JP2986261B2 - 適応最尤系列推定器 - Google Patents
適応最尤系列推定器Info
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- JP2986261B2 JP2986261B2 JP3264566A JP26456691A JP2986261B2 JP 2986261 B2 JP2986261 B2 JP 2986261B2 JP 3264566 A JP3264566 A JP 3264566A JP 26456691 A JP26456691 A JP 26456691A JP 2986261 B2 JP2986261 B2 JP 2986261B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信の受信
機等において、伝送路の歪みを補償し正しい送信信号を
得る等化器等に用いられる適応最尤系列推定器、特に搬
送波の周波数オフセットによる位相変動を補償しながら
等化を行う位相補償型適応等化器等に適用される適応最
尤系列推定器に関するものである。
機等において、伝送路の歪みを補償し正しい送信信号を
得る等化器等に用いられる適応最尤系列推定器、特に搬
送波の周波数オフセットによる位相変動を補償しながら
等化を行う位相補償型適応等化器等に適用される適応最
尤系列推定器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば次のような文献に記載されるものがあった。 文献；アイイーイーイー トランスアクション オン
コミュニケーションズ（IEEE Transaction on Communic
ations）、ＣＯＭ−２２［５］（1974-5）（米）Ｇ．Ｕ
ｎｇｅｒｂｏｅｃｋ“アダプティブ マキシマム−ライ
クリフッド レシーバ フォア キャリイ−モデュレイ
ティッド データ−トランスミッション システムズ(A
daptive Maximum-LikelihoodReceiver for Carrier-Mod
ulated Data-Transmission Systems)”Ｐ．６２４−６
３６ 近年、ディジタル移動通信の開発が急速に行われている
が、陸上移動通信では遅延を伴なう多数の干渉波と移動
端末が高速に移動することによって周波数選択性フェー
ジングが発生し、受信信号波形が著しく歪むため、等化
器によってこの歪みを補償する必要がある。この等化器
に適用される最尤系列推定は、周波数選択性フェージン
グのように、伝送路の遅延特性に起因して歪んだ受信信
号波形から、正しい送信データを得るための最も有効な
等化方式の一つである。
例えば次のような文献に記載されるものがあった。 文献；アイイーイーイー トランスアクション オン
コミュニケーションズ（IEEE Transaction on Communic
ations）、ＣＯＭ−２２［５］（1974-5）（米）Ｇ．Ｕ
ｎｇｅｒｂｏｅｃｋ“アダプティブ マキシマム−ライ
クリフッド レシーバ フォア キャリイ−モデュレイ
ティッド データ−トランスミッション システムズ(A
daptive Maximum-LikelihoodReceiver for Carrier-Mod
ulated Data-Transmission Systems)”Ｐ．６２４−６
３６ 近年、ディジタル移動通信の開発が急速に行われている
が、陸上移動通信では遅延を伴なう多数の干渉波と移動
端末が高速に移動することによって周波数選択性フェー
ジングが発生し、受信信号波形が著しく歪むため、等化
器によってこの歪みを補償する必要がある。この等化器
に適用される最尤系列推定は、周波数選択性フェージン
グのように、伝送路の遅延特性に起因して歪んだ受信信
号波形から、正しい送信データを得るための最も有効な
等化方式の一つである。
【０００３】図２は、従来のディジタル移動通信におけ
る送受信機の構成例を示すブロック図である。この送受
信機は、入力データｂm に基づき信号ｓc （ｔ）を送信
する送信機１０を有し、該信号ｓc （ｔ）が伝送路２０
を介して受信機３０に受信されるようになっている。送
信機１０は、符号化器１１、送信ローパスフィルタ（以
下、送信ＬＰＦという）１２、及び変調器１３より構成
されている。また、受信機３０は、復調器３１、受信ロ
ーパスフィルタ（以下、受信ＬＰＦという）３２、適応
等化器３３、及び復号器３４より構成されている。
る送受信機の構成例を示すブロック図である。この送受
信機は、入力データｂm に基づき信号ｓc （ｔ）を送信
する送信機１０を有し、該信号ｓc （ｔ）が伝送路２０
を介して受信機３０に受信されるようになっている。送
信機１０は、符号化器１１、送信ローパスフィルタ（以
下、送信ＬＰＦという）１２、及び変調器１３より構成
されている。また、受信機３０は、復調器３１、受信ロ
ーパスフィルタ（以下、受信ＬＰＦという）３２、適応
等化器３３、及び復号器３４より構成されている。
【０００４】送信機１０では、入力データｂm を符号化
器１１で送信シンボルｘn に変換し、送信ＬＰＦ１２に
より帯域制限して送信複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）を
生成し、変調器１３へ送る。変調器１３では、信号ｓ
（ｔ）を周波数ｆc なる搬送波によって変調し、信号ｓ
c （ｔ）を伝送路２０を介して受信機３０へ送信する。
受信機３０では、復調器３１で送信搬送波周波数ｆc と
等しい周波数によって同期検波を行い、伝送路２０を通
った信号ｒc （ｔ）を複素ベースバンド信号ｒ（ｔ）に
変換し、さらに受信ＬＰＦ３２を通して帯域制限された
受信複素ベースバンド信号ｙ（ｔ）を得る。この信号ｙ
（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサンプリングする。
器１１で送信シンボルｘn に変換し、送信ＬＰＦ１２に
より帯域制限して送信複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）を
生成し、変調器１３へ送る。変調器１３では、信号ｓ
