JP2934800B2 - 多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線通信システム - Google Patents
多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線通信システムInfo
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- JP2934800B2 JP2934800B2 JP3250117A JP25011791A JP2934800B2 JP 2934800 B2 JP2934800 B2 JP 2934800B2 JP 3250117 A JP3250117 A JP 3250117A JP 25011791 A JP25011791 A JP 25011791A JP 2934800 B2 JP2934800 B2 JP 2934800B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】ディジタル無線回線、特に陸上移
動通信回線においては、フェージングの影響により、受
信波の包絡線や位相が変動する。本発明は、このような
フェージング条件下で、多値直交振幅変調方式を適用す
る場合に使用する伝送路歪補償方式において、周波数補
償機能を有し、伝送路歪補償を格段に向上させることを
目的としたものであり、ディジタル無線、特に陸上移動
用無線機の機能向上に寄与するものである。
動通信回線においては、フェージングの影響により、受
信波の包絡線や位相が変動する。本発明は、このような
フェージング条件下で、多値直交振幅変調方式を適用す
る場合に使用する伝送路歪補償方式において、周波数補
償機能を有し、伝送路歪補償を格段に向上させることを
目的としたものであり、ディジタル無線、特に陸上移動
用無線機の機能向上に寄与するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線回線、特に陸上移動通信
回線において、周波数の利用効率を更に高めるには、振
幅にも情報を含める多値直交振幅変調方式（多値ＱＡ
Ｍ）の適用が考えられる。
回線において、周波数の利用効率を更に高めるには、振
幅にも情報を含める多値直交振幅変調方式（多値ＱＡ
Ｍ）の適用が考えられる。
【０００３】陸上移動通信における多値ＱＡＭの検波方
式としては、準同期検波（搬送波を再生せず、受信機の
局部発振部１７を用いて検波する方式）が一般的であ
る。この場合、準同期検波においては、送信搬送波の周
波数（ｆｏ）と受信機の発振部１７の周波数（ｆｒ）と
の周波数オフセット（ｆｏ−ｆｒ）が小さいことが必要
である。しかし受信機の発振部１６，１７の周波数安定
度や精度が十分でない場合、何らかの処理をしないと準
同期検波方式を使用できないという問題がある。従来、
この問題に対してはＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）が一般に使用さ
れていた。
式としては、準同期検波（搬送波を再生せず、受信機の
局部発振部１７を用いて検波する方式）が一般的であ
る。この場合、準同期検波においては、送信搬送波の周
波数（ｆｏ）と受信機の発振部１７の周波数（ｆｒ）と
の周波数オフセット（ｆｏ−ｆｒ）が小さいことが必要
である。しかし受信機の発振部１６，１７の周波数安定
度や精度が十分でない場合、何らかの処理をしないと準
同期検波方式を使用できないという問題がある。従来、
この問題に対してはＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）が一般に使用さ
れていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の方法において
は、ＩＦ（中間周波数）帯でＡＦＣを動作させるため、
装置規模が大きく複雑になるという問題がある。そこで
最近、装置のＬＳＩ化に適するよう、ベースバンド帯で
のディジタル信号処理で周波数オフセットを補償する方
式が検討されているが、引き込み範囲が狭いため、適用
範囲がフェージング変動が小さい室内等に限定されてし
まうという問題があった。
は、ＩＦ（中間周波数）帯でＡＦＣを動作させるため、
装置規模が大きく複雑になるという問題がある。そこで
最近、装置のＬＳＩ化に適するよう、ベースバンド帯で
のディジタル信号処理で周波数オフセットを補償する方
式が検討されているが、引き込み範囲が狭いため、適用
範囲がフェージング変動が小さい室内等に限定されてし
