JP7481645B2 - 光受信装置及びクロック同期方法 - Google Patents

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Description

本発明は、光受信装置及びクロック同期方法に関する。
光信号の伝送距離の拡大と伝送容量の増大とを実現するため、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）及びＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）等のデジタルコヒーレント伝送方式に基づく光通信システムが提案されている（非特許文献１参照）。
図１２は、光通信システムの例を示す図である。光通信システムは、送信器１００と、送信クロック生成部１０１と、受信器１０２と、受信クロック生成部１０３と、伝送路１０４とを備える。
送信クロック生成部１０１は、光信号の送信に用いられるクロックを、送信器１００に出力する。送信器１００は、送信クロック生成部１０１によって生成されたクロックを用いて、伝送路１０４を経由して光信号を送信する。受信クロック生成部１０３は、光信号の受信に用いられるクロックを、受信器１０２に出力する。受信器１０２は、伝送路１０４を経由して受信された光信号に基づく受信信号（アナログ信号）を生成する。受信器１０２は、生成された受信信号（アナログ信号）を、受信クロック生成部１０３によって生成されたクロックを用いてサンプリングする。
非同期通信では、送信器１００と受信器１０２との間のクロックは、厳密には一致していない。このため、サンプリング位相のずれ量が、時間の経過とともに増大する。サンプリング位相のずれ量の増大を防ぐために、受信器１０２は、例えば、送信器１００によって送信に用いられたクロックを、受信信号から抽出する。受信器１０２は、受信に用いられるクロックの位相を、送信に用いられたクロックの位相に同期させる。
送信に用いられたクロックの位相と受信に用いられるクロックの位相とを同期させることは、「クロックリカバリ」と呼ばれている。非特許文献２では、ＢＰＳＫ方式及びＱＰＳＫ方式におけるクロックリカバリの方法が提案されている。
図１３は、従来における、ＱＰＳＫ方式等におけるクロックリカバリを用いる光通信システムの構成例を示す図である。図１３に示された光通信システム（同期通信システム）は、光送信装置２００と、光受信装置３００と、伝送路４００とを備える。光送信装置２００は、フレーム生成部２０１と、信号生成部２０２と、光コヒーレント送信部２０３とを備える。
光受信装置３００は、光コヒーレント受信部３０１と、ＡＤＣ３０２（アナログ・デジタル・コンバータ）と、内挿部３０３と、等化器３０４と、クロック位相検出部３０５と、ループフィルタ３０６と、受信クロック生成部３０７と、周波数オフセット補償部３０８と、位相オフセット補償部３０９と、復号部３１０とを備える。
フレーム生成部２０１は、送信データ（デジタル信号）を取得する。フレーム生成部２０１は、ペイロードに送信データを含むフレームを生成する。フレーム生成部２０１は、フレームを信号生成部２０２に出力する。
信号生成部２０２は、フレームに応じたＱＰＳＫ変調時のＩ軸成分に対応する変調信号とＱ軸成分に対する変調信号とを、送信信号として生成する。信号生成部２０２は、Ｉ軸成分の変調信号とＱ軸成分の変調信号とを、光コヒーレント送信部２０３に出力する。
光コヒーレント送信部２０３は、Ｉ軸成分の変調信号とＱ軸成分の変調信号とを用いて、光コヒーレント送信部２０３に備えられた光源から出力された光を変調する。これによって、コヒーレント光信号が生成される。光コヒーレント送信部２０３は、生成されたコヒーレント光信号を、伝送路４００を経由して光受信装置３００に送信する。
光コヒーレント受信部３０１は、伝送路４００を経由して伝送されたコヒーレント光信号を受信する。光コヒーレント受信部３０１は、受信されたコヒーレント光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、受信信号を生成する。ここで、光コヒーレント受信部３０１は、コヒーレント検波の結果に基づいて、受信信号のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを生成する。光コヒーレント受信部３０１は、受信信号のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを、ＡＤＣ３０２に出力する。
ＡＤＣ３０２は、受信クロック生成部３０７によって生成されたクロックを用いて、受信信号のＩ軸成分に対してサンプリングを実行することによって、受信信号のＩ軸成分のデジタル信号（離散的な信号）を生成する。同様に、ＡＤＣ３０２は、受信クロック生成部３０７によって生成されたクロックを用いて、受信信号のＱ軸成分に対してサンプリングを実行することによって、受信信号のＱ軸成分のデジタル信号（離散的な信号）を生成する。
内挿部３０３は、Ｉ軸成分のデジタル信号におけるサンプリング点の間のデータを補間する。内挿部３０３は、Ｑ軸成分のデジタル信号におけるサンプリング点の間のデータを補間する。これらによって、受信信号のサンプリングレートが向上する。内挿部３０３は、サンプリングレートが向上した受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と、サンプリングレートが向上した受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを、等化器３０４に出力する。
等化器３０４は、サンプリングレートが向上した受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と、サンプリングレートが向上した受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とに対して、適応等化処理を実行する。例えば、等化器３０４は、光コヒーレント送信部２０３及び光コヒーレント受信部３０１における帯域制限と伝送路４００におけるコヒーレント光信号の伝送とによって受信信号の波形に生じた劣化を、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等を用いて補償する。
等化器３０４は、適応等化処理が実行された受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と、適応等化処理が実行された受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを、クロック位相検出部３０５に出力する。等化器３０４は、適応等化処理が実行されたデジタル信号を、周波数オフセット補償部３０８に出力する。
クロック位相検出部３０５は、光コヒーレント送信部２０３によって光信号の送信に用いられたクロックの位相と、ＡＤＣ３０２によって受信に用いられたクロックの位相とのずれ量を、サンプリング位相のずれ量に基づいて検出する。クロック位相検出部３０５は、検出されたクロック位相のずれ量を、エラー関数の値としてループフィルタ３０６に出力する。
ループフィルタ３０６は、ローパスフィルタの特性を有している。ループフィルタ３０６は、クロック位相検出部３０５から取得されたエラー関数の値を平均化する。ループフィルタ３０６は、平均化されたエラー関数の値を、受信クロック生成部３０７に出力する。
