-
Technisches
Anwendungsgebiet
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen adaptiven Entzerrer,
der Übertragungsverzerrungen durch
adaptives Schätzen
der Übertragungsfunktion
eines Übertragungsweges
unterdrückt.
-
In
einem herkömmlichen
digitalen mobilen TDMA-Kommunikationssystem beispielsweise verursacht Mehrwegausbreitung
Intersymbolinterferenz, was manchmal zu einem Fehler bei der richtigen
Trägerrückgewinnung
durch eine Demodulatorschaltung (beispielsweise eine kohärente Detektorschaltung)
am Empfängerende
führen
kann. Um dies zu vermeiden, ist das Empfängerende herkömmlicherweise
mit einem lokalen Oszillator ausgestattet, der ein Referenz-Trägersignal
anstelle des wiederhergestellten Trägersignals erzeugt, und ein
adaptiver Entzerrer, der, basierend auf dem Referenz-Trägersignal,
eine quasi-kohärente
Demodulation durchführt
und die Übertragungsfunktion
des Übertragungsweges
zur Entzerrung schätzt,
wird benutzt, um die durch die oben erwähnte Intersymbolinterferenz
verursachte Verschlechterung der Übertragungsqualität zu unterdrücken. Als
typische adaptive Entzerrer sind bekannt (i) ein Decision-Feedback-Entzerrer,
der zu jedem Zeitpunkt ein Entscheidungssignal durch einen Filter,
der die Charakteristik des Übertragungsweges
simuliert, rückkoppelt,
um automatisch mehrwegverzögerte
Signalkomponenten zu enffernen, und zum nächsten Zeitpunkt eine Signalentscheidung
trifft, und (ii) ein adaptiver Entzerrer vom Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzungstyp,
der zu jedem Zeitpunkt alle Symbolsequenzkandidaten in sequentieller
Ordnung erzeugt, eine Kopie herstellt, indem er jeden Kandidaten
durch einen Filter schickt, der die Charakteristik des Übertragungsweges
simuliert, und, basierend auf einem Schätzungsfehler zwischen der Kopie
und dem ihr entsprechenden Empfangssignal, den Symbolsequenzkandidaten
mit der maximalen Likelihood schätzt.
-
Der
Letztere benötigt
eine größere Anzahl
an Operationen als der Erstere, ist diesem aber in Bezug auf die
Fehlerrate wesentlich überlegen.
-
1 ist
ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Empfängers zeigt,
der mit dem herkömmlichen
Entzerrer vom Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzungstyp ausgestattet ist.
In 1 wird ein Multiplizierer 6 an einem
Signaleingang mit einem burst-artigen Signal r(t) nach dem TDMA-Schema
und am anderen Signaleingang mit einem von einem lokalen Oszillator 7 ausgegebenen
Referenzträgersignal
mit in etwa der gleichen Frequenz ωc'/2π wie die
Trägerfrequenz ωc/2π des
Empfangssignals gespeist und multipliziert die Signale. Die Ausgabe
des Multiplizierers 6 wird in ein Tiefpassfilter (LPF) 8 eingespeist,
um ein Basisbandsignal (ein komplexes Signal, das eine Übertragungsverzerrung
enthält)
yb(t), das eine Differenzfrequenzkomponente ist,
zu extrahieren. Das durch eine solche quasi-kohärente Demodulation erhaltene,
Basisbandsignal yb(t) wird durch einen A/D-Wandler in ein digitales
Signal y(k) umgewandelt, welches in einen Eingang IN eines adaptiven
Entzerrers 10 eingespeist wird.
-
Wenn
wir das Empfangssignal r(t) mit einer Träger-Kreisfrequenz ωc als die Summe seiner Inphasekomponente
und seiner Quadraturkomponente durch folgende Gleichung ausdrücken r(t) = I(t)cosωct – Q(t)sinωct (1)und
die Kreisfrequenz und die Phase des vom lokalen Oszillator 7 ausgegebenen
Referenz-Trägersignals
als ωc' und θc' ausdrücken, dann
wird die Inphasekomponente des Ausgangssignals des Multiplizierers 6 durch die
folgende Gleichung ausgedrückt. r(t)cos(ωc't + θc')
= I(t)/2{cos[(ωc + ωc')t
+ θc']
+ cos[(–ωc' + ωc)t – θc']}
- Q(t)/2{sin[(ωc + ωc')t
+ θc']
+ sin[(–ωc' + ωc)t – θc']} (2)
-
Wenn
wir das von dem Tiefpassfilter 8 ausgegebene Basisbandsignal
yb(t) als die Summe seiner Inphasekomponente
und seiner Quadraturkomponente Re[yb(t)]
und Im[yb(t)] ausdrücken, wird die Inphasekomponente
Re[yb(t)] die Differenzfrequenzkomponente
der Gleichung (2) und kann deshalb durch folgende Gleichung ausgedrückt werden, Re[yb(t)]
= 1/2{I(t)cos(Δωct – θc') – Q(t)sin(Δωct – θc')} (3)wobei Δωc = ωc – ωc' ist.
Ebenso wird die Quadraturkomponente des Ausgangssignals des Multiplizierers 6 durch
folgende Gleichung ausgedrückt r(t){–sin(ωc't + θc')}
= –I(t)/2{sin[(ωc + ωc')t
+ θc'] – sin[(ωc – ωc')t – θc']}
+ Q(t)/2{cos[ωc – ωc')t – θc'] – cos[(ωc + ωc')t – θc']} (4)und die Differenzfrequenzkomponente
(die Quadraturkomponente des Modulationsbandsignals) Im[yb(t)] des Ausgangssignals des Tiefpassfilters 8 wird
durch folgende Gleichung ausgedrückt. Im[yb(t)]
= 1/2{I(t)sin(Δωct – θc')
+ Q(t)cos(Δωct – θc')} (5)
-
Wenn
die Symboldauer durch T repräsentiert
wird, tastet der A/D-Wandler 9 das Empfangs-Basisbandsignal yb(t) ab und wandelt es in digitale Signale
y(k) zu den Zeiten t = kT {k = 1, 2, 3, ...} um. Die Ausgabe y(k)
des A/D-Wandlers 9 wird durch die Summe seiner Inphasekomponenten
und seiner Quadraturkomponenten durch folgende Gleichung ausgedrückt. y(k) = yb(kT)
= Re[yb(kT)] + jIm[yb(kT)] (6)
-
Der
abgetastete Wert y(k) des Basisbandsignals wird in einen Pufferspeicher 11 geschrieben.
Das digitale Empfangs-Basisbandsignal y(k) wird von jetzt an als
ein Empfangs-Basisbandsignal oder einfach als ein Basisbandsignal
bezeichnet. Der Einfachheit halber nehmen wir weiterhin an, dass
das Empfangssignal jedes Bursts einen Rahmen bildet.