（ｔ）を周波数ｆc なる搬送波によって変調し、信号ｓ
c （ｔ）を伝送路２０を介して受信機３０へ送信する。
受信機３０では、復調器３１で送信搬送波周波数ｆc と
等しい周波数によって同期検波を行い、伝送路２０を通
った信号ｒc （ｔ）を複素ベースバンド信号ｒ（ｔ）に
変換し、さらに受信ＬＰＦ３２を通して帯域制限された
受信複素ベースバンド信号ｙ（ｔ）を得る。この信号ｙ
（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサンプリングする。
【０００５】適応等化器３３では、信号ｙ（ｔ）のサン
プル値ｙn から周波数選択性フェージングによる伝送路
２０の特性を補償し、送信シンボルを推定する。ここ
で、送信搬送波周波数と受信機３０の復調周波数の周波
数オフセットや位相ジッタにより、受信信号の位相が変
動するので、適応等化器３３は、最尤系列推定により、
受信信号の位相変動を補償しながら送信シンボルの推定
を行う。最後に、復号器３４で送信シンボルの推定値Ｅ
Ｘn （但し、Ｅは推定を表す）を復号し、送信されたデ
ータＥｂm を得る。
プル値ｙn から周波数選択性フェージングによる伝送路
２０の特性を補償し、送信シンボルを推定する。ここ
で、送信搬送波周波数と受信機３０の復調周波数の周波
数オフセットや位相ジッタにより、受信信号の位相が変
動するので、適応等化器３３は、最尤系列推定により、
受信信号の位相変動を補償しながら送信シンボルの推定
を行う。最後に、復号器３４で送信シンボルの推定値Ｅ
Ｘn （但し、Ｅは推定を表す）を復号し、送信されたデ
ータＥｂm を得る。
【０００６】最尤系列推定は、ある有限区間での受信信
号系列ＢＹn ＝｛ｙ1 ，ｙ2 ，…，ｙN ｝（但し、Ｂは
ベクトルを表す）が得られたときに、伝送路２０のイン
パルス応答ｈ（ｔ）を既知としてＢＹN を実現する確率
（尤度）の最も大きい送信シンボル系列ＢＸN ＝
｛ｘ1 ，ｘ2 ，…，ｘN ｝を推定するものであり、前記
文献に記載されているように、畳み込み符号の復号法と
して知られるビタビ・アルゴリズムを用いて効率的に計
算される。
号系列ＢＹn ＝｛ｙ1 ，ｙ2 ，…，ｙN ｝（但し、Ｂは
ベクトルを表す）が得られたときに、伝送路２０のイン
パルス応答ｈ（ｔ）を既知としてＢＹN を実現する確率
（尤度）の最も大きい送信シンボル系列ＢＸN ＝
｛ｘ1 ，ｘ2 ，…，ｘN ｝を推定するものであり、前記
文献に記載されているように、畳み込み符号の復号法と
して知られるビタビ・アルゴリズムを用いて効率的に計
算される。
【０００７】図３は、図２中の適応等化器３３に適応さ
れる従来の適応最尤系列推定器の機能ブロック図であ
る。この適応最尤系列推定器は、集積回路等を用いた個
別回路、あるいはプロセッサを用いたプログラム制御等
により構成されるもので、位相回転部４０、遅延手段５
０、ビタビ・アルゴリズム処理部６０、伝送路推定部７
０、及び位相推定部８０を備えている。なお、各機能ブ
ロック間を接続する実線は実数、一点鎖線は複素数、二
点鎖線は複素ベクトルをそれぞれ表す。
れる従来の適応最尤系列推定器の機能ブロック図であ
る。この適応最尤系列推定器は、集積回路等を用いた個
別回路、あるいはプロセッサを用いたプログラム制御等
により構成されるもので、位相回転部４０、遅延手段５
０、ビタビ・アルゴリズム処理部６０、伝送路推定部７
０、及び位相推定部８０を備えている。なお、各機能ブ
ロック間を接続する実線は実数、一点鎖線は複素数、二
点鎖線は複素ベクトルをそれぞれ表す。
【０００８】位相回転部４０は、位相推定値Ｅφn に基
づき、受信信号のサンプル値Ｙn を位相回転させて周波
数オフセットや位相ジッタによる位相変動を補償した受
信信号のサンプル値ｃｒn （但し、ｃは補償を表す）を
出力する機能を有し、演算手段４１及び乗算手段４２よ
り構成されている。遅延手段５０は、ビタビ・アルゴリ
ズムの判定遅延を補償するためのもので、受信信号のサ
ンプル値ｃｒn を所定時間遅延し、その遅延した値ｃｒ
n-M を伝送路推定部７０及び位相推定部８０へ与える機
能を有している。ビタビ・アルゴリズム処理部６０は、
サンプル値ｃｒn を入力し、伝送路推定部７０からの伝
送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈjに基づき、ビタ
ビ・アルゴリズムに従って送信シンボルの推定を行い、
推定送信シンボル系列ＥＸn-M を出力する機能を有して
いる。
づき、受信信号のサンプル値Ｙn を位相回転させて周波
数オフセットや位相ジッタによる位相変動を補償した受
信信号のサンプル値ｃｒn （但し、ｃは補償を表す）を
出力する機能を有し、演算手段４１及び乗算手段４２よ
り構成されている。遅延手段５０は、ビタビ・アルゴリ
ズムの判定遅延を補償するためのもので、受信信号のサ
ンプル値ｃｒn を所定時間遅延し、その遅延した値ｃｒ
n-M を伝送路推定部７０及び位相推定部８０へ与える機
能を有している。ビタビ・アルゴリズム処理部６０は、
サンプル値ｃｒn を入力し、伝送路推定部７０からの伝
送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈjに基づき、ビタ
ビ・アルゴリズムに従って送信シンボルの推定を行い、
推定送信シンボル系列ＥＸn-M を出力する機能を有して
いる。
【０００９】伝送路推定部７０では、実際の伝送路２０
のインパルス応答が未知であるため、それを推定して伝
送路のインパルス応答推定値Ｅｈj をビタビ・アルゴリ
ズム処理部６０へ与える機能を有し、受信信号再生手段
７１、インパルス応答適応更新手段７２、及び減算手段
７３より構成されている。
のインパルス応答が未知であるため、それを推定して伝
送路のインパルス応答推定値Ｅｈj をビタビ・アルゴリ
ズム処理部６０へ与える機能を有し、受信信号再生手段
７１、インパルス応答適応更新手段７２、及び減算手段
７３より構成されている。
【００１０】受信信号再生手段７１では、推定送信シン
ボル系列｛ＥＸn ，ＥＸn-1 ，…，ＥＸn-L ｝と伝送路
２０のインパルス応答推定値Ｅｈj とから、次式（１）