受信クロック生成部３０７は、クロック位相検出部３０５からフィードバックされた平均化されたエラー関数の値に基づいてクロックを生成する。受信クロック生成部３０７は、生成されたクロックをＡＤＣ３０２に出力する。これによって、受信クロック生成部３０７は、ＡＤＣ３０２のサンプリングに用いられるクロックの位相と、光コヒーレント送信部２０３によって送信に用いられたクロックの位相とを、クロック位相検出部３０５からフィードバックされた平均化されたエラー関数の値に基づいて同期させる。
周波数オフセット補償部３０８は、適応等化処理が実行されたデジタル信号に対して、周波数オフセットの補償処理を実行する。周波数オフセット補償部３０８は、周波数オフセットが補償されたデジタル信号を、位相オフセット補償部３０９に出力する。
位相オフセット補償部３０９は、周波数オフセットが補償されたデジタル信号に対して、位相オフセットの補償処理を実行する。すなわち、位相オフセット補償部３０９は、時間的に一定である位相オフセット成分を、デジタル信号から除去する。位相オフセット補償部３０９は、位相オフセットと周波数オフセットとが補償されたデジタル信号を、復号部３１０に出力する。
復号部３１０は、位相オフセットと周波数オフセットとが補償されたデジタル信号のコンスタレーションに対して判定処理を実行する。これによって、送信データの符号系列が、位相オフセットと周波数オフセットとが補償されたデジタル信号から復号される。復号部３１０は、復号結果を表すデジタル信号を、所定の外部装置（不図示）に出力する。
クロック位相検出部３０５又は受信クロック生成部３０７は、サンプリング位置の時刻がシンボル位置の時刻に対して遅いか否かを、受信信号におけるサンプリング位相のずれ量を表すエラー関数の値の正負に基づいて検出する。クロック位相検出部３０５は、エラー関数の値を受信クロック生成部３０７にフィードバックすることによって、受信に用いられるクロックの位相を送信に用いられたクロックの位相に同期させることが可能である。
図１４は、ガードナー法（非特許文献２参照）を用いたクロックリカバリの例を示す図である。以下、時刻「ｔｇ１」における受信信号の強度は「Ａ（ｔｇ１）」と表記される。時刻「ｔｇ２」における受信信号の強度は「Ａ（ｔｇ２）」と表記される。時刻「ｔｇ３」における受信信号の強度は「Ａ（ｔｇ３）」と表記される。以下、シンボルの周期は「Ｔ」と表記される。時刻「ｔｇ１」と時刻「ｔｇ２」との間隔は、「Ｔ／２」である。時刻「ｔｇ２」と時刻「ｔｇ３」との間隔は、「Ｔ／２」である。
このような場合、ガードナー法を用いて導出されるエラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ（ｔｇ１，ｔｇ２，ｔｇ３）」の出力（エラー関数の値）は、式（１）のように表される。
Figure 0007481645000001
図１４の上段に示されているように、時刻「ｔｇ２」がＩＱ平面のシンボル位置の時刻である場合、受信信号の強度「Ａ（ｔｇ１）」の値と受信信号の強度「Ａ（ｔｇ３）」の値とがいずれも「０」であることから、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」となる。
図１４の中段に示されているように、サンプリング位置（サンプリング点の位置）の時刻がシンボル位置の時刻に対して遅い場合、受信信号の強度「Ａ（ｔｇ１）」＜０と、受信信号の強度「Ａ（ｔｇ２）」＜０と、受信信号の強度「Ａ（ｔｇ３）」＞０とによって、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」よりも大きくなる。
図１４の下段に示されているように、サンプリング位置の時刻がシンボル位置の時刻に対して早い場合、受信信号「Ａ（ｔｇ１）」＞０と、受信信号「Ａ（ｔｇ２）」＜０と、受信信号「Ａ（ｔｇ３）」＜０とによって、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」よりも小さくなる。
ガードナー法は、Ｉ軸成分とＱ軸成分とを持つ信号（例えば、ＱＰＳＫ信号）に対して拡張可能な方法である。以下、時刻「ｔｇ１」における受信信号のＩ軸成分の強度は「ＡＩ（ｔｇ１）」と表記される。時刻「ｔｇ２」における受信信号のＩ軸成分の強度は「ＡＩ（ｔｇ２）」と表記される。時刻「ｔｇ３」における受信信号のＩ軸成分の強度は「ＡＩ（ｔｇ３）」と表記される。
以下、時刻「ｔｇ１」における受信信号のＱ軸成分の強度は「ＡＱ（ｔｇ１）」と表記される。時刻「ｔｇ２」における受信信号のＱ軸成分の強度は「ＡＱ（ｔｇ２）」と表記される。時刻「ｔｇ３」における受信信号のＱ軸成分の強度は「ＡＱ（ｔｇ３）」と表記される。
信号がＩ軸成分とＱ軸成分とを持つ場合、エラー関数は、式（２）のように表される。
Figure 0007481645000002
クロック位相検出部３０５は、式（２）を用いて、受信に用いられるクロックの位相を送信に用いられたクロックの位相に同期させることが可能である（非特許文献２参照）。
また、多くのデジタルコヒーレント伝送方式では、光送信装置にＩＱ変調器が必要とされる。このため、多くのデジタルコヒーレント伝送方式では、光送信装置のコストが増大する。そこで、光送信装置の低コスト化を実現するための方法として、連続位相周波数偏移変調（Continuous Phase Frequency Shift Keying : CPFSK）方式の光信号を用いて光送信装置と光受信装置とが通信することが提案されている（非特許文献３参照）。
図１５は、従来における、ＣＰＦＳＫ方式の光信号の周波数変調の例を示す図である。ＣＰＦＳＫ方式では、光送信装置が光信号に対して周波数変調を実行し、一定時間内に光信号に生じる位相変化量を光受信装置が導出することによって、光送信装置と光受信装置とが通信する。この場合、光送信装置がＩＱ変調器を必要としないので、光送信装置の低コスト化が実現される。
K.Kikuchi, "Digital coherent optical communication systems: fundamentals and future prospects", IEICE Electronics Express, Vol.8, No.20, 1642-1662, 2011. F.M.Gardner, "A BPSK/QPSK Timing-Error Detector for Sampled Receivers", IEEE TRANSACTION ON COMMUNICATIONS, Vol.COM-34, No.5, May 1986. T.Kanai, et al., "Wide-Range Frequency Offset Compensation for CPFSK used as TOM-Based Digital Coherent PON’s Upstream Signals", ECOC2019
ＣＰＦＳＫ方式では、光信号に対して周波数変調が実行される。しかしながらＣＰＦＳＫ方式では光信号の強度成分の変調が小さいので、光受信装置は、従来のクロックリカバリの方法をそのまま実行しても、送信に用いられたクロックの位相と受信に用いられるクロックの位相とを同期させることができない。このように従来では、光強度が一定である周波数変調された光信号（例えば、ＣＰＦＳＫ方式の光信号）の送信に用いられたクロックの位相と、受信に用いられるクロックの位相とを同期させることができないという問題がある。
上記事情に鑑み、本発明は、光強度が一定である周波数変調された光信号の送信に用いられたクロックの位相と、受信に用いられるクロックの位相とを同期させることが可能である光受信装置及びクロック同期方法を提供することを目的としている。
