JP3135425B2 - 適応最尤系列推定器 - Google Patents
適応最尤系列推定器Info
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- JP3135425B2 JP3135425B2 JP05202294A JP20229493A JP3135425B2 JP 3135425 B2 JP3135425 B2 JP 3135425B2 JP 05202294 A JP05202294 A JP 05202294A JP 20229493 A JP20229493 A JP 20229493A JP 3135425 B2 JP3135425 B2 JP 3135425B2
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信の受信
機等において、伝送路の歪みを補償し正しい送信信号を
得る等化器等に用いられる適応最尤系列推定器、特に搬
送波の周波数オフセットによる位相変動を補償しながら
等化を行う位相補償型適応等化器等に適用される適応最
尤系列推定器に関するものである。
機等において、伝送路の歪みを補償し正しい送信信号を
得る等化器等に用いられる適応最尤系列推定器、特に搬
送波の周波数オフセットによる位相変動を補償しながら
等化を行う位相補償型適応等化器等に適用される適応最
尤系列推定器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば次のような文献に記載されるものがあった。 文献；アイイーイーイー トランスアクション オン
コミュニケーションズ（IEEE Transaction on Communic
ations）、ＣＯＭ−２２［５］（1974-5）（米）Ｇ．Ｕ
ｎｇｅｒｂｏｅｃｋ“アダプティブ マキシマム−ライ
クリフッド レシーバ フォア キャリイ−モデュレイ
ティッド データ−トランスミッション システムズ(A
daptive Maximum-LikelihoodReceiver for Carrier-Mod
ulated Data-Transmission Systems)”Ｐ．６２４−６
３６ 近年、ディジタル移動通信の開発が急速に行われている
が、陸上移動通信では遅延を伴なう多数の干渉波と移動
端末が高速に移動することによって周波数選択性フェー
ジングが発生し、受信信号波形が著しく歪むため、等化
器によってこの歪みを補償する必要がある。この等化器
に適用される最尤系列推定は、周波数選択性フェージン
グのように、伝送路の遅延特性に起因して歪んだ受信信
号波形から、正しい送信データを得るための最も有効な
等化方式の一つである。
例えば次のような文献に記載されるものがあった。 文献；アイイーイーイー トランスアクション オン
コミュニケーションズ（IEEE Transaction on Communic
ations）、ＣＯＭ−２２［５］（1974-5）（米）Ｇ．Ｕ
ｎｇｅｒｂｏｅｃｋ“アダプティブ マキシマム−ライ
クリフッド レシーバ フォア キャリイ−モデュレイ
ティッド データ−トランスミッション システムズ(A
daptive Maximum-LikelihoodReceiver for Carrier-Mod
ulated Data-Transmission Systems)”Ｐ．６２４−６
３６ 近年、ディジタル移動通信の開発が急速に行われている
が、陸上移動通信では遅延を伴なう多数の干渉波と移動
端末が高速に移動することによって周波数選択性フェー
ジングが発生し、受信信号波形が著しく歪むため、等化
器によってこの歪みを補償する必要がある。この等化器
に適用される最尤系列推定は、周波数選択性フェージン
グのように、伝送路の遅延特性に起因して歪んだ受信信
号波形から、正しい送信データを得るための最も有効な
等化方式の一つである。
【０００３】図２は、従来のディジタル移動通信におけ
る送受信機の構成例を示すブロック図である。この送受
信機は、入力データｂmに基づき信号ｓc（ｔ）を送信す
る送信機１０を有し、該信号ｓc(ｔ）が伝送路２０を介
して受信機３０に受信されるようになっている。送信機
１０は、符号化器１１、送信ローパスフィルタ（以下、
送信ＬＰＦという）１２、及び変調器１３より構成され
ている。また、受信機３０は、復調器３１、受信ローパ
スフィルタ（以下、受信ＬＰＦという）３２、適応等化
器３３、及び復号器３４より構成されている。送信機１
０では、入力データｂmを符号化器１１で送信シンボル
ｘnに変換し、送信ＬＰＦ１２により帯域制限して送信
複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）を生成し、変調器１３へ
送る。変調器１３では、信号ｓ（ｔ)を周波数ｆcなる搬
送波によって変調し、信号ｓc(ｔ）を伝送路２０を介し
て受信機３０へ送信する。受信機３０では、復調器３１
で送信搬送波周波数ｆc と等しい周波数によって同期検
波を行い、伝送路２０を通った信号ｒc(ｔ）を複素ベー
スバンド信号ｒ（ｔ）に変換し、さらに受信ＬＰＦ３２
を通して帯域制限された受信複素ベースバンド信号ｙ
（ｔ）を得る。この信号ｙ（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサ
ンプリングする。適応等化器３３では、信号ｙ（ｔ)の
サンプル値ｙnから周波数選択性フェージングによる伝
送路２０の特性を補償し、送信シンボルを推定する。こ
こで、送信搬送波周波数と受信機３０の復調周波数の周
波数オフセットや位相ジッタにより、受信信号の位相が
変動するので、適応等化器３３は、最尤系列推定によ
り、受信信号の位相変動を補償しながら送信シンボルの
推定を行う。最後に、復号器３４で送信シンボルの推定
値ＥＸn(但し、Ｅは推定を表す）を復号し、送信された
データＥｂm を得る。最尤系列推定は、ある有限区間で
の受信信号系列ＶＹN＝｛ｙ1，ｙ2，…，ｙN}(但し、Ｖ
はベクトルを表す）が得られたときに、伝送路２０のイ
ンパルス応答ｈ（ｔ)を既知としてＶＹNを実現する確率
（尤度）の最も大きい送信シンボル系列ＶＸN＝｛ｘ1，
ｘ2，…，ｘN｝を推定するものであり、前記文献に記載