のような受信信号の推定値Ｅｒn を発生する。 L n Ｅｒn ＝ΣＥＸn-j ・Ｅｈj ・・・（１） j=0 これを減算手段７３で、次式（２）のように、位相変動
を補償した受信信号ｃｒn から差し引いて誤差信号ｅn
を得る。 ｅn ＝ｃｒn −Ｅｒn ・・・（２） インパルス応答適応更新手段７２では、次式（３）で示
されるＬＭＳ（リースト・ミーン・スケヤーズ）アルゴ
リズムにより、伝送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈ
j （ｊ＝０，１，…，Ｌ）を更新する。 Ｅｈj n+1 ＝Ｅｈj n ＋β・ｅn ・ＥＸ* n-j ・・・（３） 但し、ｊ＝０，１，…，Ｌ *；複素共役 β；ステップサイズと呼ばれる正の定数 位相推定部８０は、周波数オフセットや位相ジッタによ
る位相変動量を次式（４）により推定し、その位相推定
値Ｅφn+1 を位相回転部４０へ与え、該位相回転部４０
でその位相変動量を補償させるように働く。 Ｅφn+1 ＝Ｅφn ＋α・Ｉｍ［ｅn ・ｃｒ* n ］ ・・・（４） 但し、Ｉｍ［ ］；複素数の虚数部 α；正の定数 位相推定部８０及び位相回転部４０による位相変動量の
補償は、１次の位相同期ループと等価である。そのた
め、位相推定部８０は、位相同期ループ（ＰＬＬ）の位
相誤差検出回路８１、ループフィルタ８２、及び電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯという）８３より構成されてい
るといえる。
ボル系列｛ＥＸn ，ＥＸn-1 ，…，ＥＸn-L ｝と伝送路
２０のインパルス応答推定値Ｅｈj とから、次式（１）
のような受信信号の推定値Ｅｒn を発生する。 L n Ｅｒn ＝ΣＥＸn-j ・Ｅｈj ・・・（１） j=0 これを減算手段７３で、次式（２）のように、位相変動
を補償した受信信号ｃｒn から差し引いて誤差信号ｅn
を得る。 ｅn ＝ｃｒn −Ｅｒn ・・・（２） インパルス応答適応更新手段７２では、次式（３）で示
されるＬＭＳ（リースト・ミーン・スケヤーズ）アルゴ
リズムにより、伝送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈ
j （ｊ＝０，１，…，Ｌ）を更新する。 Ｅｈj n+1 ＝Ｅｈj n ＋β・ｅn ・ＥＸ* n-j ・・・（３） 但し、ｊ＝０，１，…，Ｌ *；複素共役 β；ステップサイズと呼ばれる正の定数 位相推定部８０は、周波数オフセットや位相ジッタによ
る位相変動量を次式（４）により推定し、その位相推定
値Ｅφn+1 を位相回転部４０へ与え、該位相回転部４０
でその位相変動量を補償させるように働く。 Ｅφn+1 ＝Ｅφn ＋α・Ｉｍ［ｅn ・ｃｒ* n ］ ・・・（４） 但し、Ｉｍ［ ］；複素数の虚数部 α；正の定数 位相推定部８０及び位相回転部４０による位相変動量の
補償は、１次の位相同期ループと等価である。そのた
め、位相推定部８０は、位相同期ループ（ＰＬＬ）の位
相誤差検出回路８１、ループフィルタ８２、及び電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯという）８３より構成されてい
るといえる。
【００１１】位相誤差検出回路８１は、遅延手段５０の
出力ｃｒn-M からその複素共役ｃｒ* n-M を求める複素
共役算出手段８１ａと、複素共役ｃｒ * n-M と推定誤差
ｅn-M とを乗算する乗算手段８１ｂと、その乗算結果よ
り虚数部を抽出して位相誤差△φn を出力する虚数部抽
出手段８１ｃとで、構成されている。フィルタ８２は、
位相誤差△φn に対して乗数αを乗算する乗算手段８２
ａで構成されている。ＶＣＯ８３は、乗算手段８２ａの
出力に対して前の時刻の位相推定値Ｅφn-1 を加算する
加算手段８３ａと、該加算手段８３ａの出力を遅延する
レジスタ等の遅延手段８３ｂとで、構成されている。
出力ｃｒn-M からその複素共役ｃｒ* n-M を求める複素
共役算出手段８１ａと、複素共役ｃｒ * n-M と推定誤差
ｅn-M とを乗算する乗算手段８１ｂと、その乗算結果よ
り虚数部を抽出して位相誤差△φn を出力する虚数部抽
出手段８１ｃとで、構成されている。フィルタ８２は、
位相誤差△φn に対して乗数αを乗算する乗算手段８２
ａで構成されている。ＶＣＯ８３は、乗算手段８２ａの
出力に対して前の時刻の位相推定値Ｅφn-1 を加算する
加算手段８３ａと、該加算手段８３ａの出力を遅延する
レジスタ等の遅延手段８３ｂとで、構成されている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
適応最尤系列推定器では、位相変動量の補償を１次の位
相同期ループを用いて行っているため、搬送波の周波数
オフセットや位相ジッタによる位相変動量のうち、周波
数オフセットによる定常的な位相回転を充分に補償でき
ない。そのため、周波数オフセット量が大きくなると、
誤り率が増大してしまうため、適用できる周波数オフセ
ット（送受信機の搬送波のずれ）の範囲が狭く、それに
よって復号精度が劣化するという問題があり、それを解
決することが困難であった。
適応最尤系列推定器では、位相変動量の補償を１次の位
相同期ループを用いて行っているため、搬送波の周波数
オフセットや位相ジッタによる位相変動量のうち、周波
数オフセットによる定常的な位相回転を充分に補償でき
ない。そのため、周波数オフセット量が大きくなると、
誤り率が増大してしまうため、適用できる周波数オフセ
ット（送受信機の搬送波のずれ）の範囲が狭く、それに
よって復号精度が劣化するという問題があり、それを解
決することが困難であった。
【００１３】本発明は、前記従来技術が持っていた課題
として、搬送波の周波数オフセットによる定常的な位相
回転を充分に補償できないという点について解決し、広
い範囲の周波数オフセットにわたって位相変動量を補償
できる適応最尤系列推定器を提供するものである。
として、搬送波の周波数オフセットによる定常的な位相
回転を充分に補償できないという点について解決し、広
い範囲の周波数オフセットにわたって位相変動量を補償