本発明の一態様は、光強度が一定である周波数変調された光信号を受信し、受信された前記光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、前記光信号に基づく受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とを生成する光コヒーレント受信部と、前記受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とをクロックを用いてサンプリングすることによって、前記受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と前記受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する変換部と、前記Ｉ軸成分のデジタル信号と前記Ｑ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって差動検波信号を生成する差動検波部と、周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号の位相変化量又はＱ軸成分の時間変化を導出する周波数オフセット補償部と、前記差動検波信号の位相変化量又はＱ軸成分の時間変化に基づいて、前記周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号のサンプリング位相のずれ量を検出するクロックエラー検出部と、前記ずれ量が少なくなるように調整された周波数の前記クロックを生成する受信クロック生成部とを備える光受信装置である。
本発明の一態様は、光受信装置が実行するクロック同期方法であって、光強度が一定である周波数変調された光信号を受信し、受信された前記光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、前記光信号に基づく受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とを生成する光コヒーレント受信ステップと、前記受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とをクロックを用いてサンプリングすることによって、前記受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と前記受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する変換ステップと、前記Ｉ軸成分のデジタル信号と前記Ｑ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって差動検波信号を生成する差動検波ステップと、周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号の位相変化量又はＱ軸成分の時間変化を導出する周波数オフセット補償ステップと、前記差動検波信号の位相変化量又はＱ軸成分の時間変化に基づいて、前記周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号のサンプリング位相のずれ量を検出するクロックエラー検出ステップと、前記ずれ量が少なくなるように調整された周波数の前記クロックを生成する受信クロック生成ステップとを含むクロック同期方法である。
本発明により、光強度が一定である周波数変調された光信号の送信に用いられたクロックの位相と、受信に用いられるクロックの位相とを同期させることが可能である。
第１実施形態における、光通信システムの構成例を示す図である。 第１実施形態における、ＣＰＦＳＫ方式の送信信号又は受信信号の例を示す図である。 第１実施形態における、受信信号の強度とサンプリング処理と内挿処理との例を示す図である。 第１実施形態における、内挿処理の詳細の例を示す図である。 第１実施形態における、第１時刻の受信信号と第２時刻の受信信号の複素共役との積の例を示す図である。 第１実施形態における、受信信号の複素振幅と周波数オフセット補償部の入力及び出力との例を示す図である。 第１実施形態における、ＣＰＦＳＫ方式の受信信号を用いてクロックを同期させる方法の例を示す図である。 第１実施形態における、光通信システムの動作例を示すフローチャートである。 第２実施形態における、周波数オフセットが補償された差動検波信号の時間変化に応じたコンスタレーションの軌跡の例を示す図である。 第２実施形態における、差動検波信号の位相変化量とＱ軸成分の例を示す図である。 第２実施形態における、光通信システムの動作例を示すフローチャートである。 従来における、光通信システムの例を示す図である。 従来における、ＱＰＳＫ方式等におけるクロックリカバリを用いる光通信システムの構成例を示す図である。 従来における、ガードナー法を用いたクロックリカバリの例を示す図である。 従来における、ＣＰＦＳＫ方式の光信号の周波数変調の例を示す図である。
本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態における、光通信システム１の構成例を示す図である。光通信システム１は、強度成分の変調が小さい光信号（例えば、ＣＰＦＳＫ方式における光信号）を用いて通信するシステムである。
光通信システム１は、ＣＰＦＳＫ変調が施された光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって得られた受信信号に対して、差動検波処理を実行する。光通信システム１は、差動検波処理の結果として得られた差動検波信号に対して、周波数オフセットを補償する処理を実行する。
ＣＰＦＳＫ方式では、差動検波信号の強度成分が時間変化しないので、クロックを差動検波信号の強度成分から抽出することが困難である。そこで、光通信システム１は、周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量に対してガードナー法を適用することによって、光信号の送信に用いられたクロックを差動検波信号から抽出する。
第１実施形態では、差動検波信号の位相変化量の時間変化に対してガードナー法が適切に実行されるよう、周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量の時間変化に対してガードナー法が実行される。これによって、光通信システム１は、光強度が一定である周波数変調された光信号の送信に用いられたクロックの位相と、受信に用いられるクロックの位相とを同期させることが可能である。
光通信システム１（同期通信システム）は、光送信装置２と、光受信装置３と、伝送路４とを備える。光送信装置２は、フレーム生成部２０と、信号生成部２１と、光コヒーレント送信部２２とを備える。
光受信装置３は、光コヒーレント受信部３０と、ＡＤＣ３１（アナログ・デジタル・コンバータ）と、内挿部３２と、差動検波部３３と、等化器３４と、周波数オフセット補償部３５と、クロックエラー検出部３６と、ループフィルタ３７と、受信クロック生成部３８と、復号部３９とを備える。伝送路４は、光ファイバーを有する。
フレーム生成部２０は、送信データ（デジタル信号）を取得する。フレーム生成部２０は、ペイロードに送信データを含むフレームを生成する。フレーム生成部２０は、フレームを信号生成部２１に出力する。
信号生成部２１は、フレームに応じたＣＰＦＳＫ変調時の変調信号を送信信号として生成する。信号生成部２１は、変調信号を、光コヒーレント送信部２２に出力する。
