
| JP3865482B2 (ja) * | 1997-10-07 | 2007-01-10 | 松下電器産業株式会社 | 信号波形等化装置 |
| US6208617B1 (en) * | 1998-02-27 | 2001-03-27 | Lucent Technologies, Inc. | Channel tracking in a mobile receiver |
| JP3230482B2 (ja) * | 1998-03-13 | 2001-11-19 | 日本電気株式会社 | 適応等化器 |
| JP3237827B2 (ja) | 1998-04-22 | 2001-12-10 | 日本電気株式会社 | 無線データ通信端末 |
| DE69837656T2 (de) * | 1998-06-30 | 2007-12-27 | Lucent Technologies Inc. | Trägerfolgesystem unter Anwendung eines Fehleroffsetfrequenzsignals |
| US6438164B2 (en) | 1998-11-03 | 2002-08-20 | Broadcom Corporation | Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component |
| JP3327227B2 (ja) * | 1998-11-11 | 2002-09-24 | 三菱マテリアル株式会社 | 無線通信システム及び記録媒体 |
| FI982857A (fi) * | 1998-12-31 | 2000-07-01 | Nokia Networks Oy | Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin |
| US6445751B1 (en) * | 1999-01-29 | 2002-09-03 | Lucent Technologies Inc. | Estimation of frequency offset in a communication system |
| US6553518B1 (en) | 1999-03-08 | 2003-04-22 | International Business Machines Corporation | Severe error detectors, methods and computer program products that use constellation specific error event thresholds to detect severe error events during demodulation of a signal comprising symbols from a plurality of symbol constellations |
| JP2000269865A (ja) * | 1999-03-17 | 2000-09-29 | Pioneer Electronic Corp | ディジタル信号受信システムにおける信号処理回路 |
| JP2000299651A (ja) * | 1999-04-14 | 2000-10-24 | Nec Corp | 等化器回路及びそれに用いる等化処理方法 |
| US6154510A (en) * | 1999-05-03 | 2000-11-28 | Sicom, Inc. | Symbol timing recovery based on adjusted, phase-selected magnitude values |
| US6661847B1 (en) | 1999-05-20 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Systems methods and computer program products for generating and optimizing signal constellations |
| DE10038229B4 (de) | 1999-08-24 | 2011-06-09 | LG Electronics Inc., Kangnam-gu | Verfahren und Vorrichtung zur Ratenanpassung in einem Mobilkommunikationssystem |
| US6823017B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-11-23 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for filtering glitches from measured values in a sequence of code points |
| US6765955B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-07-20 | International Business Machines Corporation | Methods, systems and computer program products establishing a communication configuration for a modem connection to compensate for echo noise |
| US6792004B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-09-14 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for averaging learned levels in the presence of robbed-bit signaling based on proximity |
| US6505222B1 (en) | 1999-10-29 | 2003-01-07 | International Business Machines Corporation | Systems methods and computer program products for controlling undesirable bias in an equalizer |
| US6754258B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-06-22 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for averaging learned levels in the presence of digital impairments based on patterns |
| US6792040B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-09-14 | International Business Machines Corporation | Modems having a dual power mode capability and methods of operating same |
| US6816545B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-11-09 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for identifying digital impairments in modems based on clusters and/or skips in pulse code modulation signal levels |
| US6650657B1 (en) | 1999-10-29 | 2003-11-18 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for identifying digital impairments in modem signals |
| KR100500810B1 (ko) * | 1999-10-29 | 2005-07-12 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 파형 등화 제어 장치 |
| US6662322B1 (en) | 1999-10-29 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Systems, methods, and computer program products for controlling the error rate in a communication device by adjusting the distance between signal constellation points |
| US6839382B1 (en) | 1999-10-29 | 2005-01-04 | International Business Machines Corporation | System, methods and computer program products for identifying digital impairments in modem signals using signature analysis and signal level comparison analysis |
| US6967995B1 (en) | 1999-10-29 | 2005-11-22 | International Business Machines Corporation | Methods, systems and computer program products for carrier drop detection using a variable threshold |