-
Übrigens
besteht der Rahmen eines Empfangssignals für jeden Burst im digitalen
TDMA-Funkverkehrssystem, wie in 2 gezeigt,
aus einem Trainingsfeld FT, in dem eine
Symbolfolge, die einer bekannten Bitsequenz, gleichbedeutend mit
einem Trainingssignal, entspricht, angeordnet ist, und einem Datenfeld
FD, in dem Datensignale auf das Trainingssignal
folgend angeordnet sind. Ein Steuersignalerzeugungsteil 12 wird
mit einem Synchronisationssignal SYN gespeist, das von einem nicht
gezeigten Synchronisationssteuerungsteil ausgegeben wird, welches
mit dem Empfangssignal-Rahmen
synchronisiert ist. Als Antwort auf ein Lese-/Schreibsteuersignal
CRW, das von dem Steuersignalerzeugungsteil 12 in
Synchronisation mit dem Synchronisationssignal SYN ausgegeben wird,
schreibt der Pufferspeicher 11 des adaptiven Entzerrers
in seine vorgegebenen Bereiche die abgetasteten Werte y(k) des Basisbandsignals
aus dem A/D-Wandler 9 einen nach dem anderen. Mit einem
auf dem Synchronisationssignal SYN basierenden Timing speist das
Steuersignalerzeugungsteil 12 weiterhin das Lese-/Schreibsteuersignal
CRW in den Pufferspeicher 11, liest
von dort die Abtastwerte y(k) des Basisbandsignals aus und speist
sie in einen Subtrahierer 13.
-
Der
Subtrahierer 13 berechnet die Differenz zwischen dem so
ausgelesenen Abtastwert y(k) des Basisbandsignals und einem geschätzten Empfangssignal
ye(k) aus einem Transversalfilter 18,
der die Ausbreitungscharakteristik des Übertragungsweges simuliert
und einen Schätzfehler ε ausgibt.
Der Schätzfehler ε wird sowohl
in ein Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 als auch
in einen Quadrierer 14 eingespeist. Der Quadrierer 14 erzeugt
das Quadrat des Betrages des Schätzfehlers ε und stellt
dieses Quadrat als Likelihood-Information einem Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 zur
Verfügung,
das beispielsweise mit dem Viterbi Algorithmus arbeitet.
-
Das
Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 gibt
sequenziell, entsprechend allen Zustandsübergangskandidaten für die Zustandsschätzung, komplexe
Symbolsequenzkandidaten aus. Das bedeutet, das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 berechnet
die Likelihood, die beispielsweise, in Übereinstimmung mit der für jeden
Kandidaten erhaltenen Likelihood-Information |ε|2,
durch –|ε|2 ausgedrückt
wird, führt
dann unter Benutzung der Likelihood eine Zustandsschätzung auf
der Basis des Viterbi Algorithmus durch, um dadurch eine Signalentscheidung
zu treffen, und gibt ein Entscheidungssignal an einem Anschluss
OUT aus.
-
Weiterhin
gibt das Steuersignalerzeugungsteil 12 ein Steuersignal
CTD aus, das mit dem Timing jedes Felds
des oben erwähnten
Rahmenformats einen anderen logischen Wert annimmt. Ein Schalter 16 antwortet auf
das Steuersignal CTD und schaltet zwischen
seinen Kontakten, durch welche das Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 und
der Transversalfilter 18 während der Dauer des Auslesens
des Trainingsfeldes FT des Rahmens des Basisbandsignals
aus dem Pufferspeicher 11 mit der Ausgabe des Trainingssignalspeichers 17 und während der
Dauer des Auslesens des Datenfeldes FD mit
einem Symbolsequenzkandidaten-Ausgang des Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteils 15 verbunden
sind. Dadurch werden während
der Dauer des Trainingsfeldes FD die komplexe
Symbolsequenz eines Trainingssignals (das durch die Modulation der
oben erwähnten
bekannten Bitsequenz auf die gleiche Weise wie auf der Senderseite
entsteht) aus dem Trainingssignalspeicher 17 und während der
Dauer des Datenfeldes FD die oben erwähnten komplexen
Symbolsequenzkandidaten in das Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 und
den Transversalfilter 18 eingespeist.
-
Basierend
auf der komplexen Symbolsequenz des Trainingssignals, das dazu während der
Dauer des Trainingsfeldes gegeben wird, und dem Schätzfehler ε schätzt das
Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 einen Abgriffskoeffizientenvektor
W = (w1, w2, ...,
wp) so, dass das Quadrat des Schätzfehlers ε minimiert
wird; folglich schätzt
das Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 Charakteristiken
des Übertragungsweges
und stellt im Transversalfilter 18 den Abgriffskoeffizientenvektor
W ein, der eine geschätzte
Impulsantwort des Übertragungsweges
darstellt. Der Transversalfilter 18 besitzt eine Ld-stufige
Ein-Symbol-Verzögerung,
die der maximalen Verzögerungszeit
(nachfolgend als eine Ld-Symbolzeit bezeichnet) eines verzögerten Weges,
der gegenüber
einem direkten Weg verzögert
ist, entspricht. Wenn wir ein komplexes Symbol zur Zeit t = kT als
x(k) bezeichnen, dann ist der Zustand S(k) zur Zeit t = kT eine
Sequenz von Ld selektierten, unmittelbar aufeinanderfolgenden, komplexen
Symbolen und lässt
sich durch folgende Gleichung ausdrücken S(k)
= {x(k – 1),
x(k – 2),
..., x(k – Ld
+ 1), x(k – Ld)}
-
Im
Falle des M-ären
PSK Schemas nimmt jedes komplexe Symbol einen von M Werten an; damit
ergibt sich die Gesamtzahl der Zustände S(k) als MLd.
Dementsprechend ist die Zahl der komplexen Symbolsequenzen, die
benutzt werden können,
ebenso MLd.
-
Der
Transversalfilter 18 faltet die komplexen Symbolsequenzkandidaten,
die von dem Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 über den
Schalter 16 während
der Dauer des Datenfeldes FD in ihn eingespeist werden,
und den oben erwähnten
Abgriffskoeffizientenvektor W, um Schätzwerte ye(k)
der gesendeten Symbole in sequentieller Ordnung zu erhalten. Das
geschätzte
Signal ye(k), das vom Transversalfilter 18 ausgegeben
wird, wird nachfolgend als Kopie bezeichnet. In der Mobilkommunikation
muss der Abgriffskoeffizientenvektor W auch während der Dauer des Datenfeldes
FD erneuert werden, weil er zeitlich schnell
veränderlichen Charakteristika
des Übertragungsweges
folgen muss. Um dies zu gewährleisten,
wird auch während
der Dauer des Datenfeldes FD der Abgriffskoeffizientenvektor
basierend auf jedem Auslesevorgang des abgetasteten Wertes y(k)
aus dem Pufferspeicher 11 adaptiv geschätzt, wodurch das Quadrat des
Schätzfehlers
für jeden Zustand
S(k), den das gesendete Signal annehmen könnte (den komplexen Symbolsequenzkandidaten
entsprechend), minimiert wird. Dann wird derjenige der dem komplexen
Symbolsequenzkandidaten für
jeden Zustand S(k) entsprechenden Abgriffskoeffizientenvektoren,
der vom Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 ausgegeben
wird, ausgewählt
und im Transversalfilter 18 als der Abtastwert y(k + 1),
der als nächstes
ausgelesen wird, eingestellt.
-
Wie
oben beschrieben, wird im adaptiven Entzerrer 10 die Likelihood
jedes wahrscheinlichen komplexen Symbolsequenzkandidaten berechnet
und die Berechnung der Schätzung
der Sequenz mit der maximalen Likelihood zur Auswahl des komplexen
Symbolsequenzkandidaten mit der maximalen Likelihood wird, beispielsweise
unter Benutzung des Viterbi Algorithmus, durchgeführt; somit
wird die Intersymbolinterferenz entfernt.