光コヒーレント送信部２２は、変調信号を用いて、光コヒーレント送信部２２に備えられた光源の駆動電圧を直接変調する。光源を直接変調する場合、変調信号に応じて出力される光の強度と周波数が変化する。そして、変調信号の振幅が小さい場合には、強度変調成分は無視でき、周波数変調となる。これによって、周波数変調されたコヒーレント光信号が生成される。これによって、コヒーレント光信号が生成される。光コヒーレント送信部２２は、生成されたコヒーレント光信号を、伝送路４を経由して光受信装置３に送信する。
光コヒーレント受信部３０は、伝送路４を経由して伝送されたコヒーレント光信号を受信する。光コヒーレント受信部３０は、受信されたコヒーレント光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、受信信号を生成する。ここで、光コヒーレント受信部３０は、コヒーレント検波の結果に基づいて、受信信号のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを生成する。光コヒーレント受信部３０は、受信信号のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを、ＡＤＣ３１に出力する。
ＡＤＣ３１（変換部）は、受信クロック生成部３８によって生成されたクロックを用いて、受信信号のＩ軸成分に対してサンプリングを実行する。これによって、ＡＤＣ３１は、受信信号のＩ軸成分のデジタル信号（離散的な信号）を生成する。同様に、ＡＤＣ３１は、受信クロック生成部３８によって生成されたクロックを用いて、受信信号のＩ軸成分に対してサンプリングを実行する。これによって、ＡＤＣ３１は、受信信号のＱ軸成分のデジタル信号（離散的な信号）を生成する。
内挿部３２は、Ｉ軸成分のデジタル信号におけるサンプリング点の間のデータを補間する。また、内挿部３０３は、Ｑ軸成分のデジタル信号におけるサンプリング点の間のデータを補間する。これらによって、受信信号のサンプリングレートが向上する。内挿部３２は、サンプリングレートが向上した受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と、サンプリングレートが向上した受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを、差動検波部３３に出力する。
なお、ガードナー法では、サンプリング位相のずれ量の導出に用いられるサンプリング点の周期が、シンボル周期「Ｔ」の半分（＝Ｔ／２）である。このため、１シンボル周期において、ＡＤＣ３１によるサンプリングと内挿部３２による内挿処理とが実行された結果として偶数個のサンプリング点が生成される。
差動検波部３３は、サンプリングレートが向上した受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と、サンプリングレートが向上した受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを、内挿部３２から取得する。差動検波部３３は、取得されたデジタル信号に対して、差動検波処理を実行する。
差動検波部３３は、サンプリングレートが向上した受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と、サンプリングレートが向上した受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とに基づいて、受信信号の複素振幅「Ｅｒ」をサンプリング点ごとに導出する。
差動検波部３３は、受信信号の第１サンプリング点と受信信号の第２サンプリング点との複素共役積「Ｅｒ（ｔ１）・Ｅｒ（ｔ２）＊」を、差動検波信号として導出する。ここで、記号「＊」は、複素共役を表す。
差動検波信号として導出された複素共役積「Ｅｒ（ｔ１）・Ｅｒ（ｔ２）＊」には、位相変化量「φｄｉｆ」の情報と、搬送波の周波数オフセットによる位相回転「ωＣＦＯ」の情報とが含まれている。差動検波部３３は、差動検波信号（複素共役積）を等化器３４に出力する。なお、差動検波処理が実行されたことによって、時間的に一定である位相オフセット成分は差動検波信号から除去されている。すなわち、差動検波信号では位相オフセットが補償されている。
等化器３４は、差動検波信号を差動検波部３３から取得する。等化器３４は、差動検波信号に対して適応等化処理を実行する。例えば、等化器３４は、光コヒーレント送信部２２及び光コヒーレント受信部３０における帯域制限と伝送路４におけるコヒーレント光信号の伝送とによって差動検波信号の波形に生じた劣化を、ＦＩＲフィルタ等を用いて補償する。等化器３４は、適応等化処理が実行された差動検波信号を、周波数オフセット補償部３５に出力する。
なお、クロックエラー検出部３６においてガードナー法を用いて検出されるサンプリング位相のずれ量（クロック位相のずれ量）までもが補償されてしまわないように、等化器３４は、クロックエラー検出部３６においてガードナー法が実行されている時間内において、ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新しない。
周波数オフセット補償部３５は、適応等化処理が実行された差動検波信号を、等化器３４から取得する。周波数オフセット補償部３５は、差動検波信号に生じた周波数オフセット「ωＣＦＯΔｔ」を補償する。すなわち、周波数オフセット補償部３５は、時間的に一定である周波数オフセットの成分を差動検波信号から除去することによって、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」をサンプリング点ごとに導出する。周波数オフセット補償部３５は、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」を、クロックエラー検出部３６と復号部３９とに出力する。
クロックエラー検出部３６は、差動検波信号の位相変化量を、周波数オフセット補償部３５から取得する。クロックエラー検出部３６は、光コヒーレント送信部２２によって送信に用いられたクロックと、ＡＤＣ３１によって受信に用いられたクロックとの間の位相（サンプリング位相）のずれ量（以下「クロック位相ずれ量」という。）を、差動検波信号の位相変化量に基づいて検出する。クロックエラー検出部３６は、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」に基づいて検出されたクロック位相ずれ量を、エラー関数の値としてループフィルタ３７に出力する。
ループフィルタ３７は、ローパスフィルタの特性を有している。ループフィルタ３７は、クロックエラー検出部３６から取得されたエラー関数の値（クロック位相ずれ量）を平均化する。ループフィルタ３７は、平均化されたエラー関数の値を、受信クロック生成部３８に出力する。
受信クロック生成部３８は、クロックエラー検出部３６からフィードバックされた平均化されたエラー関数の値に基づいて、クロック位相ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する。受信クロック生成部３８は、生成されたクロックを、ＡＤＣ３１に出力する。これによって、受信クロック生成部３８は、ＡＤＣ３１によって受信に用いられるクロックの位相と、光コヒーレント送信部２２によって送信に用いられたクロックの位相とを、クロックエラー検出部３６からフィードバックされたエラー関数の値に基づいて同期させる。