| US6611563B1 (en) | 1999-10-29 | 2003-08-26 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for data mode refinement of modem constellation points |
| US6823004B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-11-23 | International Business Machines Corporation | Methods, systems and computer program products for monitoring performance of a modem during a connection |
| US6826157B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-11-30 | International Business Machines Corporation | Systems, methods, and computer program products for controlling data rate reductions in a communication device by using a plurality of filters to detect short-term bursts of errors and long-term sustainable errors |
| US6628735B1 (en) | 1999-12-22 | 2003-09-30 | Thomson Licensing S.A. | Correction of a sampling frequency offset in an orthogonal frequency division multiplexing system |
| US6704374B1 (en) | 2000-02-16 | 2004-03-09 | Thomson Licensing S.A. | Local oscillator frequency correction in an orthogonal frequency division multiplexing system |
| US6711221B1 (en) | 2000-02-16 | 2004-03-23 | Thomson Licensing S.A. | Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system |
| ATE249700T1 (de) * | 2000-02-29 | 2003-09-15 | Ericsson Telefon Ab L M | Korrektur von quadratur- soweiverstärkungsfehlern in homodynempfängern |
| FR2809249B1 (fr) * | 2000-05-16 | 2004-04-23 | France Telecom | Procede et systeme de detection et de decodage iteratif de symboles recus, couple a une reestimation des coefficients du canal de transmission |
| US6529549B1 (en) * | 2000-07-27 | 2003-03-04 | 2Wire, Inc. | System and method for an equalizer-based symbol timing loop |
| US7173966B2 (en) * | 2001-08-31 | 2007-02-06 | Broadband Physics, Inc. | Compensation for non-linear distortion in a modem receiver |
| US7155174B2 (en) * | 2001-10-18 | 2006-12-26 | Broadcom Corporation | Method and apparatus for compensating for frequency offsets caused by a free-running oscillator |
| GB0126130D0 (en) * | 2001-10-31 | 2002-01-02 | Nokia Corp | Frequency error estimation |
| US6975839B2 (en) * | 2002-09-19 | 2005-12-13 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for estimating frequency offset using filtered, down-sampled likelihood polynomials |
| US7447261B2 (en) * | 2003-07-08 | 2008-11-04 | Conexant Systems, Inc. | Adaptive frequency equalizer |
| KR101102411B1 (ko) * | 2003-09-23 | 2012-01-05 | 칼라한 셀룰러 엘.엘.씨. | 동기화 장치 및 수신기를 통신 시스템의 타이밍 및 반송 주파수에 동기화시키는 방법 |
| US20090086806A1 (en) * | 2007-09-27 | 2009-04-02 | Nanoamp Solutions Inc. (Cayman) | Time varying equalization |
| US8966353B2 (en) * | 2011-10-31 | 2015-02-24 | Hewlett-Packard Development Company L.P. | Receiver with tap-coefficient adjustments |
| US8831124B2 (en) | 2012-06-20 | 2014-09-09 | MagnaCom Ltd. | Multi-mode orthogonal frequency division multiplexing transmitter for highly-spectrally-efficient communications |
| US8559494B1 (en) | 2012-06-20 | 2013-10-15 | MagnaCom Ltd. | Timing synchronization for reception of highly-spectrally-efficient communications |
| US9118519B2 (en) | 2013-11-01 | 2015-08-25 | MagnaCom Ltd. | Reception of inter-symbol-correlated signals using symbol-by-symbol soft-output demodulator |
| US9496900B2 (en) | 2014-05-06 | 2016-11-15 | MagnaCom Ltd. | Signal acquisition in a multimode environment |
| US9246523B1 (en) | 2014-08-27 | 2016-01-26 | MagnaCom Ltd. | Transmitter signal shaping |
| JP6714095B2 (ja) * | 2016-10-28 | 2020-06-24 | 日本電信電話株式会社 | 光受信機、光受信方法、及び光通信システム |
| EP3952152A1 (en) * | 2017-03-24 | 2022-02-09 | Cable Television Laboratories, Inc. | System and methods for coherent pon architecture and burst-mode reception |
| US10607671B2 (en) * | 2018-02-17 | 2020-03-31 | Micron Technology, Inc. | Timing circuit for command path in a memory device |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4673979A (en) * | 1984-06-15 | 1987-06-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital data reproducing system |
| US5263033A (en) * | 1990-06-22 | 1993-11-16 | At&T Bell Laboratories | Joint data and channel estimation using fast blind trellis search |
| US5436928A (en) * | 1991-04-08 | 1995-07-25 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method and apparatus for equalizing transmission line characteristics which vary at high speed in mobile radio communication |