-
Übrigens,
wenn die Kreisfrequenz ωc des Empfangs-Trägersignals gleich der Kreisfrequenz ωc' des Referenzträgersignals
ist, Δω = 0, arbeitet
der adaptive Entzerrer gut. In der Praxis jedoch ist die Trägerfrequenz ωc/2π des
Senders unterschiedlich zur Referenzträgerfrequenz ωc'/2π des Empfängers, verursacht durch
Fehler in der Einstellung ihrer Trägergeneratoren, Temperaturveränderungen,
etc. Deshalb ist eine Trägerfrequenz-Offsetkomponente
im Basisbandsignal enthalten, die durch quasi-kohärente Demodulation
erzeugt wird und in den Entzerrer des Empfängers eingespeist wird; ihr
Betrag kann bis zu ± 1,5
kHz erreichen. Wenn eine solche große Frequenzkomponente Δωc existiert, rotiert die Phase des Basisbandes
mit der Zeit; der adaptive Entzerrer kann dieser Veränderung
nicht folgen, was eine schwerwiegende Verschlechterung seiner Anpassungscharakteristik
verursacht. Eine Methode, um solch eine Trägerfrequenz-Offsetkomponente
zu unterdrücken,
ist AFC, aber unter den Umständen
von schnellem Fading, Mehrwegverzögerungsverzerrung und Burst-Signalübertragung,
wie im Mobilfunk, arbeitet das herkömmliche AFC nicht zureichend.
-
Als
eine Lösung
des Problems wird beispielsweise von Yoshino et al., »Carrier
Acquisition Training (CAT) Equalizer for Mobile radio – High Performance
Carrier Frequency Offset Compensation – «, The transactions of the
Institue of Electronics, Information and Communication Engineers,
B-II, Vol. J74-B-II, No. 9, pp. 479–489, September 1991, vorgeschlagen,
den Trägerfrequenz-Offset
im adaptiven Decision-Feedback-Entzerrer zu kompensieren. Der in
dieser Literatur beschriebene trägerfrequenz-offsetkompensierte
Decision-Feedback-Entzerrer ist wie folgt konfiguriert: das Basisbandsignal,
das aus jedem empfangenen Burstsignal erhalten wird, wird einmal
in einem Pufferspeicher gehalten; die Abgriffskoeffizienten des
Feedbackfilters werden unter Benutzung des Trainingsfeldes des Basisbandsignals
während
der Ruhephase des Empfangssignals (während des Intervalls zwischen
den Burstsignalen) aus dem Pufferspeicher ausgelesen; die so bestimmten
Abgriffskoeffizienten werden im Feedbackfilter eingestellt und dasselbe
Trainingsfeld wird erneut ausgelesen; ein Phasenfehler zwischen
der Ausgabe des Entzerrers, die in das Entscheidungselement eingespeist
wird, und dem Trainingssignal wird ermittelt und dazu benutzt, die
Träger-Offsetfrequenz zu
schätzen; und
die Offsetfrequenz wird für
das Datenfeld, das als nächstes
aus dem Pufferspeicher ausgelesen wird, kompensiert. Dieser Entzerrer
ist konfiguriert wie in 3 gezeigt. Dieses Beispiel hat
mit dem Beispiel aus 1 die Anordnung gemeinsam, in
der das Empfangssignal r(t) für
jeden Burst im Multiplizierer 6 mit dem Referenzträger aus
dem lokalen Oszillator 7 multipliziert wird, die multiplizierte
Ausgabe in den Tiefpassfilter 8 zur quasi-kohärenten Demodulation
eingespeist wird und das so erhaltene empfangene Basisbandsignal
y(k) eines Rahmens in den Pufferspeicher 11 des Decision-feedback-Entzerrers,
bezeichnet allgemein als 10D, geschrieben wird.
-
Bei
dem in 3 dargestellten Decision-Feedback-Entzerrer 10D gibt
ein Offsetkorrekturerzeugungsteil 22 während der Dauer des ersten
Auslesevorgangs des Trainingsfeldes FT aus
dem Pufferspeicher 11 in seinem Anfangszustand einen festen
Wert aus. Ein vorhergehender oder nachfolgender Symbolentscheidungswert,
entschieden durch den Entscheidungsteil 34, wird über einen
Rückkopplungsfilter 32 in
einen Subtrahierer 33 gespeist, wo die Ausgabe des Rückkopplungsfilters 32 von
dem Ausgabesignal eines mit dem Basisbandsignals gespeisten Optimalwertfilters 31,
abgezogen wird, wodurch eine entzerrte Ausgabe yd(k)
erhalten wird, bei der die Störungen
durch Reflexion entfernt sind.
-
Die
entzerrte Ausgabe yd(k) wird zur Symbolentscheidung
in das Entscheidungsteil 34 gespeist, das einen Symbolentscheidungswert
d(k) ausgibt. Während
der Trainingsdauer des Empfangssignals ist der Schalter 16 mit
dem Trainingssignalspeicher 17 verbunden, und ein Subtrahierer 35 erzeugt
als Fehlersignal e(k) die Differenz zwischen dem Trainingssignal,
das von dem Trainingssignalspeicher ausgegeben wird, und der entzerrten
Ausgabe yd(k) und stellt es einem Koeffizientenberechnungsteil 36 zur
Verfügung.
Das Koeffizientenberechnungsteil 36 schätzt adaptiv Abgriffskoeffizienten
W1 und W2 der Filter 31 und 32 so, dass das Quadrat
des Fehlers minimiert werden kann. Als Nächstes werden die so ermittelten
Koeffizienten W1 und W2 in den Filtern 31 bzw. 32 eingestellt;
dann wird das gleiche Trainingsfeld FT nochmals
aus dem Speicher 11 ausgelesen und ein Phasenfehler θ(k) = arg{yd(k)/dT(k)} zwischen
der Phase der entsprechend erhaltenen entzerrten Ausgabe yd(k) und der des Trainingssignals dT(k) aus dem Trainingssignalspeicher 17 wird
durch ein Phasenfehlererfassungsteil 23 erfasst und in
das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 gespeist. Wie
aus den Gleichungen (3) und (5) klar ersichtlich, rotiert der Phasenwinkel Δωct der Offsetkomponente mit konstanter Geschwindigkeit
mit der Zeit; folglich rotiert der wie oben erwähnt ermittelte Phasenfehler θ(k) ebenso
mit konstanter Geschwindigkeit mit k. Das bedeutet, dass der Wert
des Phasenfehlers θ(k)
als lineare Funktion von k betrachtet werden kann. Dann kann das
Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22, beispielsweise
durch folgende Gleichung unter Benutzung der Methode der kleinsten
Fehlerquadrate, die Steigung der linearen Funktion als eine Offsetkreisfrequenz Δωe aus dem für jeden Wert von k = 1, ...,
N (N sei die Anzahl der Trainingssymbole) erfassten Phasenfehler θ(k) ableiten.