復号部３９は、位相オフセットが補償された差動検波信号のコンスタレーションに対して判定処理を実行する。すなわち、復号部３９は、ＣＰＦＳＫ方式の送信信号の符号が「０」又は「１」のいずれであるのかを識別する。これによって、送信データの符号系列が、周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量から復号される。復号部３１０は、復号結果を表すデジタル信号を、所定の外部装置（不図示）に出力する。
次に、送信信号又は受信信号の位相変化量の詳細を説明する。
図２は、第１実施形態における、ＣＰＦＳＫ方式の送信信号又は受信信号の例を示す図である。図２の上段には、送信信号又は受信信号の電界波形が示されている。２値のＣＰＦＳＫ方式では、周波数が変調された光信号を用いて、送信データの符号系列「０及び１の系列」が送信される。送信信号又は受信信号の電界は、式（３）のように表される。
Figure 0007481645000003
ここで、「Ｅｓｉｇ」は、送信信号又は受信信号の電界を表す。「Ａ」は、送信信号又は受信信号の電界の振幅（強度）を表す。ＣＰＦＳＫ方式では、電界の振幅（強度）「Ａ」は時間的に一定である。「ω」は、送信信号又は受信信号の周波数（角周波数）を表す。「ｔ」は時間を表す。「φ」は、送信信号又は受信信号の位相を表す。
図２の中段には、送信信号又は受信信号の周波数「ω」の時間変化が示されている。「ω０」は、送信信号又は受信信号の中心周波数を表す。「ω０＋ωＭＡＸ」は、非ゼロ復帰信号を用いて送信信号が周波数変調された場合における、送信信号又は受信信号の周波数の最大値（正値）を表す。「ω０＋ωＭＩＮ」は、非ゼロ復帰信号を用いて送信信号が周波数変調された場合における、送信信号又は受信信号の周波数の最小値（正値）を表す。差動検波信号において時刻「ｔ１」から時刻「ｔ２」までの間に生じる位相変化量「φｄｉｆ」は、式（４）のように表される。
Figure 0007481645000004
このように、位相変化量「φｄｉｆ」は、時刻「ｔ１」から時刻「ｔ２」までの間の周波数「ω」の変化を表すグラフの面積（積分結果）に等しい。時間「ｔ２－ｔ１」が十分に短い場合、位相変化量は周波数に比例する。このため、非ゼロ復帰（Non Return to Zero : NRZ）信号を用いて送信信号の周波数が変調されている場合、非ゼロ復帰信号を用いて送信信号の位相変化量を変調することが可能である。
図２の下段には、時間「ｔ２－ｔ１」が十分に短い場合の送信信号又は受信信号の位相変化量「φｄｉｆ」の時間変化が示されている。第１実施形態では、光送信装置２が送信信号に対して周波数変調を実行し、光受信装置３が差動検波信号の位相変化量に基づいて符号を識別する。
次に、内挿処理を説明する。
図３は、第１実施形態における、受信信号の強度とサンプリング処理と内挿処理との例を示す図である。図３の上段には、受信されたコヒーレント光信号に基づく受信信号の強度が、ＡＤＣ３１に光コヒーレント受信部３０から出力されたアナログ信号の強度として示されている。ＡＤＣ３１は、光コヒーレント受信部３０から出力された受信信号（アナログ信号）を、デジタル信号に変換する。ＡＤＣ３１は、デジタル信号を内挿部３２に出力する。
内挿部３２は、ＡＤＣ３１から出力されたデジタル信号のサンプリングレートを、内挿処理によって向上させる。内挿部３２は、サンプリングレートが向上したデジタル信号を、差動検波部３３に出力する。
図４は、第１実施形態における、内挿処理の詳細の例を示す図である。図４の上から１段目には、元の受信信号のサンプリング点群と、元の受信信号のサンプリング点群の離散フーリエ変換の結果とが示されている。
図４の上から２段目の左側に示されているように、内挿部３２は、値が０である新たなサンプリング点群を、元の受信信号のサンプリング点の間に一定周期で補間する。図４の上から２段目の右側に示されているように、新たなサンプリング点群が補間された結果の離散フーリエ変換結果には、元の周波数成分の形状と同じ形状の高周波成分が現れる。
図４の上から３段目に示されているように、内挿部３２は、バンドパスフィルタを用いて、高周波成分を離散フーリエ変換結果から除去する。図４の上から４段目に示されているように、高周波成分が除去された離散フーリエ変換結果に対して逆フーリエ変換を実行することによって、サンプリングレートが向上したデジタル信号の波形を生成する。
次に、複素共役積「Ｅｒ（ｔ１）・Ｅｒ（ｔ２）＊」について説明する。
差動検波部３３は、サンプリングレートが向上した受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と、サンプリングレートが向上した受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とに基づいて、受信信号の複素振幅「Ｅｒ」をサンプリング点ごとに導出する。受信信号の複素振幅「Ｅｒ」は、式（５）のように表される。
Figure 0007481645000005
ここで、「ωＣＦＯ」は、搬送波の周波数オフセットによる位相回転を表す。「ωｍ」は、変調成分を表す。位相回転「ωＣＦＯ」について、「ωＣＦＯ＝ω０－ωＬ０」が成立している。「ωＬ０」は、局発光の周波数を表す。「θ０」は、初期位相を表す。
時刻「ｔ１」の受信信号の複素振幅「Ｅｒ（ｔ１）」と、時刻「ｔ１」から一定時間後の時刻「ｔ２」の受信信号の複素振幅の複素共役「Ｅｒ（ｔ２）＊」との積は、式（６）のように表される。
Figure 0007481645000006
ここで、「＊」は複素共役を表す。また、式（７）が成立している。
Figure 0007481645000007
図５は、第１実施形態における、第１時刻「ｔ１」の受信信号と第２時刻「ｔ２」の受信信号の複素共役との積の例を示す図である。ここで、説明を簡単にするため、搬送波の周波数オフセットがない場合について説明する。
図５の上段には、搬送波の周波数オフセットがない場合における、複素共役積「Ｅｒ（ｔ１）・Ｅｒ（ｔ２）＊」が示されている。時刻「ｔ」における送信信号の周波数（角周波数）は、「ω０＋ωｍ」と表される。
図５の下段に示されているように、「ωＭＡＸΔｔ＝π／２」と「ωＭＩＮΔｔ＝（－π／２）」と定められている場合、複素共役積がシンボルに変換されることによってＢＰＳＫ方式のコンスタレーションと同様に得られるコンスタレーションに基づいて、復号部３９が符号を識別することができる。このようにして、ＣＰＦＳＫ方式では、周波数の最大値「ωＭＡＸ」と周波数の最小値「ωＭＩＮ」と差動検波時の遅延量「Δｔ」とが適切に設定されることによって通信可能となる。
次に、周波数オフセットの補償処理を説明する。
図６は、第１実施形態における、受信信号の複素振幅と周波数オフセット補償部３５の入力及び出力との例を示す図である。
図６の上段には、受信信号の複素振幅「Ｅｒ」が示されている。図６の中段には、周波数オフセット補償部３５の入力（等化器３４の出力）が、周波数オフセットが補償されていない差動検波信号として示されている。図６の下段には、周波数オフセット補償部３５の出力が、周波数オフセットが補償された差動検波信号として示されている。
次に、クロックを同期させる方法（クロックリカバリの方法）の詳細を説明する。クロックリカバリのための予め定められたアルゴリズムは、特定のアルゴリズムに限定されないが、以下では一例としてガードナー法のアルゴリズムである。
図７は、第１実施形態における、ＣＰＦＳＫ方式の受信信号（差動検波信号）を用いてクロックを同期させる方法の例を示す図である。図７の上から１段目には、非ゼロ復帰信号を用いて送信信号が周波数変調された場合における、周波数オフセットが補償されていない差動検波信号の位相変化量の例が示されている。受信信号の位相変化量の波形は、図２に示されているように、受信信号の周波数「ω」の波形と同様となる。