まうという問題があった。
【０００５】上記の問題を解決するため、ＡＦＣを必要
とせず、簡便で小型化可能な方法で、しかも広い引き込
み範囲で高精度に周波数オフセットをディジタル処理で
補償できる手段を構築する必要がある。
とせず、簡便で小型化可能な方法で、しかも広い引き込
み範囲で高精度に周波数オフセットをディジタル処理で
補償できる手段を構築する必要がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】陸上移動通信で多値ＱＡ
Ｍを使用する場合には、フェージングの影響により、受
信波の振幅や位相が、非常に速く変動するため、高精度
のフェージング変動補償が必要になる。多値ＱＡＭのフ
ェージング変動補償技術としては、パイロットシンボル
（既知のシンボル）を利用した伝送路歪補償方式（特許
出願番号６３−８４１２５、昭和６３年２月２日出願）
がある。
Ｍを使用する場合には、フェージングの影響により、受
信波の振幅や位相が、非常に速く変動するため、高精度
のフェージング変動補償が必要になる。多値ＱＡＭのフ
ェージング変動補償技術としては、パイロットシンボル
（既知のシンボル）を利用した伝送路歪補償方式（特許
出願番号６３−８４１２５、昭和６３年２月２日出願）
がある。
【０００７】本発明は、上記伝送路歪補償方式の受信部
に、パイロットシンボルの位相情報を利用した周波数補
償部１２を付加し、周波数オフセット補償能力を格段に
向上させたものである。
に、パイロットシンボルの位相情報を利用した周波数補
償部１２を付加し、周波数オフセット補償能力を格段に
向上させたものである。
【０００８】本発明の中心である周波数補償部１２の動
作概要を以下に示す。 受信部において、準同期検波されたベースバンド帯
で、送信機側で定期的に挿入された既知のシンボル（パ
イロットシンボル）を検出する。 定期的に送信されたパイロットシンボルから、パイ
ロットシンボルタイミング及びシンボルタイミングを検
出する。 この動作は起動時のみ行われ、以後の動作はの動
作から直接に移る。この動作では、の動作で必要と
なる平均位相変動量の初期値に充当されるものを検出す
る。初期値の検出方法には、（１）最初に得られたパイ
ロットシンボル間の位相変動量を与える方法、（２）起
動時の複数のデータシンボルから位相変動量を抽出する
方法等がある。 で得られたパイロットシンボルタイミングで、
１つ前のパイロットシンボルからの位相変動量を測定
し、前回のの動作で得られた平均位相変動量を基に、
平均位相差の更新をする。 で更新した平均位相変動量から周波数オフセット
を推定し、周波数オフセットに見合う分だけ逆位相回転
を行って周波数オフセット補償を行う。 周波数オフセット補償された信号をフエージング歪
補償部に送出する。
作概要を以下に示す。 受信部において、準同期検波されたベースバンド帯
で、送信機側で定期的に挿入された既知のシンボル（パ
イロットシンボル）を検出する。 定期的に送信されたパイロットシンボルから、パイ
ロットシンボルタイミング及びシンボルタイミングを検
出する。 この動作は起動時のみ行われ、以後の動作はの動
作から直接に移る。この動作では、の動作で必要と
なる平均位相変動量の初期値に充当されるものを検出す
る。初期値の検出方法には、（１）最初に得られたパイ
ロットシンボル間の位相変動量を与える方法、（２）起
動時の複数のデータシンボルから位相変動量を抽出する
方法等がある。 で得られたパイロットシンボルタイミングで、
１つ前のパイロットシンボルからの位相変動量を測定
し、前回のの動作で得られた平均位相変動量を基に、
平均位相差の更新をする。 で更新した平均位相変動量から周波数オフセット
を推定し、周波数オフセットに見合う分だけ逆位相回転
を行って周波数オフセット補償を行う。 周波数オフセット補償された信号をフエージング歪
補償部に送出する。
【０００９】ここでは、多値直交振幅変調方式として１
６ＱＡＭを用いた場合を取り上げ以下に示す。図１に、
１６ＱＡＭの信号空間ダイヤグラム（複素ベースバンド
信号の信号点を複素平面上に示したもの）を示す。
６ＱＡＭを用いた場合を取り上げ以下に示す。図１に、
１６ＱＡＭの信号空間ダイヤグラム（複素ベースバンド
信号の信号点を複素平面上に示したもの）を示す。
【００１０】送信部の構成を図２に示す。まず、データ
をシリアル／パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部１において４ビ
ットごとに区切った後、ベースバンド信号生成部２にお
