JP3910443B2 - 自動周波数制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、衛星通信、移動体通信、および移動体衛星通信に採用されているディジタル変復調方式における伝送品質を向上可能な自動周波数制御装置に関するものであり、詳細には、送信信号に既知信号を周期的に挿入し、その既知信号から送受信機間で発生する周波数偏差を取り除くことにより、伝送品質の向上をはかる自動周波数制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、衛星通信、移動体通信、および移動体衛星通信の分野においては、ディジタル変復調の研究が活発に行われている。特に、移動体通信については、激しいフェージングを受けた状態の受信信号を受信することから、このようなフェージング環境下でも、安定的に動作可能とするいろいろな復調方式が検討されている。その中でも、特にフェージング環境下で同期検波が可能な方式として、例えば、送信信号に対して周期的に、フェージングの伝送路歪み測定用の既知信号を挿入し、その既知信号からフェージング歪みを推定し、補償する方式が注目されている。なお、この方式を用いて準同期検波を行う場合は、送信搬送波と受信機の準同期検波用基準信号との周波数偏差が小さいことが、高精度にフェージング歪みを推定、および補償を行うための必要条件である。
【０００３】
しかしながら、フェージング環境下での同期検波において、送受信機における発振器の周波数安定度および精度が十分でない場合は、何らかの処理をしないと精度の高いフェージング歪みの推定、および補償を行うことができない、という問題があった。
【０００４】
また、移動体通信においては、固定局と移動局、あるいは、移動局間どうしで送受信を行うため、２つの局が相対的に移動している場合には、送信された電波が、ドップラー変動によって周波数偏移をおこしてしまい、仮に送受信機における発振器の精度がよくても、送信搬送波と受信機の準同期検波用基準信号との間に周波数偏差が発生する、という問題が生じていた。
【０００５】
そこで、これらの問題を解決する文献として、例えば、下記非特許文献１に記載されている技術がある。
【０００６】
第１９図は、上記非特許文献１に記載された従来の自動周波数制御装置の構成を示すものである。第１９図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８９は既知信号間位相差推定部であり、８９０は既知信号間位相差算出部であり、８９１は平均化処理部であり、８５は１シンボル間位相差算出部である。
【０００７】
以下、上記従来の自動周波数制御装置の動作について説明する。
【０００８】
第２０図は、周期的に１シンボルの既知信号を挿入した場合の受信信号のフォーマットを示す図である。例えば、送信機側では、第２０図に示すように、（Ｎ_F−１）シンボルの情報信号に対して、周期的に１シンボルの既知信号（ここでは、既知のパイロット信号に対応する）を挿入した信号を送信する。なお、この１シンボルのパイロット信号は、時刻ｔ＝ｋＮ_FＴ_S毎に挿入されるものとする。ただし、ｋは自然数を示し、Ｎ_Fはパイロット信号の挿入間隔を示し、Ｔ_Sはシンボル周期を示す。
【０００９】
そして、既知信号歪み検出部８０にて前記信号が受信されると、既知信号間位相差推定部８９内の既知信号間位相差算出部８９０では、挿入間隔Ｎ_Fのパイロット信号間の位相変化量を算出し、さらに、平均化処理部８９１では、既知信号間位相差算出部８９０から出力されてくる位相変化量の平均化処理を行い、位相変化量の平均値：＜θ（ｋＮ_F）＞を出力する。
【００１０】
その後、１シンボル間位相差算出部８５では、既知信号間位相差推定部８９から出力される位相変化量の平均値に基づいて、例えば、（１）式のように、１シンボル間における位相回転量θ_Sを算出する。
【００１１】
【数１】

【００１２】
そして、算出された位相回転量θ_Sを用いて、例えば、（２）式のように、１シンボル周期の巡回加算による積分処理を行う。
【００１３】
【数２】

【００１４】
最後に、受信信号の位相回転を行い、周波数偏差を除去する。すなわち、１シンボル間における位相差の積分値を用いて、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号ｒ（ｋＮ_F＋ｉ）に対して、例えば、（３）式のように、１シンボル毎に位相回転処理を行い、周波数偏差を除去する。
【００１５】
【数３】

【００１６】
なお、このときの信号の伝送速度をＲ_S（symbol／s）とすると、既知信号間位相差推定部８９における周波数偏差検出範囲：−ｆ_DET［Ｈｚ］〜ｆ_DET［Ｈｚ］は、（４）式のようになる。
【００１７】
【数４】