されているように、畳み込み符号の復号法として知られ
るビタビ・アルゴリズムを用いて効率的に計算される。
る送受信機の構成例を示すブロック図である。この送受
信機は、入力データｂmに基づき信号ｓc（ｔ）を送信す
る送信機１０を有し、該信号ｓc(ｔ）が伝送路２０を介
して受信機３０に受信されるようになっている。送信機
１０は、符号化器１１、送信ローパスフィルタ（以下、
送信ＬＰＦという）１２、及び変調器１３より構成され
ている。また、受信機３０は、復調器３１、受信ローパ
スフィルタ（以下、受信ＬＰＦという）３２、適応等化
器３３、及び復号器３４より構成されている。送信機１
０では、入力データｂmを符号化器１１で送信シンボル
ｘnに変換し、送信ＬＰＦ１２により帯域制限して送信
複素ベースバンド信号ｓ（ｔ）を生成し、変調器１３へ
送る。変調器１３では、信号ｓ（ｔ)を周波数ｆcなる搬
送波によって変調し、信号ｓc(ｔ）を伝送路２０を介し
て受信機３０へ送信する。受信機３０では、復調器３１
で送信搬送波周波数ｆc と等しい周波数によって同期検
波を行い、伝送路２０を通った信号ｒc(ｔ）を複素ベー
スバンド信号ｒ（ｔ）に変換し、さらに受信ＬＰＦ３２
を通して帯域制限された受信複素ベースバンド信号ｙ
（ｔ）を得る。この信号ｙ（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサ
ンプリングする。適応等化器３３では、信号ｙ（ｔ)の
サンプル値ｙnから周波数選択性フェージングによる伝
送路２０の特性を補償し、送信シンボルを推定する。こ
こで、送信搬送波周波数と受信機３０の復調周波数の周
波数オフセットや位相ジッタにより、受信信号の位相が
変動するので、適応等化器３３は、最尤系列推定によ
り、受信信号の位相変動を補償しながら送信シンボルの
推定を行う。最後に、復号器３４で送信シンボルの推定
値ＥＸn(但し、Ｅは推定を表す）を復号し、送信された
データＥｂm を得る。最尤系列推定は、ある有限区間で
の受信信号系列ＶＹN＝｛ｙ1，ｙ2，…，ｙN}(但し、Ｖ
はベクトルを表す）が得られたときに、伝送路２０のイ
ンパルス応答ｈ（ｔ)を既知としてＶＹNを実現する確率
（尤度）の最も大きい送信シンボル系列ＶＸN＝｛ｘ1，
ｘ2，…，ｘN｝を推定するものであり、前記文献に記載
されているように、畳み込み符号の復号法として知られ
るビタビ・アルゴリズムを用いて効率的に計算される。
【０００４】図３は、図２中の適応等化器３３に適応さ
れる従来の適応最尤系列推定器の機能ブロック図であ
る。この適応最尤系列推定器は、例えば、ディジタル・
シグナル・プロセッサ（以下、ＤＳＰという）を用いた
プログラム制御等により構成されるもので、位相回転部
４０、遅延手段５０、ビタビ・アルゴリズム処理部６
０、伝送路推定部７０、及び位相推定部８０を備えてい
る。なお、各機能ブロック間を接続する実線は実数、一
点鎖線は複素数、二点鎖線は複素ベクトルをそれぞれ表
す。位相回転部４０は、位相推定値Ｅφnに基づき、受
信信号のサンプル値Ｙnを位相回転させて周波数オフセ
ットや位相ジッタによる位相変動を補償した受信信号の
サンプル値ｃｒn(但し、ｃは補償を表す）を出力する機
能を有し、演算手段４１及び乗算手段４２より構成され
ている。遅延手段５０は、ビタビ・アルゴリズムの判定
遅延を補償するためのもので、受信信号のサンプル値ｃ
ｒn を所定時間遅延し、その遅延した値ｃｒn-M を伝送
路推定部７０及び位相推定部８０へ与える機能を有して
いる。ビタビ・アルゴリズム処理部６０は、サンプル値
ｃｒn を入力し、伝送路推定部７０からの伝送路２０の
インパルス応答推定値Ｅｈj(ｊ＝０，１，…，Ｌ）に基
づき、ビタビ・アルゴリズムに従って送信シンボルの推
定を行い、推定送信シンボル系列ＥＸn-M を出力する機
能を有している。
れる従来の適応最尤系列推定器の機能ブロック図であ
る。この適応最尤系列推定器は、例えば、ディジタル・
シグナル・プロセッサ（以下、ＤＳＰという）を用いた
プログラム制御等により構成されるもので、位相回転部
４０、遅延手段５０、ビタビ・アルゴリズム処理部６
０、伝送路推定部７０、及び位相推定部８０を備えてい
る。なお、各機能ブロック間を接続する実線は実数、一
点鎖線は複素数、二点鎖線は複素ベクトルをそれぞれ表
す。位相回転部４０は、位相推定値Ｅφnに基づき、受
信信号のサンプル値Ｙnを位相回転させて周波数オフセ
ットや位相ジッタによる位相変動を補償した受信信号の
サンプル値ｃｒn(但し、ｃは補償を表す）を出力する機
能を有し、演算手段４１及び乗算手段４２より構成され
ている。遅延手段５０は、ビタビ・アルゴリズムの判定
遅延を補償するためのもので、受信信号のサンプル値ｃ
ｒn を所定時間遅延し、その遅延した値ｃｒn-M を伝送
路推定部７０及び位相推定部８０へ与える機能を有して
いる。ビタビ・アルゴリズム処理部６０は、サンプル値
ｃｒn を入力し、伝送路推定部７０からの伝送路２０の
インパルス応答推定値Ｅｈj(ｊ＝０，１，…，Ｌ）に基
づき、ビタビ・アルゴリズムに従って送信シンボルの推
定を行い、推定送信シンボル系列ＥＸn-M を出力する機
能を有している。
【０００５】伝送路推定部７０では、実際の伝送路２０
のインパルス応答が未知であるため、それを推定して伝
送路のインパルス応答推定値Ｅｈj をビタビ・アルゴリ
ズム処理部６０へ与える機能を有し、受信信号再生手段
７１、インパルス応答適応更新手段７２、及び減算手段
７３より構成されている。
のインパルス応答が未知であるため、それを推定して伝
送路のインパルス応答推定値Ｅｈj をビタビ・アルゴリ
ズム処理部６０へ与える機能を有し、受信信号再生手段
７１、インパルス応答適応更新手段７２、及び減算手段
７３より構成されている。
【０００６】受信信号再生手段７１では、推定送信シン
ボル系列｛ＥＸn，ＥＸn-1，…，ＥＸn-L｝と伝送路２
０のインパルス応答推定値Ｅｈjとから、次式（１）の
ような受信信号の推定値Ｅｒn を発生する。
ボル系列｛ＥＸn，ＥＸn-1，…，ＥＸn-L｝と伝送路２
０のインパルス応答推定値Ｅｈjとから、次式（１）の
ような受信信号の推定値Ｅｒn を発生する。
【数１】 これを減算手段７３で、次式（２）のように、位相変動