-
-
Darüber hinaus
erzeugt das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 unter
Benutzung der wie oben erwähnt
erhaltenen Offsetkreisfrequenz Δωe ein Offsetkorrektursignal z(k) = exp(–jΔωekt) mit einer Kreisfrequenz –Δωe und stellt während der Dauer des Datenfeldes
FD dieses Offsetkorrektursignal einem korrigierenden
Multiplizierer 21 zur Verfügung. Das aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesene
Basisbandsignal y(k) des Datenfeldes FD wird
im Multiplizierer 21 mit dem Korrektursignal z(k) = exp(–jΔωekt) multipliziert, wobei es unter Benutzung
der Gleichung (6) gemäß folgender
Gleichung korrigiert wird; das bedeutet, dass die Offsetkreisfrequenzkomponente Δωc im Basisbandsignal y(k) durch die im Korrektursignal
enthaltene Kreisfrequenz Δωe aufgehoben wird. y(k)exp(–jΔωeTk) = Re[y(k)]cos(ΔωeTk)
+ Im[y(k)]sin(ΔωeTk) + j{–Re(y(k)]sin(ΔωeTk} + Im[y(k)]cos(ΔωeTk)} (8)
-
Im
Falle des zweiten und der nachfolgend empfangenen Burstsignale werden
während
der Dauer des Trainingsfeldes FT die Abgriffskoeffizienten
W1 und W2 des Optimalwertfilters 31 und des Rückkopplungsfilters 32 aufgefrischt,
während
der korrigierende Multiplizierer 21 mit dem Korrektursignal
mit der Kreisfrequenz Δωe versorgt wird, das im vorhergehenden Rahmen
bestimmt wurde, und die Offsetkreisfrequenz Δωc wird
erneut auf die gleiche Weise wie oben erwähnt geschätzt; dieser Vorgang wird für jeden
Rahmen wiederholt, wodurch die Kreisfrequenz Δωe des
Korrektursignals nach und nach gegen die Offsetkreisfrequenz Δωc konvergiert.
-
Wie
oben beschrieben, wird in der Literatur durch Yoshino et al. beschrieben,
dass ein adaptiver Decision-Feedback-Entzerrer wie in 3 gezeigt
in der Lage ist, die Offsetfrequenz zu kompensieren. Jedoch macht
die Literaturstelle Yoshino et al. keine Angabe darüber, ob
oder wie das Schema der Frequenzoffsetkompensation auf den adaptiven
Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzungs-Entzerrer, der dem
Decision-Feedback-Entzerrer in Bezug auf die Güte der Bitfehlerrate überlegen
ist, angewandt werden kann.
-
JP-A-51-010617
offenbart einen adaptiven Entzerrer gemäß dem Oberbegriff von Anspruch
1. Das Dokument bezieht sich auf eine adaptive MLSE-Vorrichtung,
in welcher eine Offsetfrequenz des Empfangssignals kompensiert wird.
Spezieller ausgedrückt
erhalten wir in der bekannten Vorrichtung durch Erfassung der Phasendifferenz ΔΦn zwischen einem verzögerten Empfangssignal Crn–M und
einem Fehlersignal en–M eine geschätzte Offsetfrequenz ΔEΦ.
-
Ein
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen adaptiven Entzerrer
zu Verfügung
zu stellen, der eine erhöhte
Genauigkeit der Likelihood-Information aufweist, die für die Schätzung der
Sequenz mit der maximalen Likelihood notwendig ist.
-
Offenbarung
der Erfindung
-
Dieses
Ziel wird durch einen adaptiven Entzerrer, wie in Anspruch 1 beansprucht,
erreicht. Bevorzugte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
-
Wie
oben erwähnt,
ist gemäß vorliegender
Erfindung im adaptiven Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzungs-Entzerrer
das Phasenfehlerermittlungsteil gestaltet, um den Phasenfehler zwischen
dem durch quasi-kohärente
Demodulation erhaltenen Basisbandsignal und dem vom Transversalfiltermittel,
das eine geschätzte
Charakteristik des Übertragungsweges
besitzt, ausgegebenen geschätzten
Empfangssignal zu ermitteln. Der auf diese Weise erfasste Phasenfehler
kann benutzt werden, um die Offsetkreisfrequenz zu schätzen. Dies
ermöglicht
es, den im Basisband enthaltenen Trägerfrequenz-Offset – ebenso
gut wie die Offsetkompensation des konventionellen Decision-Feedback-Entzerrers – zu entfernen
und die Güte
der für
die Schätzung
der Sequenz mit der maximalen Likelihood notwendigen Likelihood-Information
zu verbessern. Folglich kann ein Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzungs-Mittel
stabil und mit Genauigkeit das Entscheidungssignal und das geschätzte Signal
erzeugen, selbst wenn der Trägerfrequenz-Offset
groß ist.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
1 ist
ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration eines Empfängers mit
einem herkömmlichen
Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzungs-Entzerrer
zeigt.
-
2 ist
ein Diagramm, das das Rahmen-Format von Signalen zeigt.
-
3 ist
ein Blockdiagramm, das einen adaptiven Decision-Feedback-Entzerrer
mit einer herkömmlichen
Offsetfrequenzkorrekturfunktion zeigt.
-
4 ist
ein Diagramm, das eine erste Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung
veranschaulicht.
-
5 ist
ein Blockdiagramm, das eine zweite Ausgestaltung der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht.
-
6 ist
ein Blockdiagramm, das eine dritte Ausgestaltung der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht.
-
Die beste Art, die Erfindung
auszuführen
-
4 veranschaulicht
in Blockform eine erste Ausgestaltung des adaptiven Entzerrers gemäß der vorliegenden
Erfindung, zusammen mit der Konfiguration einer quasi-kohärenten Demodulation.
In 4 sind die Teile, die denjenigen in 1 und 3 entsprechen,
mit den gleichen Referenznummern versehen.
-
Der
Entzerrer 10 dieser Ausgestaltung besitzt in der in 1 dargestellten
Konfiguration des herkömmlichen
adaptiven Entzerrers 10 den korrigierenden Multiplizierer 21,
der die Offsetkorrektur durch Multiplikation des Basisbandsignals
y(k) aus dem Pufferspeicher 11 mit dem Korrektursignal
durchführt,
das Phasenfehlererfassungsteil 23, das den Phasenfehler θ(k) zwischen
dem korrigierten Basisbandsignal y'(k) und dem geschätzten, vom Transversalfilter 18 ausgegeben
Empfangssignal (der Kopie) ye(k) erfasst
und das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22, das unter
Benutzung des ermittelten Phasenfehlers θ(k) die Offsetkreisfrequenz Δωc schätzt
und das Offsetkorrektursignal z(k) = {–jΔωekT},
das eine Kreisfrequenz mit entgegengesetzter Rotation zur berechneten
Kreisfrequenz, die es aufhebt, besitzt, erzeugt, wobei das Offsetkorrektursignal
in den korrigierenden Multiplizierer 21 eingespeist wird.
Das auf diese Weise der Frequenzoffsetkorrektur unterworfene Basisbandsignal
wird in den Subtrahierer 13 eingespeist, gefolgt von der
gleichen Verarbeitung wie in 1.
-
Der
adaptive Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzungs-Entzerrer 10 dieser
Ausgestaltung unterscheidet sich vom adaptiven Decision-Feedback
Entzerrer 10D des Beispiels in 3 insofern,
als, während der
Dauer des Trainingsfeldes, der letztere den Phasenfehler θ(k) zwischen
dem Trainingssignal und dem empfangenen Basisbandsignal yd(k), aus dem die Mehrwegverzögerungsstörung entfernt
wurde, berechnet, während
der erstere den Phasenfehler θ(k)
zwischen dem geschätzten
Empfangssignal (der Kopie) y(k), das erhalten wird, indem dem Trainingssignal
die Mehrwegverzögerungsverzerrung
auf der Basis der Charakteristik des Übertragungsweges verliehen
wird, und dem offsetkorrigierten Basisbandsignal berechnet.