できる適応最尤系列推定器を提供するものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、位相推定値に基づき受信信号の位相を回
転させて該受信信号の位相変動を補償する位相回転部
と、前記補償後の受信信号を入力し、伝送路のインパル
ス応答推定値に基づきビタビ・アルゴリズムに従って送
信シンボルの推定を行い、推定送信シンボル系列を出力
するビタビ・アルゴリズム処理部と、伝送路のインパル
ス応答を推定する伝送路推定部と、位相推定部とを、備
えた適応最尤系列推定器において、規格化手段と積分手
段と加算手段とを設けている。
決するために、位相推定値に基づき受信信号の位相を回
転させて該受信信号の位相変動を補償する位相回転部
と、前記補償後の受信信号を入力し、伝送路のインパル
ス応答推定値に基づきビタビ・アルゴリズムに従って送
信シンボルの推定を行い、推定送信シンボル系列を出力
するビタビ・アルゴリズム処理部と、伝送路のインパル
ス応答を推定する伝送路推定部と、位相推定部とを、備
えた適応最尤系列推定器において、規格化手段と積分手
段と加算手段とを設けている。
【００１５】ここで、前記伝送路推定部は、前記推定送
信シンボル系列と前記伝送路のインパルス応答推定値と
から受信信号の推定値を算出する受信信号再生手段を有
し、前記補償後の受信信号から該受信信号の推定値を差
し引いて推定誤差を算出し、該推定誤差及び前記推定送
信シンボル系列に基づき、適応アルゴリズムに従い伝送
路のインパルス応答を更新して新しい前記伝送路のイン
パルス応答推定値を前記ビタビ・アルゴリズム処理部及
び受信信号再生手段に与える機能を有している。前記位
相推定部は、前記補償後の受信信号及び前記推定誤差を
用いて位相誤差を検出し、該位相誤差を位相修正値とし
て位相推定値に加えて新しい前記位相推定値を前記位相
回転部に与えるものである。
信シンボル系列と前記伝送路のインパルス応答推定値と
から受信信号の推定値を算出する受信信号再生手段を有
し、前記補償後の受信信号から該受信信号の推定値を差
し引いて推定誤差を算出し、該推定誤差及び前記推定送
信シンボル系列に基づき、適応アルゴリズムに従い伝送
路のインパルス応答を更新して新しい前記伝送路のイン
パルス応答推定値を前記ビタビ・アルゴリズム処理部及
び受信信号再生手段に与える機能を有している。前記位
相推定部は、前記補償後の受信信号及び前記推定誤差を
用いて位相誤差を検出し、該位相誤差を位相修正値とし
て位相推定値に加えて新しい前記位相推定値を前記位相
回転部に与えるものである。
【００１６】前記規格化手段は前記補償後の受信信号の
短時間パワーで前記位相誤差を規格化する機能を有し、
前記積分手段は前記規格化された位相誤差を積分する機
能を有し、さらに前記加算手段は前記積分手段の出力を
前記規格化された位相誤差に加えて前記位相修正値を生
成する機能を有している。
短時間パワーで前記位相誤差を規格化する機能を有し、
前記積分手段は前記規格化された位相誤差を積分する機
能を有し、さらに前記加算手段は前記積分手段の出力を
前記規格化された位相誤差に加えて前記位相修正値を生
成する機能を有している。
【００１７】
【作用】本発明によれば、以上のように適応最尤系列推
定器を構成したので、規格化手段は、位相同期ループで
抽出された位相誤差を受信信号の短時間平均パワーで規
格化するように働く。
定器を構成したので、規格化手段は、位相同期ループで
抽出された位相誤差を受信信号の短時間平均パワーで規
格化するように働く。
【００１８】位相推定部に設けられた積分手段及び加算
手段は、２次の位相同期ループを用いて周波数オフセッ
トによる位相変動の補償を行うように働く。従って、前
記課題を解決できるのである。
手段は、２次の位相同期ループを用いて周波数オフセッ
トによる位相変動の補償を行うように働く。従って、前
記課題を解決できるのである。
【００１９】
【実施例】基礎技術 図１は、本発明の基礎技術を示す適応最尤系列推定器の
機能ブロック図であり、従来の図３中の要素と共通の要
素には共通の符号が付されている。この適応最尤系列推
定器は、従来と同様、図２に示すディジタル移動通信に
おける送受信機中の適応等化器３３に適応されるもの
で、集積回路等を用いた個別回路、あるいはプロセッサ
によるプログラム制御等により構成されている。
機能ブロック図であり、従来の図３中の要素と共通の要
素には共通の符号が付されている。この適応最尤系列推
定器は、従来と同様、図２に示すディジタル移動通信に
おける送受信機中の適応等化器３３に適応されるもの
で、集積回路等を用いた個別回路、あるいはプロセッサ
によるプログラム制御等により構成されている。
【００２０】この適応最尤系列推定器では、従来の図３
中の位相推定部８０に代えて、構成の異なる位相推定部
８０Ａが設けられている。位相推定部８０Ａは、従来と
同様の位相誤差検出回路８１及びＶＣＯ８３と、従来と
異なるループフィルタ８２Ａとで、構成されている。
中の位相推定部８０に代えて、構成の異なる位相推定部
８０Ａが設けられている。位相推定部８０Ａは、従来と
同様の位相誤差検出回路８１及びＶＣＯ８３と、従来と
異なるループフィルタ８２Ａとで、構成されている。
【００２１】位相誤差検出回路８１は、従来と同様、遅
延手段５０の出力ｃｒn-M から複素共役ｃｒ * n-M を求
める複素共役算出手段８１ａと、複素共役ｃｒ * n-M と
減算手段７３からの推定誤差ｅn-M とを乗算する乗算手
段８１ｂと、該乗算手段８１ｂの出力から虚数部を抽出
して位相誤差△φn を出力する虚数部抽出手段８１ｃと
で、構成されている。
延手段５０の出力ｃｒn-M から複素共役ｃｒ * n-M を求
める複素共役算出手段８１ａと、複素共役ｃｒ * n-M と
減算手段７３からの推定誤差ｅn-M とを乗算する乗算手
段８１ｂと、該乗算手段８１ｂの出力から虚数部を抽出
して位相誤差△φn を出力する虚数部抽出手段８１ｃと
で、構成されている。
【００２２】ループフィルタ８２Ａは、従来のループフ
ィルタ８２を構成する乗算手段８２ａに、積分手段９０
及び加算手段９４を付加した構成である。積分手段９０
は、虚数部抽出手段８１ｃから出力される位相誤差△φ
n を積分する機能を有し、位相誤差△φn に乗数α１を