を補償した受信信号ｃｒnから差し引いて誤差信号ｅnを
得る。 ｅn＝ｃｒn−Ｅｒn ・・・（２） インパルス応答適応更新手段７２では、次式（３）で示
されるＬＭＳ（リースト・ミーン・スケヤーズ）アルゴ
リズムにより、伝送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈ
j を更新する。 Ｅｈj n+1＝Ｅｈj n＋β・ｅn・ＥＸ* n-j ・・・（３） 但し、ｊ＝０，１，…，Ｌ *；複素共役 β；ステップサイズと呼ばれる正の定数 位相推定部８０は、周波数オフセットや位相ジッタによ
る位相変動量を次式（４）により推定し、その位相推定
値Ｅφn+1 を位相回転部４０へ与え、該位相回転部４０
でその位相変動量を補償させるように働く。 Ｅφn+1＝Ｅφn＋α・Ｉｍ［ｅn・ｃｒ* n］ ・・・（４） 但し、Ｉｍ［ ］；複素数の虚数部 α；正の定数 位相推定部８０及び位相回転部４０による位相変動量の
補償は、１次の位相同期ループと等価である。そのた
め、位相推定部８０は、位相同期ループ（ＰＬＬ）の位
相誤差検出回路８１、ループフィルタ８２、及び電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯという）８３より構成されてい
るといえる。位相誤差検出回路８１は、遅延手段５０の
出力ｃｒn-M からその複素共役ｃｒ* n-Mを求める複素共
役算出手段８１ａと、複素共役ｃｒ* n-Mと推定誤差ｅ
n-M とを乗算する乗算手段８１ｂと、その乗算結果より
虚数部を抽出して位相誤差△φn を出力する虚数部抽出
手段８１ｃとで、構成されている。ループフィルタ８２
は、位相誤差△φn に対して乗数αを乗算する乗算手段
８２ａで構成されている。ＶＣＯ８３は、乗算手段８２
ａの出力に対して前の時刻の位相推定値Ｅφn-1を加算
する加算手段８３ａと、該加算手段８３ａの出力を遅延
するレジスタ等の遅延手段８３ｂとで、構成されてい
る。
を補償した受信信号ｃｒnから差し引いて誤差信号ｅnを
得る。 ｅn＝ｃｒn−Ｅｒn ・・・（２） インパルス応答適応更新手段７２では、次式（３）で示
されるＬＭＳ（リースト・ミーン・スケヤーズ）アルゴ
リズムにより、伝送路２０のインパルス応答推定値Ｅｈ
j を更新する。 Ｅｈj n+1＝Ｅｈj n＋β・ｅn・ＥＸ* n-j ・・・（３） 但し、ｊ＝０，１，…，Ｌ *；複素共役 β；ステップサイズと呼ばれる正の定数 位相推定部８０は、周波数オフセットや位相ジッタによ
る位相変動量を次式（４）により推定し、その位相推定
値Ｅφn+1 を位相回転部４０へ与え、該位相回転部４０
でその位相変動量を補償させるように働く。 Ｅφn+1＝Ｅφn＋α・Ｉｍ［ｅn・ｃｒ* n］ ・・・（４） 但し、Ｉｍ［ ］；複素数の虚数部 α；正の定数 位相推定部８０及び位相回転部４０による位相変動量の
補償は、１次の位相同期ループと等価である。そのた
め、位相推定部８０は、位相同期ループ（ＰＬＬ）の位
相誤差検出回路８１、ループフィルタ８２、及び電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯという）８３より構成されてい
るといえる。位相誤差検出回路８１は、遅延手段５０の
出力ｃｒn-M からその複素共役ｃｒ* n-Mを求める複素共
役算出手段８１ａと、複素共役ｃｒ* n-Mと推定誤差ｅ
n-M とを乗算する乗算手段８１ｂと、その乗算結果より
虚数部を抽出して位相誤差△φn を出力する虚数部抽出
手段８１ｃとで、構成されている。ループフィルタ８２
は、位相誤差△φn に対して乗数αを乗算する乗算手段
８２ａで構成されている。ＶＣＯ８３は、乗算手段８２
ａの出力に対して前の時刻の位相推定値Ｅφn-1を加算
する加算手段８３ａと、該加算手段８３ａの出力を遅延
するレジスタ等の遅延手段８３ｂとで、構成されてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
適応最尤系列推定器では、位相誤差検出回路８１におい
て位相を補償した受信信号ｃｒnと伝送路２０の誤差信
号ｅnとから位相誤差△Ｅφn を検出している。そのた
め、伝送路推定部７０及び位相推定部８０の推定動作が
十分行われているとき、誤差信号ｅn が非常に小さな値
となり、例えば固定小数点演算のＤＳＰを用いて適応最
尤系列推定器を実現した場合、（４）式においてｅn・
ｃｒnを計算すると、計算精度が悪くなることがあり、
それを解決することが困難であった。本発明は、前記従
来技術が持っていた課題として、伝送路及び位相の推定
動作が十分行われているとき、位相誤差検出に用いる伝
送路の誤差信号が小さな値になるという点について解決
し、例えば固定小数点演算のＤＳＰ等で実現しても、位
相誤差検出の計算精度の劣化しない優れた適応最尤系列
推定器を提供することを目的とする。
適応最尤系列推定器では、位相誤差検出回路８１におい
て位相を補償した受信信号ｃｒnと伝送路２０の誤差信
号ｅnとから位相誤差△Ｅφn を検出している。そのた
め、伝送路推定部７０及び位相推定部８０の推定動作が
十分行われているとき、誤差信号ｅn が非常に小さな値
となり、例えば固定小数点演算のＤＳＰを用いて適応最
尤系列推定器を実現した場合、（４）式においてｅn・
ｃｒnを計算すると、計算精度が悪くなることがあり、
それを解決することが困難であった。本発明は、前記従
来技術が持っていた課題として、伝送路及び位相の推定
動作が十分行われているとき、位相誤差検出に用いる伝
送路の誤差信号が小さな値になるという点について解決
し、例えば固定小数点演算のＤＳＰ等で実現しても、位
相誤差検出の計算精度の劣化しない優れた適応最尤系列
推定器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明のうちの第１の発明は、適応最尤系列推定器
において、位相推定値に基づき受信信号の位相を回転さ
せて該受信信号の位相変動を補償する位相回転部と、前
記位相回転部で補償された補償後の受信信号を入力し、
伝送路のインパルス応答推定値に基づきビタビ・アルゴ
リズムに従って送信シンボルの推定を行い、推定送信シ
ンボル系列を出力するビタビ・アルゴリズム処理部と、