いて対応する複素ベースバンド信号に変換する。次に、
パイロットシンボル挿入部３において、Ｎシンボル毎に
１シンボルのパイロットシンボル（既知のシンボル、例
えば図１の点Ａ）を定期的に挿入する。その後、送信フ
ィルタ部４において帯域制限し、直交変調部５で変調
し、増幅部６で電力増幅した後、アンテナ部７より送信
する。
をシリアル／パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部１において４ビ
ットごとに区切った後、ベースバンド信号生成部２にお
いて対応する複素ベースバンド信号に変換する。次に、
パイロットシンボル挿入部３において、Ｎシンボル毎に
１シンボルのパイロットシンボル（既知のシンボル、例
えば図１の点Ａ）を定期的に挿入する。その後、送信フ
ィルタ部４において帯域制限し、直交変調部５で変調
し、増幅部６で電力増幅した後、アンテナ部７より送信
する。
【００１１】受信部の構成を図３に示す。アンテナ部８
において受信し、受信フィルタ部９において帯域以外の
雑音を除去した後、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａ
ｉｎＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）部１０において適正なレベ
ルに増幅する。次に準同期検波部１１で直交検波を行
い、本発明の母体となる周波数補償部１２で周波数オフ
セットの補償を行い、フェージング歪補償部１３でフェ
ージング歪を除去した後、復号部１４で送信シンボルを
復号し、パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部１５で、
再生された４ビットの情報をシリアル情報に変換し、再
生データとして出力する。
において受信し、受信フィルタ部９において帯域以外の
雑音を除去した後、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａ
ｉｎＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）部１０において適正なレベ
ルに増幅する。次に準同期検波部１１で直交検波を行
い、本発明の母体となる周波数補償部１２で周波数オフ
セットの補償を行い、フェージング歪補償部１３でフェ
ージング歪を除去した後、復号部１４で送信シンボルを
復号し、パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部１５で、
再生された４ビットの情報をシリアル情報に変換し、再
生データとして出力する。
【００１２】次に、周波数補償部１２の詳細な動作を説
明するため、図４にその構成を示す。先ず準同期検波さ
れた受信ベースバンド信号から、パイロットシンボル検
出部１８において、パイロットシンボルを検出する。図
５に複素平面上におけるパイロットシンボルの位相の時
変化を示す。時刻ｔ＝ｍＮＴ（ｍは自然数、Ｎはパイロ
ットシンボルの挿入間隔、Ｔは１シンボル周期）におい
て、一つ前のパイロットシンボルからの位相変化量をα
ｍとする。周波数オフセットがある場合、パイロットシ
ンボル（ｐ０，ｐ１，ｐ２，・・，ｐｍ−１，ｐｍ）は
複素平面上で、一定方向に回転する。本発明では、パイ
ロットシンボルのこのような位相回転を観測し、この位
相回転に見合った分だけ、受信ベースバンド信号の位相
を逆方向に回転させることにより、周波数オフセットの
補償が行われる。
明するため、図４にその構成を示す。先ず準同期検波さ
れた受信ベースバンド信号から、パイロットシンボル検
出部１８において、パイロットシンボルを検出する。図
５に複素平面上におけるパイロットシンボルの位相の時
変化を示す。時刻ｔ＝ｍＮＴ（ｍは自然数、Ｎはパイロ
ットシンボルの挿入間隔、Ｔは１シンボル周期）におい
て、一つ前のパイロットシンボルからの位相変化量をα
ｍとする。周波数オフセットがある場合、パイロットシ
ンボル（ｐ０，ｐ１，ｐ２，・・，ｐｍ−１，ｐｍ）は
複素平面上で、一定方向に回転する。本発明では、パイ
ロットシンボルのこのような位相回転を観測し、この位
相回転に見合った分だけ、受信ベースバンド信号の位相
を逆方向に回転させることにより、周波数オフセットの
補償が行われる。
【００１３】しかし、位相回転速度はフェージング変動
がある場合、一様でない。そこで、周波数オフセットに
相当する回転速度を求めるため、フェージング変動の影
響を無視できるだけの時間で平均化を行う。時刻ｔ＝Ｎ