乗算する乗算手段９１と、加算手段９２と、該加算手段
９２の出力を遅延するレジスタ等の遅延手段９３とで構
成されている。加算手段９４は、位相誤差△φn と積分
手段９０の出力とを加算して乗算手段８２ａへ出力する
機能を有している。乗算手段８２ａは、加算手段９４の
出力に乗数α２を乗算して位相修正量△Ｅφn+1 をＶＣ
Ｏ８３へ出力する機能を有している。
ィルタ８２を構成する乗算手段８２ａに、積分手段９０
及び加算手段９４を付加した構成である。積分手段９０
は、虚数部抽出手段８１ｃから出力される位相誤差△φ
n を積分する機能を有し、位相誤差△φn に乗数α１を
乗算する乗算手段９１と、加算手段９２と、該加算手段
９２の出力を遅延するレジスタ等の遅延手段９３とで構
成されている。加算手段９４は、位相誤差△φn と積分
手段９０の出力とを加算して乗算手段８２ａへ出力する
機能を有している。乗算手段８２ａは、加算手段９４の
出力に乗数α２を乗算して位相修正量△Ｅφn+1 をＶＣ
Ｏ８３へ出力する機能を有している。
【００２３】ＶＣＯ８３は、従来と同様、位相修正量△
Ｅφn+1 を入力して位相推定値Ｅφn を位相回転部４０
へ与える機能を有し、加算手段８３ａと、レジスタ等の
遅延手段８３ｂとで構成されている。
Ｅφn+1 を入力して位相推定値Ｅφn を位相回転部４０
へ与える機能を有し、加算手段８３ａと、レジスタ等の
遅延手段８３ｂとで構成されている。
【００２４】次に、動作を説明する。例えば、受信信号
のサンプル値ｙn を ｙn ＝ｒn ｅｘｐ［ｊφn ］ ・・・（５） のように表す。ここで、φn は周波数オフセットや位相
ジッタによる位相変動量、ｒn はこれらの位相変動がな
い場合の受信信号のサンプル値で、インパルス応答ベク
トルＢｈn 、及び送信シンボルベクトルＢＸn を用いて
次式（６）のように表される。 ｒn ＝Ｂｈn T ・Ｂｘn ・・・（６） 但し、Ｂｈn ＝｛ｈ0 n ，ｈ1 n ，…，ｈL n ｝T Ｂｘn ＝｛ｘn ，ｘn-1 ，…，ｘn-L ｝T T；ベクトルの転置 図２の受信機３０において、シンボル間隔Ｔでサンプリ
ングされた受信信号のサンプル値Ｙn が位相回転部４０
に入力されると、該位相回転部４０では、位相推定部８
０Ａで推定された位相推定値Ｅφn から演算手段４１で
位相回転量ｅｘｐ［−ｊＥφn ］を求め、これを乗算手
段４２で受信信号のサンプル値Ｙn に乗じて位相を補償
した次式（７）のような受信信号のサンプル値ｃｒ
n を、遅延手段５０及びビタビ・アルゴリズム処理部６
０へ出力する。 ｃｒn ＝ｒn ・ｅｘｐ［ｊ（φn −Ｅφn ）］ ・・・（７） 遅延手段５０は受信信号のサンプル値ｃｒn を遅延し、
その遅延した値ｃｒn-M を位相誤差検出回路８１内の複
素共役算出手段８１ａ、及び伝送路推定部７０内の減算
手段７３へ与える。
のサンプル値ｙn を ｙn ＝ｒn ｅｘｐ［ｊφn ］ ・・・（５） のように表す。ここで、φn は周波数オフセットや位相
ジッタによる位相変動量、ｒn はこれらの位相変動がな
い場合の受信信号のサンプル値で、インパルス応答ベク
トルＢｈn 、及び送信シンボルベクトルＢＸn を用いて
次式（６）のように表される。 ｒn ＝Ｂｈn T ・Ｂｘn ・・・（６） 但し、Ｂｈn ＝｛ｈ0 n ，ｈ1 n ，…，ｈL n ｝T Ｂｘn ＝｛ｘn ，ｘn-1 ，…，ｘn-L ｝T T；ベクトルの転置 図２の受信機３０において、シンボル間隔Ｔでサンプリ
ングされた受信信号のサンプル値Ｙn が位相回転部４０
に入力されると、該位相回転部４０では、位相推定部８
０Ａで推定された位相推定値Ｅφn から演算手段４１で
位相回転量ｅｘｐ［−ｊＥφn ］を求め、これを乗算手
段４２で受信信号のサンプル値Ｙn に乗じて位相を補償
した次式（７）のような受信信号のサンプル値ｃｒ
n を、遅延手段５０及びビタビ・アルゴリズム処理部６
０へ出力する。 ｃｒn ＝ｒn ・ｅｘｐ［ｊ（φn −Ｅφn ）］ ・・・（７） 遅延手段５０は受信信号のサンプル値ｃｒn を遅延し、
その遅延した値ｃｒn-M を位相誤差検出回路８１内の複
素共役算出手段８１ａ、及び伝送路推定部７０内の減算
手段７３へ与える。
【００２５】ビタビ・アルゴリズム処理部６０では、受
信信号のサンプル値ｃｒn を入力し、インパルス応答適
応更新手段７２で推定された伝送路２０のインパルス応
答推定値Ｅｈj に基づき、送信シンボル系列を推定し、
その推定送信シンボル系列｛Ｅｘn ，Ｅｘn-1 ，…，Ｅ
ｘn-L ｝を出力する。
信信号のサンプル値ｃｒn を入力し、インパルス応答適
応更新手段７２で推定された伝送路２０のインパルス応
答推定値Ｅｈj に基づき、送信シンボル系列を推定し、
その推定送信シンボル系列｛Ｅｘn ，Ｅｘn-1 ，…，Ｅ
ｘn-L ｝を出力する。
【００２６】伝送路推定部７０内の受信信号再生手段７
１は、推定送信シンボル系列｛Ｅｘn ，Ｅｘn-1 ，…，
Ｅｘn-L ｝と伝送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈj
とに基づき、受信信号の推定値Ｅｒn-M を求め、減算手
段７３へ与える。減算手段７３は、遅延手段５０からの
受信信号のサンプル値ｃｒn-M から推定値Ｅｒn-M を減
算し、推定誤差ｅn-M を求め、それを位相誤差検出回路
８１内の乗算手段８１ｂとインパルス応答適応更新手段
７２とに与える。
１は、推定送信シンボル系列｛Ｅｘn ，Ｅｘn-1 ，…，
Ｅｘn-L ｝と伝送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈj
とに基づき、受信信号の推定値Ｅｒn-M を求め、減算手
段７３へ与える。減算手段７３は、遅延手段５０からの
受信信号のサンプル値ｃｒn-M から推定値Ｅｒn-M を減
算し、推定誤差ｅn-M を求め、それを位相誤差検出回路
８１内の乗算手段８１ｂとインパルス応答適応更新手段
７２とに与える。
【００２７】位相誤差検出回路８１では、遅延手段５０
で遅延された受信信号のサンプル値ｃｒn-M から複素共
役算出手段８１ａで複素共役ｃｒ * n-M を算出し、その