【００１８】
すなわち、（４）式からわかるとおり、挿入周期Ｎ_Fを小さくすると、検出可能な周波数偏差の範囲を大きくすることができる。しかし、既知信号間位相差推定部８９の機能をフィルタと等価であると考えた場合、挿入周期Ｎ_Fを小さくして周波数偏差検出範囲を広げると、フィルタの周波数帯域を等価的に広げたこととなるため、逆に雑音等による周波数偏差の推定誤差が大きくなり、周波数偏差推定精度が劣化する。従って、周波数偏差の推定精度を向上させるためには、挿入周期Ｎ_Fを大きくした方がよいことになる。
【００１９】
【非特許文献１】
「陸上移動通信用ＱＡＭの周波数オフセット補償方式」（加藤、笹岡、電子情報通信学会論文誌（B-II），J74-B-IINo.9，pp493-496（1991-9））
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述した文献のような自動周波数制御装置においては、挿入間隔Ｎ_Fの既知信号間のみを用いて、周波数偏差による位相回転量を算出しているため、周波数偏差推定精度を向上させるには、挿入周期Ｎ_Fを大きくする必要があり、この場合、周波数偏差の検出範囲が狭くなる、という問題があった。一方、この問題を回避して周波数偏差の検出範囲を広げるために挿入周期Ｎ_Fを小さくすると、この場合には、フレーム効率が低下し、さらに、周波数偏差の推定精度が劣化する、という新たな問題が発生する。
【００２１】
また、従来の自動周波数制御装置においては、１シンボルの既知信号のみを用いて、伝送路の歪み量を検出しているため、低Ｃ／Ｎ（搬送波対雑音電力比：carrier to noise power ratio）環境下では、高い周波数推定精度を得るために必要な平均化時間が長くなり、ドップラー変動等による周波数偏差の時間変動への追従性が劣化する、という問題があった。
【００２２】
また、ライスフェージング環境下のように、直接波とマルチパス波が混在するような状況では、マルチパス波の影響により、直接波の周波数偏差を精度よく推定することができず、直接波に対して周波数制御を行うことが困難となる、という問題があった。
【００２３】
そこで、本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、広い周波数偏差検出範囲と高い周波数偏差推定精度を両立させるとともに、低Ｃ／Ｎ環境下においても、短い時間で周波数偏差の推定を可能とし、さらに、ライスフェージング環境下のようなマルチパス波と直接波が混在する状況においても、直接波の周波数偏差を精度よく推定し、直接波に対して周波数制御を行うことが可能な自動周波数制御装置を提供することを目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる自動周波数制御装置にあっては、受信信号に挿入された既知信号に基づいて、伝送路の歪み量を検出する歪み検出手段（後述する実施の形態の既知信号歪み検出部８０に相当）と、前記伝送路の歪み量から、所定の第１の期間における位相差を推定し、その推定値を第１の位相差として出力する第１の位相差推定手段（各位相差推定部に相当）と、前記伝送路の歪み量から、前記第１の期間とは異なる所定の第２の期間における位相差を推定し、その推定値を第２の位相差として出力する第２の位相差推定手段（各位相差推定部に相当）と、前記第１の位相差および前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を第３の位相差として出力する位相差算出手段と、前記第３の位相差に対して巡回加算による積分処理を行い、その積分結果として位相信号を出力する積分手段（積分器９に相当）と、前記位相信号に基づいて、前記受信信号の位相回転を行う位相回転手段（位相回転部１０に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、第１の位相差推定手段にて推定された第１の期間における周波数偏差と、第２の位相差推定手段にて推定された第２の期間における周波数偏差に基づいて、１シンボル間の周波数偏差を算出する。これにより、いずれか一方の位相差推定手段における広い周波数偏差検出範囲と、他方の位相差推定手段における高い周波数偏差推定精度を、両立させることができる。また、本発明によれば、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況において、従来方式よりも直接波の周波数偏差を精度よく推定することができ、さらに、直接波に対して正確に周波数制御を行うことができる。なお、ここでいう位相差は、通常の位相差θ以外にベクトル表現の位相差情報という意味も含むものである。
【００２６】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記受信信号には、連続するＮ_Pシンボルの既知信号が周期的に挿入され、前記歪み検出手段は、さらに、既知信号毎に検出される伝送路の歪み量に対してＮ_Pシンボル期間にわたる平均化処理を行い、その平均化結果を出力する歪み平均化手段（既知信号ブロック歪み平均部８１に相当）を備えることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、歪み平均化手段にて平均化処理を行うため、フェージング変動による位相変動や雑音等の影響による周波数偏差の推定誤差を低減しながら、送受信機間の周波数偏差やドップラー変動等の周波数変動を精度よく推定することができる。
【００２８】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置にあっては、前記第１の位相差および前記歪み量に基づいて、前記受信信号の位相補償を行う位相補償手段（後述する実施の形態の位相補償部８３に相当）を備え、前記第１の位相差推定手段（Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２に相当）は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔（Ｎ１）である前記第１の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、前記第２の位相差推定手段（Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４に相当）は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔であって前記第１の期間（Ｎ１）より長い前記第２の期間（Ｎ２：Ｎ２＞Ｎ１）における、前記位相補償後にさらに残留する位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、第１の位相差推定手段を前段に配置してＮ１間の周波数偏差の推定を行うとともに、その推定結果により周波数偏差の除去を行った後、さらに、第２の位相差推定手段によりＮ２間の周波数偏差の推定を行い、双方の位相差推定手段による周波数偏差の推定結果を合成する。これにより、第１の位相差推定手段における広い周波数偏差検出範囲と、第２の位相差推定手段における高い周波数偏差推定精度を、両立するさせることができる。また、本発明によれば、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況においても、従来方式よりも直接波の周波数偏差を精度よく推定することができ、さらに、直接波に対して正確に周波数制御を行うことができる。また、第１の位相差推定手段および第２の位相差推定手段にて位相だけによる演算処理を行えば、簡単な装置構成で、周波数偏差の除去処理を実現することができる。
【００３０】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置にあっては、前記第１の位相差および前記歪み量に基づいて、前記受信信号の位相補償を行う位相補償手段（後述する実施の形態の位相補償部８３に相当）を備え、前記第１の位相差推定手段（隣接既知信号間位相差推定部８６に相当）は、隣接する既知信号間である前記第１の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、前記第２の位相差推定手段（Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４に相当）は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔である前記第２の期間（Ｎ２）における、前記位相補償後にさらに残留する位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする。
【００３１】
この発明によれば、第１の位相差推定手段を前段に配置して隣接既知信号間の周波数偏差の推定を行うとともに、その推定結果により周波数偏差の除去を行った後、さらに、第２の位相差推定手段によりＮ２間の周波数偏差の推定を行い、双方の位相差推定手段による周波数偏差の推定結果を合成する。これにより、第１の位相差推定手段における広い周波数偏差検出範囲と、第２の位相差推定手段における高い周波数偏差推定精度を、両立させることができる。また、本発明によれば、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況においても、直接波の周波数偏差を精度よく推定でき、そのため、直接波に対して精度良く周波数制御を行うことができる。
【００３２】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置にあっては、前記第１の位相差推定手段（後述する実施の形態のＮ１間隔既知信号間位相差推定部８２に相当）は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔である前記第１の期間（Ｎ１）における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、前記第２の位相差推定手段（Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４に相当）は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔であって前記第１の期間より長い前記第２の期間（Ｎ２）における位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする。
【００３３】
この発明によれば、順番に関係なく、第１の位相差推定手段によるＮ１間の周波数偏差の推定、および第２の位相差推定手段によるＮ２間の周波数偏差の推定を行い、双方の周波数偏差に基づいて、１シンボル間の周波数偏差を算出する。これにより、例えば、第１の位相差推定手段の有する広い周波数偏差検出範囲と、第２の位相差推定手段の有する高い周波数偏差推定精度とを、両立させることができる。
【００３４】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記位相差算出手段は、前記第１の位相差、または前記第２の位相差のいずれか１つを選択する位相差選択手段（後述する実施の形態の周波数偏差切換部８８、周波数偏差判定部８７に相当）と、前記選択された位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第３の位相差として出力するシンボル間位相差算出手段（１シンボル間位相差位相差算出部８５に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
この発明によれば、第１の位相差推定手段にて推定する第１の位相差、または第２の位相差推定手段にて推定する第２の位相差を、位相差選択手段にて選択する。これにより、例えば、第１の位相差推定手段の有する広い周波数偏差検出範囲、または第２の位相差推定手段の有する高い周波数偏差推定精度を選択できる。
【００３６】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記位相差算出手段は、前記第１の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第４の位相差として出力する第１のシンボル間位相差算出手段（後述する実施の形態の１シンボル間位相差算出部８５ａに相当）と、前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第５の位相差として出力する第２のシンボル間位相差算出手段（１シンボル間位相差算出部８５ｂに相当）と、前記第４の位相差、または前記第５の位相差のいずれか１つを選択し、その選択結果を前記第３の位相差として出力する位相差選択手段（周波数偏差判定部８７ｂ、周波数偏差切換部８８ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３７】
この発明によれば、第１の位相差推定手段、および第２の位相差推定手段のそれぞれの後に、第１のシンボル間位相差算出手段、および第２のシンボル間位相差算出手段を配置し、１シンボル間の位相差を算出した後で、その出力を位相差選択手段にて選択する。これにより、例えば、第１の位相差推定手段の有する広い周波数偏差検出範囲、または第２の位相差推定手段の有する高い周波数偏差推定精度を選択できる。
【００３８】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記第１の位相差推定手段（後述する実施の形態の隣接既知信号間位相差推定部８６に相当）は、隣接する既知信号間である前記第１の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、前記第２の位相差推定手段（Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２に相当）は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔である前記第２の期間（Ｎ１）における位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする。
【００３９】
この発明によれば、順番に関係なく、第１の位相差推定手段による隣接既知信号間の周波数偏差の推定、および第２の位相差推定手段によるＮ１間の周波数偏差の推定を行い、双方の周波数偏差に基づいて、１シンボル間の周波数偏差を算出する。これにより、例えば、第１の位相差推定手段の有する広い周波数偏差検出範囲と、第２の位相差推定手段の有する高い周波数偏差推定精度とを、両立させることができる。
【００４０】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記位相差算出手段は、前記第１の位相差、または前記第２の位相差のいずれか１つを選択する位相差選択手段（後述する実施の形態の周波数偏差切換部８８、周波数偏差判定部８７に相当）と、前記選択された位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第３の位相差として出力するシンボル間位相差算出手段（１シンボル間位相差算出部８５に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００４１】
この発明によれば、第１の位相差推定手段にて推定する第１の位相差、または第２の位相差推定手段にて推定する第２の位相差を、位相差選択手段にて選択する。これにより、例えば、第１の位相差推定手段の有する広い周波数偏差検出範囲、または第２の位相差推定手段の有する高い周波数偏差推定精度を選択できる。
【００４２】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記位相差算出手段は、前記第１の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第４の位相差として出力する第１のシンボル間位相差算出手段（後述する実施の形態の１シンボル間位相差算出部８５ａに相当）と、前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第５の位相差として出力する第２のシンボル間位相差算出手段（１シンボル間位相差算出部８５ｂに相当）と、前記第４の位相差、または前記第５の位相差のいずれか１つを選択し、その選択結果を前記第３の位相差として出力する位相差選択手段（周波数偏差判定部８７ｂ、周波数偏差切換部８８ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００４３】
この発明によれば、第１の位相差推定手段、および第２の位相差推定手段のそれぞれの後に、第１のシンボル間位相差算出手段、および第２のシンボル間位相差算出手段を配置し、１シンボル間の位相差を算出した後で、その出力を位相差選択手段にて選択する。これにより、例えば、第１の位相差推定手段の有する広い周波数偏差検出範囲、または第２の位相差推定手段の有する高い周波数偏差推定精度を選択できる。
【００４４】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記第１の位相差推定手段および前記第２の位相差推定手段は、それぞれ、前記推定した位相差をバースト内において平均化し、さらにその後、バースト間にわたる加重平均化を行うことを特徴とする（後述する実施の形態の第１２，１４図参照）。
【００４５】
この発明によれば、ＴＤＭＡにおけるバースト信号に対して、バースト内において位相差の平均化処理を行うとともに、さらに、バースト間にわたる位相差の平均化処理を行い、その加重平均化におけるパラメータである忘却係数の値を適切に選んでいる。これにより、フェージング変動による位相変動や雑音等の影響による周波数偏差の推定誤差を低減させることができる。
【００４６】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記位相差算出手段は、さらに、１シンボル間の位相差を算出後、シンボル間にわたる位相差の平均化処理を行い、その平均化結果を前記第３の位相差として出力することを特徴とする（後述する実施の形態の第１５図参照）。
【００４７】
この発明によれば、１シンボル間の位相差を算出後、シンボル間にわたる位相差の平均化処理を行う。これにより、フェージング変動による位相変動や雑音等の影響による周波数偏差の推定誤差を、さらに低減させることができる。
【００４８】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置にあっては、さらに、前記受信信号と、発信器が出力する正弦波信号とから、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力するベースバンド信号出力手段（後述する実施の形態の乗算器２ａ，２ｂ、π／２位相器３、発信器４に相当）と、前記アナログ・ベースバンド信号からディジタル・ベースバンド信号を生成するアナログ／ディジタル変換手段（Ａ／Ｄ変換部５ａ，５ｂに相当）と、前記ディジタル・ベースバンド信号を、フィルタリング処理により波形整形し、前記歪み検出手段に出力する波形整形手段（ＬＰＦ６ａ，６ｂ、ＢＲＴ７に相当）と、を備えることを特徴とする（後述する実施の形態の第３図参照）。
【００４９】
この発明によれば、既知信号のみを用いた構成としているため、簡単な処理で、周波数偏差を取り除くことができ、それに伴って伝送品質の向上を実現することができる。また、この発明によれば、低Ｃ／Ｎ環境下においても、比較的短時間で、所望の周波数推定精度が得られることから、ドップラー変動等による周波数偏差の時間変動に対する追従性がよくなる。この発明によれば、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況においても、直接波の周波数偏差を精度よく推定でき、そのため、直接波に対して精度よく周波数制御を行うことができる。
【００５０】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置において、前記位相回転手段は、前記波形整形手段にてディジタル・ベースバンド信号を波形整形する前段に配置され、前記波形整形手段は、位相回転後のディジタル・ベースバンド信号に対して波形整形を行い、波形整形後の信号を前記歪み検出手段に出力することを特徴とする（後述する実施の形態の第１６図参照）。
【００５１】
この発明によれば、ディジタル・ベースバンド信号をフィルタリング処理により波形整形する前に周波数偏差を除去する。これにより、ＬＰＦの遮断周波数と比べて周波数偏差が大きくなった場合でも、信号電力の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。
【００５２】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置にあっては、受信信号と、電圧制御発信器（後述する実施の形態のＶＣＯ４ａに相当）が出力する正弦波信号とから、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力するベースバンド信号出力手段（後述する実施の形態の乗算器２ａ，２ｂ、π／２位相器３、発信器４に相当）と、前記アナログ・ベースバンド信号からディジタル・ベースバンド信号を生成するアナログ／ディジタル変換手段（Ａ／Ｄ変換部５ａ，５ｂに相当）と、前記ディジタル・ベースバンド信号を、フィルタリング処理により波形整形する波形整形手段（ＬＰＦ６ａ，６ｂ、ＢＲＴ７に相当）と、前記波形整形後のディジタル・ベースバンド信号内の既知信号に基づいて、伝送路の歪み量を検出する歪み検出手段（既知信号歪み検出部８０に相当）と、前記伝送路の歪み量から、所定の第１の期間における位相差を推定し、その推定値を第１の位相差として出力する第１の位相差推定手段（各位相差推定部に相当）と、前記伝送路の歪み量から、前記第１の期間とは異なる所定の第２の期間における位相差を推定し、その推定値を第２の位相差として出力する第２の位相差推定手段（各位相差推定部に相当）と、前記第１の位相差および前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を第３の位相差として出力する位相差算出手段（各位相差算出部に相当）と、前記第３の位相差に基づいて、前記電圧制御発振器を制御するための制御信号を算出することにより、前記受信信号の位相を制御する発信器制御手段（ＶＣＯ制御部１３に相当）と、を備えることを特徴とする（後述する実施の形態の第１７図参照）。
【００５３】
この発明によれば、周波数偏差推定手段にて検出された周波数偏差に応じて、発信器制御手段が電圧制御発信器を制御する。これにより、ＬＰＦの遮断周波数と比べて周波数偏差が大きくなった場合でも、信号電力の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。
【００５４】
つぎの発明にかかる自動周波数制御装置にあっては、さらに、前記第３の位相差に対して巡回加算による積分処理を行い、その積分結果として位相信号を出力する積分手段（後述する実施の形態の積分器９ａ，９ｂに相当）と、前記位相信号に基づいて、前記受信信号の位相回転を行う位相回転手段（位相回転部１０ａ，１０ｂに相当）と、前記第３の位相差に基づいて、前記位相回転手段による位相回転、または前記発信器制御手段による位相制御、の切り換え制御を可能とする周波数偏差制御手段（周波数偏差切換部１５、周波数偏差制御部１４に相当）と、を備えることを特徴とする（後述する実施の形態の第１８図参照）。
【００５５】
この発明によれば、周波数偏差推定手段にて検出された周波数偏差に応じて、発信器制御手段、および位相回転手段を切り換える。これにより、初期捕捉時などの周波数偏差が大きい場合でも、ＬＰＦの遮断周波数により信号電力の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。また、本発明によれば、位相差算出手段からの周波数偏差情報に基づいて、周波数偏差の切換制御を行う構成としたので、周波数偏差情報に応じた最適な周波数偏差の除去を行うことができる。
【００５６】
【発明の実施の形態】
本発明をより詳細に説術するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
【００５７】
実施の形態１．
第１図は、本発明にかかる自周波数制御装置の送信機の構成、すなわち、送信信号に対して周期的に既知信号を挿入する送信機の実施の形態１の構成図である。第１図において、１ａは既知信号挿入部であり、１ｂは変調部であり、この送信機では、送信信号に対して、例えば、既知信号であるパイロット信号を挿入する。なお、以降の説明において、既知信号は、パイロット信号に限らず、同様の目的を達成することのできる信号であれば、他の信号を用いてもよい。
【００５８】
以下、第１図に示す送信機の動作について説明する。まず、既知信号挿入部１ａでは、送信する情報信号に周期的に既知信号を挿入して出力する。具体的にいうと、既知信号挿入部１ａから出力される信号は、例えば、第２図に示すように、（Ｎ_F−Ｎ_P）シンボルの情報信号に対して、周期的にＮ_Pシンボルの既知信号が挿入された構成となる。なお、このＮ_Pシンボルの既知信号（Ｎ_P≧１）は、時刻ｔ＝（ｋＮ_F＋ｉ）Ｔ_S，０≦ｉ≦Ｎ_P−１（Ｔ_S：シンボル周期）毎に挿入されることとし、その既知信号の値を、例えば、ｂｐとする。変調部１ｂでは、既知信号挿入部１ａより出力された信号を変調し、その信号を送信信号として出力する。この送信信号を、例えば、Ｓ（ｔ）とすると、Ｓ（ｔ）は、（５）式のように表現できる。
【００５９】
【数５】