前記推定送信シンボル系列と前記伝送路のインパルス応
答推定値とから受信信号の推定値を算出する受信信号再
生手段と、前記位相回転部で補償された補償後の受信信
号から該受信信号再生手段で算出された受信信号の推定
値を差し引いて推定誤差を算出する減算手段と、該減算
手段で算出された推定誤差及び前記推定送信シンボル系
列に基づき、適応アルゴリズムに従い伝送路のインパル
ス応答を更新して新しい前記伝送路のインパルス応答推
定値を前記ビタビ・アルゴリズム処理部及び該受信信号
再生手段に与えるインパルス応答適応更新手段とを有す
る伝送路推定部と、前記位相回転部で補償された補償後
の受信信号と前記受信信号再生手段で算出された受信信
号の推定値とを用いて受信信号の位相誤差を検出する位
相誤差検出手段を有し、該位相誤差検出手段で検出され
た位相誤差を位相修正値として位相推定値に加えて新し
い前記位相推定値を前記位相回転部に与える位相推定部
と、を備えている。第２の発明によれば、第１の発明の
位相誤差検出手段を、前記受信信号の推定値からその複
素共役を算出する複素共役算出手段と、前記補償後の受
信信号と前記複素共役とを乗算する乗算手段と、前記乗
算手段の乗算結果より虚数部を抽出して位相誤差を出力
する虚数部抽出手段と、で構成している。
に、本発明のうちの第１の発明は、適応最尤系列推定器
において、位相推定値に基づき受信信号の位相を回転さ
せて該受信信号の位相変動を補償する位相回転部と、前
記位相回転部で補償された補償後の受信信号を入力し、
伝送路のインパルス応答推定値に基づきビタビ・アルゴ
リズムに従って送信シンボルの推定を行い、推定送信シ
ンボル系列を出力するビタビ・アルゴリズム処理部と、
前記推定送信シンボル系列と前記伝送路のインパルス応
答推定値とから受信信号の推定値を算出する受信信号再
生手段と、前記位相回転部で補償された補償後の受信信
号から該受信信号再生手段で算出された受信信号の推定
値を差し引いて推定誤差を算出する減算手段と、該減算
手段で算出された推定誤差及び前記推定送信シンボル系
列に基づき、適応アルゴリズムに従い伝送路のインパル
ス応答を更新して新しい前記伝送路のインパルス応答推
定値を前記ビタビ・アルゴリズム処理部及び該受信信号
再生手段に与えるインパルス応答適応更新手段とを有す
る伝送路推定部と、前記位相回転部で補償された補償後
の受信信号と前記受信信号再生手段で算出された受信信
号の推定値とを用いて受信信号の位相誤差を検出する位
相誤差検出手段を有し、該位相誤差検出手段で検出され
た位相誤差を位相修正値として位相推定値に加えて新し
い前記位相推定値を前記位相回転部に与える位相推定部
と、を備えている。第２の発明によれば、第１の発明の
位相誤差検出手段を、前記受信信号の推定値からその複
素共役を算出する複素共役算出手段と、前記補償後の受
信信号と前記複素共役とを乗算する乗算手段と、前記乗
算手段の乗算結果より虚数部を抽出して位相誤差を出力
する虚数部抽出手段と、で構成している。
【０００９】
【作用】第１の発明によれば、以上のように適応最尤系
列推定器を構成したので、受信信号が入力されると、そ
の位相変動が位相回転部で補償され、ビタビ・アルゴリ
ズム処理部、伝送路推定部、及び位相推定部へ送られ
る。ビタビ・アルゴリズム処理部では、位相回転部で補
償された受信信号を入力し、伝送路のインパルス応答推
定値に基づき送信シンボルの推定を行って推定送信シン
ボル系列を出力する。伝送路推定部内では、推定送信シ
ンボル系列と伝送路のインパルス応答推定値とから、受
信信号再生手段によって受信信号の推定値が算出され
る。位相回転部で補償された補償後の受信信号から、受
信信号の推定値が減算手段で差し引かれて推定誤差が算
出される。インパルス応答適応更新手段は、算出された
推定誤差と推定送信シンボル系列に基づき、適応アルゴ
リズムに従い、伝送路のインパルス応答を更新して、新
しい伝送路のインパルス応答推定値をビタビ・アルゴリ
ズム処理部と受信信号再生手段に与える。 このように、
伝送路推定部では、推定送信シンボル系列と伝送路のイ
ンパルス応答推定値とから受信信号の位相変動を推定
し、その受信信号の推定値を位相推定部内の位相誤差検
出手段に与える。位相誤差検出手段では、位相回転部で
補償された受信信号と、伝送路推定部から与えられる受
信信号の推定値とを用いて位相誤差を検出する。位相推
定部では、位相誤差検出手段で検出された位相誤差を位
相修正値として位相推定値に加えて新しい位相推定値を
求めることによって受信信号の位相変動を推定し、その
推定された新しい位相推定値を位相回転部へ与える。す
ると、与えられた位相推定値に基づき、位相回転部が受
信信号の位相変動を補償する。第２の発明によれば、位
相誤差検出手段は、伝送路推定部から受信信号の推定値
が与えられると、その複素共役を複素共役算出手段で算
出する。この複素共役と、位相回転部で補償された受信
信号とが乗算手段で乗算され、その乗算結果より、虚数
部抽出手段で虚数部が抽出されて位相誤差が出力され
る。従って、前記課題を解決できるのである。
列推定器を構成したので、受信信号が入力されると、そ
の位相変動が位相回転部で補償され、ビタビ・アルゴリ
ズム処理部、伝送路推定部、及び位相推定部へ送られ
る。ビタビ・アルゴリズム処理部では、位相回転部で補
償された受信信号を入力し、伝送路のインパルス応答推
定値に基づき送信シンボルの推定を行って推定送信シン
ボル系列を出力する。伝送路推定部内では、推定送信シ
ンボル系列と伝送路のインパルス応答推定値とから、受
信信号再生手段によって受信信号の推定値が算出され
る。位相回転部で補償された補償後の受信信号から、受
信信号の推定値が減算手段で差し引かれて推定誤差が算
出される。インパルス応答適応更新手段は、算出された
推定誤差と推定送信シンボル系列に基づき、適応アルゴ
リズムに従い、伝送路のインパルス応答を更新して、新
しい伝送路のインパルス応答推定値をビタビ・アルゴリ
ズム処理部と受信信号再生手段に与える。 このように、
伝送路推定部では、推定送信シンボル系列と伝送路のイ
ンパルス応答推定値とから受信信号の位相変動を推定
し、その受信信号の推定値を位相推定部内の位相誤差検