-
Die
Arbeitsweise dieser Ausgestaltung wird nachfolgend beschrieben.
Das. empfangene Basisbandsignal y(k) jedes Rahmens wird über den
Tiefpassfilter 8 und den A/D-Wandler 9 aus dem
Multiplizierer 6 auf die gleiche Art und Weise wie in 1,
die dem Stand der Technik entspricht, in den Pufferspeicher 11 geschrieben.
Das Schreiben und Lesen des Pufferspeichers 11, die Verbindung
des Schalters 16 und die Taktung der Arbeit des Abgriftskoeffizientensteuerungsteils 19 werden
durch die Steuersignale CRW und CTD gesteuert, die vom Steuersignalerzeugungsteil 12 ausgegeben
werden.
-
Nehmen
wir an, dass im Anfangszustand das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 einen
vorher festgesetzten festen Wert (zum Beispiel »1«, der Einfachheit halber)
als Offsetkorrektursignal z(k) erzeugt und an den korrigierenden
Multiplizierer 21 ausgibt. Lassen Sie uns entsprechend
annehmen, dass im Anfangszustand das aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesene
Basisbandsignal y(k) intakt als Ausgabe y'(k) des korrigierenden Multiplizierers 21 zur
Verfügung
gestellt wird. Wenn, unter Benutzung des Synchronisationssignals SYN
als Zeitreferenz, durch Erkennung des Rahmens, vorher beschrieben
in 2, erkannt wird, dass die burstartigen empfangenen
Basisbandsignale eines Rahmens alle in den Pufferspeicher 11 geschrieben
wurden, speist das Steuersignalerzeugungsteil 12 in der
gleichen Weise wie im Beispiel nach dem Stand der Technik ein Lese-/Schreibsteuersignal
CRW in den Pufferspeicher 11, um
dessen Auslesen zu starten. Zur selben Zeit speist das Steuersignalerzeugungsteil 12 das
Schalt-Steuersignal CTD in den Schalter 16;
während
der Dauer, über
die das Trainingsfeld FT im Basisbandsignal
y(k) aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesen wird, ist der Schalter 16 mit
der Seite des Trainingssignalspeichers 17 verbunden, aus
dem die Symbolsequenz dT(k) des Trainingssignals
ausgelesen wird und in den Transversalfilter 18 eingespeist
wird. Die Ausgabe ye(k) des Transversalfilters 18 (das
geschätzte
Empfangssignal) wird in den Subtrahierer 13 gespeist. Der
Subtrahierer berechnet während
der Dauer des Trainingsfeldes FT einen Schätzfehler ε = y'(k) – ye(k) zwischen dem Basisbandsignal y'(k) = y(k), das aus
dem Pufferspeicher 11 über
den Multiplizierer 21 gespeist wird, und dem geschätzten Empfangssignal
ye(k) aus dem Transversalfilter 18;
der Schätzfehler
wird in das Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 gespeist.
Das Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 schätzt adaptiv
den Abgriffskoeffizientenvektor W so, dass das Quadrat der Betrage
des Schätzfehlers ε minimal
werden kann; der geschätzte Abgriffskoeffizientenvektor
wird im Transversalfilter 18 eingestellt. Der Abgriffskoeffizientenvektor
W repräsentiert
eine geschätzte
Impulsantwort des Übertragungsweges.
-
Nachdem
so der auf der Basis des Trainingsfeldes FT bestimmte
Abgriffskoeffizientenvektor W im Transversalfilter 18 eingestellt
ist, wird dasselbe Trainingsfeld FT nochmals
aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesen und gleichzeitig das
Trainingssignal dT(k) über den Schalter 16 in
den Transversalfilter 18 gespeist, und das Phasenfehlererfassungsteil 23 führt eine
Phasenfehlererfassung durch. Das heißt, das Phasenfehlererfassungsteil 23 empfängt das
Signal y(k) des Trainingsfeldes FT als das
Signal y'(k) über den
korrigierenden Multiplizierer 21 und das Trainingssignal
dT(k) über
den Transversalfilter 18 als das geschätzte, einer Übertragungsverzerrung
unterworfene Empfangssignal ye(k); das Phasenfehlererfassungsteil 23 erfasst
den Phasenfehler θ(k)
zwischen den Signalen y'(k)
und ye(k). Der Phasenfehler wird über folgende
Gleichung berechnet θ(k) = arg{y'(k)/ye(k)) (9)
-
Nehmen
wir im übrigen
an, dass y'(k) und
ye(k) als komplexe Ausdrücke dargestellt sind, wobei
die Inphasenkomponente durch den Realteil und die Quadraturkomponente
durch den Imaginärteil
repräsentiert wird,
und dass arg(x) den Phasenwinkel einer komplexen Zahl, angegeben
in Polarkoordinaten, repräsentiert.
-
Wie
im Fall des Beispiels in 3 berechnet das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 in
der Annahme, dass eine Änderung
des Phasenfehlers θ(k),
der für
jede Abtastwertnummer k während
der Dauer des Trainingsfeldes FT wie oben
angegeben berechnet wird, als eine lineare Funktion von k gegeben
ist, die Steigung ΔωeT der linearen Funktion durch folgende Gleichung
entsprechend der Gleichung (7) beispielsweise unter Benutzung der
Methode der kleinsten Fehlerquadrate.
-
-
Da
darüber
hinaus die Steigung Δωe dem geschätzten Wert der Offsetkomponente Δωc der Trägerkreisfrequenz ωc, die im oben erwähnten Basisbandsignal y(k)
(der Differenz zwischen der Trägerkreisfrequenz ωc des Empfangssignals und der Kreisfrequenz ωc' des
Referenzträgers
des lokalen Oszillators 7) enthalten ist, entspricht, erzeugt
das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 das Offsetkorrekutrsignal
z(k) = exp{–jΔωekT}, das eine Kreisfrequenz –Δωe besitzt, die gleich dem Betrag des geschätzten Wertes,
jedoch mit der entgegengesetzten Rotationsrichtung, ist.
-
Als
nächstes
wird der Schalter 16 mit dem Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 verbunden und
das Auslesen des Datenfeldes aus dem Pufferspeicher 11 wird
gestartet; das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 erzeugt
auf jedes ausgelesene Signal y(k) hin für jede Abtastwertnummer k einen
Symbolsequenzkandidaten und stellt ihn dem Transversalfilter 18 über den
Schalter 16 zu Verfügung.
Das aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesene Signal y(k) wird
im Multiplizierer 21 mit dem Offsetkorrektursignal z(k)
multipliziert, der, wie im Fall der Gleichung (8), ein korrigiertes
Signal y'(k) erzeugt
und in den Subtrahierer 13 einspeist. Der Subtrahierer 13 berechnet
als Schätzfehler ε die Differenz
zwischen dem korrigierten Signal y'(k) und der vom Transversalfilter 18 ausgegebenen
Kopie ye(k); der Schätzfehler wird in das Quadrierteil 14 eingespeist.
Das Quadrierteil 14 speist als Likelihood-Information das
Quadrat |ε|2 des Betrages des Fehlers ε in das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15.