【００６０】
ただし、ｂ（ｎ）は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、あるいは、ＱＡＭ変調されたｎ番目のシンボル値を示すものであり、Ａは、送信信号の振幅値を示すものであり、ｐ（ｔ）は、正規化された単一パルス波形を示すものである。
【００６１】
第３図は、本発明にかかる自動周波数制御装置の受信機の構成、すなわち、上記送信機からの送信信号を受信し、その送信信号に周期的に挿入される既知信号を用いて、周波数偏差の除去を行う、受信機の実施の形態１の構成図である。第３図において、２ａ、２ｂは乗算器であり、３はπ／２移相器であり、４は発振器であり、５ａ、５ｂはアナログ／ディジタル変換器（以降、Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ）であり、６ａ、６ｂは低域通過ろ波器（以降、ＬＰＦと呼ぶ）であり、７はビットタイミングリカバリー（以降、ＢＴＲと呼ぶ）部であり、８は周波数偏差推定部であり、９は積分器であり、１０は位相回転部であり、１１はフェージング歪み推定／補償部であり、１２はデータ判定部である。
【００６２】
以下、第３図に示す受信機の動作について説明する。まず、発振器４からは、図示の受信ＩＦ信号の持つ搬送波周波数とほぼ等しい周波数の正弦波信号が出力される。そして、π／２移相器３は、発振器４から出力される正弦波信号の位相をπ／２ラジアンだけ移相させる。また、乗算器２ａでは、受信ＩＦ信号と、π／２移相器３から出力される正弦波信号との乗算を行い、Ｉチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力し、もう一方の乗算器２ｂでは、受信ＩＦ信号と、発振器４から出力される正弦波信号との乗算を行い、Ｑチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力する。これらのアナログ・ベースバンド信号ｒ（ｔ）は、送信信号Ｓ（ｔ）を用いて、つぎの（６）式のように表現することができる。
【００６３】
【数６】

【００６４】
ただし、ｒ_I（ｔ）は、Ｉチャネルのアナログ・ベースバンド信号を示すものであり、ｒ_Q（ｔ）は、Ｑチャネルのアナログ・ベースバンド信号を示すものである。また、ｎ（ｔ）は、加法性白色ガウス雑音を示すものであり、ｃ（ｔ）は、フェージングによる歪み量を示すもので、すべて複素量である。
【００６５】
アナログ・ベースバンド信号を受け取ったＡ／Ｄ変換器５ａ、５ｂでは、Ｉチャネル、およびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号ｒ（ｔ）をある一定時間間隔でサンプリングするとともに、そのサンプリングされた信号の振幅値をディジタル値に変換し、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号として出力する。そして、ＬＰＦ６ａ、６ｂでは、Ａ／Ｄ変換器５ａ、５ｂから出力されたＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号に対して、ナイキストフィルタ等による波形整形であるフィルタリング処理を行う。
【００６６】
また、フィルタリング処理後、ＢＴＲ部７では、ＬＰＦ６ａ、６ｂから出力されたＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号からナイキスト点を検出し、ナイキスト点に対応した時刻ｔ＝（ｋＮ_F＋ｉ）Ｔ_SにおけるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号ｒ（ｋＮ_F＋ｉ）を出力する。すなわち、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号ｒ（ｋＮ_F＋ｉ）は、（７）式のように表現することができる。
【００６７】
【数７】

【００６８】
ただし、各括弧内におけるＴ_Sは、表記の簡略化のために省略する。
【００６９】
また、周波数偏差推定部８では、ＢＴＲ部７から出力されるナイキスト点に対応したＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号から、後述する周波数偏差を検出する。そして、積分器９では、周波数偏差推定部８から出力される１シンボル間における位相差θ_S（ｋＮ_F）を用いて、１シンボル周期の巡回加算による積分処理を行う。この積分処理結果は、（８）式のようになる。
【００７０】
【数８】

【００７１】
また、位相回転部１０では、積分器９により処理された１シンボル間における位相差の積分値を用いて、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号ｒ（ｋＮ_F＋ｉ）に対して、１シンボル毎に位相回転処理を行い、周波数偏差推定部８にて推定される周波数偏差を除去する。すなわち、（９）式のようになる。
【００７２】
【数９】

【００７３】
その後、周波数偏差フェージング歪み推定／補償部１１では、位相回転部１０から出力された周波数偏差除去後のＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号ｒ_R（ｋＮ_F＋ｉ）から、フェージング等による信号の歪みを除去する。そして、最後にデータ判定部１２では、フェージング歪み推定／補償部１１から出力されたフェージング歪み補償後のＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号により、送信データｂ（ｎ）、すなわち、ｎ番目のシンボル値を判定する。
【００７４】
つぎに、送信信号に挿入された既知信号を用いて、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号に含まれる周波数偏差を検出する上記周波数偏差推定部８の構成および動作を、図面に従って詳細に説明する。
【００７５】
第４図は、上記周波数偏差推定部８の構成の一例である。第４図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８１は既知信号ブロック歪み平均部であり、８２はＮ１間隔既知信号間位相差推定部であり、８２０はＮ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８２１は平均化処理部であり、８３は位相補償部であり、８４はＮ２間隔既知信号間位相差推定部であり、８４０はＮ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８４１は平均化処理部であり、８５は１シンボル間位相差算出部である。
【００７６】
以下、周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。まず、既知信号歪み検出部８０は、ＢＴＲ部７から出力されるナイキスト点に対応したＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号ｒ（ｋＮ_F＋ｉ）にＮ_Fシンボル間隔で周期的に挿入されているＮ_Pシンボルの既知信号から、例えば、（１０）式のように、伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ）を検出する。
【００７７】
【数１０】

【００７８】
なお、ここでは、上記連続したＮ_Pシンボルの既知信号を、既知信号ブロックと称することにする。
【００７９】
上記既知信号歪み検出部８０にて伝送路の歪み量を検出後、既知信号ブロック歪み平均部８１では、その既知信号の伝送路における歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１の平均化処理を行う。例えば、前記伝送路における歪み量の平均値をｃ_EP（ｋＮ_F）とすると、ｃ_EP（ｋＮ_F）は、（１１）式のように、計算できる。
【００８０】
【数１１】

【００８１】
上記平均化処理を実施後、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２では、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）から、既知信号間における位相差ベクトルを推定する。まず、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０にて、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力された既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、Ｎ１間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F＋Ｎ１）とから、位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ１の値は、例えば、Ｎ１＝Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期に対応したシンボル数とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）は、（１２）式のように、計算できる。
【００８２】
【数１２】

【００８３】
ただし、ここでいう＊は、複素共役を示す。なお、本実施の形態において、信号の伝送速度をＲ_S（symbol／s）とすると、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２における周波数偏差検出範囲−ｆ_DET［Ｈｚ］〜ｆ_DET［Ｈｚ］は、前述した前記（４）式と同一の式となり、従来技術と同一の特徴を持つことになる。
【００８４】
Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０から出力される位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）を受けとった平均化処理部８２１では、その位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）の平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉を、（１３）式のように算出する。
【００８５】
【数１３】

【００８６】
ただし、Ｍ₁は、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものであり、ここでは、平均化に用いる位相差ベクトル数が合計２Ｍ₁＋１となる。
【００８７】
また、平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉の算出後、位相補償部８３では、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、平均化処理部８２１から出力されるＮ１間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉とを用いて、位相補償を行う。すなわち、位相補償後の伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）は、（１４）式のように、計算することができる。
【００８８】
【数１４】

【００８９】
位相補償後、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４では、位相補償部８３から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）を用いて、さらに、残留する既知信号間における位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）を推定する。すなわち、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０にて、既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）と、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F＋Ｎ２）とから、位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）を算出する。なお、このＮ２の値は、例えば、Ｎ２＝Ｌ×Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックにおける挿入周期のＬ倍（Ｌ≧２）のシンボル間隔とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）は、（１５）式のように計算できる。
【００９０】
【数１５】

【００９１】
なお、この場合、信号の伝送速度をＲ_S（symbol/s）とすると、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４における周波数偏差検出範囲−ｆ_DET［Ｈｚ］〜ｆ_DET［Ｈｚ］）は、（１６）式のようになる。
【００９２】
【数１６】

【００９３】
また、平均化処理部８４１では、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０から出力されるＮ２間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）からその位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP2（ｋＮ_F）〉を、（１７）式のように、計算する。
【００９４】
【数１７】

【００９５】
ただし、Ｍ₂は、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものであり、この場合は、平均化に用いる位相差ベクトルのが合計２Ｍ₂＋１となる。
【００９６】
最後に、１シンボル間位相差算出部８５では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２から出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EF1（ｋＮ_F）〉と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４から出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EF2（ｋＮ_F）〉とから、１シンボル間における位相差θ_S（ｋＮ_F）を、（１８）式のように、算出する。
【００９７】
【数１８】

【００９８】
このように、上記受信機における周波数偏差推定部８では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２、およびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４を有することにより、以下の特徴があげられる。例えば、Ｎ１＝Ｎ_Fとし、Ｎ２＝ＬＮ_F（Ｌ≧２）と設定することにより、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２の周波数偏差検出範囲が、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４よりもＬ倍だけ広い周波数偏差検出範囲を持つことになる。この場合、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４の周波数偏差検出範囲が、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２よりも１／Ｌ倍だけ周波数偏差検出範囲が狭くなっているが、これはＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４の機能をフィルタと見なしたときに、その周波数帯域を１／Ｌ倍だけ狭くしたことと等価と考えることができるため、雑音等による影響を１／Ｌだけ低減させることができる。すなわち、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４における周波数偏差の推定精度を、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２よりも向上させることができる。
【００９９】
また、本実施の形態の受信機においては、上記平均化処理部８２１、８４１の平均化処理を行うため、適切なサンプル数を選ぶことにより、フェージング変動による位相変動や雑音等の影響による周波数偏差の推定誤差を低減しながら、送受信機間の周波数偏差やドップラー変動等の周波数変動を精度よく推定することができる。
【０１００】
また、第５図に示すようなライスフェージング環境下における直接波を用いて、計算機シミュレーションによる本実施の形態の受信機と、従来方式の、直接波に対する周波数偏差推定精度を、下表に示す。この表からわかるとおり、本実施の形態は、従来方式よりも直接波の周波数偏差を精度良く推定している。すなわち、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況においても、本実施の形態の受信機においては、従来方式よりも直接波の周波数偏差を精度よく推定することができ、さらに、直接波に対して正確に周波数制御を行うことができる。
【０１０１】
【表１】