図７の上から２段目には、非ゼロ復帰信号を用いて送信信号が周波数変調された場合における、周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」の例が示されている。周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」の時間変化の平均が０となるので、ＣＰＦＳＫ方式の差動検波信号に対してガードナー法のアルゴリズムを適用することが可能となる。周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」に対してガードナー法がＣＰＦＳＫ方式の差動検波信号に適用されることによって、クロック位相ずれ量を検出することが可能となる。
以下、時刻「ｔｇ１」における差動検波信号の位相変化量は「φｄｉｆ（ｔｇ１）」と表記される。時刻「ｔｇ２」における差動検波信号の位相変化量は「φｄｉｆ（ｔｇ２）」と表記される。時刻「ｔｇ３」における差動検波信号の位相変化量は「φｄｉｆ（ｔｇ３）」と表記される。以下では、時刻「ｔｇ１」と時刻「ｔｇ２」との間隔は、「Ｔ／２」である。時刻「ｔｇ２」と時刻「ｔｇ３」との間隔は、「Ｔ／２」である。
エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ（ｔｇ１，ｔｇ２，ｔｇ３）」は、式（８）のように表される。
Figure 0007481645000008
図７の上から２段目に示されているように、時刻「ｔ２」がＩＱ平面のシンボル位置の時刻である場合、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔｇ１）」の値と差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔｇ３）」の値とがいずれも「０」であることから、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」となる。
図７の上から３段目に示されているように、サンプリング位置（サンプリング点の位置）の時刻がシンボル位置の時刻に対して遅い場合、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔｇ１）」＜０と、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔｇ２）」＜０と、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔｇ３）」＞０とによって、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」よりも大きくなる。
図７の上から４段目に示されているように、サンプリング位置の時刻がシンボル位置の時刻に対して早い場合、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔ１）」＞０と、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔｇ２）」＜０と、差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ（ｔｇ３）」＜０とによって、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」よりも小さくなる。
クロックエラー検出部３６又は受信クロック生成部３８は、サンプリング位置の時刻がシンボル位置の時刻に対して遅いか否か（クロック位相のずれ方向）を、差動検波信号の位相変化量における３個のサンプリング点の位置のずれ量（クロック位相ずれ量）を表すエラー関数の値の正負に基づいて検出する。このように、クロックエラー検出部３６は、エラー関数の値を受信クロック生成部３８にフィードバックすることによって、受信に用いられるクロックの位相を送信に用いられたクロックの位相に同期させることが可能である。
次に、光通信システム１の動作例を説明する。
図８は、第１実施形態における、光通信システム１の動作例を示すフローチャートである。光コヒーレント受信部３０は、コヒーレント光信号に基づく受信信号（アナログ信号）のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを生成する（ステップＳ１０１）。ＡＤＣ３１は、受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する（ステップＳ１０２）。
差動検波部３３は、Ｉ軸成分のデジタル信号とＱ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって、差動検波信号を生成する（ステップＳ１０３）。周波数オフセット補償部３５は、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号の位相変化量の時間変化を導出する（ステップＳ１０４）。
クロックエラー検出部３６は、差動検波信号の位相変化量の時間変化に基づいて、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のクロック位相ずれ量を検出する（ステップＳ１０５）。ループフィルタ３０６は、クロック位相ずれ量を平均化する（ステップＳ１０６）。受信クロック生成部３８は、平均化されたクロック位相ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する（ステップＳ１０７）。
以上のように、光コヒーレント受信部３０は、光強度が一定である周波数変調されたコヒーレント光信号（例えば、ＣＰＦＳＫ方式の光信号）を受信する。光コヒーレント受信部３０は、受信されたコヒーレント光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、コヒーレント光信号に基づく受信信号（アナログ信号）のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを生成する。ＡＤＣ３１（変換部）は、受信信号のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とをクロックを用いてサンプリングすることによって、受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する。差動検波部３３は、Ｉ軸成分のデジタル信号とＱ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって、差動検波信号を生成する。周波数オフセット補償部３５は、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号の位相変化量の時間変化を導出する。クロックエラー検出部３６は、差動検波信号の位相変化量の時間変化に基づいて、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のクロック位相ずれ量を検出する。受信クロック生成部３８は、クロック位相ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する。