ＴからｍＮＴまでの平均回転速度、すなわち平均位相変
化量βｍを、
がある場合、一様でない。そこで、周波数オフセットに
相当する回転速度を求めるため、フェージング変動の影
響を無視できるだけの時間で平均化を行う。時刻ｔ＝Ｎ
ＴからｍＮＴまでの平均回転速度、すなわち平均位相変
化量βｍを、
【式１】 とする。ここでλ（０≦λ≦１）は忘却係数（過去の値
の重みを順次減少させる働きをする）である。式１は変
形すると、
の重みを順次減少させる働きをする）である。式１は変
形すると、
【式２】 という更新式でも表すことができる。ところで、式２に
おいて、起動時（ｔ＝０）では初期値β０を設定する必
要がある。本発明では、起動時に切換部１９で初期値検
出部２２に切り換えられ、β０が設定される。初期値検
出部２２におけるβ０の設定には、いくつかの方法があ
る。
おいて、起動時（ｔ＝０）では初期値β０を設定する必
要がある。本発明では、起動時に切換部１９で初期値検
出部２２に切り換えられ、β０が設定される。初期値検
出部２２におけるβ０の設定には、いくつかの方法があ
る。
【００１４】最も簡単な方法は、
【式３】 とすることである。ところが、式２で算出できるβｍ範
囲は限られており、それを上回るような周波数オフセッ
トに対しては補償できず、周波数追尾範囲は限られたも
のとなる。具体的には│αｍ│＞πの場合に、位相回転
方向を逆方向と推定するため、誤補償が行なわれてしま
うからである。
囲は限られており、それを上回るような周波数オフセッ
トに対しては補償できず、周波数追尾範囲は限られたも
のとなる。具体的には│αｍ│＞πの場合に、位相回転
方向を逆方向と推定するため、誤補償が行なわれてしま
うからである。
【００１５】上記の問題を解決するためには、│αｍ│
＞πとなる周波数オフセットの場合でも、αｍを正しく
把握できなければならない。一般にαｍは急激に大きく
変動するようなことはないので、過去の変動量βｍ−１
に近い値を持つものと考えられる。従って│αｍ−β
ｍ−１│＜πとなるαｍを選んでやれば、正しい値が選
択されたものと見なされ、誤補償の問題はなくなる。│
αｍ−βｍ−１│＜πとなるαｍが正しい値であるため
には、過去の変動量βｍ−１が、誤差±πの範囲内で正
しくなくてはならない。さらに、過去の変動量βｍ−１
が正しい値であるためには、βｍ−１の基準となる初期
値β０が、誤差±πの範囲内で正しい値であることが求
められる。
＞πとなる周波数オフセットの場合でも、αｍを正しく
把握できなければならない。一般にαｍは急激に大きく
変動するようなことはないので、過去の変動量βｍ−１
に近い値を持つものと考えられる。従って│αｍ−β
ｍ−１│＜πとなるαｍを選んでやれば、正しい値が選
択されたものと見なされ、誤補償の問題はなくなる。│
αｍ−βｍ−１│＜πとなるαｍが正しい値であるため
には、過去の変動量βｍ−１が、誤差±πの範囲内で正
しくなくてはならない。さらに、過去の変動量βｍ−１
が正しい値であるためには、βｍ−１の基準となる初期
値β０が、誤差±πの範囲内で正しい値であることが求
められる。
【００１６】そこで、初期値β０を誤差±πの範囲内
で、大雑把に算出できる方法について以下で説明する。
時刻ｔ＝ｋＴ（ｋは自然数）のシンボルｓｋにおいて、
ｋＴ−△ｔからｋＴ＋△ｔまでの位相変動をφｋとす
る。ただし、△ｔ＜Ｔである。図６にその関係を示す。
位相変動φｋは次式で表される。
で、大雑把に算出できる方法について以下で説明する。
時刻ｔ＝ｋＴ（ｋは自然数）のシンボルｓｋにおいて、
ｋＴ−△ｔからｋＴ＋△ｔまでの位相変動をφｋとす
る。ただし、△ｔ＜Ｔである。図６にその関係を示す。
位相変動φｋは次式で表される。
【式４】 ここで、ｔ＝ｋＴ−△ｔからｋＴ＋△ｔまでにおいて、
φｏｋは周波数オフセットによる位相変動分を、φｓｋ
はｓｋ−１の信号点からｓｋを経由しｓｋ＋１まで信号
が遷移する過程での位相変動分を、φｎｋは雑音による
位相変動分を、φｆｋはフェージングによる位相変動分
をそれぞれ表す。│φｋ│《πであるので、位相変動を
逆方向に推定するようなことはない。ｎ個のシンボルの
位相変動の和は、
φｏｋは周波数オフセットによる位相変動分を、φｓｋ
はｓｋ−１の信号点からｓｋを経由しｓｋ＋１まで信号
が遷移する過程での位相変動分を、φｎｋは雑音による
位相変動分を、φｆｋはフェージングによる位相変動分
をそれぞれ表す。│φｋ│《πであるので、位相変動を
逆方向に推定するようなことはない。ｎ個のシンボルの
位相変動の和は、
【式５】 である。ここで、式５の右辺第２項，３項，４項は、平