【０１０２】
以上のように、本実施の形態では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２を前段に配置して周波数偏差の推定を行うとともに、その推定結果により周波数偏差の除去を行った後、さらに、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４により周波数偏差の推定を行い、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２による周波数偏差の推定結果と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４による周波数偏差の推定結果を合成する。これにより、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２における広い周波数偏差検出範囲と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４における高い周波数偏差推定精度を両立する周波数偏差検出を実現させることができる。
【０１０３】
また、本実施の形態では、既知信号のみを用いた構成としているため、簡単な処理で、上記周波数偏差を取り除くことができ、それに伴って伝送品質の向上を実現することができる。
【０１０４】
また、本実施の形態では、Ｎ_P≧２とすることにより、低Ｃ／Ｎ環境下においても、比較的短時間で、所望の周波数推定精度が得られることから、ドップラー変動等による周波数偏差の時間変動に対する追従性がよくなる。
【０１０５】
また、本実施の形態では、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況においても、直接波の周波数偏差を精度よく推定でき、そのため、直接波に対して精度よく周波数制御を行うことができる。なお、Ｎ_P＝１の場合でも、既知信号ブロック歪み平均部８１による平均化処理を省くことにより、同様の効果を得ることができる。
【０１０６】
実施の形態２．
第６図は、第４図の構成とは異なる周波数偏差推定部８の実施の形態２の一構成例である。第６図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８１は既知信号ブロック歪み平均部であり、８２ｂはＮ１間隔既知信号間位相差推定部であり、８２０ｂはＮ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８２１ｂは平均化処理部であり、８３ｂは位相補償部であり、８４ｂはＮ２間隔既知信号間位相差推定部であり、８４０ｂはＮ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８４１ｂは平均化処理部であり、８５ｂは１シンボル間位相差算出部である。なお、以降の説明において、先に説明した実施の形態１と同一の構成、すなわち、送信機、および受信機の一部、の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０７】
以下、実施の形態２にかかる周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。本実施の形態の受信機において、周波数偏差推定部８以外の構成は、前記実施の形態１にて説明した受信機の構成と同一であるため、ここでは、それら同一構成部分の説明を省略し、処理の異なる第６図の周波数偏差推定部８を用いて、周波数偏差の除去処理について説明を行う。
【０１０８】
まず、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２ｂでは、前述した既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）から、既知信号間における位相差を推定する。すなわち、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０ｂにて、前記既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、Ｎ１間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F＋Ｎ１）とから、位相差を算出する。なお、このＮ１の値は、例えば、Ｎ１＝Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期に対応するシンボル数となる。従って、ここでは、位相差θ_EP1（ｋＮ_F）は、（１９）式のように、計算できる。
【０１０９】
【数１９】

【０１１０】
また、平均化処理部８２１ｂにて、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０ｂから出力される位相差θ_EP1（ｋＮ_F）の平均値〈θ_EP1（ｋＮ_F）〉を、（２０）式のように、算出する。
【０１１１】
【数２０】

【０１１２】
ただし、Ｍ₁は、前述同様、平均化に用いる位相差数を決めるパラメータを示すものであり、ここでも、平均化に用いる位相差の数は合計２Ｍ₁＋１となる。
【０１１３】
また、位相差θ_EP1（ｋＮ_F）の平均値〈θ_EP1（ｋＮ_F）〉を算出後、位相補償部８３ｂでは、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、平均化処理部８２１ｂから出力されるＮ１間隔離れた既知信号ブロック間における位相差の平均値〈θ_EP1（ｋＮ_F）〉を用いて、以下のように位相補償を行う。すなわち、位相補償後の伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）は、（２１）式のように、計算することができる。
【０１１４】
【数２１】

【０１１５】
位相補償後、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｂでは、位相補償部８３ｂから出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）を用いて、さらに、残留する既知信号間における位相差θ_EP2（ｋＮ_F）を推定する。すなわち、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０ｂにて、位相補償部８３ｂから出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）と、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値Ｃ_EP1（ｋＮ_F＋Ｎ２）とから、位相差θ_EP2（ｋＮ_F）を算出する。なお、このＮ２の値は、例えば、Ｎ２＝Ｌ×Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックにおける挿入周期のＬ倍（Ｌ≧２）のシンボル間隔とする。従って、この場合、位相差θ_EP2（ｋＮ_F）は、（２２）式のように、計算できる。
【０１１６】
【数２２】

【０１１７】
また、平均化処理部８４１ｂにて、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０ｂから出力されるＮ２間隔離れた既知信号ブロック間における位相差θ_EP2（ｋＮ_F）の平均値〈θ_EP2（ｋＮ_F）〉を、（２３）式のように、算出する。
【０１１８】
【数２３】

【０１１９】
ただし、Ｍ₂も、前述同様、平均化に用いる位相差数を決めるパラメータを示すものである。
【０１２０】
最後に、１シンボル間位相差算出部８５ｂでは、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２ｂから出力される位相差の平均値〈θ_EP1（ｋＮ_F）〉と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｂから出力される位相差の平均値〈θ_EP2（ｋＮ_F）〉とから、１シンボル間における位相差θ_S（ｋＮ_F）を、（２４）式のように、算出する。
【０１２１】
【数２４】

【０１２２】
このように、上記自動周波数制御装置における周波数偏差推定部８では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２ｂ、およびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｂを有することにより、位相だけによる処理を行うことができ、それに伴って、簡単な装置構成で、実施の形態１と同様の機能を有する受信機を実現することができる。
【０１２３】
実施の形態３．
第７図は、第４図または第６図の構成とは異なる周波数偏差推定部８の実施の形態３の一構成例である。第７図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８６は隣接既知信号間位相差推定部であり、８６０は隣接既知信号間位相差算出部であり、８６１は平均化処理部であり、８３は位相補償部であり、８１は既知信号ブロック歪み平均部であり、８４はＮ２間隔既知信号間位相差推定部であり、８４０はＮ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８４１は平均化処理部であり、８５は１シンボル間位相差算出部である。なお、以降の説明において、先に説明した実施の形態１または２と同一の構成、すなわち、送信機、および受信機の一部、の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１２４】
以下、実施の形態３にかかる周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。本実施の形態の受信機において、周波数偏差推定部８以外の構成は、前記実施の形態１にて説明した受信機の構成と同一であるため、ここでは、それら同一構成部分の説明を省略し、処理の異なる第７図の周波数偏差推定部８を用いて、周波数偏差の除去処理について説明を行う。
【０１２５】
まず、隣接既知信号間位相差推定部８６では、前述した既知信号歪み検出部８０から出力される既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦Ｉ≦Ｎ_F−１から、隣接する既知信号間における位相差ベクトルを検出する。すなわち、隣接既知信号間位相差算出部８６０にて、既知信号における伝送路の歪み量Ｃ_EPI（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１における隣接信号間の位相差ベクトルを算出する。位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ)，０≦ｉ≦Ｎ_F−２は、（２５）式のように、計算できる。
【０１２６】
【数２５】

【０１２７】
ただし、＊は複素共役を示す。また、この場合、信号の伝送速度をＲ_S(symbol／s)とすると、隣接既知信号間位相差推定部８６における周波数偏差検出範囲−ｆ_DET［Ｈｚ］〜ｆ_DET［Ｈｚ］）は、（２６）式のように、表現できる。
【０１２８】
【数２６】

【０１２９】
また、平均化処理部８６１にて、隣接信号間の位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−２からその平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ）〉を、（２７）式のように、算出する。
【０１３０】
【数２７】

【０１３１】
ただし、Ｍ₁は、前述同様、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものである。
【０１３２】
位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ）の平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ）〉を算出後、位相補償部８３では、既知信号歪み検出部８０から出力される既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１と、隣接既知信号間位相差推定部８６から出力される隣接信号間の位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉を用いて、（２８）式のように、位相補償を行う。
【０１３３】
【数２８】

【０１３４】
位相補償後、既知信号ブロック歪み平均部８１では、位相補償部８３から検出される位相補償後の既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi1（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１の平均化処理を行う。すなわち、伝送路の歪み量ｃ_EPi1（ｋＮ_F＋ｉ）の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F）は、（２９）式のように、計算できる。
【０１３５】
【数２９】

【０１３６】
平均化処理後、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４では、既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F）を用いて、さらに、残留する既知信号間における位相差ベクトルを推定する。すなわち、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０にて、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F）と、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F＋Ｎ２）と、から位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ２は、例えば、Ｎ２＝Ｌ×Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期のＬ倍（Ｌ≧１）のシンボル間隔とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）は、実施の形態１と同様、（１５）式のように、計算できる。なお、この場合、信号の伝送速度をＲ_S(symbol／s)とすると、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４における周波数偏差検出範囲−ｆ_DET［Ｈｚ］〜ｆ_DET［Ｈｚ］）も、実施の形態１と同様、（１６）式のように表現できる。
【０１３７】
また、平均化処理部８４１にて、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）の平均値〈Ｄ_EP2（ｋＮ_F）〉を、実施の形態１と同様、（１７）式のように算出する。なお、Ｍ₂も、前述同様、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものである。
【０１３８】
最後に、１シンボル間位相差算出部８５では、隣接既知信号間位相差推定部８６から出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４から出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP2（ｋＮ_F）〉から１シンボル間における位相差θ_S（ＫＮ_F）を、（３０）式のように、算出する。
【０１３９】
【数３０】