このように、クロックエラー検出部３６は、差動検波信号の位相変化量の時間変化に基づいて、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のクロック位相ずれ量を検出する。受信クロック生成部３８は、クロック位相ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する。これによって、光強度が一定である周波数変調された光信号の送信に用いられたクロックの位相と、受信に用いられるクロックの位相とを同期させることが可能である。すなわち、光送信装置と光受信装置との間の通信を同期させることが可能である。
（第２実施形態）
第１実施形態では、式（９）のように表される差動検波信号に対して、周波数オフセットを補償する処理が実行された。
Figure 0007481645000009
第１実施形態では、周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」の時間変化に対して、ガードナー法が適用された。周波数オフセットが補償された差動検波信号は、式（１０）のように表される。
Figure 0007481645000010
第２実施形態では、周波数オフセットが補償された差動検波信号のＱ軸成分の時間変化に対してガードナー法が適用される点が、第１実施形態と相違する。第２実施形態では、第１実施形態との相違点を主に説明する。
第２実施形態では、式（１０）の右辺「Ａ２ｅｊφｄｉｆ」のＱ軸成分に基づいて、クロックリカバリが実行される。
図９は、第２実施形態における、周波数オフセットが補償された差動検波信号「Ａ２ｅｊφｄｉｆ」の時間変化に応じたコンスタレーションの軌跡の例を示す図である。多値数が２である場合、コンスタレーションは、時間変化に応じて偏角「－π／２」から偏角「０」に移動する。さらに、コンスタレーションは、時間変化に応じて偏角「０」から偏角「＋π／２」に移動する。
図１０は、第２実施形態における、差動検波信号の位相変化量とＱ軸成分の例を示す図である。図１０の上段には、周波数オフセットが補償された差動検波信号の位相変化量「φｄｉｆ」が示されている。図１０の上段では、説明を簡単にするために、位相変化量「０」と位相変化量「１又は－１」とが交互に並んでいる。
図１０の上から２段目から４段目までの各段には、周波数オフセットが補償された差動検波信号のＱ軸成分が示されている。図１０の上から２段目から４段目までの各段では、説明を簡単にするために、Ｑ軸成分「０」とＱ軸成分「１又は－１」とが交互に並んでいる。
Ｑ軸成分は、正弦関数を用いて「ｓｉｎ（φｄｉｆ）」と表される。Ｑ軸成分は、ＩＱ平面の原点を通る非ゼロ復帰信号に近い。このため、第１実施形態に示されたガードナー法のアルゴリズムをクロックエラー検出部３６がＱ軸成分に対して適用することによって、クロックずれを検出することが可能である。
図１０の上から２段目に示されているように、時刻「ｔｇ２」がＩＱ平面のシンボル位置の時刻である場合、時刻「ｔｇ１」の差動検波信号のＱ軸成分の値と時刻「ｔ３」の差動検波信号のＱ軸成分の値とがいずれも「０」であることから、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」となる。
図１０の上から３段目に示されているように、サンプリング位置（サンプリング点の位置）の時刻がシンボル位置の時刻に対して遅い場合、時刻「ｔｇ１」の差動検波信号のＱ軸成分の値＜０と、時刻「ｔｇ２」の差動検波信号のＱ軸成分の値＜０と、時刻「ｔｇ３」の差動検波信号のＱ軸成分の値＞０とによって、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」よりも大きくなる。
図１０の上から４段目に示されているように、サンプリング位置の時刻がシンボル位置の時刻に対して早い場合、時刻「ｔｇ１」の差動検波信号のＱ軸成分の値＞０と、時刻「ｔ２」の差動検波信号のＱ軸成分の値＜０と、時刻「ｔｇ３」の差動検波信号のＱ軸成分の値＜０とによって、エラー関数「Ｆｅｒｒｏｒ」の値は「０」よりも小さくなる。
クロックエラー検出部３６又は受信クロック生成部３８は、サンプリング位置の時刻がシンボル位置の時刻に対して遅いか否か（クロック位相のずれ方向）を、差動検波信号のＱ軸成分における３個のサンプリング点の位置のずれ量（クロック位相ずれ量）を表すエラー関数の値の正負に基づいて検出する。このように、クロックエラー検出部３６は、エラー関数の値を受信クロック生成部３８にフィードバックすることによって、受信に用いられるクロックの位相を送信に用いられたクロックの位相に同期させることが可能である。
図１１は、第２実施形態における、光通信システムの動作例を示すフローチャートである。光コヒーレント受信部３０は、コヒーレント光信号に基づく受信信号（アナログ信号）のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを生成する（ステップＳ２０１）。ＡＤＣ３１（変換部）は、受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する（ステップＳ２０２）。
差動検波部３３は、Ｉ軸成分のデジタル信号とＱ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって、差動検波信号を生成する（ステップＳ２０３）。周波数オフセット補償部３５は、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のＱ軸成分の時間変化を導出する（ステップＳ２０４）。
クロックエラー検出部３６は、差動検波信号のＱ軸成分の時間変化に基づいて、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のクロック位相ずれ量を検出する（ステップＳ２０５）。ループフィルタ３０６は、クロック位相ずれ量を平均化する（ステップＳ２０６）。受信クロック生成部３８は、平均化されたクロック位相ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する（ステップＳ２０７）。
以上のように、光コヒーレント受信部３０は、光強度が一定である周波数変調されたコヒーレント光信号（例えば、ＣＰＦＳＫ方式の光信号）を受信する。光コヒーレント受信部３０は、受信されたコヒーレント光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、コヒーレント光信号に基づく受信信号（アナログ信号）のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とを生成する。ＡＤＣ３１（変換部）は、受信信号のＩ軸成分と受信信号のＱ軸成分とをクロックを用いてサンプリングすることによって、受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する。差動検波部３３は、Ｉ軸成分のデジタル信号とＱ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって、差動検波信号を生成する。周波数オフセット補償部３５は、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のＱ軸成分の時間変化を導出する。クロックエラー検出部３６は、差動検波信号のＱ軸成分の時間変化に基づいて、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のクロック位相ずれ量を検出する。受信クロック生成部３８は、クロック位相ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する。