均が０の変数の和であるので、ｎを十分大きくすればそ
れらの値は第１項に比べ相対的に小さくなる。よって第
１項の成分だけが残るので、周波数オフセット成分が抽
出できる。この結果から初期値β０は、
均が０の変数の和であるので、ｎを十分大きくすればそ
れらの値は第１項に比べ相対的に小さくなる。よって第
１項の成分だけが残るので、周波数オフセット成分が抽
出できる。この結果から初期値β０は、
【式６】 で与えられる。
【００１７】従って本発明の周波数補償部１２では、先
ず起動時に、初期値検出部２２において式６により初期
値を検出する。初期値検出以降、位相検出部２０におい
て式２から、│αｍ−βｍ−１│＜πとなるαｍを選択
し、βｍの更新をする。最後に位相回転部２１におい
て、βｍに相当する分だけベースバンド信号を、逆位相
回転させて周波数オフセット補償が行われる。
ず起動時に、初期値検出部２２において式６により初期
値を検出する。初期値検出以降、位相検出部２０におい
て式２から、│αｍ−βｍ−１│＜πとなるαｍを選択
し、βｍの更新をする。最後に位相回転部２１におい
て、βｍに相当する分だけベースバンド信号を、逆位相
回転させて周波数オフセット補償が行われる。
【００１８】以下に実施例として計算機シミュレーショ
ンの実験結果を示す。変調方式として１６ＱＡＭを用
い、送受信フィルタはロールオフフィルタ（ロールオフ
率 １００Ｈｚ、Ｅｂ／Ｎｏ（１情報ビット当りの信号対雑
音電力比）は３０ｄＢ、パイロットシンボルの挿入間隔
は１６シンボルとした。
ンの実験結果を示す。変調方式として１６ＱＡＭを用
い、送受信フィルタはロールオフフィルタ（ロールオフ
率 １００Ｈｚ、Ｅｂ／Ｎｏ（１情報ビット当りの信号対雑
音電力比）は３０ｄＢ、パイロットシンボルの挿入間隔
は１６シンボルとした。
【００１９】先ず式６で算出される初期値の分布を図７
に示す。この図は周波数オフセット（ｆｏｆｆ）を２ｋ
Ｈｚ，ｎ＝１０２４，△ｔ＝（１／１６）Ｔとし、１０
００サンプルの初期値を周波数換算し、５０Ｈｚごとに
累積した分布である。この結果から、初期値は１５５０
Ｈｚ〜２２５０Ｈｚに分布しており、これは式２で補償
可能としている誤差±π（±５００Ｈｚ）の範囲に収ま
っている。従って、この算出値を初期値とすれば、周波
数オフセットが２ｋＨｚでも補償可能であることが推測
される。
に示す。この図は周波数オフセット（ｆｏｆｆ）を２ｋ
Ｈｚ，ｎ＝１０２４，△ｔ＝（１／１６）Ｔとし、１０
００サンプルの初期値を周波数換算し、５０Ｈｚごとに
累積した分布である。この結果から、初期値は１５５０
Ｈｚ〜２２５０Ｈｚに分布しており、これは式２で補償
可能としている誤差±π（±５００Ｈｚ）の範囲に収ま
っている。従って、この算出値を初期値とすれば、周波
数オフセットが２ｋＨｚでも補償可能であることが推測
される。
【００２０】図８に、本発明を適用した場合、適用しな
かった場合の誤り率特性を示す。ただし式２のλの値は
０．９とした。この図から、本発明を適用しなかった場
合には、約１００Ｈｚのｆｏｆｆまでが限度であるのに
対し、本発明を適用した場合には約２．４ｋＨｚまで補
償可能である。この時のｆｏｆｆ・Ｔは０．１５にな
る。
かった場合の誤り率特性を示す。ただし式２のλの値は
０．９とした。この図から、本発明を適用しなかった場
合には、約１００Ｈｚのｆｏｆｆまでが限度であるのに
対し、本発明を適用した場合には約２．４ｋＨｚまで補
償可能である。この時のｆｏｆｆ・Ｔは０．１５にな
る。
【００２１】例えば４００ＭＨｚ帯の無線通信系で検討
してみると、この周波数帯の発振器としては、周波数偏
差が３ｐｐｍ以内のものが一般に実装されている。従っ
て、周波数オフセットは最悪でも送受合わせて２．４ｋ
Ｈｚであるので、本発明の補償可能範囲内に収まる。ま
たパイロットシンボルの挿入間隔を縮めたり、さらに周
波数安定度のよい発振機（１ｐｐｍ以内）を用いれば、
４００ＭＨｚを越える周波数帯においても補償可能にな
る。従って本発明を適用すれば、準同期検波を行っても
ＡＦＣを必要としで、周波数オフセットの補償が可能で
ある。
してみると、この周波数帯の発振器としては、周波数偏
差が３ｐｐｍ以内のものが一般に実装されている。従っ
て、周波数オフセットは最悪でも送受合わせて２．４ｋ
Ｈｚであるので、本発明の補償可能範囲内に収まる。ま
たパイロットシンボルの挿入間隔を縮めたり、さらに周
波数安定度のよい発振機（１ｐｐｍ以内）を用いれば、
４００ＭＨｚを越える周波数帯においても補償可能にな
る。従って本発明を適用すれば、準同期検波を行っても