Das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 bestimmt, beispielsweise
auf der Basis des Viterbi Algorithmus, den zum Zustandsübergang
der größten Wegmetrik
gehörigen
Symbolsequenzkandidaten; dann entscheidet das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 ein Symbol
zu einem Zeitpunkt, der eine vorgegebene Anzahl von Symbolen zurückliegt,
und gibt die Ausgabe, die es entschieden hat, am Ausgang OUT aus.
-
Was
jeden der folgenden empfangenen Rahmen betrifft, wird der Abgriffskoeffizientenvektor
W auf die gleiche Weise wie oben beschrieben berechnet, indem das
Trainingsfeld FT unter Beibehaltung der
Kreisfrequenz –Δωe des Offsetkorrektursignals z(k), das im
direkt vorhergehenden Rahmen bestimmt wurde, ausgelesen wird und
der Abgriffskoeffizientenvektor W für den Transversalfilter 18 mit
dem berechneten Wert aktualisiert wird. Weiterhin wird dasselbe
Trainingsfeld FT erneut ausgelesen, dann
wird der Phasenfehler θ(k)
für jeden
Abgriff wie oben beschrieben ermittelt, und die geschätzte Offsetkreisfrequenz Δωe wird auf der Basis des gefundenen Phasenfehlers
mit Gleichung (10) berechnet und zum zuvor geschätzten Wert addiert, um dadurch
die Kreisfrequenz –Δωe des Offsetkorrektursignals z(k) zu aktualisieren.
Nachdem der Abgriffskoeffizientenvektor W und die Kreisfrequenz –Δωe des Korrektursignals auf diese Weise aktualisiert
wurden, wird das Datenfeld FD aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesen
und die Symbolentscheidung durch Schätzung der Sequenz mit der maximalen
Likelihood getroffen. Um mit schnellen Veränderungen in der Übertragungscharakteristik
umzugehen, wird, wenngleich nicht im Detail beschrieben, die Aktualisierung
des Abgriffskoeffizientenvektors W, wie weiter oben mit Hinweis
auf 1 beschrieben, nicht nur während der Dauer des Trainingsfeldes
durchgeführt,
sondern auch während
der Dauer des Datenfeldes.
-
Während die
obige Beschreibung für
den Fall gegeben wurde, in dem das Trainingsfeld FT jedes
Rahmens des Basisbandsignals y(k) zweimal aus dem Pufferspeicher
gelesen wird, der Abgriffskoeffizientenvektor W und die geschätzte Offsetkreisfrequenz Δωe ermittelt und ihre vorhergehenden Werte
aktualisiert werden, ist es möglich,
den Abgriffskoeffizientenvektor W und die geschätzte Offsetkreisfrequenz Δωe mit einem höheren Grad an Genauigkeit zum
Konvergieren zu bringen, indem sie für dasselbe Trainingsfeld mehrfach
abwechselnd aktualisiert werden. In der Praxis konnte Ihre Konvergenz
durch zweifache Wiederholung der Aktualisierung sehr merklich verbessert
werden; selbst wenn die Aktualisierung öfter wiederholt wurde, konnte die
Konvergenzgenauigkeit nur noch wenig verbessert werden.
-
Wie
oben beschrieben wurde, wird der durch den Offset der Trägerfrequenz ωc/2π verursachte
Phasenfehler θ(k)
gemäß dieser
Ausgestaltung zwischen dem Basisbandsignal y'(k) und der Kopie ye(k)
auf der Basis des Inhalts des Trainingsfeldes FT während der
Dauer der Trainingsperiode erfasst, und die erfassten Werte können benutzt
werden, um die geschätzte
Offsetkreisfrequenz Δωe zu bestimmen; auf diese Weise ist es im
adaptiven Entzerrer, der das Schema der Schätzung der Sequenz mit der maximalen
Likelihood benutzt, möglich,
die Frequenzoffsetkomponente zu korrigieren und so die durch die
Offsetkomponente verursachte Verschlechterung der Übertragungsqualität zu unterdrücken.
-
5 illustriert
in Blockform eine zweite Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
In 5 sind die Teile, die in Funktion und Konstruktion
identisch mit denen in 4 sind, mit den gleichen Bezugszeichen
wie in 4 versehen und werden nicht beschrieben.
-
Das
strukturelle Merkmal der Ausgestaltung von 5 liegt
in der Einfügung
eines Speicherauswahlteils 24 zwischen dem Ausgang des
Transversalfilters 18 und dem einen Eingang des Phasenfehlererfassungsteils 23 und
einer Verzögerungsschaltung 25 zwischen
dem Ausgang des korrigierenden Multiplizierers 21 und dem
anderen Eingang des Phasenfehlererfassungsteils 23 in der
Ausgestaltung des adaptiven Entzerrers in 4. Das funktionelle
Merkmal dieser Ausgestaltung liegt darin, dass die Ausgestaltung
in 4 das aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesene
Trainingsfeld FT benutzt, um die geschätzte Offsetkreisfrequenz Δωe zu bestimmen, während die Ausgestal tung der 5 das
Datenfeld FD benutzt, um die geschätzte Offsetkreisfrequenz Δωe zu berechnen.
-
In 5 ist
die Arbeitsweise vom Multiplizierer 6 zum Pufferspeicher 11 über den
Tiefpassfilter 8 und den A/D Wandler 9 in jedem
Stadium die gleiche wie im Fall von 1. Ebenso
wird in dieser Ausgestaltung angenommen, dass das Basisbandsignal
y(k), das zu jedem empfangenen Burst erhalten wird, einen Rahmen, wie
in 2 dargestellt, bildet. Darüber hinaus werde angenommen,
dass im Anfangszustand das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 einen
festen Wert ausgibt, und dadurch, wie weiter oben beschrieben, y(k)
= y'(k) gilt.
-
Das
Steuersignalerzeugungsteil 12 erkennt unter Benutzung des
Synchronisationssignals als Zeitreferenz das Rahmen-Format aus 2,
und sobald Abtastwerte über
die Dauer eines Rahmens in den Pufferspeicher 11 geschrieben
sind, schaltet die Steuersignalerzeugungsschaltung, ebenso wie der
herkömmliche in 1,
den Schalter 16 um, um ihn mit dem Trainingssignalspeicher 17 zu
verbinden. Das Trainingssignal dT(k) wird
durch den Trainingssignalspeicher 17 in den Transversalfilter 18 gespeist,
während
gleichzeitig Abtastwerte y(k) des Basisbandsignals des Trainingsfeldes
FT sequentiell aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesen werden,
und der Abgriffskoeffizientenvektor W des Transversalfilters 18 wird,
wie weiter oben in 1 beschrieben, im Abgriffskoeffizientensteuerungsteil 19 bestimmt.
Der so bestimmte Abgriffskoeffizientenvektor W wird im Transversalfilter 18 eingestellt,
dann wird der Schalter 16 mit der Seite des Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteils 15 verbunden,
gefolgt vom Start des Auslesens des Datenfeldes FD aus
dem Pufferspeicher 11.