このように、クロックエラー検出部３６は、差動検波信号のＱ軸成分の時間変化に基づいて、周波数オフセットの成分が補償された差動検波信号のクロック位相ずれ量を検出する。受信クロック生成部３８は、クロック位相ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する。これによって、光強度が一定である周波数変調された光信号の送信に用いられたクロックの位相と、受信に用いられるクロックの位相とを同期させることが可能である。また、光送信装置と光受信装置との間の通信を同期させることが可能である。
光通信システム１の各機能部のうちの一部又は全部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサが、不揮発性の記録媒体（非一時的な記録媒体）を有する記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより、ソフトウェアとして実現される。プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－ＲＯＭ（Compact Disc Read Only Memory）等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置などの非一時的な記録媒体である。
光通信システム１の各機能部の一部又は全部は、例えば、ＬＳＩ（Large Scale Integration circuit）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等を用いた電子回路（electronic circuit又はcircuitry）を含むハードウェアを用いて実現されてもよい。
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
本発明は、光通信システムに適用可能である。
１…光通信システム、２…光送信装置、３…光受信装置、４…伝送路、２０…フレーム生成部、２１…信号生成部、２２…光コヒーレント送信部、３０…光コヒーレント受信部、３１…ＡＤＣ、３２…内挿部、３３…差動検波部、３４…等化器、３５…周波数オフセット補償部、３６…クロックエラー検出部、３７…ループフィルタ、３８…受信クロック生成部、３９…復号部、１００…送信器、１０１…送信クロック生成部、１０２…受信器、１０３…受信クロック生成部、１０４…伝送路、２００…光送信装置、２０１…フレーム生成部、２０２…信号生成部、２０３…光コヒーレント送信部、３００…光受信装置、３０１…光コヒーレント受信部、３０２…ＡＤＣ、３０３…内挿部、３０４…等化器、３０５…クロック位相検出部、３０６…ループフィルタ、３０７…受信クロック生成部、３０８…周波数オフセット補償部、３０９…位相オフセット補償部、３１０…復号部、４００…伝送路

Claims (6)

  1. 光強度が一定である周波数変調された光信号を受信し、受信された前記光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、前記光信号に基づく受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とを生成する光コヒーレント受信部と、
    前記受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とをクロックを用いてサンプリングすることによって、前記受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と前記受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する変換部と、
    前記Ｉ軸成分のデジタル信号と前記Ｑ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって差動検波信号を生成する差動検波部と、
    周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号の位相変化量の時間変化、又は、前記周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号のＱ軸成分の時間変化を導出する周波数オフセット補償部と、
    前記差動検波信号の位相変化量の時間変化、又は、前記差動検波信号のＱ軸成分の時間変化に基づいて、前記周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号のサンプリング位相のずれ量を検出するクロックエラー検出部と、
    前記ずれ量が少なくなるように調整された周波数の前記クロックを生成する受信クロック生成部と
    を備える光受信装置。
  2. 前記クロックエラー検出部は、クロックリカバリのための予め定められたアルゴリズムに基づいて、前記サンプリング位相のずれ量を検出する、
    請求項１に記載の光受信装置。
  3. 前記クロックエラー検出部は、前記差動検波信号の位相変化量、又は、前記差動検波信号のＱ軸成分における、３個のサンプリング点の位置に応じたエラー関数の値に基づいて、前記サンプリング位相のずれ量を検出する、
    請求項２に記載の光受信装置。
  4. 検出された前記ずれ量を平均化するループフィルタを備え、
    前記受信クロック生成部は、平均化された前記ずれ量が少なくなるように調整された周波数のクロックを生成する、
    請求項１又は請求項２に記載の光受信装置。
  5. 前記周波数変調は、連続位相周波数偏移変調である、
    請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の光受信装置。
  6. 光受信装置が実行するクロック同期方法であって、
    光強度が一定である周波数変調された光信号を受信し、受信された前記光信号に対してコヒーレント検波を実行することによって、前記光信号に基づく受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とを生成する光コヒーレント受信ステップと、
    前記受信信号のＩ軸成分と前記受信信号のＱ軸成分とをクロックを用いてサンプリングすることによって、前記受信信号のＩ軸成分のデジタル信号と前記受信信号のＱ軸成分のデジタル信号とを生成する変換ステップと、
    前記Ｉ軸成分のデジタル信号と前記Ｑ軸成分のデジタル信号とに対して差動検波を実行することによって差動検波信号を生成する差動検波ステップと、
    周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号の位相変化量の時間変化、又は、前記周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号のＱ軸成分の時間変化を導出する周波数オフセット補償ステップと、
    前記差動検波信号の位相変化量の時間変化、又は、前記差動検波信号のＱ軸成分の時間変化に基づいて、前記周波数オフセットの成分が補償された前記差動検波信号のサンプリング位相のずれ量を検出するクロックエラー検出ステップと、
    前記ずれ量が少なくなるように調整された周波数の前記クロックを生成する受信クロック生成ステップと
    を含むクロック同期方法。
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