【０１４０】
このように、上記周波数偏差推定部８では、隣接既知信号間位相差推定部８６、およびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４を有することにより、以下の特徴があげられる。例えば、隣接既知信号間位相差推定部８６の周波数偏差検出範囲は、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４よりもＬＮ_F倍だけ広い周波数偏差検出範囲を持つことになる。一方、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４の周波数偏差検出範囲は、隣接既知信号間位相差推定部８６よりも１／(ＬＮ_F)倍だけ周波数偏差検出範囲が狭くなる。これにより、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４の機能をフィルタと見なした時に、その周波数帯域を１／(ＬＮ_F)倍だけ狭くしたことと等価と考えることができるため、雑音等による影響を１／(ＬＮ_F)だけ低減させることができる。すなわち、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４の周波数偏差検出精度を、隣接既知信号間位相差推定部８６よりも向上させることができる。
【０１４１】
また、本実施の形態の周波数偏差推定部８においては、平均化処理部８６１、および８４１の平均化を行うため、適切なサンプル数を選ぶことにより、フェージング変動による位相変動や雑音などの影響による周波数偏差の推定誤差を低減させることができる。
【０１４２】
以上のように、本実施の形態では、隣接既知信号間位相差推定部８６を前段に配置して周波数偏差の推定を行うとともに、その推定結果により周波数偏差の除去を行った後、さらに、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４により周波数偏差の推定を行い、隣接既知信号間位相差推定部８６による周波数偏差の推定結果と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４による周波数偏差の推定結果を合成する。これにより、隣接既知信号間位相差推定部８６における広い周波数偏差検出範囲と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４における高い周波数偏差推定精度を両立する周波数偏差検出を実現させることができる。
【０１４３】
また、本実施の形態では、既知信号のみを用いた構成としているため、簡単な処理で、上記周波数偏差を取り除くことができ、それに伴って伝送品質の向上を実現することができる。
【０１４４】
また、本実施の形態では、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況においても、直接波の周波数偏差を精度よく推定でき、そのため、直接波に対して精度良く周波数制御を行うことができる。
【０１４５】
また、本実施の形態では、Ｎ_P≧２とすることにより、低Ｃ／Ｎの環境下においても、比較的短時間で、所望の周波数推定精度が得られることから、ドップラー変動等による周波数偏差の時間変動への追従性がよくなる。
【０１４６】
実施の形態４．
第８図は、第４図、第６図、および第７図の構成とは異なる周波数偏差推定部８の実施の形態４の一構成例である。第８図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８１は既知信号ブロック歪み平均部であり、８２はＮ１間隔既知信号間位相差推定部であり、８２０はＮ１間隔既知信号間位相差算出部であり、８２１は平均化処理部であり、８４はＮ２間隔既知信号間位相差推定部であり、８４０はＮ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８４１は平均化処理部であり、８７は周波数偏差判定部８７であり、８８は周波数偏差切換部であり、８５は１シンボル間位相差算出部である。なお、以降の説明において、先に説明した実施の形態１、２または３と同一の構成、すなわち、送信機、および受信機の一部、の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１４７】
以下、実施の形態４にかかる周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。本実施の形態の受信機において、周波数偏差推定部８以外の構成は、前記実施の形態１にて説明した受信機の構成と同一であるため、ここでは、それら同一構成部分の説明を省略し、処理の異なる第８図の周波数偏差推定部８を用いて、周波数偏差の除去処理について説明を行う。
【０１４８】
まず、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２では、前述した既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）から、既知信号間における位相差ベクトルを推定する。すなわち、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０にて、既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、Ｎ１間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F＋Ｎ１）とから、位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ１の値は、例えば、Ｎ１＝Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期に対応したシンボル数とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）は、実施の形態１と同様、（１２）式のように計算できる。なお、本実施の形態において、信号の伝送速度をＲ_S（symbol／s）とすると、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２における周波数偏差検出範囲−ｆ_DET［Ｈｚ］〜ｆ_DET［Ｈｚ］は、従来技術と同様、（４）式のように表現することができる。
【０１４９】
また、平均化処理部８２１にて、Ｎ１間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）の平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉を、実施の形態１と同様、（１３）式のように算出する。ただし、Ｍ₁は、前述同様、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものであり、この場合、平均化に用いる位相差ベクトルの数は合計２Ｍ₁＋１となる。
【０１５０】
また、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４においても、前述した既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）から、既知信号間における位相差ベクトルを推定する。すなわち、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０にて、既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）と、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F＋Ｎ２）とから、位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ２の値は、例えば、Ｎ２＝Ｌ×Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期のＬ倍（Ｌ≧２）のシンボル間隔とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）は、（３１）式のように、計算できる。
【０１５１】
【数３１】

【０１５２】
また、平均化処理部８４１にて、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）の平均値〈Ｄ_EP2（ｋＮ_F）〉を、実施の形態１と同様、（１７）式のように算出する。ただし、Ｍ₂も、前述同様、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものである。
【０１５３】
そして、周波数偏差判定部８７では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２から出力されるＮ１間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉を用いて、（３２）式のように、周波数偏差Δｆの検出を行う。
【０１５４】
【数３２】

【０１５５】
また、周波数偏差切換部８８では、周波数偏差判定部８７により検出された周波数偏差Δｆに基づいて、例えば、｜Δｆ｜≧Ｒ_S／（２ＬＮ_F）であれば、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２の信号を選択、すなわち、広い周波数偏差検出範囲を用いて周波数偏差を推定する方を選択する。一方、｜Δｆ｜＜Ｒ_S／（２ＬＮ_F）であれば、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４の信号を選択、すなわち、高い周波数偏差推定精度にて周波数偏差を推定する方を選択する。
【０１５６】
最後に、１シンボル間位相差算出部８５では、周波数偏差切換部８８により選択される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉か、あるいは、位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP2（ｋＮ_F）〉の、どちらかを用いて、１シンボル間における位相差θ_S（ｋＮ_F）を、（３３）式のように、算出する。
【０１５７】
【数３３】

【０１５８】
このように、上記周波数偏差推定部８では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２、またはＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４を、周波数偏差判定部８７からの周波数偏差検出情報に基づいて選択する構成とする。これにより、例えば、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２の有する広い周波数偏差検出範囲と、 Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４の有する高い周波数偏差推定精度とを、両立させることができる。
【０１５９】
また、本実施の形態においては、１シンボル間位相差算出部８５を周波数偏差切換部８８の後に配置した構成としたが、これに限らず、例えば、第９図に示すように、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２、およびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４のそれぞれの後に、１シンボル間位相差算出部８５ａ、およびｂを配置し、１シンボル間の位相差を算出した後で、その出力を周波数偏差判定部８７ｂおよび周波数偏差切換部８８ｂの制御により切り換える構成としても、上記と同様の効果が得られる。
【０１６０】
実施の形態５．
第１０図は、実施の形態１〜４の構成とは異なる周波数偏差推定部８の実施の形態５の一構成例である。第１０図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８１は既知信号ブロック歪み平均部であり、８２はＮ１間隔既知信号間位相差推定部であり、８２０はＮ１間隔既知信号間位相差算出部であり、８２１は平均化処理部であり、８６は隣接既知信号間位相差推定部であり、８６０は隣接既知信号ブロック間位相差算出部であり、８６１は平均化処理部であり、８７は周波数偏差判定部８７であり、８８は周波数偏差切換部であり、８５は１シンボル間位相差算出部である。なお、以降の説明において、先に説明した実施の形態１、２、３または４と同一の構成、すなわち、送信機、および受信機の一部、の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１６１】
以下、実施の形態５にかかる周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。本実施の形態の受信機において、周波数偏差推定部８以外の構成は、前記実施の形態１にて説明した受信機の構成と同一であるため、ここでは、それら同一構成部分の説明を省略し、処理の異なる第１０図の周波数偏差推定部８を用いて、周波数偏差の除去処理について説明を行う。
【０１６２】
まず、隣接既知信号間位相差推定部８６では、既知信号歪み検出部８０から出力される既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１から、隣接する既知信号間における位相差ベクトルを検出する。すなわち、隣接既知信号間位相差算出部８６０にて、既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１における隣接信号間の位相差ベクトルを算出する。従って、位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−２は、実施の形態３と同様、（２５）式のように計算できる。
【０１６３】
また、平均化処理部８６１にて、隣接既知信号間位相差算出部８６０から出力される隣接信号間の位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−２から平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ）〉を、実施の形態３と同様、（２７）式のように算出する。ただし、Ｍ₁は、前述同様、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものであり、この場合、平均化に用いる位相差ベクトルの数は合計２Ｍ₁＋１となる。
【０１６４】
一方、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２では、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）から、既知信号間における位相差ベクトルを推定する。すなわち、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０にて、既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、Ｎ１間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F＋Ｎ１）とから、位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ１の値は、例えば、Ｎ１＝ＬＮ_F（Ｌ≧１）、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期に対応したシンボル数とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）は、（３４）式のように、計算できる。
【０１６５】
【数３４】

【０１６６】
また、平均化処理部８２１にて、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０から出力されるＮ１間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）の平均値〈Ｄ_EP2（ｋＮ_F）〉を、（３５）式のように、算出する。
【０１６７】
【数３５】

【０１６８】
ただし、Ｍ₂は、平均化に用いる位相差ベクトル数を決めるパラメータを示すものである。
【０１６９】
そして、周波数偏差判定部８７では、隣接既知信号間位相差推定部８６から出力される隣接既知信号間における位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉を用いて、（３６）式のように、周波数偏差Δｆの検出を行う。
【０１７０】
【数３６】

【０１７１】
また、周波数偏差切換部８８では、実施の形態４と同様に、周波数偏差判定部８７により検出された周波数偏差Δｆにより、例えば、｜Δｆ｜≧Ｒ_S／（２ＬＮ_F）であれば、隣接既知信号間位相差推定部８６の信号を選択し｜Δｆ｜＜Ｒ_S／（２ＬＮ_F）であれば、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２の信号を選択する。
【０１７２】
最後に、１シンボル間位相差算出部８５では、隣接既知信号間位相差推定部８６から出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1（ｋＮ_F）〉か、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２から出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP2（ｋＮ_F）〉のいずれかを用いて、１シンボル間における位相差θ_S（ｋＮ_F）を、（３７）式のように、算出する。
【０１７３】
【数３７】

【０１７４】
このように、上記周波数偏差推定部８では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２、または隣接既知信号間位相差推定部８６を、周波数偏差判定部８７からの周波数偏差検出情報に基づいて選択する構成とする。これにより、例えば、隣接既知信号間位相差推定部８６の有する広い周波数偏差検出範囲と、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２の有する高い周波数偏差推定精度とを、両立させることができる。
【０１７５】
また、本実施の形態においては、１シンボル間位相差算出部８５を周波数偏差切換部８８の後に配置した構成としたが、これに限らず、例えば、第１１図に示すように、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２、および隣接既知信号間位相差推定部８６のそれぞれの後ろに、１シンボル間位相差算出部８５ａ、およびｂを配置し、１シンボル間の位相差を算出した後で、その出力を周波数偏差切換部８８ｂにより切り換える構成としても、上記と同様の効果が得られる。
【０１７６】
実施の形態６．
第１２図は、実施の形態１〜５の構成とは異なる周波数偏差推定部８の実施の形態６の一構成例である。第１２図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８１は既知信号ブロック歪み平均部であり、８２ｃはＮ１間隔既知信号間位相差推定部であり、８２０ｃはＮ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８２１ｃはバースト内平均化処理部であり、８２２ｃはバースト間加重平均化処理部であり、８４ｃはＮ２間隔既知信号間位相差推定部であり、８４０ｃはＮ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８４１ｃはバースト内平均化処理部であり、８４２ｃはバースト間加重平均化処理部であり、８５は１シンボル間位相差算出部である。なお、以降の説明において、先に説明した実施の形態１、２、３、４または５と同一の構成、すなわち、送信機、および受信機の一部、の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１７７】
以下、実施の形態６にかかる周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。本実施の形態の受信機において、周波数偏差推定部８以外の構成は、前記実施の形態１にて説明した受信機の構成と同一であるため、ここでは、それら同一構成部分の説明を省略し、処理の異なる第１２図の周波数偏差推定部８を用いて、周波数偏差の除去処理について説明を行う。なお、本実施の形態では、第２図に示すような、周期的に既知信号を挿入する送信信号を、第１３図に示すような、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）におけるバースト信号として送受信する。
【０１７８】
まず、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２ｃでは、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）から、既知信号間における位相差ベクトルを推定する。すなわち、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０ｃにて、既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、Ｎ１間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F＋Ｎ１）とから、位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ１の値は、例えば、Ｎ１＝Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）は、実施の形態１と同様、（１２）式のように計算できる。
【０１７９】
また、バースト内平均化処理部８２１ｃにて、Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部８２０ｃから出力されるＮ１間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F）のバースト内における平均値〈Ｄ_EP1〉を、（３８）式のように、算出する。
【０１８０】
【数３８】