出手段に与える。位相誤差検出手段では、位相回転部で
補償された受信信号と、伝送路推定部から与えられる受
信信号の推定値とを用いて位相誤差を検出する。位相推
定部では、位相誤差検出手段で検出された位相誤差を位
相修正値として位相推定値に加えて新しい位相推定値を
求めることによって受信信号の位相変動を推定し、その
推定された新しい位相推定値を位相回転部へ与える。す
ると、与えられた位相推定値に基づき、位相回転部が受
信信号の位相変動を補償する。第２の発明によれば、位
相誤差検出手段は、伝送路推定部から受信信号の推定値
が与えられると、その複素共役を複素共役算出手段で算
出する。この複素共役と、位相回転部で補償された受信
信号とが乗算手段で乗算され、その乗算結果より、虚数
部抽出手段で虚数部が抽出されて位相誤差が出力され
る。従って、前記課題を解決できるのである。
【００１０】
【実施例】図１は、本発明の実施例を示す適応最尤系列
推定器の機能ブロック図であり、従来の図３中の要素と
共通の要素には共通の符号が付されている。この適応最
尤系列推定器は、従来と同様、図２に示すディジタル移
動通信における送受信機中の適応等化器３３に適応され
るもので、ＤＳＰ等で構成されている。本実施例の適応
最尤系列推定器では、従来の図３中の伝送路推定部７０
及び位相推定部８０に代えて、構成の異なる伝送路推定
部７０Ａ及び位相推定部８０Ａが設けられている。伝送
路推定部７０Ａは、従来と同様の受信信号再生手段７
１、インパルス応答適応更新手段７２、及び減算手段７
３で構成されているが、減算手段７３で求めた誤差信号
ｅn を位相推定部８０Ａに与えずに、受信信号再生手段
７１で求めた受信信号の推定値Ｅｒn を該位相推定部８
０Ａに与えるようにしている点が従来のものと異なって
いる。また、位相推定部８０Ａは、従来と異なる位相誤
差検出回路８１Ａと、従来と同様のループフィルタ８２
及びＶＣＯ８３とで、構成されている。位相誤差検出回
路８１Ａは、受信信号再生手段７１から与えられる受信
信号の推定値Ｅｒn から複素共役ｃｒ* n-Mを求める複素
共役算出手段８１ａと、該複素共役ｃｒ* n-Mと遅延手段
５０の出力ｃｒn-M とを乗算する乗算手段８１ｂと、該
乗算手段８１ｂの出力から虚数部を抽出して位相誤差△
φn を出力する虚数部抽出手段８１ｃとで、構成されて
いる。ループフィルタ８２は、従来と同様、位相誤差△
φn に対して乗数αを乗算して位相修正量△Ｅφn+1 を
出力する乗算手段で構成されている。ＶＣＯ８３は、従
来と同様、ループフィルタ８２から出力される位相修正
量△Ｅφn+1 に対して前の時刻の位相推定値Ｅφn-1 を
加算する加算手段８３ａと、該加算手段８３ａの出力を
遅延して位相回転部４０へ与える位相推定値Ｅφn を出
力するレジスタ等の遅延手段８３ｂとで、構成されてい
る。
推定器の機能ブロック図であり、従来の図３中の要素と
共通の要素には共通の符号が付されている。この適応最
尤系列推定器は、従来と同様、図２に示すディジタル移
動通信における送受信機中の適応等化器３３に適応され
るもので、ＤＳＰ等で構成されている。本実施例の適応
最尤系列推定器では、従来の図３中の伝送路推定部７０
及び位相推定部８０に代えて、構成の異なる伝送路推定
部７０Ａ及び位相推定部８０Ａが設けられている。伝送
路推定部７０Ａは、従来と同様の受信信号再生手段７
１、インパルス応答適応更新手段７２、及び減算手段７
３で構成されているが、減算手段７３で求めた誤差信号
ｅn を位相推定部８０Ａに与えずに、受信信号再生手段
７１で求めた受信信号の推定値Ｅｒn を該位相推定部８
０Ａに与えるようにしている点が従来のものと異なって
いる。また、位相推定部８０Ａは、従来と異なる位相誤
差検出回路８１Ａと、従来と同様のループフィルタ８２
及びＶＣＯ８３とで、構成されている。位相誤差検出回
路８１Ａは、受信信号再生手段７１から与えられる受信
信号の推定値Ｅｒn から複素共役ｃｒ* n-Mを求める複素
共役算出手段８１ａと、該複素共役ｃｒ* n-Mと遅延手段
５０の出力ｃｒn-M とを乗算する乗算手段８１ｂと、該
乗算手段８１ｂの出力から虚数部を抽出して位相誤差△
φn を出力する虚数部抽出手段８１ｃとで、構成されて
いる。ループフィルタ８２は、従来と同様、位相誤差△
φn に対して乗数αを乗算して位相修正量△Ｅφn+1 を
出力する乗算手段で構成されている。ＶＣＯ８３は、従
来と同様、ループフィルタ８２から出力される位相修正
量△Ｅφn+1 に対して前の時刻の位相推定値Ｅφn-1 を
加算する加算手段８３ａと、該加算手段８３ａの出力を
遅延して位相回転部４０へ与える位相推定値Ｅφn を出
力するレジスタ等の遅延手段８３ｂとで、構成されてい
る。
【００１１】次に、動作を説明する。例えば、受信信号
のサンプル値ｙn を ｙn＝ｒn・ｅｘｐ［ｊφn］ ・・・（５） のように表す。ここで、φn は周波数オフセットや位相
ジッタによる位相変動量、ｒn はこれらの位相変動がな
い場合の受信信号のサンプル値で、インパルス応答ベク
トルＶｈn、及び送信シンボルベクトルＶＸnを用いて次
式（６）のように表される。 ｒn＝Ｖｈn T・Ｖｘn ・・・（６） 但し、Ｖｈn＝｛ｈ0 n，ｈ1 n，…，ｈL n｝T Ｖｘn＝｛ｘn，ｘn-1，…，ｘn-L｝T T；ベクトルの転置 図２の受信機３０において、シンボル間隔Ｔでサンプリ
ングされた受信信号のサンプル値Ｙn が位相回転部４０
に入力されると、該位相回転部４０では、位相推定部８
０Ａで推定された位相推定値Ｅφn から演算手段４１で
位相回転量ｅｘｐ［−ｊＥφn]を求め、これを乗算手段
４２で受信信号のサンプル値Ｙn に乗じて位相を補償し
た次式（７）のような受信信号のサンプル値ｃｒn を、
遅延手段５０及びビタビ・アルゴリズム処理部６０へ出
力する。 ｃｒn＝ｒn・ｅｘｐ［ｊ（φn−Ｅφn）］ ・・・（７） 遅延手段５０は受信信号のサンプル値ｃｒn を遅延し、
その遅延した値ｃｒn- M を位相誤差検出回路８１Ａ内の
乗算手段８１ｂ、及び伝送路推定部７０Ａ内の減算手段
７３へ与える。ビタビ・アルゴリズム処理部６０では、
受信信号のサンプル値ｃｒn を入力し、インパルス応答
適応更新手段７２で推定された伝送路２０のインパルス