-
Wie
im Fachgebiet bekannt, stellt auf jedes Auslesen des Abtastwertes
y(k) des Datenfeld FD aus dem Pufferspeicher 11 hin
das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 alle Symbolsequenzkandidaten
einen nach dem anderen über
den Schalter 16 dem Transversalfilter 18 zur Verfügung; sobald
jeder komplexe Symbolsequenzkandidat in den Transversalfilter 18 gespeist
ist, wird das Quadrat des Betrages des Schätzfehlers zwischen dem Basisbandsignal
(das ja die Ausgabe des korrigierenden Multiplizierers 21 ist)
y'(k) und der Kopie
ye(k) als Likelihood-Information aus dem
Subtrahierer 13 und dem Quadrierer 14 erhalten.
Zur selben Zeit wird die Kopie ye(k) zu
der Zeit des in den Transversalfilter 18 eingespeisten
Symbolsequenzkandidaten im Speicherauswahlteil 24 in Entsprechung
zu diesem Kandidaten gespeichert. Für den Fall, in dem beispielsweise
mit dem Viterbi-Algorithmus gearbeitet wird, berechnet das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 auf der
Basis der für
jeden Symbolsequenzkandidaten erhaltenen Likelihood Information
Ast-Metriken für
alle Äste aus,
durch welche man jeden Zustand S(k), den ein Empfangssignal zum
gegenwärtigen
Zeitpunkt annehmen darf, erreicht. Ein Weg, der die maximale Weg-Metrik
hat, bleibt für
jeden Zustand übrig,
und der Weg zu jedem Zustand und seine Weg-Metrik werden in einem
nicht gezeigten internen Speicher gespeichert. In diesem Beispiel
wird angenommen, dass der Weg bis zu einem bestimmten Zeitpunkt
einer vorher festgesetzten Trunkierlänge L gespeichert wird. Das
Symbol, das zu einem L Symbole zurückliegenden Zeitpunkt entschieden wurde,
wird als das Ergebnis der Entscheidung für das zu dem Symbolsequenzkandidaten,
der zu diesem Zeitpunkt die maximale Weg-Metrik hat, gehörigen Symbol
in den Ausgang OUT eingespeist.
-
Nehmen
wir an, dass M eine vorher festgelegte ganze Zahl größer als
1 aber kleiner als L repräsentiert,
und weiterhin, dass das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 dem
Speicherzugriffsfrei gabeteil 24 Information zur Verfügung stellt,
die angibt, welcher Symbolsequenzkandidat zum gegenwärtigen Zeitpunkt
die maximale Weg-Metrik hat (diese Information wird nachfolgend
als Quasientscheidungsinformation bezeichnet). Das Speicherauswahlteil 24 liest
die Kopie ye(k – M), die zu dem Symbolsequenzkandidaten,
der durch die Quasientscheidungsinformation repräsentiert wird, gehörig gespeichert
ist, aus und speist sie in das Phasenfehlererfassungsteil 23.
Andererseits wird die Verzögerung
der Verzögerungsschaltung 25 auf
M Symbole eingestellt; dadurch gibt die Verzögerungsschaltung y'(k – M) aus
und speist es in das Phasenfehlererfassungsteil 23. Das
Phasenfehlererfassungsteil 23 erfasst den Phasenfehler ≅≅θ(k – M) = arg{y'(k – M)/ye(k – M)} zwischen
der Kopie ye(k – M) und dem Abgriff des Basisbandes
y'(k – M) zu
der M Symbole zurückliegenden Zeit
und speist den erfassten Phasenfehler in den das Offsetkorrekturerzeugungsteil 22.
Nehmen wir an, dass die Offsetkreisfrequenz zu dem gegenwärtigen Abtastpunkt
k Δωe(k) ist und die geschätzte Offsetkreisfrequenz zu
einem Abtastpunkt (k – 1),
einen Abtastpunkt vorher, Δωe(k – 1)
ist, dann berechnet das Offsetkorrekturerzeugungsteil 22 die
geschätzte
Offsetkreisfrequenz Δωe(k) sequentiell für jede Abtastwertnummer k nach
folgender Gleichung. Δωe(k) = Δω2(k – 1) – μθ(k – M)/T (11)
-
Durch
Wiederholen der sequentiellen Berechnung nach Gleichung (11) konvergiert
die geschätzte
Offsetkreisfrequenz Δωe(k) gegen Δωc(k).
In Gleichung (11) ist μ eine
vorher bestimmte positive Schrittweite; wenn die Schrittweite μ groß gewählt wird,
wird die Konvergenz schnell, ist aber wahrscheinlich durch Rauschen
verschlechtert.
-
Basierend
auf der wie oben erwähnt
sequenziell erhaltenen geschätzten
Offsetkreisfrequenz Δωe(k) erzeugt das Offsetkorrekturerzeugungsteil 22 nach
und nach das Offsetkorrektursignal z(k) = exp{–jΔωe(k)Tk} der
Kreisfrequenz –Δωe(k), dessen Betrag gleich dem geschätzten Wert
ist, jedoch mit der entgegengesetzten Rotationsrichtung, während das
Signal gleichzeitig sequenziell aktualisiert wird.
-
Der
Multiplizierer 21 multipliziert das Basisbandsignal y(k)
aus dem Pufferspeicher 11 mit dem Offsetkorrektursignal
z(k), wodurch eine Korrektur stattfindet, die die Komponente der
Offsetkreisfrequenz Δωc, die im Basisbandsignal y(k) enthalten
ist, nach (Δωc – Δωe) verschiebt. Je mehr die geschätzte Offsetkreisfrequenz Δωe nach Δωc konvergiert, desto mehr vermindert sich
der Offset. Dadurch wird die Verschlechterung der Übertragungsqualität durch
den Frequenzoffset unterdrückt.
-
Obwohl
diese Ausgestaltung den geschätzten
Wert der Offsetkomponente der Trägerfrequenz
durch Anwendung des LMS-Algorithmus berechnet, ist die vorliegende
Erfindung nicht an einen speziellen Algorithmus dieser Art gebunden;
es ist beispielsweise, wie im Fall der Ausgestaltung nach 4,
ebenso möglich, den
Phasenfehler θ(k – M) für eine Folge
von Abtastwerten y(k), k = i, i + 1, ..., i + K – 1 eines vorherbestimmten Teils
des Datenfeldes FD zu ermitteln und die
geschätzte
Offsetkreisfrequenz Δωe unter Benutzung der Gleichung (10) zu berechnen.
Der Wert K ist eine ganze Zahl, die kleiner oder gleich der Anzahl
der Symbole (die Anzahl der Abtastwerte) des Datenfeldes FD und größer oder
gleich 2 ist. Falls K größer oder
gleich der Hälfte der
Anzahl der Abtastwerte des Datenfeldes ist, kann die geschätzte Offsetkreisfrequenz
auch mehrfach durch die Methode der kleinsten Fehlerquadrate der
Gleichung (10) aktualisiert werden. Ebenso kann in dieser Ausgestaltung
vorgesehen werden, dass der Abgriffskoeffizientenvektor durch Benutzung
des Datenfeldes FD sequenziell aktualisiert
wird. Weiterhin könnte
ebenfalls in dieser Ausgestaltung vorgesehen werden, dass der Abgriffskoeffizientenvektor
während
der Dauer des Datenfeldes sequenziell aktualisiert wird.