【０１８１】
ただし、Ｍは、バースト内に挿入されている既知信号ブロック数を示すものである。
【０１８２】
そして、バースト間加重平均化処理部８２２ｃにて、バースト内平均化処理部８２１ｃから出力される位相差ベクトルのバースト内における平均値〈Ｄ_EP1〉を用いて、バースト間にわたる加重平均化処理を行い、その平均結果〈Ｄ_EP1〉_Bを、（３９）式のように、算出する。
【０１８３】
【数３９】

【０１８４】
ただし、λ₁は、加重平均化を行う場合の忘却係数と呼ばれるパラメータを示すものであり、０≦λ₁≦１である。また、Ｂは、バースト番号を示す。
【０１８５】
Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２ｃにて既知信号間における位相差ベクトルを推定後、位相補償部８３では、既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP（ｋＮ_F）と、Ｎ１間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1〉_Bとを用いて、（４０）式のように、位相補償を行う。
【０１８６】
【数４０】

【０１８７】
位相補償後、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｃでは、位相補償部８３から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）を用いて、さらに、残留する既知信号間における位相差ベクトルを推定する。すなわち、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０ｃにて、位相補償後の既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量ｃ_EP1（ｋＮ_F）と、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F＋Ｎ２）とから、位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ２の値は、例えば、Ｎ２＝Ｌ×Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期のＬ倍（Ｌ≧２）のシンボル間隔とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）は、実施の形態１と同様、（１５）式のように計算できる。
【０１８８】
また、バースト内平均化処理部８４１ｃにて、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）のバースト内における平均値〈Ｄ_EP2〉を、（４１）式のように、算出する。
【０１８９】
【数４１】

【０１９０】
そして、バースト間加重平均化処理部８４２ｃにて、位相差ベクトルのバースト内における平均値〈Ｄ_EP2〉を用いて、バースト間にわたる加重平均化処理を行い、その平均結果〈Ｄ_EP2〉_Bを、（４２）式のように、算出する。
【０１９１】
【数４２】

【０１９２】
ただし、λ₂は、加重平均化を行う場合の忘却係数と呼ばれるパラメータを示すものであり、０≦λ₂≦１である。また、Ｂは、バースト番号を示す。
【０１９３】
Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｃにて位相差ベクトルを推定後、１シンボル間位相差算出部８５では、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２ｃから出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1〉と、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｃから出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP2〉とから、１シンボル間における位相差θ_S,Bを、（４３）式のように、算出する。
【０１９４】
【数４３】

【０１９５】
以上のように、本実施の形態においては、ＴＤＭＡにおけるバースト信号に対して、平均化処理部８２１ｃ、８４１ｃにて位相差ベクトルの平均化処理を行うとともに、さらに、バースト間加重平均化処理部８２２ｃ、８４２ｃにてバースト間にわたる位相差ベクトルの平均化処理を行い、そして、その加重平均化におけるパラメータである忘却係数の値を適切に選んでいる。これにより、フェージング変動による位相変動や雑音等の影響による周波数偏差の推定誤差を低減させることができる。
【０１９６】
また、本実施の形態は、実施の形態１におけるＮ１間隔既知信号間位相差推定部８２およびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４を、Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部８２ｃおよびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｃにそれぞれ置き換えた構成であるが、例えば、実施の形態２および実施の形態４についても、上記と同様の置き換えを行うことにより、同様の効果が得られる。
【０１９７】
実施の形態７．
第１４図は、実施の形態１〜６の構成とは異なる周波数偏差推定部８の実施の形態７の一構成例である。第１４図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８６ｃは隣接既知信号間位相差推定部であり、８６０ｃは隣接既知信号間位相差算出部であり、８６１ｃはバースト内平均化処理部であり、８６２ｃはバースト間加重平均化処理部であり、８４ｃはＮ２間隔既知信号間位相差推定部であり、８４０ｃはＮ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部であり、８４１ｃはバースト内平均化処理部であり、８４２ｃはバースト間加重平均化処理部であり、８５は１シンボル間位相差算出部である。なお、以降の説明において、先に説明した実施の形態１、２、３、４、５または６と同一の構成、すなわち、送信機、および受信機の一部、の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１９８】
以下、実施の形態７にかかる周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。本実施の形態の受信機において、周波数偏差推定部８以外の構成は、前記実施の形態１にて説明した受信機の構成と同一であるため、ここでは、それら同一構成部分の説明を省略し、処理の異なる第１４図の周波数偏差推定部８を用いて、周波数偏差の除去処理について説明を行う。なお、本実施の形態では、第２図に示すような、周期的に既知信号を挿入する送信信号を、第１３図に示すような、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）におけるバースト信号として送受信する。
【０１９９】
まず、隣接既知信号間位相差推定部８６ｃでは、既知信号歪み検出部８０から出力される既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１から、隣接する既知信号間における位相差ベクトルを検出する。すなわち、隣接既知信号間位相差算出部８６０ｃにて、既知信号歪み検出部８０から出力される既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１における隣接信号間の位相差ベクトルを算出する。位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１は、実施の形態３と同様、（２５）式のように計算できる。
【０２００】
また、バースト内平均化処理部８６１ｃにて、隣接既知信号間位相差算出部８６０ｃから出力される隣接信号間の位相差ベクトルＤ_EP1（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−２のバースト内における平均値〈Ｄ_EP1〉を、（４４）式のように、算出する。
【０２０１】
【数４４】

【０２０２】
ただし、Ｍは、バースト内に挿入されている既知信号ブロック数を示すものである。
【０２０３】
また、バースト間加重平均化処理部８６２ｃでは、バースト内平均化処理部８６１ｃから出力される位相差ベクトルのバースト内における平均値〈Ｄ_EP1〉を用いて、バースト間にわたる加重平均化処理を行い、その平均結果〈Ｄ_EP1〉_Bを、前記実施の形態６と同様、（３９）式のように算出する。
【０２０４】
隣接既知信号間位相差推定部８６ｃにて隣接する既知信号間における位相差ベクトルを検出後、位相補償部８３では、既知信号歪み検出部８０から出力された既知信号における伝送路の歪み量ｃ_EPi（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１と、隣接既知信号間位相差推定部８６ｃから出力される隣接信号間の位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1〉_Bとを用いて、（４５）式のように、位相補償を行う。
【０２０５】
【数４５】

【０２０６】
位相補償後、既知信号ブロック歪み平均部８１は、位相補償部８３から検出される既知シンボルにおける伝送路の歪み量ｃ_EPi1（ｋＮ_F＋ｉ），０≦ｉ≦Ｎ_F−１の平均化処理を、実施の形態３と同様に（２９）式のように行う。
【０２０７】
平均化処理後、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｃでは、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F）を用いて、さらに、残留する既知信号間における位相差ベクトルを推定する。すなわち、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０ｃにて、既知信号ブロック歪み平均部８１から出力される既知信号ブロックにおける伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F）と、Ｎ２間隔離れた既知信号ブロック間における伝送路の歪み量の平均値ｃ_EP1（ｋＮ_F＋Ｎ２）とから、位相差ベクトルを算出する。なお、このＮ２は、例えば、Ｎ２＝Ｌ×Ｎ_F、すなわち、既知信号ブロックの挿入周期のＬ倍（Ｌ≧１）のシンボル間隔とする。従って、この場合、位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）は、実施の形態３と同様、（１５）式のように計算できる。
【０２０８】
また、バースト内平均化処理部８４１ｃにて、Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部８４０ｃから出力されるＮ２間隔離れた既知信号ブロック間における位相差ベクトルＤ_EP2（ｋＮ_F）のバースト内における平均値〈Ｄ_EP2〉を、（４６）式のように、算出する。
【０２０９】
【数４６】

【０２１０】
ただし、Ｍは、バースト内に挿入されている既知信号ブロック数を示すものである。
【０２１１】
そして、バースト間加重平均化処理部８４２ｃにて、バースト内平均化処理部８４１ｃから出力された位相差ベクトルのバースト内における平均値〈Ｄ_EP2〉を用いて、バースト間にわたる加重平均化処理を行い、その平均結果〈Ｄ_EP2〉_Bを、実施の形態６と同様、（４２）式のように算出する。
【０２１２】
最後に、１シンボル間位相差算出部８５では、隣接既知信号間位相差推定部８６ｃから出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP1〉_Bと、Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｃから出力される位相差ベクトルの平均値〈Ｄ_EP2〉_Bとから、１シンボル間における位相差θ_Sを、（４７）式のように、算出する。
【０２１３】
【数４７】

【０２１４】
以上のように、本実施の形態においては、ＴＤＭＡにおけるバースト信号に対して、平均化処理部８６１ｃ、８４１ｃにて位相差ベクトルの平均化処理を行うとともに、さらに、バースト間加重平均化処理部８６２ｃ、８４２ｃにてバースト間にわたる位相差ベクトルの平均化処理を行い、そして、その加重平均化におけるパラメータである忘却係数の値を適切に選んでいる。これにより、フェージング変動による位相変動や雑音等の影響による周波数偏差の推定誤差を低減させることができる。
【０２１５】
また、本実施の形態は、実施の形態３における隣接既知信号間位相差推定部８６およびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４を、隣接既知信号間位相差推定部８６ｃおよびＮ２間隔既知信号間位相差推定部８４ｃにそれぞれ置き換えた構成であるが、例えば、実施の形態５についても、上記と同様の置き換えを行うことにより、同様の効果が得られる。
【０２１６】
実施の形態８．
第１５図は、実施の形態１〜７の構成とは異なる周波数偏差推定部８の実施の形態８の一構成例である。第１５図において、８０は既知信号歪み検出部であり、８１は既知信号ブロック歪み平均部であり、８２はＮ１間隔既知信号間位相差推定部であり、８４はＮ２間隔既知信号間位相差推定部であり、８５は１シンボル間位相差算出部であり、８９は１シンボル間位相差平均部である。なお、以降の説明において、先に説明した実施の形態１、２、３、４、５、６または７と同一の構成、すなわち、送信機、および受信機の一部、の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０２１７】
以下、実施の形態８にかかる周波数偏差推定部８の動作について詳細に説明する。
【０２１８】
１シンボル間位相差平均部８９では、１シンボル間位相差算出部８５から出力される１シンボル間における位相差θ_S（ｋＮ_F）を、例えば、（４８）式のように、平均化処理する。
【０２１９】
【数４８】