応答推定値Ｅｈj に基づき、送信シンボル系列を推定
し、その推定送信シンボル系列｛Ｅｘn，Ｅｘn-1，…，
Ｅｘn-L}を出力する。伝送路推定部７０Ａ内の受信信号
再生手段７１は、推定送信シンボル系列｛Ｅｘn，Ｅｘ
n-1，…，Ｅｘn-L}と伝送路２０のインパルス応答推定
値Ｅｈj とに基づき、受信信号の推定値Ｅｒn-M を求
め、減算手段７３、及び位相誤差検出回路８１Ａ内の複
素共役算出手段８１ａへ与える。減算手段７３は、遅延
手段５０からの受信信号のサンプル値ｃｒn-M から推定
値Ｅｒn-M を減算して推定誤差ｅn- M を求め、それをイ
ンパルス応答適応更新手段７２に与える。位相誤差検出
回路８１Ａでは、受信信号再生手段７１から与えられる
受信信号の推定値Ｅｒn から複素共役算出手段８１ａで
複素共役ｃｒ* n-Mを算出し、その複素共役ｃｒ* n-Mと、
遅延手段５０で遅延された受信信号のサンプル値ｃｒ
n-Mとを、乗算手段８１ｂで乗算する。この乗算結果か
ら、虚数部抽出手段８１ｃで虚数部を抽出し、位相誤差
△φn を求め、ループフィルタ８２へ与える。伝送路推
定部７０Ａ及び位相推定部８０Ａの推定動作が十分行わ
れているとすると、受信信号の推定値Ｅｒnはほぼｒnに
等しいから、位相誤差検出回路８１Ａの出力は、次式
（８）のようになり、位相誤差に比例した量となる。
のサンプル値ｙn を ｙn＝ｒn・ｅｘｐ［ｊφn］ ・・・（５） のように表す。ここで、φn は周波数オフセットや位相
ジッタによる位相変動量、ｒn はこれらの位相変動がな
い場合の受信信号のサンプル値で、インパルス応答ベク
トルＶｈn、及び送信シンボルベクトルＶＸnを用いて次
式（６）のように表される。 ｒn＝Ｖｈn T・Ｖｘn ・・・（６） 但し、Ｖｈn＝｛ｈ0 n，ｈ1 n，…，ｈL n｝T Ｖｘn＝｛ｘn，ｘn-1，…，ｘn-L｝T T；ベクトルの転置 図２の受信機３０において、シンボル間隔Ｔでサンプリ
ングされた受信信号のサンプル値Ｙn が位相回転部４０
に入力されると、該位相回転部４０では、位相推定部８
０Ａで推定された位相推定値Ｅφn から演算手段４１で
位相回転量ｅｘｐ［−ｊＥφn]を求め、これを乗算手段
４２で受信信号のサンプル値Ｙn に乗じて位相を補償し
た次式（７）のような受信信号のサンプル値ｃｒn を、
遅延手段５０及びビタビ・アルゴリズム処理部６０へ出
力する。 ｃｒn＝ｒn・ｅｘｐ［ｊ（φn−Ｅφn）］ ・・・（７） 遅延手段５０は受信信号のサンプル値ｃｒn を遅延し、
その遅延した値ｃｒn- M を位相誤差検出回路８１Ａ内の
乗算手段８１ｂ、及び伝送路推定部７０Ａ内の減算手段
７３へ与える。ビタビ・アルゴリズム処理部６０では、
受信信号のサンプル値ｃｒn を入力し、インパルス応答
適応更新手段７２で推定された伝送路２０のインパルス
応答推定値Ｅｈj に基づき、送信シンボル系列を推定
し、その推定送信シンボル系列｛Ｅｘn，Ｅｘn-1，…，
Ｅｘn-L}を出力する。伝送路推定部７０Ａ内の受信信号
再生手段７１は、推定送信シンボル系列｛Ｅｘn，Ｅｘ
n-1，…，Ｅｘn-L}と伝送路２０のインパルス応答推定
値Ｅｈj とに基づき、受信信号の推定値Ｅｒn-M を求
め、減算手段７３、及び位相誤差検出回路８１Ａ内の複
素共役算出手段８１ａへ与える。減算手段７３は、遅延
手段５０からの受信信号のサンプル値ｃｒn-M から推定
値Ｅｒn-M を減算して推定誤差ｅn- M を求め、それをイ
ンパルス応答適応更新手段７２に与える。位相誤差検出
回路８１Ａでは、受信信号再生手段７１から与えられる
受信信号の推定値Ｅｒn から複素共役算出手段８１ａで
複素共役ｃｒ* n-Mを算出し、その複素共役ｃｒ* n-Mと、
遅延手段５０で遅延された受信信号のサンプル値ｃｒ
n-Mとを、乗算手段８１ｂで乗算する。この乗算結果か
ら、虚数部抽出手段８１ｃで虚数部を抽出し、位相誤差
△φn を求め、ループフィルタ８２へ与える。伝送路推
定部７０Ａ及び位相推定部８０Ａの推定動作が十分行わ
れているとすると、受信信号の推定値Ｅｒnはほぼｒnに
等しいから、位相誤差検出回路８１Ａの出力は、次式
（８）のようになり、位相誤差に比例した量となる。
【００１２】 Ｉｍ［Ｅｒn *・ｃｒn］＝Ｉｍ［｜ｒn｜2・ｅｘｐ［ｊ(φn−Ｅφn)]] ＝Ａ・Ｈ2・sin（△φn） ≒Ａ・Ｈ2・△φn ・・・（８） 但し、Ａ；送信シンボルベクトルＶＸnの２乗平均値 Ｈ；伝送路２０のインパルス応答ベクトルＶｈnの絶対
値 位相誤差検出回路８１Ａから出力された位相誤差△φn
は、ループフィルタ８２で乗数αが乗算されて位相修正
量△Ｅφn+1 となり、ＶＣＯ８３へ送られる。ＶＣＯ８
３では、加算手段８３ａで、位相推定値Ｅφnに位相修
正量△Ｅφn+1を加算し、遅延手段８３ｂで遅延し、新
たな位相推定値Ｅφn+1 として位相回転部４０へ送られ
る。
値 位相誤差検出回路８１Ａから出力された位相誤差△φn
は、ループフィルタ８２で乗数αが乗算されて位相修正
量△Ｅφn+1 となり、ＶＣＯ８３へ送られる。ＶＣＯ８
３では、加算手段８３ａで、位相推定値Ｅφnに位相修
正量△Ｅφn+1を加算し、遅延手段８３ｂで遅延し、新
たな位相推定値Ｅφn+1 として位相回転部４０へ送られ
る。
【００１３】以上のように、本実施例では、次のような
利点を有している。
利点を有している。
【００１４】本実施例では、位相回転部４０の位相誤差
を補償するために、位相誤差検出回路８１Ａが、補償後
の受信信号ｃｒ n と、受信信号再生手段７１により生成
された受信信号の推定値Ｅｒ n とに基づいて、位相誤差
△φ n を検出している。そして、受信信号の推定値Ｅｒ
n は、ビタビ・アルゴリズム処理部６０の送信シンボル
系列Ｅｘ n とインパルス応答適応更新手段７２のインパ
ルス応答推定値Ｅｈ j とに基づいて算出される。加え
て、インパルス応答推定値Ｅｈ j は、ビタビ・アルゴリ
ズム処理部６０にも供給され、先の送信シンボル系列Ｅ
ｘ n の精度を高めている。 故に、本実施例においては、
ビタビ・アルゴリズム処理部６０が、補償後の受信信号
ｃｒ n とインパルス応答推定値Ｅｈ j を用いて、送信シ
ンボル系列Ｅｘ n を出力し、さらに受信信号再生手段７
１が、その送信シンボル系列Ｅｘ n とインパルス応答推