ＡＦＣを必要としで、周波数オフセットの補償が可能で
ある。
【００２２】
【発明の効果】陸上移動通信で多値ＱＡＭを用いる場
合、パイロットシンボル挿入形の伝送路歪補償方式が検
討されているが、周波数オフセットに対しては従来ＡＦ
Ｃが必要とされていた。しかし本発明を用いれば、ＡＦ
Ｃを使用しないで、広い引き込み範囲で、高精度に周波
数オフセットを補償できる。しかもＩＦ帯でのアナログ
的な処理から、ベースバンド帯でのディジタル信号処理
になる。伝送路歪補償方式自体、ベースバンド帯でのデ
ィジタル信号処理であるので、本発明と一体化すること
が可能で、装置の簡略化は言うまでもなく、今後の装置
の応用発展にも柔軟に対処できる。
合、パイロットシンボル挿入形の伝送路歪補償方式が検
討されているが、周波数オフセットに対しては従来ＡＦ
Ｃが必要とされていた。しかし本発明を用いれば、ＡＦ
Ｃを使用しないで、広い引き込み範囲で、高精度に周波
数オフセットを補償できる。しかもＩＦ帯でのアナログ
的な処理から、ベースバンド帯でのディジタル信号処理
になる。伝送路歪補償方式自体、ベースバンド帯でのデ
ィジタル信号処理であるので、本発明と一体化すること
が可能で、装置の簡略化は言うまでもなく、今後の装置
の応用発展にも柔軟に対処できる。
【図１】１６ＱＡＭの信号空間ダイアグラムを示した
図。
図。
【図２】送信部のシステム構成を示した図。
【図３】受信部のシステム構成を示した図。
【図４】周波数補償部の構成を示した図。
【図５】受信信号のパイロットシンボルの位相変動過程
を表した図。
を表した図。
【図６】受信信号の信号点の遷移過程を表した図。
【図７】式６で算出された初期値の分布を示した図。
【図８】本発明を適用した場合、適用しなかった場合の
誤り率特性を示した図。
誤り率特性を示した図。
１・・・シリアル／パラレル変換部、２・・・ベースバ
ンド信号生成部、３・・・パイロットシンボル挿入部、
４・・・送信フィルタ部、５・・・直交変調部、６・・
・増幅部、７，８・・・アンテナ部、９・・・受信フィ
ルタ部、１０・・・準同期検波部、１１・・・ＡＧＣ
部、１２・・・周波数補償部、１３・・・フェージング
歪補償部、１４・・・復号部、１５・・・パラレル／シ
リアル変換部、１６，１７・・・発振部、１８・・・パ
イロットシンボル検出部、１９・・・切換部、２０・・
・位相検出部、２１・・・位相回転部、２２・・・初期
値検出部。
ンド信号生成部、３・・・パイロットシンボル挿入部、
４・・・送信フィルタ部、５・・・直交変調部、６・・
・増幅部、７，８・・・アンテナ部、９・・・受信フィ
ルタ部、１０・・・準同期検波部、１１・・・ＡＧＣ
部、１２・・・周波数補償部、１３・・・フェージング
歪補償部、１４・・・復号部、１５・・・パラレル／シ
リアル変換部、１６，１７・・・発振部、１８・・・パ
イロットシンボル検出部、１９・・・切換部、２０・・
・位相検出部、２１・・・位相回転部、２２・・・初期
値検出部。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−123554（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−258147（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−261091（ＪＰ，Ａ) 1990年電子情報通信学会秋季全国大会 講演論文集、分冊２、ｐ．２−287 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】 送信用のディジタルデータ列に対して既
知のパイロットシンボルを定期的に挿入し、送信波の振
幅にも情報を含ませた多値直交振幅変調方式で送信する
送信部と、 受信波を準同期検波したベースバンド帯からパイロット
シンボルを検出し、検出したパイロットシンボルの挿入
タイミングに基づいてフェージング歪を測定し、測定し
たフェージング歪に基づいてフェージング歪を補償し、
ディジタルデータ列に復号する受信部と、 からなる多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線
通信システムにおいて、 上記受信部には、 準同期検波された受信ベースバンド信号を受け、送信側
で挿入されたパイロットシンボルを検出するパイロット
シンボル検出部と、 上記パイロットシンボル検出部からの出力信号を受け、
該信号の出力先を、起動時には第１出力へ、その後は第
２出力へ、と切り換える切換部と、 上記切換部の第１出力から受信ベースバンド信号を受