複素共役ｃｒ * n-M と伝送路の推定誤差ｅn-M とを乗算
手段８１ｂで乗算する。この乗算結果から、虚数部抽出
手段８１ｃで虚数部を抽出し、次式（８）のような位相
誤差△φn を求め、ループフィルタ８２Ａへ与える。 △φn ＝φn −Ｅφn ・・・（８） ループフィルタ８２Ａ内の積分手段９０では、位相誤差
△φn と乗数α１とを乗算手段９１で乗算し、その乗算
結果と遅延手段９３の出力とを加算手段９２で加算し、
該加算結果を遅延手段９３で遅延させて該加算手段９２
にフィードバック入力する。これにより、積分手段９０
では、位相誤差△φn を積分してその平均値を求め、そ
の積分結果と位相誤差△φn とを加算手段９４で加算さ
せる。加算手段９４の出力は、乗算手段８２ａで乗数α
２と乗算され、位相修正量△Ｅφn+1 が求められてＶＣ
Ｏ８３へ送られる。
で遅延された受信信号のサンプル値ｃｒn-M から複素共
役算出手段８１ａで複素共役ｃｒ * n-M を算出し、その
複素共役ｃｒ * n-M と伝送路の推定誤差ｅn-M とを乗算
手段８１ｂで乗算する。この乗算結果から、虚数部抽出
手段８１ｃで虚数部を抽出し、次式（８）のような位相
誤差△φn を求め、ループフィルタ８２Ａへ与える。 △φn ＝φn −Ｅφn ・・・（８） ループフィルタ８２Ａ内の積分手段９０では、位相誤差
△φn と乗数α１とを乗算手段９１で乗算し、その乗算
結果と遅延手段９３の出力とを加算手段９２で加算し、
該加算結果を遅延手段９３で遅延させて該加算手段９２
にフィードバック入力する。これにより、積分手段９０
では、位相誤差△φn を積分してその平均値を求め、そ
の積分結果と位相誤差△φn とを加算手段９４で加算さ
せる。加算手段９４の出力は、乗算手段８２ａで乗数α
２と乗算され、位相修正量△Ｅφn+1 が求められてＶＣ
Ｏ８３へ送られる。
【００２８】ＶＣＯ８３では、加算手段８３ａで、位相
推定値Ｅφn に位相修正量△Ｅφn+1 を加算し、遅延手
段８３ｂで遅延し、新たな位相推定値Ｅφn+1 として位
相回転部４０へ出力する。
推定値Ｅφn に位相修正量△Ｅφn+1 を加算し、遅延手
段８３ｂで遅延し、新たな位相推定値Ｅφn+1 として位
相回転部４０へ出力する。
【００２９】以上のように、この図１の適応最尤系列推
定器では、次のような利点を有している。位相推定部８
０Ａ及び位相回転部４０による位相変動量の補償は、積
分手段９０で計算される位相誤差の平均成分を、瞬時的
な位相誤差△φn に加算することによって位相推定値に
一定の増分を加えている。そのため、周波数オフセット
による定常的な位相回転を補償することができ、２次の
位相同期ループと等価である。このように、２次の位相
同期ループを用いて周波数オフセットや位相ジッタによ
る位相変動の補償を行うようにしたので、周波数オフセ
ットによる定常的な位相回転を補償することができる。
従って、広い範囲の周波数オフセットにわたって少ない
誤り率で、送信シンボルの推定を行うことができる。
定器では、次のような利点を有している。位相推定部８
０Ａ及び位相回転部４０による位相変動量の補償は、積
分手段９０で計算される位相誤差の平均成分を、瞬時的
な位相誤差△φn に加算することによって位相推定値に
一定の増分を加えている。そのため、周波数オフセット
による定常的な位相回転を補償することができ、２次の
位相同期ループと等価である。このように、２次の位相
同期ループを用いて周波数オフセットや位相ジッタによ
る位相変動の補償を行うようにしたので、周波数オフセ
ットによる定常的な位相回転を補償することができる。
従って、広い範囲の周波数オフセットにわたって少ない
誤り率で、送信シンボルの推定を行うことができる。
【００３０】この効果の一例として、２波モデルの周波
数選択性フェージング伝送路の場合の周波数オフセット
対ビット誤り率のシミュレーション結果を図４に示す。
図４中の波形２０１は図１の特性、波形２０２は従来の
特性、波形２０３は位相変動を補償しない場合の特性を
示す。
数選択性フェージング伝送路の場合の周波数オフセット
対ビット誤り率のシミュレーション結果を図４に示す。
図４中の波形２０１は図１の特性、波形２０２は従来の
特性、波形２０３は位相変動を補償しない場合の特性を
示す。
【００３１】図４のシミュレーション条件は、シンボル
間隔Ｔ４１μｓｅｃ、最大ドップラー周波数８０Ｈｚ、
遅延波の遅延は１．０Ｔ、Ｅｂ／Ｎ０（１ビット当りの
信号電力対雑音電力密度比）２０ｄＢである。図４より
明らかなように、１０-2以下のビット誤り率が得られる
周波数オフセットの範囲が、従来の適応最尤系列推定器
では約±１５０Ｈｚであったのが、図１では±１ｋＨｚ
の範囲の周波数オフセットまで誤り率は周波数オフセッ
トがない場合と比べて全く劣化しない。従って、図１に
よる効果は非常に大きい。
間隔Ｔ４１μｓｅｃ、最大ドップラー周波数８０Ｈｚ、
遅延波の遅延は１．０Ｔ、Ｅｂ／Ｎ０（１ビット当りの
信号電力対雑音電力密度比）２０ｄＢである。図４より
明らかなように、１０-2以下のビット誤り率が得られる
周波数オフセットの範囲が、従来の適応最尤系列推定器
では約±１５０Ｈｚであったのが、図１では±１ｋＨｚ
の範囲の周波数オフセットまで誤り率は周波数オフセッ
トがない場合と比べて全く劣化しない。従って、図１に
よる効果は非常に大きい。
【００３２】実施例 図５は、図１を用いた本発明の実施例を示す適応最尤系
列推定器の機能ブロック図であり、図１中の要素と共通
の要素には共通の符号が付されている。この適応最尤系
列推定器では、図１の位相推定部８０Ａに代えて、構成
の異なる位相推定部８０Ａ−１を設けている。位相推定
部８０Ａ−１は、図１と異なる位相誤差検出回路８１Ａ
と、図１と同様のループフィルタ８２Ａ及びＶＣＯ８３
とで、構成されている。位相誤差検出回路８１Ａには、
図１の位相誤差検出回路８１を構成する複素共役算出手
段８１ａ、乗算手段８１ｂ及び虚数部抽出手段８１ｃの
他に、受信信号の短時間平均パワーによる規格化手段１
００が付加されている。
列推定器の機能ブロック図であり、図１中の要素と共通
の要素には共通の符号が付されている。この適応最尤系
列推定器では、図１の位相推定部８０Ａに代えて、構成