定値Ｅｈ j とを用いて受信信号の推定値Ｅｒ n を出力し
ているので、精度の高い受信信号の推定値Ｅｒ n が得ら
れる。そして、その精度の高い受信信号の推定値Ｅｒ n
と補償後の受信信号ｃｒ n とに基づいて、位相誤差検出
回路８１Ａが位相誤差△φ n を算出しているので、高い
精度で位相誤差△φ n を補償できると共に、伝送路推定
部７０Ａ及び位相推定部８０Ａの推定動作が十分に行わ
れているときでも、位相誤差検出回路８１Ａでの位相誤
差△φ n に影響を与えない。従って、例えば、固定小数
点演算のＤＳＰ等で適応最尤系列推定器を実現しても、
位相誤差検出の計算精度が劣化しない。なお、本発明は
上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。そ
の変形例としては、例えば次のようなものがある。 （ａ）適応最尤系列推定器の構成として、図１のビタビ
・アルゴリズム処理部６０の入力側に、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ比）を低減するための整合フィルタや白色化整
合フィルタを設け、そのフィルタの出力をビタビ・アル
ゴリズム処理部６０に入力する構成例がある。これらの
構成の適応最尤系列推定器は、ビタビ・アルゴリズム処
理部６０内の計算が異なるだけであり、これらの構成の
適応最尤系列推定器にも、上記実施例をまったく同様に
適用できる。 （ｂ）位相推定部８０Ａ内のループフィルタ８２は、従
来と同様に１次のＰＬＬで構成したが、これは２次、あ
るいはより高次のＰＬＬ等で構成してもよい。 （ｃ）上記実施例の適応最尤系列推定器は、ディジタル
移動通信の適応等化器３３に適用される場合について説
明したが、固定通信網におけるデータ通信の適応等化器
等としても、当然、適用可能である。
を補償するために、位相誤差検出回路８１Ａが、補償後
の受信信号ｃｒ n と、受信信号再生手段７１により生成
された受信信号の推定値Ｅｒ n とに基づいて、位相誤差
△φ n を検出している。そして、受信信号の推定値Ｅｒ
n は、ビタビ・アルゴリズム処理部６０の送信シンボル
系列Ｅｘ n とインパルス応答適応更新手段７２のインパ
ルス応答推定値Ｅｈ j とに基づいて算出される。加え
て、インパルス応答推定値Ｅｈ j は、ビタビ・アルゴリ
ズム処理部６０にも供給され、先の送信シンボル系列Ｅ
ｘ n の精度を高めている。 故に、本実施例においては、
ビタビ・アルゴリズム処理部６０が、補償後の受信信号
ｃｒ n とインパルス応答推定値Ｅｈ j を用いて、送信シ
ンボル系列Ｅｘ n を出力し、さらに受信信号再生手段７
１が、その送信シンボル系列Ｅｘ n とインパルス応答推
定値Ｅｈ j とを用いて受信信号の推定値Ｅｒ n を出力し
ているので、精度の高い受信信号の推定値Ｅｒ n が得ら
れる。そして、その精度の高い受信信号の推定値Ｅｒ n
と補償後の受信信号ｃｒ n とに基づいて、位相誤差検出
回路８１Ａが位相誤差△φ n を算出しているので、高い
精度で位相誤差△φ n を補償できると共に、伝送路推定
部７０Ａ及び位相推定部８０Ａの推定動作が十分に行わ
れているときでも、位相誤差検出回路８１Ａでの位相誤
差△φ n に影響を与えない。従って、例えば、固定小数
点演算のＤＳＰ等で適応最尤系列推定器を実現しても、
位相誤差検出の計算精度が劣化しない。なお、本発明は
上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。そ
の変形例としては、例えば次のようなものがある。 （ａ）適応最尤系列推定器の構成として、図１のビタビ
・アルゴリズム処理部６０の入力側に、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ比）を低減するための整合フィルタや白色化整
合フィルタを設け、そのフィルタの出力をビタビ・アル
ゴリズム処理部６０に入力する構成例がある。これらの
構成の適応最尤系列推定器は、ビタビ・アルゴリズム処
理部６０内の計算が異なるだけであり、これらの構成の
適応最尤系列推定器にも、上記実施例をまったく同様に
適用できる。 （ｂ）位相推定部８０Ａ内のループフィルタ８２は、従
来と同様に１次のＰＬＬで構成したが、これは２次、あ
るいはより高次のＰＬＬ等で構成してもよい。 （ｃ）上記実施例の適応最尤系列推定器は、ディジタル
移動通信の適応等化器３３に適用される場合について説
明したが、固定通信網におけるデータ通信の適応等化器
等としても、当然、適用可能である。
【００１５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１及び第
２の発明によれば、位相回転部の位相誤差を補償するた
めに、位相誤差検出手段が、補償後の受信信号と、受信
信号再生手段により生成された受信信号の推定値とに基
づいて、位相誤差を検出している。そして、受信信号の
推定値は、ビタビ・アルゴリズム処理部の送信シンボル
系列とインパルス応答適応更新手段のインパルス応答推
定値とに基づいて算出される。加えて、インパルス応答
推定値は、ビタビ・アルゴリズム処理部にも供給され、
先の送信シンボル系列の精度を高めている。 故に、本発
明においては、ビタビ・アルゴリズム処理部が、補償後
の受信信号とインパルス応答推定値を用いて、送信シン
ボル系列を出力し、さらに受信信号再生手段が、その送
信シンボル系列とインパルス応答推定値とを用いて受信
信号の推定値を出力しているので、精度の高い受信信号
の推定値が得られる。そして、その精度の高い受信信号
の推定値と補償後の受信信号とに基づいて、位相誤差検
出手段が位相誤差を算出しているので、高い精度で位相
誤差を補償できると共に、伝送路推定部及び位相推定部
の推定動作が十分に行われているときでも、位相誤差検
出手段での位相誤差に影響を与えない。従って、例え
ば、固定小数点演算のＤＳＰ等で適応最尤系列推定器を
実現しても、位相誤差検出の計算精度が劣化しないとい
う効果が得られる。
２の発明によれば、位相回転部の位相誤差を補償するた
めに、位相誤差検出手段が、補償後の受信信号と、受信
信号再生手段により生成された受信信号の推定値とに基