け、受信ベースバンド信号から平均位相変動量の初期値
を抽出する初期値検出部と、 起動時には上記初期値検出部から平均位相変動量の初期
値を受け、その後は切換部の第２出力から受信ベースバ
ンド信号を受け、パイロットシンボルの位相変動量を観
測し、観測した位相変化量を平均化する位相検出部と、 上記位相検出部から平均位相変動量を受け、周波数オフ
セットを推定し、受信ベースバンド信号の周波数オフセ
ットに見合うだけ逆位相回転する位相回転部と、 を具備した周波数補償部を設け、 上記周波数補償部で周波数オフセット補償された受信ベ
ースバンド信号をフェージング歪補償するものとしたこ
とを特徴とする多値直交振幅変調方式を用いたディジタ
ル無線通信システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3250117A JP2934800B2 (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | 多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線通信システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3250117A JP2934800B2 (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | 多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271179A JPH10271179A (ja) | 1998-10-09 |
| JP2934800B2 true JP2934800B2 (ja) | 1999-08-16 |
Family
ID=17203079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3250117A Expired - Lifetime JP2934800B2 (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | 多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線通信システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2934800B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100326158B1 (ko) * | 1999-05-21 | 2002-02-27 | 윤종용 | 코드분할다중처리 이동통신시스템의 수신기의 채널 추정 보상장치 |
| JP3910443B2 (ja) * | 1999-06-09 | 2007-04-25 | 三菱電機株式会社 | 自動周波数制御装置 |
| KR100340412B1 (ko) * | 1999-12-21 | 2002-06-12 | 이형도 | 고속 무선랜의 주파수오차 미세 보상방법 |
| KR100340413B1 (ko) * | 1999-12-21 | 2002-06-12 | 이형도 | 고속 무선랜의 주파수오차 초기 보상방법 |
| KR100376804B1 (ko) * | 2000-09-29 | 2003-03-19 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상장치 및 방법 |
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| JP4954108B2 (ja) * | 2008-01-31 | 2012-06-13 | 三菱電機株式会社 | 復調装置 |
-
1991
- 1991-06-25 JP JP3250117A patent/JP2934800B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９９０年電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集、分冊２、ｐ．２−２８７ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10271179A (ja) | 1998-10-09 |
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