-
6 veranschaulicht
in Blockform eine dritte Ausgestaltung des adaptiven Entzerrers
gemäß der vorliegenden
Erfindung, welche dafür
ausgelegt ist, sowohl die Ermittlung der geschätzten Offsetkreisfrequenz Δωe durch Benutzung des Trainingsfeldes FT wie die Ausgestaltung aus 4 als
auch die Ermittlung der geschätzten
Oftsetkreisfrequenz Δωe durch Benutzung des Datenfeldes FD wie die Ausgestaltung aus 5 auszuführen. Die
Teile, die denen in den 4 und 5 entsprechen,
sind durch die gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Ausgestaltung
der 6 besitzt eine Konfiguration, in der in die Ausgestaltung
der 5 ein Schalter 26 zwischen das Speicherauswahlteil 24 und
das Phasenfehlererfassungsteil 23 eingefügt ist,
um die jeweils gewählte
Ausgabe des Transversalfilters 18 und des Speicherauswahlteils 24 in
den einen Eingang des Phasenfehlererfassungsteils 23 einzuspeisen.
Weiterhin ist ein Schalter 27 zwischen die Ausgabe der
Verzögerungsschaltung 25 und
den anderen Eingang des Phasenfehlererfassungsteils 23 eingefügt, um die
jeweils gewählte
Ausgabe des korrigierenden Multiplizierers 21 und die Ausgabe
der Verzögerungsschaltung 25 in
das Phasenfehlererfassungsteil 23 einzuspeisen.
-
Unter
der Kontrolle des Steuersignalerzeugungsteils 12 wird der
Schalter 16 mit der Seite des Trainingssignalspeichers 17,
der Schalter 26 mit der Seite des Transversalfilters 18 und
der Schalter 27 mit der Seite des korrigierenden Multiplizierers 21 verbunden.
Wie in der Ausgestaltung der 4 wird das
Trainingsfeld FT erst aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesen,
dann wird das Trainingssignal dT(k) aus
dem Trainingssignalspeicher 17 ausgelesen und der zugehörige Abgriffskoeffizientenvektor
W bestimmt. Der so erhaltene Abgriffskoeffizientenvektor W wird
im Transversalfilter 18 eingestellt, dann wird das Trainingsfeld
FT erneut aus dem Pufferspeicher 11 ausgelesen,
und zur selben Zeit wird das Trainingssignal dT(k)
aus dem Trainingssignalspeicher 17 ausgelesen und die geschätzte Offsetkreisfrequenz Δωe wird so erfasst. Auf der Basis der so erfassten
geschätzten
Offsetkreisfrequenz Δωe wird das Offsetkorrektursignal z(k) = exp{–jΔωe(k)Tk} in den korrigierenden Multiplizierer 21 eingespeist.
-
Als
nächstes
wird der Schalter 16 mit der Seite des Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteils 15,
der Schalter 26 mit der Seite des Teils zur Speicherzugriffsfreigabe 24 und
der Schalter 27 mit der Seite der Verzögerungsschaltung 25 verbunden.
Dann führt
das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 auf
jedes Auslesen des Abtastwertes y(k) des Datenfeldes FD aus
dem Pufferspeicher 11 hin, mittels der Schätzung der Sequenz
mit der maximalen Likelihood wie in der Ausgestaltung in 5,
eine Symbolentscheidung für
den vom korrigierenden Multiplizierer 21 ausgegebenen Abtastwert
y'(k) durch. Zur
selben Zeit wird Information, die den komplexen Symbolsequenzkandidaten,
der zum jetzigen Zeitpunkt die maximale Wegmetrik besitzt, kennzeichnet,
in das Speicherauswahlteil 24 eingespeist und die zugehörige M Symbole
zurückliegende
Kopie ye(k – M) wird von dort ausgelesen
und in das Phasenfehlererfassungsteil 23 eingegeben, wo
der Phasenfehler θ(k – M) zwischen
dieser und dem M Symbole zurückliegenden
korrigierten Abtastwert y'(k – M) erfasst
wird. Das Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 berechnet
auf der Basis des Phasenfehlers die geschätzte Offsetfrequenz Δωe und speist das zugehörige Offsetkorrektursignal
z(k) in den korrigierenden Multiplizierer 21. Wie in den
Ausgestaltungen 4 und 5 kann der Abgriffskoeffizientenvektor
W ebenso während
der Dauer des Datenfeldes FD aktualisiert
werden.
-
Obwohl
die Ausgestaltungen in Verbindung mit dem Fall, wo der Vorgang der
Signalentscheidung durch den Viterbi-Algorithmus durchgeführt wird,
beschrieben wurden, ist die vorliegende Erfindung nicht an einen
speziellen dieser Algorithmen gebunden; solange ein äquivalenter
Signalentscheidungsprozess mit der gewünschten Geschwindigkeit sicher
ausgeführt
wird, kann mit jedem Algorithmus zur Schätzung der Sequenz mit der maximalen
Likelihood gearbeitet werden.
-
In
den oben beschriebenen Ausgestaltungen wird das Signal auf der Basis
des vom lokalen Oszillator 7 erzeugten Trägersignals
direkt in das Basisband umgewandelt; jedoch ist die vorliegende
Erfindung nicht an eine solche spezielle Konfiguration gebunden
und ist beispielsweise ebenso für
einen Empfängertyp
anwendbar, der das Empfangssignal nach Umwandlung in ein Zwischenfrequenzsignal
einer gewünschten
Frequenz detektiert.
-
Obwohl
jede der oben beschriebenen Ausgestaltungen die Methode der kleinsten
Fehlerquadrate des LMS-Algorithmus benutzt, um im Offsetkorrektursignalerzeugungsteil 22 die
Offsetkomponente Δωe auf der Basis des Phasenfehlers θ(k) oder θ(k – M), der
durch das Phasenfehlererfassungsteil 23 berechnet wurde, zu
berechnen, ist die vorliegende Erfindung darüber hinaus nicht an eine spezielle
solche Rechenmethode gebunden; jede Rechenmethode kann benutzt werden,
solange die Berechnung auf der Basis der zeitlichen Veränderung
der Phasendifferenz mit einer gewünschten Geschwindigkeit sicher
und mit gewünschter
Genauigkeit durchgeführt
wird.
-
Wie
oben beschrieben, kann die geschätzte
Offsetkreisfrequenz Δωe gemäß vorliegender
Erfindung durch Ermittlung des Phasenfehlers zwischen dem geschätzten Empfangssignal
(der Kopie) und dem korrigierten Abtastwert des Basisbandsignals
in das Phasenfehlererfassungsteil 23 berechnet werden;
folglich kann die Offsetfrequenzkomponente im Basisbandsignal unterdrückt werden.
Dadurch kann der Schätzfehler im
Subtrahierer 13 mit hoher Genauigkeit berechnet werden,
und das Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzteil 15 führt den
Signalentscheidungsprozess auf der Basis der dem Schätzfehler
entsprechenden Likelihood-Information durch – dies kann das Entscheidungssignal
und das geschätzte
Signal stabil und genau machen, selbst wenn die Offsetfrequenz Δωc/2π groß ist.
-
Folglich
wird auf der Empfängerseite
des mit der vorliegenden Erfindung arbeitenden digitalen Kommunikationssystems
die Verschlechterung der Übertragungsqualität durch Übertragungsstörungen unterdrückt, und
die akzeptablen Grenzen für
Fehler und Fluktuationen des Referenzträgersignals, das auf der Empfängerseite
zur Frequenzwandlung oder Demodulation lokal erzeugt wird, werden
erweitert.