の異なる位相推定部８０Ａ−１を設けている。位相推定
部８０Ａ−１は、図１と異なる位相誤差検出回路８１Ａ
と、図１と同様のループフィルタ８２Ａ及びＶＣＯ８３
とで、構成されている。位相誤差検出回路８１Ａには、
図１の位相誤差検出回路８１を構成する複素共役算出手
段８１ａ、乗算手段８１ｂ及び虚数部抽出手段８１ｃの
他に、受信信号の短時間平均パワーによる規格化手段１
００が付加されている。
【００３３】規格化手段１００は、複素共役ｃｒ * n-M
に遅延手段５０の出力ｃｒn-M を乗算する乗算手段１０
１と、該乗算結果を平均化する平均化手段１０２と、虚
数部抽出手段８１ｃの出力に対して平均化手段１０２の
出力で除算する除算手段１０３とで、構成されている。
に遅延手段５０の出力ｃｒn-M を乗算する乗算手段１０
１と、該乗算結果を平均化する平均化手段１０２と、虚
数部抽出手段８１ｃの出力に対して平均化手段１０２の
出力で除算する除算手段１０３とで、構成されている。
【００３４】図１の位相誤差検出回路８１の出力につい
て考えると、（２）式より、 Ｉｍ［ｅn ・ｃｒn * ］＝Ｉｍ［（ｃｒn −Ｅｒn ）ｃｒn * ］ ＝Ｉｍ［Ｅｒn * ・ｃｒn ］ ・・・（９） と表される。ここで、伝送路推定部７０及び位相推定部
８０Ａの推定動作が充分行われているとすると、（９）
式は、結局、
て考えると、（２）式より、 Ｉｍ［ｅn ・ｃｒn * ］＝Ｉｍ［（ｃｒn −Ｅｒn ）ｃｒn * ］ ＝Ｉｍ［Ｅｒn * ・ｃｒn ］ ・・・（９） と表される。ここで、伝送路推定部７０及び位相推定部
８０Ａの推定動作が充分行われているとすると、（９）
式は、結局、
【数１】 となる。但し、Ａは送信シンボルベクトルの２乗平均値
であり、変調方式によって決まる値である。また、Ｈは
伝送路２０のインパルス応答ベクトルの絶対値であり、
例えば陸上移動通信における周波数選択性フェージング
伝送路では、時間と共に変動する量である。従って、
（10）式による位相誤差抽出では、（４）式の乗数αを
固定とした場合に、推定位相の修正量として位相誤差と
は無関係な周波数選択性フェーシング伝送路の変動が含
まれてしまう。一方、位相を補償した受信信号のパワー
は（７），（６）式より、 ｜ｃｒn ｜2 ＝ｃｒn ・ｃｒn * ＝ｒn ・ｒn * ＝Ａ・Ｈ2 ・・・（11） となるから、（10）式を（11）式で割れば位相誤差△φ
n だけを抽出できる。しかし、周波数選択性フェージン
グの場合、受信信号のレベルは瞬間的に非常に小さくな
ることがあり、この時、（11）式による除算は計算でき
なくなるので、その代わりに、図５の規格化手段１００
で求めた数サンプル程度の短時間平均パワーＡ［ｃｒn
・ｃｒn * ］（但し、Ａ［・］は平均を表わす）を用
い、次式（12）によって位相誤差だけを抽出することが
できる。
であり、変調方式によって決まる値である。また、Ｈは
伝送路２０のインパルス応答ベクトルの絶対値であり、
例えば陸上移動通信における周波数選択性フェージング
伝送路では、時間と共に変動する量である。従って、
（10）式による位相誤差抽出では、（４）式の乗数αを
固定とした場合に、推定位相の修正量として位相誤差と
は無関係な周波数選択性フェーシング伝送路の変動が含
まれてしまう。一方、位相を補償した受信信号のパワー
は（７），（６）式より、 ｜ｃｒn ｜2 ＝ｃｒn ・ｃｒn * ＝ｒn ・ｒn * ＝Ａ・Ｈ2 ・・・（11） となるから、（10）式を（11）式で割れば位相誤差△φ
n だけを抽出できる。しかし、周波数選択性フェージン
グの場合、受信信号のレベルは瞬間的に非常に小さくな
ることがあり、この時、（11）式による除算は計算でき
なくなるので、その代わりに、図５の規格化手段１００
で求めた数サンプル程度の短時間平均パワーＡ［ｃｒn
・ｃｒn * ］（但し、Ａ［・］は平均を表わす）を用
い、次式（12）によって位相誤差だけを抽出することが
できる。
【００３５】
【数２】
【００３６】従って、図１とほぼ同様の効果が得られ
る。
る。
【００３７】なお、本発明は上記実施例に限定されず、
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。 （ａ）図１及び図５において、ループフィルタ８２Ａの
乗数α１，α２を乗算する位置は、図示の位置に限定さ
れるものではなく、これと同じ効果を与えるならば、他
の位置で乗数α１，α２を乗算しても良い。例えば、虚
数部抽出手段８１ｃの出力側に乗算手段８２ａを設け、
該虚数部抽出手段８１ｃの出力に対して乗数α２を乗算
する等である。
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。 （ａ）図１及び図５において、ループフィルタ８２Ａの
乗数α１，α２を乗算する位置は、図示の位置に限定さ
れるものではなく、これと同じ効果を与えるならば、他
の位置で乗数α１，α２を乗算しても良い。例えば、虚
数部抽出手段８１ｃの出力側に乗算手段８２ａを設け、
該虚数部抽出手段８１ｃの出力に対して乗数α２を乗算
する等である。
【００３８】（ｂ）適応最尤系列推定器の構成として、
図１または図５のビタビ・アルゴリズム処理部６０の入
力側に信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を低減するための整合
フィルタや白色化整合フィルタを設け、該フィルタの出
力をビタビ・アルゴリズム処理部６０に入力する構成例
がある。これらの構成の適応最尤系列推定器は、ビタビ
・アルゴリズム処理部６０内の計算が異なるだけであ
り、これらの構成の適応最尤系列推定器にも、上記実施
例を全く同様に適用できる。
図１または図５のビタビ・アルゴリズム処理部６０の入
力側に信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を低減するための整合
フィルタや白色化整合フィルタを設け、該フィルタの出
力をビタビ・アルゴリズム処理部６０に入力する構成例
がある。これらの構成の適応最尤系列推定器は、ビタビ
・アルゴリズム処理部６０内の計算が異なるだけであ