【０２２０】
以上のように、本実施の形態においては、１シンボル間位相差算出部８５の後に１シンボル間位相差平均部８９を設ける。これにより、フェージング変動による位相変動や雑音等の影響による周波数偏差の推定誤差を、さらに低減させることができる。なお、本実施の形態では、実施の形態１の構成に１シンボル間位相差平均部８９を備えることとしているが、実施の形態２〜７において、１シンボル間位相差平均部８９を備えた場合においても、同様の効果が得られる。
【０２２１】
実施の形態９．
第１６図は、第３図とは異なる本発明にかかる自動周波数制御装置の受信機の構成、すなわち、前述した送信機からの送信信号を受信し、その送信信号に周期的に挿入される既知信号を用いて、周波数偏差の除去を行う、受信機の実施の形態９の構成図である。第１６図において、２ａ、２ｂは乗算器であり、３はπ／２移相器であり、４は発振器であり、５ａ、５ｂはＡ／Ｄ変換器であり、１０ｂは位相回転部であり、６ａ、６ｂはＬＰＦであり、７はＢＴＲであり、８は周波数偏差推定部であり、９は積分器であり、１１はフェージング歪み推定／補償部であり、１２はデータ判定部である。
【０２２２】
以下、第１６図に示す受信機の動作について説明する。なお、送信信号に挿入された既知信号を用いて、受信信号に含まれる周波数偏差の除去を行う実施の形態９の受信機においては、第３図に示す位相回転部１０を、ＬＰＦ６ａ、６ｂの前段に配置する構成としたものであり、それ以外の構成は、実施の形態１〜８の構成と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【０２２３】
まず、発振器４では、受信ＩＦ信号の持つ搬送波周波数とほぼ等しい周波数を持つ正弦波信号が出力される。π／２移相器３では、発振器４から出力される正弦波信号の持つ位相をπ／２ラジアンだけ移相させる。そして、乗算器２ａでは、受信ＩＦ信号と、π／２移相器３から出力される正弦波信号と、の乗算が行われ、Ｉチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力する。一方、乗算器２ｂでは、受信ＩＦ信号と、発振器４から出力される正弦波信号と、の乗算が行われ、Ｑチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力する。
【０２２４】
その後、Ａ／Ｄ変換器５ａ、５ｂでは、Ｉチャネル、およびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号ｒ（ｔ）を、ある一定時間間隔でサンプリングするとともに、そのサンプリングされた信号の振幅値をディジタル値に変換し、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号として出力する。
【０２２５】
Ａ／Ｄ変換後、位相回転部１０ｂでは、積分器９により算出された１シンボル間における位相差の積分値を用いて、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号に対して、１シンボル毎に位相回転処理を行い、周波数偏差を除去する。そして、ＬＰＦ６ａ、６ｂでは、位相回転部１０ｂから出力される周波数偏差除去後のＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号に対して、ナイキストフィルタ等による波形整形であるフィルタリング処理を行う。フィルタリング処理後、ＢＴＲ７では、ＬＰＦ６ａ、６ｂから出力されるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号から、ナイキスト点を検出し、ナイキスト点に対応したIチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号を出力する。
【０２２６】
また、周波数偏差推定部８では、ＢＴＲ７から出力されるナイキスト点に対応したＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号から、周波数偏差を検出する。積分器９では、周波数偏差推定部８から出力される１シンボル間における位相差を用いて、１シンボル周期の巡回加算による積分処理を行う。
【０２２７】
また、フェージング歪み推定・補償部１１では、ＢＴＲ７から出力されるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号から、フェージング等による信号の歪みを除去する。最後に、データ判定部１２では、フェージング歪み推定・補償部１１から出力されるフェージング歪み補償後のＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号により送信データを判定する。
【０２２８】
以上のように、本実施の形態では、位相回転部１０ｂをＬＰＦ６ａ、６ｂの前段に配置する。これにより、ＬＰＦの遮断周波数と比べて周波数偏差が大きくなった場合でも、信号電力の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。なお、周波数偏差推定部８の構成については、実施の形態１〜８のどの構成を用いた場合でも、同様の効果が得られる。
【０２２９】
実施の形態１０．
第１７図は、実施の形態１〜９とは異なる本発明にかかる自動周波数制御装置の受信機の構成、すなわち、前述した送信機からの送信信号を受信し、その送信信号に周期的に挿入される既知信号を用いて、周波数偏差の除去を行う、受信機の実施の形態１０の構成図である。第１７図において、２ａ、２ｂは乗算器であり、３はπ／２移相器であり、４ａは電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）であり、５ａ、５ｂはＡ／Ｄ変換器であり、６ａ、６ｂはＬＰＦであり、７はＢＴＲであり、８は周波数偏差推定部であり、１３はＶＣＯ制御部であり、１１はフェージング歪み推定／補償部であり、１２はデータ判定部である。
【０２３０】
以下、第１７図に示す受信機の動作について説明する。なお、送信信号に挿入された既知信号を用いて、受信信号に含まれる周波数偏差の除去を行う実施の形態１０の受信機においては、第３図に示す積分器９、および位相回転部１０に置き換えて、ＶＣＯ制御部１３を配置する構成としたものであり、それ以外の構成は、実施の形態１〜８の構成と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【０２３１】
まず、ＶＣＯ４ａは、後述するＶＣＯ制御部１３にて制御され、受信ＩＦ信号の持つ搬送波周波数とほぼ等しい周波数を持つ正弦波信号を出力する。π／２移相器３では、ＶＣＯ４ａから出力される正弦波信号の持つ位相をπ／２ラジアンだけ移相させる。そして、乗算器２ａでは、受信ＩＦ信号と、π／２移相器３から出力される正弦波信号と、の乗算が行われ、Ｉチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力する。一方、乗算器２ｂでは、受信ＩＦ信号と、ＶＣＯ４ａから出力される正弦波信号と、の乗算が行われ、Ｑチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力する。
【０２３２】
その後、Ａ／Ｄ変換器５ａ、５ｂでは、Ｉチャネル、およびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号ｒ（ｔ）をある一定時間間隔でサンプリングするとともに、そのサンプリングされた信号の振幅値をディジタル値に変換し、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号を出力する。
【０２３３】
Ａ／Ｄ変換後、ＬＰＦ６ａ、６ｂでは、Ａ／Ｄ変換器５ａ、５ｂから出力されるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号に対して、ナイキストフィルタ等による波形整形であるフィルタリング処理を行う。フィルタリング処理後、ＢＴＲ７では、ＬＰＦ６ａ、６ｂから出力されるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号から、ナイキスト点を検出し、ナイキスト点に対応したIチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号を出力する。
【０２３４】
また、周波数偏差推定部８では、ＢＴＲ７から出力されるナイキスト点に対応したＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号から、周波数偏差を検出する。そして、ＶＣＯ制御部１３では、周波数偏差推定部８から検出された周波数偏差に応じて、ＶＣＯ４ａを制御するための電圧値を算出する。
【０２３５】
また、フェージング歪み推定・補償部１１では、ＢＴＲ７から出力されるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号からフェージング等による信号の歪みを除去する。最後に、データ判定部１２では、フェージング歪み推定・補償部１１から出力されるフェージング歪み補償後のＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号により送信データを判定する。
【０２３６】
以上のように、本実施の形態では、周波数偏差推定部８で検出された周波数偏差に応じて、ＶＣＯ制御部１３がＶＣＯ４ａを制御する。これにより、ＬＰＦの遮断周波数と比べて周波数偏差が大きくなった場合でも、信号電力の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。なお、周波数偏差推定部８の構成については、実施の形態１〜８のどの構成を用いた場合でも、同様の効果が得られる。
【０２３７】
実施の形態１１．
第１８図は、実施の形態１〜１０とは異なる本発明にかかる自動周波数制御装置の受信機の構成、すなわち、前述した送信機からの送信信号を受信し、その送信信号に周期的に挿入される既知信号を用いて、周波数偏差の除去を行う、受信機の実施の形態１１の構成図である。第１８図において、２ａ、２ｂは乗算器であり、３はπ／２移相器であり、４ａはＶＣＯであり、５ａ、５ｂはＡ／Ｄ変換器であり、６ａ、６ｂはＬＰＦであり、７はＢＴＲであり、８は周波数偏差推定部であり、９ａおよび９ｂは積分器であり、１０ａおよび１０ｂは位相回転部であり、１１はフェージング歪み推定／補償部であり、１２はデータ判定部であり、１３はＶＣＯ制御部であり、１４は周波数偏差制御部であり、１５は周波数偏差切換部である。
【０２３８】
以下、第１８図に示す受信機の動作について説明する。なお、送信信号に挿入された既知信号を用いて、受信信号に含まれる周波数偏差の除去を行う実施の形態１１の受信機においては、第３図、第１６図および第１７図の構成をすべて備える構成としたものであり、実施の形態１〜１０の構成と同一の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０２３９】
まず、ＶＣＯ４ａは、ＶＣＯ制御部１３で制御され、受信ＩＦ信号の持つ搬送波周波数とほぼ等しい周波数を持つ正弦波信号を出力する。π／２移相器３では、ＶＣＯ４ａから出力される正弦波信号の持つ位相をπ／２ラジアンだけ移相させる。そして、乗算器２ａでは、受信ＩＦ信号と、π／２移相器３から出力される正弦波信号と、の乗算が行われ、Ｉチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力する。一方、乗算器２ｂでは、受信ＩＦ信号と、発振器４から出力される正弦波信号と、の乗算が行われ、Ｑチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力する。
【０２４０】
その後、Ａ／Ｄ変換器５ａ、５ｂでは、Ｉチャネル、およびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号ｒ（ｔ）をある一定時間間隔でサンプリングするとともに、そのサンプリングされた信号の振幅値をディジタル値に変換し、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号を出力する。
【０２４１】
Ａ／Ｄ変換後、位相回転部１０ａでは、積分器９ａにより検出された１シンボル間における位相差の積分値を用いて、Ｉチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号に対して、１シンボル毎に位相回転処理を行い、周波数偏差を除去する。ＬＰＦ６ａ、６ｂでは、位相回転部１０ａから出力されるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号に対して、ナイキストフィルタ等による波形整形であるフィルタリング処理を行う。ＢＴＲ７では、ＬＰＦ６ａ、６ｂから出力されるＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号からナイキスト点を検出し、ナイキスト点に対応したＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号を出力する。
【０２４２】
また、周波数偏差推定部８では、ＢＴＲ７から出力されるナイキスト点に対応したＩチャネル、およびＱチャネルのディジタル・ベースバンド信号から、周波数偏差を検出する。そして、周波数偏差制御部１４では、周波数偏差推定部８から出力された周波数偏差情報を用いて、周波数制御の切換制御を行う。
【０２４３】
また、周波数偏差切換部１５では、周波数偏差制御部１４から出力される切換信号を用いて、周波数偏差を切り換える。例えば、信号を最初に受信する初期捕捉時等の周波数偏差が大きい場合においては、周波数偏差制御部１４は、ＶＣＯ制御部１３を制御するように、周波数偏差切換部１５に対して切換信号を送信する。ＶＣＯ制御部１３により周波数偏差を除去した後は、積分器９ａ、および位相回転部１０ａによる周波数偏差の除去、あるいは、積分器９ｂ、および位相回転部１０ｂによる周波数偏差の除去を行う。一方、周波数偏差推定部８による周波数検出結果がＬＰＦ６ａ、６ｂの遮断周波数に比較して大きくなった場合には、周波数偏差制御部１４は、周波数偏差切換部１５に積分器９ａを選択するように切換信号を送信し、それ以外の場合は、周波数偏差切換部１５に積分器９ｂを選択するように切換信号を送信する。なお、周波数偏差の切換時には、積分器９ａ、９ｂ、および周波数偏差推定部８における平均化処理部８２１、８４１の蓄積データはリセット処理される。
【０２４４】
以上のように、本実施の形態では、周波数偏差推定部８で検出された周波数偏差に応じて、ＶＣＯ制御部１３、積分器９ａ、または積分器９ｂを切り換える。これにより、初期捕捉時などの周波数偏差が大きい場合でも、ＬＰＦの遮断周波数により信号電力の一部が削られることなく、周波数偏差の除去を行うことができる。
【０２４５】
また、本実施の形態では、周波数偏差推定部８からの周波数偏差情報に基づいて、周波数偏差の切換制御を行う構成としたので、周波数偏差情報に応じた最適な周波数偏差の除去を行うことができる。なお、周波数偏差推定部８の構成については、実施の形態１〜８のどの構成を用いた場合でも、同様の効果が得られる。
【０２４６】
以上のように、本発明のかかる自動周波数制御装置は、通信品質の向上をはかる移動体通信の分野に有用であり、特に、短い時間で周波数偏差の推定ができないような低ＣＮ環境下や、マルチパス波と直接波とが混在するようなライスフェージング環境下において使用する通信装置に適している。
【０２４７】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明によれば、第１の位相差推定手段にて推定された第１の期間における周波数偏差と、第２の位相差推定手段にて推定された第２の期間における周波数偏差に基づいて、１シンボル間の周波数偏差を算出する。これにより、いずれか一方の位相差推定手段における広い周波数偏差検出範囲と、他方の位相差推定手段における高い周波数偏差推定精度を、両立させることができる、という効果を奏する。また、この発明によれば、ライスフェージング環境下のように、マルチパス波と直接波が混在する状況において、従来方式よりも直接波の周波数偏差を精度よく推定することができ、さらに、直接波に対して正確に周波数制御を行うことができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１図は、送信信号に対して周期的に既知信号を挿入する送信機の実施の形態１の構成図である。
【図２】 第２図は、周期的に（Ｎ_F−Ｎ_P）シンボルの既知信号を挿入した送信信号のフォーマットである。
【図３】 第３図は、送信信号に周期的に挿入された既知信号を用いて周波数偏差の除去を行う受信機の実施の形態１の構成図である。
【図４】 第４図は、実施の形態１にかかる偏差推定部８の構成の一例である。
【図５】 第５図は、ライスフェージング環境下における直接波を示す図である。
【図６】 第６図は、実施の形態２にかかる周波数偏差推定部８の構成の一例である。
【図７】 第７図は、実施の形態３にかかる周波数偏差推定部８の構成の一例である。
【図８】 第８図は、実施の形態４にかかる周波数偏差推定部８の構成の一例である。
【図９】 第９図は、第８図に示す周波数偏差推定部８の応用例である。
【図１０】 第１０図は、実施の形態５にかかる周波数偏差推定部８の構成の一例である。
【図１１】 第１１図は、第１０図に示す周波数偏差推定部８の応用例である。
【図１２】 第１２図は、実施の形態６にかかる波数偏差推定部８の構成の一例である。
【図１３】 第１３図は、周期的に（Ｎ_F−Ｎ_P）シンボルの既知信号を挿入したＴＤＭＡにおけるバースト信号のフォーマットである。
【図１４】 第１４図は、実施の形態７にかかる周波数偏差推定部８の構成の一例である。
【図１５】 第１５図は、実施の形態８にかかる周波数偏差推定部８の構成の一例である。
【図１６】 第１６図は、周波数偏差の除去を行う受信機の実施の形態９の構成図である。
【図１７】 第１７図は、周波数偏差の除去を行う受信機の実施の形態１０の構成図である。
【図１８】 第１８図は、周波数偏差の除去を行う受信機の実施の形態１１の構成図である。
【図１９】 第１９図は、従来の自動周波数制御装置の構成を示すものである。
【図２０】 第２０図は、周期的に１シンボルの既知信号を挿入した場合の受信信号のフォーマットを示す図である。
【符号の説明】
１ａ 既知信号挿入部
１ｂ 変調部
２ａ、２ｂ 乗算器
３ π／２移相器
４ 発振器
４ａ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
５ａ、５ｂ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）
６ａ、６ｂ 低域通過ろ波器（ＬＰＦ）
７ ビットタイミングリカバリー（ＢＴＲ）部
８ 周波数偏差推定部
９、９ａ、９ｂ 積分器
１０、１０ａ、１０ｂ 位相回転部
１１ フェージング歪み推定／補償部
１２ データ判定部
１３ ＶＣＯ制御部
１４ 周波数偏差制御部
１５ 周波数偏差切換部
８０ 既知信号歪み検出部
８１ 既知信号ブロック歪み平均部
８２、８２ｂ、８２ｃ Ｎ１間隔既知信号間位相差推定部
８３、８３ｂ 位相補償部
８４、８４ｂ、８４ｃ Ｎ２間隔既知信号間位相差推定部
８５、８５ａ、８５ｂ １シンボル間位相差算出部
８６、８６ｃ 隣接既知信号間位相差推定部
８７、８７ｂ 周波数偏差判定部
８８、８８ｂ 周波数偏差切換部
８９ １シンボル間位相差平均部
８２０、８２０ｂ、８２０ｃ Ｎ１間隔既知信号ブロック間位相差算出部
８２１、８２１ｂ、８２１ｃ 平均化処理部
８２２ｃ バースト間加重平均化処理部
８４０、８４０ｂ、８４０ｃ Ｎ２間隔既知信号ブロック間位相差算出部
８４１、８４１ｂ、８４１ｃ 平均化処理部
８４２ｃ バースト間加重平均化処理部
８６０、８６０ｃ 隣接既知信号間位相差算出部
８６１、８６１ｃ 平均化処理部
８６２ｃ バースト間加重平均化処理部