づいて、位相誤差を検出している。そして、受信信号の
推定値は、ビタビ・アルゴリズム処理部の送信シンボル
系列とインパルス応答適応更新手段のインパルス応答推
定値とに基づいて算出される。加えて、インパルス応答
推定値は、ビタビ・アルゴリズム処理部にも供給され、
先の送信シンボル系列の精度を高めている。 故に、本発
明においては、ビタビ・アルゴリズム処理部が、補償後
の受信信号とインパルス応答推定値を用いて、送信シン
ボル系列を出力し、さらに受信信号再生手段が、その送
信シンボル系列とインパルス応答推定値とを用いて受信
信号の推定値を出力しているので、精度の高い受信信号
の推定値が得られる。そして、その精度の高い受信信号
の推定値と補償後の受信信号とに基づいて、位相誤差検
出手段が位相誤差を算出しているので、高い精度で位相
誤差を補償できると共に、伝送路推定部及び位相推定部
の推定動作が十分に行われているときでも、位相誤差検
出手段での位相誤差に影響を与えない。従って、例え
ば、固定小数点演算のＤＳＰ等で適応最尤系列推定器を
実現しても、位相誤差検出の計算精度が劣化しないとい
う効果が得られる。
【図１】本発明の実施例を示す適応最尤系列推定器の機
能ブロック図である。
能ブロック図である。
【図２】一般的なディジタル移動通信における送受信機
の機能ブロック図である。
の機能ブロック図である。
【図３】従来の適応最尤系列推定器の機能ブロック図で
ある。
ある。
４０ 位相回転部 ５０ 遅延手段 ６０ ビタビ・アルゴリズム処理
部 ７０Ａ 伝送路推定部 ７１ 受信信号再生手段 ７２ インパルス応答適応更新手
段 ７３ 減算手段 ８０Ａ 位相推定部 ８１Ａ 位相誤差検出回路 ８１ａ 複素共役算出手段 ８１ｂ 乗算手段 ８１ｃ 虚数部抽出手段 ８２ ループフィルタ ８３ ＶＣＯ
部 ７０Ａ 伝送路推定部 ７１ 受信信号再生手段 ７２ インパルス応答適応更新手
段 ７３ 減算手段 ８０Ａ 位相推定部 ８１Ａ 位相誤差検出回路 ８１ａ 複素共役算出手段 ８１ｂ 乗算手段 ８１ｃ 虚数部抽出手段 ８２ ループフィルタ ８３ ＶＣＯ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/44 H04B 7/005 - 7/015
Claims (2)
- 【請求項１】 位相推定値に基づき受信信号の位相を回
転させて該受信信号の位相変動を補償する位相回転部
と、 前記位相回転部で補償された補償後の受信信号を入力
し、伝送路のインパルス応答推定値に基づきビタビ・ア
ルゴリズムに従って送信シンボルの推定を行い、推定送
信シンボル系列を出力するビタビ・アルゴリズム処理部
と、 前記推定送信シンボル系列と前記伝送路のインパルス応
答推定値とから受信信号の推定値を算出する受信信号再
生手段と、前記位相回転部で補償された補償後の受信信
号から該受信信号再生手段で算出された受信信号の推定
値を差し引いて推定誤差を算出する減算手段と、該減算
手段で算出された推定誤差及び前記推定送信シンボル系
列に基づき、適応アルゴリズムに従い伝送路のインパル
ス応答を更新して新しい前記伝送路のインパルス応答推
定値を前記ビタビ・アルゴリズム処理部及び該受信信号
再生手段に与えるインパルス応答適応更新手段とを有す
る伝送路推定部と、前記位相回転部で補償された補償後の受信信号と前記受
信信号再生手段で算出された受信信号の推定値とを用い
て 受信信号の位相誤差を検出する位相誤差検出手段を有
し、該位相誤差検出手段で検出された位相誤差を位相修
正値として位相推定値に加えて新しい前記位相推定値を
前記位相回転部に与える位相推定部と、 を 備えたことを特徴とする適応最尤系列推定器。 - 【請求項２】 前記位相誤差検出手段は、 前記受信信号の推定値からその複素共役を算出する複素
共役算出手段と、 前記補償後の受信信号と前記複素共役とを乗算する乗算
手段と、 前記乗算手段の乗算結果より虚数部を抽出して位相誤差
を出力する虚数部抽出手段と、 で 構成したことを特徴とする請求項１記載の適応最尤系
列推定器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05202294A JP3135425B2 (ja) | 1993-08-16 | 1993-08-16 | 適応最尤系列推定器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05202294A JP3135425B2 (ja) | 1993-08-16 | 1993-08-16 | 適応最尤系列推定器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0758676A JPH0758676A (ja) | 1995-03-03 |
| JP3135425B2 true JP3135425B2 (ja) | 2001-02-13 |
Family
ID=16455165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05202294A Expired - Fee Related JP3135425B2 (ja) | 1993-08-16 | 1993-08-16 | 適応最尤系列推定器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP3135425B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3206550B2 (ja) | 1998-05-11 | 2001-09-10 | 日本電気株式会社 | 位相同期ループ付き信号推定器 |
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-
1993
- 1993-08-16 JP JP05202294A patent/JP3135425B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0758676A (ja) | 1995-03-03 |
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