り、これらの構成の適応最尤系列推定器にも、上記実施
例を全く同様に適用できる。
【００３９】（ｃ）上記実施例の適応最尤系列推定器
は、ディジタル移動通信の適応等化器３３に適用される
場合について説明したが、固定通信網におけるデータ通
信の適応等化器等としても、当然、適用可能である。
は、ディジタル移動通信の適応等化器３３に適用される
場合について説明したが、固定通信網におけるデータ通
信の適応等化器等としても、当然、適用可能である。
【００４０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、規格化手段を設け、位相同期ループで抽出された
位相誤差を受信信号の短時間平均パワーで規格化し、さ
らに積分手段及び加算手段を設け、２次の位相同期ルー
プを用いて周波数オフセットや位相ジッタによる位相変
動の補償を行うようにしたので、周波数オフセットによ
る定常的な位相回転を補償することができる。従って、
周波数選択性フェージング伝送路等において、広い範囲
の周波数オフセットにわたって少ない誤り率で、送信シ
ンボルの推定を精度良く行うことができる。
れば、規格化手段を設け、位相同期ループで抽出された
位相誤差を受信信号の短時間平均パワーで規格化し、さ
らに積分手段及び加算手段を設け、２次の位相同期ルー
プを用いて周波数オフセットや位相ジッタによる位相変
動の補償を行うようにしたので、周波数オフセットによ
る定常的な位相回転を補償することができる。従って、
周波数選択性フェージング伝送路等において、広い範囲
の周波数オフセットにわたって少ない誤り率で、送信シ
ンボルの推定を精度良く行うことができる。
【図１】本発明の基礎技術を示す適応最尤系列推定器の
機能ブロック図である。
機能ブロック図である。
【図２】一般的なディジタル移動通信における送受信機
の機能ブロック図である。
の機能ブロック図である。
【図３】従来の適応最尤系列推定器の機能ブロック図で
ある。
ある。
【図４】従来と図１の周波数オフセット対ビット誤り率
のシミュレーション結果を示す図である。
のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明の実施例を示す適応最尤系列推定器の機
能ブロック図である。
能ブロック図である。
４０ 位相回転部 ５０ 遅延手段 ６０ ビタビ・アルゴ
リズム処理部 ７０ 伝送路推定部 ７１ 受信信号再生手
段 ７２ インパルス応答
適応更新手段 ７３ 減算手段 ８０Ａ，８０Ａ−１ 位相推定部 ８１，８１Ａ 位相誤差検出回
路 ８２Ａ ループフィルタ ８３ ＶＣＯ ９０ 積分手段 １００ 規格化手段
リズム処理部 ７０ 伝送路推定部 ７１ 受信信号再生手
段 ７２ インパルス応答
適応更新手段 ７３ 減算手段 ８０Ａ，８０Ａ−１ 位相推定部 ８１，８１Ａ 位相誤差検出回
路 ８２Ａ ループフィルタ ８３ ＶＣＯ ９０ 積分手段 １００ 規格化手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−75223（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−16318（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−253224（ＪＰ，Ａ) ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ Ｓ，1974，ＣＯＭ−22，第５号，Ｐ. 624−636 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】 位相推定値に基づき受信信号の位相を回
転させて該受信信号の位相変動を補償する位相回転部
と、 前記補償後の受信信号を入力し、伝送路のインパルス応
答推定値に基づきビタビ・アルゴリズムに従って送信シ
ンボルの推定を行い、推定送信シンボル系列を出力する
ビタビ・アルゴリズム処理部と、 前記推定送信シンボル系列と前記伝送路のインパルス応
答推定値とから受信信号の推定値を算出する受信信号再
生手段を有し、前記補償後の受信信号から該受信信号の
推定値を差し引いて推定誤差を算出し、該推定誤差及び
前記推定送信シンボル系列に基づき、適応アルゴリズム
に従い伝送路のインパルス応答を更新して新しい前記伝
送路のインパルス応答推定値を前記ビタビ・アルゴリズ
ム処理部及び受信信号再生手段に与える伝送路推定部
と、 前記補償後の受信信号及び前記推定誤差を用いて位相誤
差を検出し、該位相誤差を位相修正値として位相推定値
に加えて新しい前記位相推定値を前記位相回転部に与え
る位相推定部とを、備えた適応最尤系列推定器におい
て、前記補償後の受信信号の短時間パワーで前記位相誤差を
規格化する規格化手段と、 前記規格化された 位相誤差を積分する積分手段と、 前記積分手段の出力を前記規格化された位相誤差に加え
て前記位相修正値を生成する加算手段とを、設けたこと
を特徴とする適応最尤系列推定器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3264566A JP2986261B2 (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 適応最尤系列推定器 |
| US07/904,337 US5303263A (en) | 1991-06-25 | 1992-06-24 | Transmission channel characteristic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3264566A JP2986261B2 (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 適応最尤系列推定器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05110617A JPH05110617A (ja) | 1993-04-30 |
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