Claims (16)

1. 受信信号に特定の間隔で周期的に挿入された既知信号に基づいて、伝送路の歪み量を検出する歪み検出手段と、
   前記伝送路の歪み量から、所定の第１の期間だけ離れた既知信号間における位相差を推定し、その推定値を第１の位相差として出力する第１の位相差推定手段と、
   前記伝送路の歪み量から、前記第１の期間とは異なる所定の第２の期間だけ離れた既知信号間における位相差を推定し、その推定値を第２の位相差として出力する第２の位相差推定手段と、
   前記第１の位相差および前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を第３の位相差として出力する位相差算出手段と、
   前記第３の位相差に対して巡回加算による積分処理を行い、その積分結果として位相信号を出力する積分手段と、
   前記位相信号に基づいて、前記受信信号の位相回転を行う位相回転手段と、
   を備えることを特徴とする自動周波数制御装置。
2. 前記受信信号には、連続するＮ_Pシンボルの既知信号が周期的に挿入され、
   前記歪み検出手段は、
   さらに、既知信号毎に検出される伝送路の歪み量に対してＮ_Pシンボル期間にわたる平均化処理を行い、その平均化結果を出力する歪み平均化手段、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
3. 前記第１の位相差および前記歪み量に基づいて、前記受信信号の位相補償を行う位相補償手段を備え、
   前記第１の位相差推定手段は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔である前記第１の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、
   前記第２の位相差推定手段は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔であって前記第１の期間より長い前記第２の期間における、前記位相補償後にさらに残留する位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
4. 前記第１の位相差および前記歪み量に基づいて、前記受信信号の位相補償を行う位相補償手段を備え、
   前記第１の位相差推定手段は、隣接する既知信号間である前記第１の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、
   前記第２の位相差推定手段は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔である前記第２の期間における、前記位相補償後にさらに残留する位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
5. 前記第１の位相差推定手段は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔である前記第１の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、
   前記第２の位相差推定手段は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔であって前記第１の期間より長い前記第２の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
6. 前記位相差算出手段は、
   前記第１の位相差、または前記第２の位相差のいずれか１つを選択する位相差選択手段と、
   前記選択された位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第３の位相差として出力するシンボル間位相差算出手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第５項に記載の自動周波数制御装置。
7. 前記位相差算出手段は、
   前記第１の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第４の位相差として出力する第１のシンボル間位相差算出手段と、
   前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第５の位相差として出力する第２のシンボル間位相差算出手段と、
   前記第４の位相差、または前記第５の位相差のいずれか１つを選択し、その選択結果を前記第３の位相差として出力する位相差選択手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第５項に記載の自動周波数制御装置。
8. 前記第１の位相差推定手段は、隣接する既知信号間である前記第１の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第１の位相差として出力し、
   前記第２の位相差推定手段は、既知信号挿入周期の整数倍の間隔である前記第２の期間における位相差を推定し、その推定値を前記第２の位相差として出力することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
9. 前記位相差算出手段は、
   前記第１の位相差、または前記第２の位相差のいずれか１つを選択する位相差選択手段と、
   前記選択された位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第３の位相差として出力するシンボル間位相差算出手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第８項に記載の自動周波数制御装置。
10. 前記位相差算出手段は、
    前記第１の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第４の位相差として出力する第１のシンボル間位相差算出手段と、
    前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を前記第５の位相差として出力する第２のシンボル間位相差算出手段と、
    前記第４の位相差、または前記第５の位相差のいずれか１つを選択し、その選択結果を前記第３の位相差として出力する位相差選択手段と、
    を備えることを特徴とする請求の範囲第８項に記載の自動周波数制御装置。
11. 前記第１の位相差推定手段および前記第２の位相差推定手段は、それぞれ、前記推定した位相差をバースト内において平均化し、さらにその後、バースト間にわたる加重平均化を行うことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
12. 前記位相差算出手段は、さらに、１シンボル間の位相差を算出後、シンボル間にわたる位相差の平均化処理を行い、その平均化結果を前記第３の位相差として出力することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
13. さらに、前記受信信号と、発信器が出力する正弦波信号とから、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力するベースバンド信号出力手段と、
    前記アナログ・ベースバンド信号からディジタル・ベースバンド信号を生成するアナログ／ディジタル変換手段と、
    前記ディジタル・ベースバンド信号を、フィルタリング処理により波形整形し、前記歪み検出手段に出力する波形整形手段と、
    を備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御装置。
14. 前記位相回転手段は、前記波形整形手段にてディジタル・ベースバンド信号を波形整形する前段に配置され、
    前記波形整形手段は、位相回転後のディジタル・ベースバンド信号に対して波形整形を行い、波形整形後の信号を前記歪み検出手段に出力することを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の自動周波数制御装置。
15. 受信信号と、電圧制御発信器が出力する正弦波信号とから、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ・ベースバンド信号を出力するベースバンド信号出力手段と、
    前記アナログ・ベースバンド信号からディジタル・ベースバンド信号を生成するアナログ／ディジタル変換手段と、
    前記ディジタル・ベースバンド信号を、フィルタリング処理により波形整形する波形整形手段と、
    前記波形整形後のディジタル・ベースバンド信号内に特定の間隔で周期的に挿入された既知信号に基づいて、伝送路の歪み量を検出する歪み検出手段と、
    前記伝送路の歪み量から、所定の第１の期間だけ離れた既知信号間における位相差を推定し、その推定値を第１の位相差として出力する第１の位相差推定手段と、
    前記伝送路の歪み量から、前記第１の期間とは異なる所定の第２の期間だけ離れた既知信号間における位相差を推定し、その推定値を第２の位相差として出力する第２の位相差推定手段と、
    前記第１の位相差および前記第２の位相差に基づいて、前記受信信号における１シンボル間の位相差を算出し、その算出値を第３の位相差として出力する位相差算出手段と、
    前記第３の位相差に基づいて、前記電圧制御発振器を制御するための制御信号を算出することにより、前記受信信号の位相を制御する発信器制御手段と、
    を備えることを特徴とする自動周波数制御装置。
16. さらに、前記第３の位相差に対して巡回加算による積分処理を行い、その積分結果として位相信号を出力する積分手段と、
    前記位相信号に基づいて、前記受信信号の位相回転を行う位相回転手段と、
    前記第３の位相差に基づいて、前記位相回転手段による位相回転、または前記発信器制御手段による位相制御、の切り換え制御を可能とする周波数偏差制御手段と、
    を備えることを特徴とする請求の範囲第１５項に記載の自動周波数制御装置。

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