| JP2621685B2 (ja) * | 1991-05-29 | 1997-06-18 | 日本電気株式会社 | 適応型最尤系列推定装置 |
| JP2986261B2 (ja) * | 1991-10-14 | 1999-12-06 | 沖電気工業株式会社 | 適応最尤系列推定器 |
| US5285480A (en) * | 1991-09-03 | 1994-02-08 | General Electric Company | Adaptive MLSE-VA receiver for digital cellular radio |
| US5469452A (en) * | 1991-09-27 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Viterbi decoder bit efficient chainback memory method and decoder incorporating same |
| US5287067A (en) * | 1991-10-07 | 1994-02-15 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method and apparatus for demodulation with adaptive phase control in quasi-coherent detection |
| EP0637139B1 (en) * | 1993-01-19 | 2003-04-09 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Method for removing interference wave, receiver and communication system which use the method |
| GB2280800B (en) * | 1993-07-16 | 1997-11-12 | Plessey Semiconductors Ltd | Equalisation arrangement |
| US5724390A (en) * | 1994-03-02 | 1998-03-03 | Lucent Technologies Inc. | MLSE before derotation and after derotation |
-
1994
- 1994-12-14 EP EP95902947A patent/EP0684708B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-12-14 JP JP7510726A patent/JP2846959B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1994-12-14 WO PCT/JP1994/002092 patent/WO1995017052A1/ja active IP Right Grant
- 1994-12-14 US US08/416,858 patent/US5710792A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-12-14 DE DE69434518T patent/DE69434518T2/de not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 電子情報通信学会技術研究報告，ＲＣＳ９２−１１６〜１３１ Ｖｏｌ．９２，Ｎｏ．４１２（１９９３．１．２１）ｐ．２５−３０ |
| 電子情報通信学会論文誌，Ｂ−▲ＩＩ▼ Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ｂ−▲ＩＩ▼，Ｎｏ．１１（１９９０．１１．２５）ｐｐ．７３６−７４４ |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007537615A (ja) * | 2004-05-11 | 2007-12-20 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置、その制御方法、及びプログラム |
| US7715886B2 (en) | 2004-05-11 | 2010-05-11 | Panasonic Corporation | Method and apparatus of reduced power consumption in TDMA signal reception via backward output of input stream to eliminate receiver training period |
| JP2016506144A (ja) * | 2012-12-14 | 2016-02-25 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | マルチキャリア変調信号のための受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69434518D1 (de) | 2005-12-01 |
| US5710792A (en) | 1998-01-20 |
| EP0684708A4 (en) | 1997-06-04 |
| EP0684708B1 (en) | 2005-10-26 |
| WO1995017052A1 (fr) | 1995-06-22 |
| EP0684708A1 (en) | 1995-11-29 |
| DE69434518T2 (de) | 2006-06-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2846959B2 (ja) | 適応等化器 | |
| JP3100447B2 (ja) | 適応等化器および受信機 | |
| USRE42021E1 (en) | Equalizer performance enhancements for broadband wireless applications | |
| US5228060A (en) | Control unit for controlling modem used in receiver | |
| US6449320B1 (en) | Equalization with DC-offset compensation | |
| US5499268A (en) | Adaptive equalizer capable of compensating for carrier frequency offset | |
| JP2770626B2 (ja) | 適応受信機 | |
| US7006565B1 (en) | Hybrid soft and hard decision feedback equalizer | |
| JP2001069117A (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置及び伝搬路推定方法 | |
| US7305048B2 (en) | Burst mode receiver and method for stable reception of packet data on telephone line | |
| JP2004508771A (ja) | モバイル無線受信器の自動周波数補正 | |
| JPH1174942A (ja) | 無線受信装置 | |
| JP2007201729A (ja) | 適応等化器および受信装置 | |
| KR100442877B1 (ko) | ＨｏｍｅＰＮＡ를 위한 수신기에서의 채널 등화 및 반송파복원 시스템과 그 방법 | |
| JPH06268540A (ja) | ビタビ等化方法 | |
| JP2002344362A (ja) | 等化装置、受信装置、及び等化方法並びに受信方法 | |
| EP1130866B1 (en) | Correction of quadrature and gain errors in homodyne receivers | |
| WO2001024390A1 (fr) | Emetteur/recepteur | |
| JP2003283385A (ja) | 等化装置 | |
| JP4326972B2 (ja) | 周波数オフセット補償回路及び方法 | |
| JPH06188787A (ja) | 適応自動等化器 | |
| JPH11239083A (ja) | Ｑａｍ復調器 | |
| JP2003347977A (ja) | 等化装置 | |
| JPH0818492A (ja) | 遅延量推定型ｍｌｓｅ等化装置 | |
| JP6156603B1 (ja) | 復調装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071030 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081030 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091030 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101030 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111030 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121030 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131030 Year of fee payment: 15 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |