JP3252820B2 - 復調及び変調回路並びに復調及び変調方法 - Google Patents
復調及び変調回路並びに復調及び変調方法Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は復調及び変調回路並
びに復調及び変調方法に関し、特に携帯電話端末に使用
されるディジタル伝送信号の復調及び変調回路並びに復
調及び変調方法に関する。
びに復調及び変調方法に関し、特に携帯電話端末に使用
されるディジタル伝送信号の復調及び変調回路並びに復
調及び変調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような復調回路でのＡ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）変換器におけるサンプリング
は送受信間の周波数オフセットにより位相シフトを生
じ、必ずしも最適サンプリングタイミングでサンプリン
グできるとは限らなかった。
（アナログ／ディジタル）変換器におけるサンプリング
は送受信間の周波数オフセットにより位相シフトを生
じ、必ずしも最適サンプリングタイミングでサンプリン
グできるとは限らなかった。
【０００３】そのため、サンプリングタイミングによっ
ては受信信号のゼロクロス（符号が正から負あるいは負
から正に変わる境界点）近辺をサンプリングすることに
よる符号判定誤りを生じるため著しくその受信特性を損
なう場合があった。
ては受信信号のゼロクロス（符号が正から負あるいは負
から正に変わる境界点）近辺をサンプリングすることに
よる符号判定誤りを生じるため著しくその受信特性を損
なう場合があった。
【０００４】下式に周波数オフセットによる復調への影
響を示す。変調波を ｓ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］ ただしＡ（ｔ）は＋１又は−１とし、上式変調波の搬送
波成分ｃｏｓ［２πｆｃｔ］を基準信号：ｐｉ（ｔ）と
して用いると直交復調器出力Ｉ成分は Ｉ（ｔ）＝ｓ（ｔ）×ｐｉ（ｔ） ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×ｃｏｓ［２πｆｃｔ］ ＝（Ａ（ｔ）／２）×［ｃｏｓ（４πｆｃｔ＋φ（ｔ））＋ｃｏｓφ（ｔ）］ となる。
響を示す。変調波を ｓ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］ ただしＡ（ｔ）は＋１又は−１とし、上式変調波の搬送
波成分ｃｏｓ［２πｆｃｔ］を基準信号：ｐｉ（ｔ）と
して用いると直交復調器出力Ｉ成分は Ｉ（ｔ）＝ｓ（ｔ）×ｐｉ（ｔ） ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×ｃｏｓ［２πｆｃｔ］ ＝（Ａ（ｔ）／２）×［ｃｏｓ（４πｆｃｔ＋φ（ｔ））＋ｃｏｓφ（ｔ）］ となる。
【０００５】右辺第２項ｃｏｓ（４πｆｃｔ＋φ
（ｔ））をＬＰＦによりカットすれば Ｉ（ｔ）＝（Ａ（ｔ）／２）×ｃｏｓφ（ｔ） となり、ＰＳＫ変調波のＩ成分位相情報を得られる。同
様に、基準信号：ｐｑ（ｔ）として位相をπ／２進ませ
た−ｓｉｎ［２πｆｃｔ］を用いると、ＰＳＫ変調波の
Ｑ成分位相情報を得られる。 Ｑ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×
（ーｓｉｎ［２πｆｃｔ］）＝（Ａ（ｔ）／２）×ｃｏ
ｓφ（ｔ） しかし、実際の回路では送受信間の周波数オフセットΔ
θ（ｔ）が生じるため基準信号は各々 ｐｉ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］ ｐｑ（ｔ）＝―ｓｉｎ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］ となり、直交復調出力は上式基準信号と変調波を乗じ、
高周波成分をＬＰＦによりカットすれば、 Ｉ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×
ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］＝（Ａ（ｔ）／２）
×ｃｏｓ（φ（ｔ）―Δθ（ｔ）） Ｑ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×
ーｓｉｎ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］＝（Ａ（ｔ）／
２）×ｃｏｓ（φ（ｔ）―Δθ（ｔ）） となり、直交復調出力に周波数オフセットの影響が現れ
る。それによりＡ／Ｄ変換器入力信号の位相がシフト
し、所望のサンプリングタイミングからずれていく。
（ｔ））をＬＰＦによりカットすれば Ｉ（ｔ）＝（Ａ（ｔ）／２）×ｃｏｓφ（ｔ） となり、ＰＳＫ変調波のＩ成分位相情報を得られる。同
様に、基準信号：ｐｑ（ｔ）として位相をπ／２進ませ
た−ｓｉｎ［２πｆｃｔ］を用いると、ＰＳＫ変調波の
Ｑ成分位相情報を得られる。 Ｑ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×
（ーｓｉｎ［２πｆｃｔ］）＝（Ａ（ｔ）／２）×ｃｏ
ｓφ（ｔ） しかし、実際の回路では送受信間の周波数オフセットΔ
θ（ｔ）が生じるため基準信号は各々 ｐｉ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］ ｐｑ（ｔ）＝―ｓｉｎ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］ となり、直交復調出力は上式基準信号と変調波を乗じ、
高周波成分をＬＰＦによりカットすれば、 Ｉ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×
ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］＝（Ａ（ｔ）／２）
×ｃｏｓ（φ（ｔ）―Δθ（ｔ）） Ｑ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］×
ーｓｉｎ［２πｆｃｔ＋Δθ（ｔ）］＝（Ａ（ｔ）／
２）×ｃｏｓ（φ（ｔ）―Δθ（ｔ）） となり、直交復調出力に周波数オフセットの影響が現れ
る。それによりＡ／Ｄ変換器入力信号の位相がシフト
し、所望のサンプリングタイミングからずれていく。
【０００６】この種の従来技術の一例が（１）特開平８
−２２３１３２号公報、（２）特開平１０−２６０６５
３号公報及び（３）特許第２５７０１２６号公報（以
下、夫々先行技術１乃至３という）に記載されている。
−２２３１３２号公報、（２）特開平１０−２６０６５
３号公報及び（３）特許第２５７０１２６号公報（以
下、夫々先行技術１乃至３という）に記載されている。
【０００７】先行技術１は送信信号にパイロット信号を
挿入し、そのパイロット信号の送信周波数ｋと受信周波
数ｋ´とに基づき、周波数ずれΔｋとサンプリングタイ
ミングの同期ずれδを求め、そのずれがともに０となる
ようにサンプリングタイミング周期と周波数変換器の発
信周波数とを制御する、というものである。
挿入し、そのパイロット信号の送信周波数ｋと受信周波
数ｋ´とに基づき、周波数ずれΔｋとサンプリングタイ
ミングの同期ずれδを求め、そのずれがともに０となる
ようにサンプリングタイミング周期と周波数変換器の発
信周波数とを制御する、というものである。
【０００８】先行技術２はサンプリングクロックの遅延
量を制御することにより、入力映像信号Ｓ１のサンプリ
ングクロック信号の位相を入力映像信号Ｓ１に適した位
相に制御する、というものである。
量を制御することにより、入力映像信号Ｓ１のサンプリ
ングクロック信号の位相を入力映像信号Ｓ１に適した位
相に制御する、というものである。
【０００９】先行技術３は復調ベースバンド信号からク
ロック信号成分を抽出し、そのクロック信号成分に同期
した信号を発生してサンプリングクロックとして出力す
る、というものである。
ロック信号成分を抽出し、そのクロック信号成分に同期
した信号を発生してサンプリングクロックとして出力す
る、というものである。
【００１０】このように、先行技術１乃至３ではサンプ
リング周波数を制御することにより、Ａ／Ｄ変換器入力
信号の位相がシフトし、所望のサンプリングタイミング
からずれていくという課題を解決していた。
リング周波数を制御することにより、Ａ／Ｄ変換器入力
信号の位相がシフトし、所望のサンプリングタイミング
からずれていくという課題を解決していた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、符号判定誤り
を減少させるためＡ／Ｄ変換器におけるサンプリング周
波数を高くするとその周波数に比例した消費電力増加に
繋がる。
を減少させるためＡ／Ｄ変換器におけるサンプリング周
波数を高くするとその周波数に比例した消費電力増加に
繋がる。
【００１２】しかし、現在の携帯電話端末のように通信
端末の小型化・長時間使用が望まれている中で消費電力
増大は問題である。
端末の小型化・長時間使用が望まれている中で消費電力
増大は問題である。
【００１３】そこで本発明の目的は、消費電力の低減を
図りつつサンプリングタイミングの最適化を図ることが
可能な復調回路及び復調方法を提供することにある。
図りつつサンプリングタイミングの最適化を図ることが
可能な復調回路及び復調方法を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明による第１の発明は、ディジタル伝送信号を復
調する復調回路であって、前記ディジタル伝送信号には
送信時に予め既知信号が挿入されており、前記ディジタ
ル伝送信号を復調して得られるベースバンド信号をＡ／
Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段でデ
ィジタル変換後の前記既知信号と送信時の前記既知信号
とに基づき前記Ａ／Ｄ変換手段におけるサンプリングタ
イミングを位相シフトする位相シフト手段を含んでお
り、さらに前記ディジタル伝送信号は直交変調信号であ
り、前記ディジタル伝送信号を直交復調する直交復調手
段を含み、前記Ａ／Ｄ変換手段は前記直交復調手段で復
調された位相が相互に９０度異なる２つのベースバンド
信号の各々をＡ／Ｄ変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、こ
の２つのＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信
号の符号を判定する符号判定部とを含み、前記位相シフ
ト手段は前記符号判定部で符号判定された前記既知信号
を送信時の前記既知信号と比較する比較部と、この比較
部での比較結果に基づき前記ベースバンド信号の位相を
シフトさせる位相シフト器とを含むことを特徴とする。
に本発明による第１の発明は、ディジタル伝送信号を復
調する復調回路であって、前記ディジタル伝送信号には
送信時に予め既知信号が挿入されており、前記ディジタ
ル伝送信号を復調して得られるベースバンド信号をＡ／
Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段でデ
ィジタル変換後の前記既知信号と送信時の前記既知信号
とに基づき前記Ａ／Ｄ変換手段におけるサンプリングタ
イミングを位相シフトする位相シフト手段を含んでお
り、さらに前記ディジタル伝送信号は直交変調信号であ
り、前記ディジタル伝送信号を直交復調する直交復調手
段を含み、前記Ａ／Ｄ変換手段は前記直交復調手段で復
調された位相が相互に９０度異なる２つのベースバンド
信号の各々をＡ／Ｄ変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、こ
の２つのＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信
号の符号を判定する符号判定部とを含み、前記位相シフ
ト手段は前記符号判定部で符号判定された前記既知信号
を送信時の前記既知信号と比較する比較部と、この比較
部での比較結果に基づき前記ベースバンド信号の位相を
シフトさせる位相シフト器とを含むことを特徴とする。
【００１５】
【００１６】又、本発明による第２の発明は、ディジタ
ル伝送信号を復調する復調方法であって、前記ディジタ
ル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿入されてお
り、前記ディジタル伝送信号を復調して得られるベース
バンド信号をＡ／Ｄ変換する第１ステップと、この第１
ステップでディジタル変換後の前記既知信号と送信時の
前記既知信号とに基づき前記第１ステップにおけるサン
プリングタイミングを位相シフトする第２ステップとを
含んでおり、さらに前記ディジタル伝送信号は直交変調
信号であり、前記ディジタル伝送信号を直交復調する第
３ステップを含み、前記第１ステップは前記第３ステッ
プで復調された位相が相互に９０度異なる２つのベース
バンド信号の各々をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換され
たディジタル信号の符号を判定する第１１ステップを含
み、前記第２ステップは前記符号判定された前記既知信
号を送信時の前記既知信号と比較する第２１ステップ
と、この第２１ステップでの比較結果に基づき前記ベー
スバンド信号の位相をシフトさせる第２２ステップを含
むことを特徴とする。
ル伝送信号を復調する復調方法であって、前記ディジタ
ル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿入されてお
り、前記ディジタル伝送信号を復調して得られるベース
バンド信号をＡ／Ｄ変換する第１ステップと、この第１
ステップでディジタル変換後の前記既知信号と送信時の
前記既知信号とに基づき前記第１ステップにおけるサン
プリングタイミングを位相シフトする第２ステップとを
含んでおり、さらに前記ディジタル伝送信号は直交変調
信号であり、前記ディジタル伝送信号を直交復調する第
３ステップを含み、前記第１ステップは前記第３ステッ
プで復調された位相が相互に９０度異なる２つのベース
バンド信号の各々をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換され
たディジタル信号の符号を判定する第１１ステップを含
み、前記第２ステップは前記符号判定された前記既知信
号を送信時の前記既知信号と比較する第２１ステップ
と、この第２１ステップでの比較結果に基づき前記ベー
スバンド信号の位相をシフトさせる第２２ステップを含
むことを特徴とする。
【００１７】
【００１８】第１及び第２の発明によれば、送信側でデ
ィジタル信号に予め既知信号を挿入して送信し、受信側
でそのディジタル伝送信号を受信し、Ａ／Ｄ変換手段に
入力されるそのディジタル伝送信号の位相を位相シフト
手段で所定量位相シフトさせることにより、送受信間の
周波数オフセットにより生じるサンプリングタイミング
のずれを減少させる。
ィジタル信号に予め既知信号を挿入して送信し、受信側
でそのディジタル伝送信号を受信し、Ａ／Ｄ変換手段に
入力されるそのディジタル伝送信号の位相を位相シフト
手段で所定量位相シフトさせることにより、送受信間の
周波数オフセットにより生じるサンプリングタイミング
のずれを減少させる。
【００１９】即ち、サンプリング周波数を上げることな
くサンプリングタイミングの最適化を図ることができる
ため、消費電力の低減が可能となる。
くサンプリングタイミングの最適化を図ることができる
ため、消費電力の低減が可能となる。
【００２０】又、サンプリングタイミングの最適化によ
り受信品質を良好に保持することも可能となる。
り受信品質を良好に保持することも可能となる。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て添付図面を参照しながら説明する。本発明におけるデ
ィジタル伝送信号は直交変調された信号である。
て添付図面を参照しながら説明する。本発明におけるデ
ィジタル伝送信号は直交変調された信号である。
【００２２】まず、第１の実施の形態について説明す
る。図１は第１の実施の形態の構成図である。第１の実
施の形態は復調回路５１に関するものである。
る。図１は第１の実施の形態の構成図である。第１の実
施の形態は復調回路５１に関するものである。
【００２３】図１を参照して、復調回路５１はアンテナ
２１と、このアンテナ２１からの信号を受信する高周波
受信部１と、この高周波受信部１からの信号を直交復調
する直交復調部（ＯＤＥＭ；Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｄ
ＥＭｏｄｕｌａｔｏｒ）２と、この直交復調部２からの
信号を位相シフトする位相シフト器３，４と、この位相
シフト器３，４からの信号の低域を通過させるローパス
フィルタ（ＬＰＦ）５，６と、このローパスフィルタ
５，６からの信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器７，８
と、このＡ／Ｄ変換器７，８からの信号の所定周波数域
を通過させるディジタルフィルタ９，１０と、このディ
ジタルフィルタ９，１０からの信号の符号判定を行う符
号判定部１１と、この符号判定部１１からの並列信号を
直列信号に変換するパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換
器１２と、このパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器１
２からの信号を受信データ処理する受信データ処理部１
３と、この受信データ処理部１３からの信号を位相シフ
ト制御する位相シフト制御部１４と、送信時の既知信号
が予め格納されている記憶部１６と、符号判定部１１か
らの並列信号から既知信号を取出し記憶部１６格納され
ている送信時の既知信号と比較する比較部１５とを含ん
で構成されている。
２１と、このアンテナ２１からの信号を受信する高周波
受信部１と、この高周波受信部１からの信号を直交復調
する直交復調部（ＯＤＥＭ；Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｄ
ＥＭｏｄｕｌａｔｏｒ）２と、この直交復調部２からの
信号を位相シフトする位相シフト器３，４と、この位相
シフト器３，４からの信号の低域を通過させるローパス
フィルタ（ＬＰＦ）５，６と、このローパスフィルタ
５，６からの信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器７，８
と、このＡ／Ｄ変換器７，８からの信号の所定周波数域
を通過させるディジタルフィルタ９，１０と、このディ
ジタルフィルタ９，１０からの信号の符号判定を行う符
号判定部１１と、この符号判定部１１からの並列信号を
直列信号に変換するパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換
器１２と、このパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器１
２からの信号を受信データ処理する受信データ処理部１
３と、この受信データ処理部１３からの信号を位相シフ
ト制御する位相シフト制御部１４と、送信時の既知信号
が予め格納されている記憶部１６と、符号判定部１１か
らの並列信号から既知信号を取出し記憶部１６格納され
ている送信時の既知信号と比較する比較部１５とを含ん
で構成されている。
【００２４】詳細については後述するが、本発明では送
信データ内に既知信号を挿入しておき、符号判定部１１
による既知信号符号判定結果と送信既知信号を比較した
結果を位相シフト制御部１４に入力し、比較結果に基づ
きＡ／Ｄ変換器７，８に入力される信号の位相をシフト
する。
信データ内に既知信号を挿入しておき、符号判定部１１
による既知信号符号判定結果と送信既知信号を比較した
結果を位相シフト制御部１４に入力し、比較結果に基づ
きＡ／Ｄ変換器７，８に入力される信号の位相をシフト
する。
【００２５】図８は次に、図８を参照しつつ復調回路５
１の動作について説明する。受信波はアンテナ２１及び
高周波受信部１を経由して、直交復調器２にてベースバ
ンド信号が取り出される（Ｓ１）。次に、直交復調部２
の出力であるＩ成分およびＱ成分は各々位相シフト器３
及び４を通過し、ローパスフィルタ５及び６にて不要成
分を除去したのち、Ａ／Ｄ変換器７及び８にてＡ／Ｄ変
換される。Ａ／Ｄ変換出力は符号間干渉を防ぐためディ
ジタルフィルタ９及び１０により適切な波形整形を施さ
れ、符号判定部１１に入力される（Ｓ２）。符号判定出
力はＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換器１２によって
シリアルデータとなり、受信データ処理部１３により所
望の復調出力信号を取り出す。
１の動作について説明する。受信波はアンテナ２１及び
高周波受信部１を経由して、直交復調器２にてベースバ
ンド信号が取り出される（Ｓ１）。次に、直交復調部２
の出力であるＩ成分およびＱ成分は各々位相シフト器３
及び４を通過し、ローパスフィルタ５及び６にて不要成
分を除去したのち、Ａ／Ｄ変換器７及び８にてＡ／Ｄ変
換される。Ａ／Ｄ変換出力は符号間干渉を防ぐためディ
ジタルフィルタ９及び１０により適切な波形整形を施さ
れ、符号判定部１１に入力される（Ｓ２）。符号判定出
力はＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換器１２によって
シリアルデータとなり、受信データ処理部１３により所
望の復調出力信号を取り出す。
【００２６】一方、比較部１５は符号判定部１１の出力
から既知信号を取出し、その既知信号を記憶部１６に記
憶された既知信号と比較する（Ｓ３）。位相シフト制御
部１４は比較部１５での比較結果に基づき位相シフト器
３，４にベースバンド信号の位相をシフトさせる（Ｓ
４）。
から既知信号を取出し、その既知信号を記憶部１６に記
憶された既知信号と比較する（Ｓ３）。位相シフト制御
部１４は比較部１５での比較結果に基づき位相シフト器
３，４にベースバンド信号の位相をシフトさせる（Ｓ
４）。
【００２７】次に、送信データ内に挿入される既知信号
の挿入方法について説明する。図３及び図４は送信デー
タ内に挿入される既知信号の挿入方法を示す模式説明図
である。送信データ内に既知信号を挿入する方法は２種
類ある。図３は第１の方法、図４は第２の方法を示して
いる。
の挿入方法について説明する。図３及び図４は送信デー
タ内に挿入される既知信号の挿入方法を示す模式説明図
である。送信データ内に既知信号を挿入する方法は２種
類ある。図３は第１の方法、図４は第２の方法を示して
いる。
【００２８】まず、第１の既知信号挿入方法について説
明する。図３を参照して、第１の既知信号挿入方法は既
知データシンボル３１と情報データシンボル３２とを時
間多重するものである。この時間多重されたディジタル
伝送信号が直交復調部２に入力される。
明する。図３を参照して、第１の既知信号挿入方法は既
知データシンボル３１と情報データシンボル３２とを時
間多重するものである。この時間多重されたディジタル
伝送信号が直交復調部２に入力される。
【００２９】次に、第２の既知信号挿入方法について説
明する。図４を参照して、Ｉチャネルに情報データシン
ボル３２を割当て、Ｑチャネルに既知データシンボル３
１を割当てる。そしてこれらＩチャネル及びＱチャネル
を多重する。なお、Ｑチャネルに情報データシンボル３
２を割当て、Ｉチャネルに既知データシンボル３１を割
当ててもよい。
明する。図４を参照して、Ｉチャネルに情報データシン
ボル３２を割当て、Ｑチャネルに既知データシンボル３
１を割当てる。そしてこれらＩチャネル及びＱチャネル
を多重する。なお、Ｑチャネルに情報データシンボル３
２を割当て、Ｉチャネルに既知データシンボル３１を割
当ててもよい。
【００３０】次に、比較部１５での比較方法について説
明する。図５は比較部１５での比較方法を示すフローチ
ャートである。図５を参照して、まず比較部１５である
比較結果が出力されると位相シフト制御部１４はその比
較結果に基づく位相シフト量を位相シフト器３及び４に
出力する（Ｓ１１）。位相シフト器３及び４はその位相
シフト量だけベースバンド信号の位相をシフトさせる。
その位相シフト後のベースバンド信号はローパスフィル
タ５，６を介してＡ／Ｄ変換器７，８に入力されＡ／Ｄ
変換される（Ｓ１２）。
明する。図５は比較部１５での比較方法を示すフローチ
ャートである。図５を参照して、まず比較部１５である
比較結果が出力されると位相シフト制御部１４はその比
較結果に基づく位相シフト量を位相シフト器３及び４に
出力する（Ｓ１１）。位相シフト器３及び４はその位相
シフト量だけベースバンド信号の位相をシフトさせる。
その位相シフト後のベースバンド信号はローパスフィル
タ５，６を介してＡ／Ｄ変換器７，８に入力されＡ／Ｄ
変換される（Ｓ１２）。
【００３１】Ａ／Ｄ変換後の信号はディジタルフィルタ
９，１０を介して符号判定部１１に入力され符号判定さ
れる。比較部１５は符号判定部１１から既知信号を取出
し、記憶部１６に記憶された送信時の既知信号と比較す
る（Ｓ１３）。その比較結果は位相シフト制御部１４内
の不図示の格納部に格納される。
９，１０を介して符号判定部１１に入力され符号判定さ
れる。比較部１５は符号判定部１１から既知信号を取出
し、記憶部１６に記憶された送信時の既知信号と比較す
る（Ｓ１３）。その比較結果は位相シフト制御部１４内
の不図示の格納部に格納される。
【００３２】比較部１５はＮ（Ｎは２以上の整数）回比
較したか否かを調べ（Ｓ１４）、Ｎ回に達していない場
合はＳ１１からＳ１３までを繰り返す。Ｎ回に達したな
らば、次にＮ個の比較結果より最適位相シフト量を検出
する（Ｓ１５）。この最適位相シフト量も位相シフト制
御部１４内の不図示の格納部に格納される。
較したか否かを調べ（Ｓ１４）、Ｎ回に達していない場
合はＳ１１からＳ１３までを繰り返す。Ｎ回に達したな
らば、次にＮ個の比較結果より最適位相シフト量を検出
する（Ｓ１５）。この最適位相シフト量も位相シフト制
御部１４内の不図示の格納部に格納される。
【００３３】次に、この最適位相シフト量の検出をＭ
（Ｍは正の整数）回行ったか否かを調べ（Ｓ１６）、Ｍ
回に達していない場合はＳ１１からＳ１５までを繰り返
す。Ｍ回に達したならば、次にＭ回平均最適位相シフト
量を検出する（Ｓ１７）。次に、位相シフト制御部１４
はそのＭ回平均最適位相シフト量に位相シフト器３及び
４を制御する（Ｓ１８）。
（Ｍは正の整数）回行ったか否かを調べ（Ｓ１６）、Ｍ
回に達していない場合はＳ１１からＳ１５までを繰り返
す。Ｍ回に達したならば、次にＭ回平均最適位相シフト
量を検出する（Ｓ１７）。次に、位相シフト制御部１４
はそのＭ回平均最適位相シフト量に位相シフト器３及び
４を制御する（Ｓ１８）。
【００３４】次に、Ｓ１５の「最適位相シフト量」とは
いかなる量であるかについて説明する。比較部１５は送
信時の既知データ列と受信時の既知データ列との相関値
を求めることでこれを比較結果とする。
いかなる量であるかについて説明する。比較部１５は送
信時の既知データ列と受信時の既知データ列との相関値
を求めることでこれを比較結果とする。
【００３５】いま、一例として送信時の既知データ列
を”＋１＋１−１＋１−１−１＋１＋１”（８ビット列
データ）とする。これを受信側で受信し、符号判定部１
１で判定した結果も同じ”＋１＋１−１＋１−１−１＋
１＋１”であれば、比較部１５はデータ数で正規化した
相関値として”１”を得る。
を”＋１＋１−１＋１−１−１＋１＋１”（８ビット列
データ）とする。これを受信側で受信し、符号判定部１
１で判定した結果も同じ”＋１＋１−１＋１−１−１＋
１＋１”であれば、比較部１５はデータ数で正規化した
相関値として”１”を得る。
【００３６】一方、符号判定部１１で判定した結果が”
−１＋１−１＋１−１−１＋１−１”（２ビットエラ
ー）であるとすると、４／８＝０．５という相関値が得
られる。即ち、最新の位相シフト量に対する相関値が
０．５であるということになる。即ち、相関値が１に近
づくほどエラーが少なくなる。
−１＋１−１＋１−１−１＋１−１”（２ビットエラ
ー）であるとすると、４／８＝０．５という相関値が得
られる。即ち、最新の位相シフト量に対する相関値が
０．５であるということになる。即ち、相関値が１に近
づくほどエラーが少なくなる。
【００３７】次に、２ビットエラーの場合の相関値がな
ぜ０．５になるかについて説明する。送信時のデータ
が”＋１”で受信時のデータも”＋１”であればこれら
の積は”＋１”である。同様に、送信時のデータが”−
１”で受信時のデータも”−１”であればこれらの積
も”＋１”である。即ち、積が”＋１”であればビット
エラーは生じていないと判定できる。
ぜ０．５になるかについて説明する。送信時のデータ
が”＋１”で受信時のデータも”＋１”であればこれら
の積は”＋１”である。同様に、送信時のデータが”−
１”で受信時のデータも”−１”であればこれらの積
も”＋１”である。即ち、積が”＋１”であればビット
エラーは生じていないと判定できる。
【００３８】一方、送信時のデータが”＋１”で受信時
のデータが”−１”であればこれらの積は”−１”であ
る。同様に、送信時のデータが”−１”で受信時のデー
タが”＋１”であればこれらの積も”−１”である。即
ち、積が”−１”であればビットエラーが生じていると
判定できる。
のデータが”−１”であればこれらの積は”−１”であ
る。同様に、送信時のデータが”−１”で受信時のデー
タが”＋１”であればこれらの積も”−１”である。即
ち、積が”−１”であればビットエラーが生じていると
判定できる。
【００３９】従って、このビットエラーが２箇所あれば
積”−１”が２つ出る。正しいビットが６ビット（＋
６）、エラービットが２ビット（−２）、全ビット数が
８ビットなので、６−２＝４となる。この４が前述の相
関値の分子、全ビット数の８が前述の相関値の分母を示
す。同様に、ビットエラーが２以外の場合も同様に説明
できる。
積”−１”が２つ出る。正しいビットが６ビット（＋
６）、エラービットが２ビット（−２）、全ビット数が
８ビットなので、６−２＝４となる。この４が前述の相
関値の分子、全ビット数の８が前述の相関値の分母を示
す。同様に、ビットエラーが２以外の場合も同様に説明
できる。
【００４０】位相シフト制御部１４より出力される位相
量（サンプリングタイミング位相差）と相関値との関係
を図６に示す。同図は位相差θ１に対する相関値がｒ１
であり、…、位相差θＮに対する相関値がｒＮであるこ
とを示している。
量（サンプリングタイミング位相差）と相関値との関係
を図６に示す。同図は位相差θ１に対する相関値がｒ１
であり、…、位相差θＮに対する相関値がｒＮであるこ
とを示している。
【００４１】Ｓ１５では相関値ｒ１〜ｒＮから最大値を
求める。そしてその最大値に対する位相差を最適位相シ
フト量とするのである。
求める。そしてその最大値に対する位相差を最適位相シ
フト量とするのである。
【００４２】次に、第２の実施の形態について説明す
る。図２は第２の実施の形態の構成図である。第２の実
施の形態は復調回路５２に関するものである。なお、第
１の実施の形態（図１）と同様の構成部分については同
一番号を付し、その説明を省略する。
る。図２は第２の実施の形態の構成図である。第２の実
施の形態は復調回路５２に関するものである。なお、第
１の実施の形態（図１）と同様の構成部分については同
一番号を付し、その説明を省略する。
【００４３】図２を参照して、第２の実施の形態が第１
の実施の形態と異なる点は比較部１７をＰ／Ｓ変換器１
２の出力側に接続した点である。
の実施の形態と異なる点は比較部１７をＰ／Ｓ変換器１
２の出力側に接続した点である。
【００４４】図９及び図１０は第２の実施の形態の動作
を示すフローチャートである。なお、第１の実施の形態
のフローチャート（図８）と同様のフロー部分について
は同一番号を付し、その説明を省略する。次に、図９及
び図１０を参照しつつ復調回路５２の動作について説明
する。
を示すフローチャートである。なお、第１の実施の形態
のフローチャート（図８）と同様のフロー部分について
は同一番号を付し、その説明を省略する。次に、図９及
び図１０を参照しつつ復調回路５２の動作について説明
する。
【００４５】Ａ／Ｄ変換出力は符号判定部１１に送ら
れ、ここで符号判定された後Ｐ／Ｓ変換器１２に送られ
パラレルデータからシリアルデータに変換される（Ｓ
５）。次に、比較部１７はシリアルデータに変換された
データから既知データを取出し記憶部１６に記憶された
送信時の既知データと比較する（Ｓ３）。
れ、ここで符号判定された後Ｐ／Ｓ変換器１２に送られ
パラレルデータからシリアルデータに変換される（Ｓ
５）。次に、比較部１７はシリアルデータに変換された
データから既知データを取出し記憶部１６に記憶された
送信時の既知データと比較する（Ｓ３）。
【００４６】又、Ｓ３と並行してシリアルデータに変換
されたデータは受信データ処理部１３に送られ、ここで
既知信号が除去され（Ｓ６）、情報データのみが出力さ
れる。その他の動作は第１の実施の形態と同様である。
されたデータは受信データ処理部１３に送られ、ここで
既知信号が除去され（Ｓ６）、情報データのみが出力さ
れる。その他の動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４７】なお、比較部１７と記憶部１６とを受信デ
ータ処理部１３と別個に設けたが、これらを一括して受
信データ処理部１８とすることも可能である。
ータ処理部１３と別個に設けたが、これらを一括して受
信データ処理部１８とすることも可能である。
【００４８】次に、第３の実施の形態について説明す
る。図７は本発明に係る復調回路の第３の実施の形態の
構成図である。第３の実施の形態は復調回路５３に関す
るものである。なお、第１及び第２の実施の形態（図１
及び図２）と同様の構成部分については同一番号を付
し、その説明を省略する。
る。図７は本発明に係る復調回路の第３の実施の形態の
構成図である。第３の実施の形態は復調回路５３に関す
るものである。なお、第１及び第２の実施の形態（図１
及び図２）と同様の構成部分については同一番号を付
し、その説明を省略する。
【００４９】図７を参照して、第３の実施の形態が第１
及び第２の実施の形態と異なる点は位相シフト器３５を
高周波受信部１と直交復調部２間に接続した点である。
このようにすることにより位相シフト器３５は１個で足
りることになる。
及び第２の実施の形態と異なる点は位相シフト器３５を
高周波受信部１と直交復調部２間に接続した点である。
このようにすることにより位相シフト器３５は１個で足
りることになる。
【００５０】図１１は第３の実施の形態の動作を示すフ
ローチャートである。次に、第３の実施の形態の動作に
ついて図１１を参照しながら説明する。まず、第１の実
施の形態をベースにした動作から説明する。図１１とと
もに図８を参照して、比較部１５で既知信号同士を比較
した（Ｓ３）後、位相シフト制御部１４はその比較結果
に基づく位相シフト量を位相シフト器３５に出力し、位
相シフト器３５に高周波受信部１の出力であるディジタ
ル伝送信号の位相をシフトさせる（Ｓ７）。
ローチャートである。次に、第３の実施の形態の動作に
ついて図１１を参照しながら説明する。まず、第１の実
施の形態をベースにした動作から説明する。図１１とと
もに図８を参照して、比較部１５で既知信号同士を比較
した（Ｓ３）後、位相シフト制御部１４はその比較結果
に基づく位相シフト量を位相シフト器３５に出力し、位
相シフト器３５に高周波受信部１の出力であるディジタ
ル伝送信号の位相をシフトさせる（Ｓ７）。
【００５１】次に、第２の実施の形態をベースにした動
作について説明する。図１１とともに図９を参照して、
比較部１７で既知信号同士を比較した（Ｓ３）後、位相
シフト制御部１４はその比較結果に基づく位相シフト量
を位相シフト器３５に出力し、位相シフト器３５に高周
波受信部１の出力であるディジタル伝送信号の位相をシ
フトさせる（Ｓ７）。
作について説明する。図１１とともに図９を参照して、
比較部１７で既知信号同士を比較した（Ｓ３）後、位相
シフト制御部１４はその比較結果に基づく位相シフト量
を位相シフト器３５に出力し、位相シフト器３５に高周
波受信部１の出力であるディジタル伝送信号の位相をシ
フトさせる（Ｓ７）。
【００５２】次に、第４の実施の形態について説明す
る。図１２は第４の実施の形態の構成図である。第４の
実施の形態は変調回路６１に関するものである。図１２
を参照して、変調回路６１は時間多重部６２と、シリア
ル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器６３と、直交変調部６４
（６４ａ及び６４ｂ）とを含んで構成される。
る。図１２は第４の実施の形態の構成図である。第４の
実施の形態は変調回路６１に関するものである。図１２
を参照して、変調回路６１は時間多重部６２と、シリア
ル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器６３と、直交変調部６４
（６４ａ及び６４ｂ）とを含んで構成される。
【００５３】図１４は第４の実施の形態の動作を示すフ
ローチャートである。図１４を参照しつつ変調回路６１
の動作について説明する。まず、時間多重部６２にて情
報データ３０は複数の情報データ３２に分割され、既知
データ３１と時間多重される（Ｓ２１）。即ち、情報デ
ータ３２と既知データ３１とが交互に時系列に出力され
る。次に、その時間多重データはＳ／Ｐ変換器６３でパ
ラレルデータに変換された後、各々のデータは直交変調
部６４ａ及び６４ｂで直交変調される（Ｓ２２）。そし
て、この直交変調されたディジタル伝送データが受信側
の復調器５１乃至５３で受信される。
ローチャートである。図１４を参照しつつ変調回路６１
の動作について説明する。まず、時間多重部６２にて情
報データ３０は複数の情報データ３２に分割され、既知
データ３１と時間多重される（Ｓ２１）。即ち、情報デ
ータ３２と既知データ３１とが交互に時系列に出力され
る。次に、その時間多重データはＳ／Ｐ変換器６３でパ
ラレルデータに変換された後、各々のデータは直交変調
部６４ａ及び６４ｂで直交変調される（Ｓ２２）。そし
て、この直交変調されたディジタル伝送データが受信側
の復調器５１乃至５３で受信される。
【００５４】次に、第５の実施の形態について説明す
る。図１３は第５の実施の形態の構成図である。第５の
実施の形態は変調回路６５に関するものである。なお、
第４の実施の形態（図１２）と同様の構成部分には同一
番号を付し、その説明を省略する。
る。図１３は第５の実施の形態の構成図である。第５の
実施の形態は変調回路６５に関するものである。なお、
第４の実施の形態（図１２）と同様の構成部分には同一
番号を付し、その説明を省略する。
【００５５】図１３を参照して、変調回路６５は直交変
調部６４ａ及び６４ｂを含んで構成される。
調部６４ａ及び６４ｂを含んで構成される。
【００５６】図１５は第５の実施の形態の動作を示すフ
ローチャートである。図１５を参照しつつ変調回路６５
の動作について説明する。まず、Ｉチャネルに情報デー
タ３２が、Ｑチャネルに既知データ３１が割当てられ
（Ｓ３１）、次に直交変調部６４ａ及び６４ｂにて情報
データ３２と既知データ３１とが直交変調される（Ｓ３
２）。そして、この直交変調されたディジタル伝送デー
タが受信側の復調器５１乃至５３で受信される。
ローチャートである。図１５を参照しつつ変調回路６５
の動作について説明する。まず、Ｉチャネルに情報デー
タ３２が、Ｑチャネルに既知データ３１が割当てられ
（Ｓ３１）、次に直交変調部６４ａ及び６４ｂにて情報
データ３２と既知データ３１とが直交変調される（Ｓ３
２）。そして、この直交変調されたディジタル伝送デー
タが受信側の復調器５１乃至５３で受信される。
【００５７】
【発明の効果】本発明による第１の発明によれば、ディ
ジタル伝送信号を復調する復調回路であって、前記ディ
ジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿入されて
おり、前記回路は前記ディジタル伝送信号を復調して得
られるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手
段と、このＡ／Ｄ変換手段でディジタル変換後の前記既
知信号と送信時の前記既知信号とに基づき前記ディジタ
ル伝送信号又はベースバンド信号の位相をシフトさせる
位相シフト手段を含むため、消費電力の低減を図りつつ
サンプリングタイミングの最適化を図ることが可能とな
る。
ジタル伝送信号を復調する復調回路であって、前記ディ
ジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿入されて
おり、前記回路は前記ディジタル伝送信号を復調して得
られるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手
段と、このＡ／Ｄ変換手段でディジタル変換後の前記既
知信号と送信時の前記既知信号とに基づき前記ディジタ
ル伝送信号又はベースバンド信号の位相をシフトさせる
位相シフト手段を含むため、消費電力の低減を図りつつ
サンプリングタイミングの最適化を図ることが可能とな
る。
【００５８】又、本発明による第２の発明によれば、デ
ィジタル信号を変調する変調回路であって、その回路は
前記ディジタル信号に予め既知信号を挿入する既知信号
挿入手段と、この既知信号挿入後のディジタル信号を変
調する変調手段とを含むため、第１の発明と同様の効果
を奏する。
ィジタル信号を変調する変調回路であって、その回路は
前記ディジタル信号に予め既知信号を挿入する既知信号
挿入手段と、この既知信号挿入後のディジタル信号を変
調する変調手段とを含むため、第１の発明と同様の効果
を奏する。
【００５９】又、本発明による第３の発明によれば、デ
ィジタル伝送信号を復調する復調方法であって、前記デ
ィジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿入され
ており、前記方法は前記ディジタル伝送信号を復調して
得られるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換する第１ステッ
プと、この第１ステップでディジタル変換後の前記既知
信号と送信時の前記既知信号とに基づき前記ディジタル
伝送信号又はベースバンド信号の位相をシフトさせる第
２ステップとを含むため、第１の発明と同様の効果を奏
する。
ィジタル伝送信号を復調する復調方法であって、前記デ
ィジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿入され
ており、前記方法は前記ディジタル伝送信号を復調して
得られるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換する第１ステッ
プと、この第１ステップでディジタル変換後の前記既知
信号と送信時の前記既知信号とに基づき前記ディジタル
伝送信号又はベースバンド信号の位相をシフトさせる第
２ステップとを含むため、第１の発明と同様の効果を奏
する。
【００６０】又、本発明による第４の発明によれば、デ
ィジタル信号を変調する変調方法であって、その方法は
前記ディジタル信号に予め既知信号を挿入する第５ステ
ップと、この第５ステップにて既知信号挿入後のディジ
タル信号を変調する第６ステップとを含むため、第１の
発明と同様の効果を奏する。
ィジタル信号を変調する変調方法であって、その方法は
前記ディジタル信号に予め既知信号を挿入する第５ステ
ップと、この第５ステップにて既知信号挿入後のディジ
タル信号を変調する第６ステップとを含むため、第１の
発明と同様の効果を奏する。
【００６１】その理由は、Ａ／Ｄ変換器入力信号の位相
をシフトさせることによりサンプリング周波数は低く保
ったままタイミングの最適化を行うため、周波数に比例
して増大する消費電力を低減させることができるからで
ある。
をシフトさせることによりサンプリング周波数は低く保
ったままタイミングの最適化を行うため、周波数に比例
して増大する消費電力を低減させることができるからで
ある。
【００６２】さらに、符号判定誤りを低減させ、良好な
受信特性を得ることができるという効果も奏する。その
理由は位相シフト制御部および位相シフト器によってＡ
／Ｄ変換器のサンプリングタイミングを最適に保つこと
ができるからである。
受信特性を得ることができるという効果も奏する。その
理由は位相シフト制御部および位相シフト器によってＡ
／Ｄ変換器のサンプリングタイミングを最適に保つこと
ができるからである。
【図１】第１の実施の形態の構成図である。
【図２】第２の実施の形態の構成図である。
【図３】送信データ内に挿入される既知信号の挿入方法
を示す模式説明図である。
を示す模式説明図である。
【図４】送信データ内に挿入される既知信号の挿入方法
を示す模式説明図である。
を示す模式説明図である。
【図５】比較部１５での比較方法を示すフローチャート
である。
である。
【図６】位相シフト制御部１４より出力される位相量と
相関値との関係を示す図である。
相関値との関係を示す図である。
【図７】本発明に係る復調回路の第３の実施の形態の構
成図である。
成図である。
【図８】第１の実施の形態の動作を示すフローチャート
である。
である。
【図９】第２の実施の形態の動作を示すフローチャート
である。
である。
【図１０】第２の実施の形態の動作を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１１】第３の実施の形態の動作を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１２】第４の実施の形態の構成図である。
【図１３】第５の実施の形態の構成図である。
【図１４】第４の実施の形態の動作を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１５】第５の実施の形態の動作を示すフローチャー
トである。
トである。
２ 直交復調部 ３，４，３５ 位相シフト器 ７，８ Ａ／Ｄ変換器 １１ 符号判定部 １２ パラレル／シリアル変換器 １３，１８ 受信データ処理部 １４ 位相シフト制御部 １５，１７ 比較部 １６ 記憶部 ５１〜５３ 復調回路 ６２ 時間多重部 ６３ シリアル／パラレル変換器 ６４ 直交変調部 ６１，６５ 変調回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (18)
- 【請求項１】 ディジタル伝送信号を復調する復調回路
であって、 前記ディジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿
入されており、前記ディジタル伝送信号を復調して得ら
れるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段
と、このＡ／Ｄ変換手段でディジタル変換後の前記既知
信号と送信時の前記既知信号とに基づき前記Ａ／Ｄ変換
手段におけるサンプリングタイミングを位相シフトする
位相シフト手段を含んでおり、 さらに前記ディジタル伝送信号は直交変調信号であり、
前記ディジタル伝送信号を直交復調する直交復調手段を
含み、前記Ａ／Ｄ変換手段は前記直交復調手段で復調さ
れた位相が相互に９０度異なる２つのベースバンド信号
の各々をＡ／Ｄ変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、この２
つのＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号の
符号を判定する符号判定部とを含み、前記位相シフト手
段は前記符号判定部で符号判定された前記既知信号を送
信時の前記既知信号と比較する比較部と、この比較部で
の比較結果に基づき前記ベースバンド信号の位相をシフ
トさせる位相シフト器とを含むことを特徴とする復調回
路。 - 【請求項２】 ディジタル伝送信号を復調する復調回路
であって、 前記ディジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿
入されており、前記ディジタル伝送信号を復調して得ら
れるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段
と、このＡ／Ｄ変換手段でディジタル変換後の前記既知
信号と送信時の前記既知信号とに基づき前記Ａ／Ｄ変換
手段におけるサンプリングタイミングを位相シフトする
位相シフト手段を含んでおり、 さらに前記ディジタル伝送信号は直交変調信号であり、
前記ディジタル伝送信号を直交復調する直交復調手段を
含み、前記Ａ／Ｄ変換手段は前記直交復調手段で復調さ
れた位相が相互に９０度異なる２つのベースバンド信号
の各々をＡ／Ｄ変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、この２
つのＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号の
符号を判定する符号判定部とを含み、前記位相シフト手
段は前記符号判定部で符号判定されたディジタル信号を
シリアルデータに変換するＰ／Ｓ変換器と、このＰ／Ｓ
変換器でシリアルデータに変換された前記既知信号を送
信時の前記既知信号と比較する比較部と、この比較部で
の比較結果に基づき前記ベ ースバンド信号の位相をシフ
トさせる位相シフト器とを含むことを特徴とする復調回
路。 - 【請求項３】 前記Ｐ／Ｓ変換器でシリアルデータに変
換された信号から前記既知信号を除去して情報データを
得る受信データ処理部をさらに含むことを特徴とする請
求項２記載の復調回路。 - 【請求項４】 前記位相シフト器は前記比較部での比較
結果に基づき前記ディジタル伝送信号の位相をシフトさ
せることを特徴とする請求項１乃至３いずれかに記載の
復調回路。 - 【請求項５】 前記位相シフト手段は異なる位相シフト
量をＮ（Ｎは２以上の整数）回出力し、各々の位相シフ
ト量に対するＮ回の前記既知信号の比較結果に基づきシ
フトすべき位相量を検出することを特徴とする請求項１
乃至４いずれかに記載の復調回路。 - 【請求項６】 前記位相シフト手段は送信時の前記既知
信号と前記Ａ／Ｄ変換手段でディジタル変換後の前記既
知信号との相関値が最も高くなる位相に位相シフトする
ことを特徴とする請求項５記載の復調回路。 - 【請求項７】 前記位相シフト手段は前記Ｎ回の比較結
果よりシフトすべき位相量を検出するという処理をＭ
（Ｍは正の整数）回繰り返し、そのＭ回の最適位相シフ
ト量の平均値を最終的な最適位相シフト量とすることを
特徴とする請求項５又は６記載の復調回路。 - 【請求項８】 前記ディジタル伝送信号は情報データと
前記既知信号とが時間多重された信号であることを特徴
とする請求項１乃至７いずれかに記載の復調回路。 - 【請求項９】 前記ディジタル伝送信号は位相が相互に
９０度異なる２つのベースバンド信号のうちの一方に情
報データが、他方に前記既知信号が割り当てられた信号
であることを特徴とする請求項１乃至７いずれかに記載
の復調回路。 - 【請求項１０】 ディジタル伝送信号を復調する復調方
法であって、 前記ディジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿
入されており、前記ディジタル伝送信号を復調して得ら
れるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換する第１ステップ
と、この第１ステップでディジタル変換後の前記既知信
号と送信時の前記既知信号とに基づき前記第１ステップ
におけるサンプリングタイミングを位相シフトする第２
ステップとを含んでおり、 さらに前記ディジタル伝送信号は直交変調信号であり、
前記ディジタル伝送信号を直交復調する第３ステップを
含み、前記第１ステップは前記第３ステップで復調され
た位相が相互に９０度異なる２つのベースバンド信号の
各々をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換されたディジタル
信号の符号を判定する第１１ステップを含み、前記第２
ステップは前記符号判定された前記既知信号を送信時の
前記既知信号と比較する第２１ステップと、この第２１
ステップでの比較結果に基づき前記ベースバンド信号の
位相をシフトさせる第２２ステップを含むことを特徴と
する復調方法。 - 【請求項１１】 ディジタル伝送信号を復調する復調方
法であって、 前記ディジタル伝送信号には送信時に予め既知信号が挿
入されており、前記ディジタル伝送信号を復調して得ら
れるベースバンド信号をＡ／Ｄ変換する第１ステップ
と、この第１ステップでディジタル変換後の前記既知信
号と送信時の前記既知信号とに基づき前記第１ステップ
におけるサンプリングタイミングを位相シフトする第２
ステップとを含んでおり、 さらに 前記ディジタル伝送信号は直交変調信号であり、
前記ディジタル伝送信号を直交復調する第３ステップを
含み、前記第１ステップは前記第３ステップで復調され
た位相が相互に９０度異なる２つのベースバンド信号の
各々をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換されたディジタル
信号の符号を判定する第１１ステップを含み、前記第２
ステップは前記符号判定されたディジタル信号をシリア
ルデータに変換する第２３ステップと、この第２３ステ
ップにてシリアルデータに変換された前記既知信号を送
信時の前記既知信号と比較する第２４ステップと、この
第２４ステップでの比較結果に基づき前記ベースバンド
信号の位相をシフトさせる第２５ステップを含むことを
特徴とする復調方法。 - 【請求項１２】 前記第２３ステップでシリアルデータ
に変換された信号から前記既知信号を除去して情報デー
タを得る第４ステップをさらに含むことを特徴とする請
求項１１記載の復調方法。 - 【請求項１３】 前記第２ステップは前記第２１及び第
２４ステップでの比較結果に基づき前記ディジタル伝送
信号の位相をシフトさせることを特徴とする請求項１０
乃至１２いずれかに記載の復調方法。 - 【請求項１４】 前記第２ステップは異なる位相シフト
量をＮ（Ｎは２以上の整数）回出力し、各々の位相シフ
ト量に対するＮ回の前記既知信号の比較結果に基づきシ
フトすべき位相量を検出することを特徴とする請求項１
０乃至１３いずれかに記載の復調方法。 - 【請求項１５】 前記第２ステップは送信時の前記既知
信号と前記第１ステップでディジタル変換後の前記既知
信号との相関値が最も高くなる位相に位相シフトするこ
とを特徴とする請求項１４記載の復調方法。 - 【請求項１６】 前記第２ステップは前記Ｎ回の比較結
果よりシフトすべき位相量を検出するという処理をＭ
（Ｍは正の整数）回繰り返し、そのＭ回の最適位相シフ
ト量の平均値を最終的な最適位相シフト量とすることを
特徴とする請求項１４又は１５記載の復調方法。 - 【請求項１７】 前記ディジタル伝送信号は情報データ
と前記既知信号とが時間多重された信号であることを特
徴とする請求項１０乃至１６いずれかに記載の復調方
法。 - 【請求項１８】 前記ディジタル伝送信号は位相が相互
に９０度異なる２つのベースバンド信号のうちの一方に
情報データが、他方に前記既知信号が割り当てられた信
号であることを特徴とする請求項１０乃至１６いずれか
に記載の復調方法。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7706491B2 (en) | 2005-03-14 | 2010-04-27 | Ntt Docomo, Inc. | Mobile communication terminal |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5413071B2 (ja) * | 2009-05-08 | 2014-02-12 | ソニー株式会社 | 通信装置及び通信方法、コンピューター・プログラム、並びに通信システム |
| JP5360204B2 (ja) * | 2009-05-14 | 2013-12-04 | 日本電気株式会社 | 移相器、無線通信装置及び位相制御方法 |
| JP5158034B2 (ja) * | 2009-08-12 | 2013-03-06 | 富士通株式会社 | 無線装置及び信号処理方法 |
| EP3324590B1 (en) | 2016-07-12 | 2019-12-18 | Shenzhen Goodix Technology Co., Ltd. | Signal demodulating device and method applying to closed communication system |
| JP6887890B2 (ja) * | 2017-06-20 | 2021-06-16 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置及びその方法 |
Family Cites Families (50)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5324761B1 (ja) * | 1968-10-11 | 1978-07-22 | ||
| US3736507A (en) | 1971-08-19 | 1973-05-29 | Communications Satellite Co | Phase ambiguity resolution for four phase psk communications systems |
| JPS5917916B2 (ja) * | 1975-12-26 | 1984-04-24 | 日本電気株式会社 | イソウドウキソウチ |
| JPS54133812A (en) | 1978-04-07 | 1979-10-17 | Nec Corp | Phase synchronous circuit |
| FR2525055A1 (fr) | 1982-04-09 | 1983-10-14 | Trt Telecom Radio Electr | Procede de correction de frequence de la porteuse locale dans le recepteur d'un systeme de transmission de donnees et recepteur utilisant ce procede |
| JP2515809B2 (ja) * | 1987-06-29 | 1996-07-10 | 株式会社日立製作所 | デイジタル伝送方式 |
| US4879728A (en) * | 1989-01-31 | 1989-11-07 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | DPSK carrier acquisition and tracking arrangement |
| US5519730A (en) | 1990-06-12 | 1996-05-21 | Jasper; Steven C. | Communication signal having a time domain pilot component |
| JPH0472932A (ja) * | 1990-07-13 | 1992-03-06 | Toshiba Corp | 同期情報検出方式 |
| KR950003666B1 (ko) | 1990-12-31 | 1995-04-17 | 삼성전자 주식회사 | 지엠에스케이신호복조방법 및 그 장치 |
| US5287388A (en) * | 1991-06-25 | 1994-02-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Frequency offset removal method and apparatus |
| JPH05244144A (ja) * | 1992-02-28 | 1993-09-21 | Casio Comput Co Ltd | タイミング抽出方法及びバースト信号処理回路 |
| US5550869A (en) | 1992-12-30 | 1996-08-27 | Comstream Corporation | Demodulator for consumer uses |
| US5376894A (en) * | 1992-12-31 | 1994-12-27 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Phase estimation and synchronization using a PSK demodulator |
| JPH06205062A (ja) * | 1993-01-08 | 1994-07-22 | Nec Corp | 遅延検波回路 |
| JPH06252963A (ja) | 1993-02-22 | 1994-09-09 | Yamaha Corp | 位相変調信号復調回路 |
| US5343498A (en) | 1993-03-08 | 1994-08-30 | General Electric Company | Sample timing selection and frequency offset correction for U.S. digital cellular mobile receivers |
| JP2570126B2 (ja) | 1993-08-05 | 1997-01-08 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| JP3041171B2 (ja) | 1993-09-28 | 2000-05-15 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ受信同期回路 |
| US5414728A (en) | 1993-11-01 | 1995-05-09 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for bifurcating signal transmission over in-phase and quadrature phase spread spectrum communication channels |
| JP2992670B2 (ja) * | 1994-01-31 | 1999-12-20 | 松下電器産業株式会社 | 移動体通信装置 |
| JP2943839B2 (ja) * | 1994-03-08 | 1999-08-30 | 国際電気株式会社 | 等化器用フレーム同期回路 |
| JPH07297870A (ja) * | 1994-04-26 | 1995-11-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
| JP2731722B2 (ja) * | 1994-05-26 | 1998-03-25 | 日本電気株式会社 | クロック周波数自動制御方式及びそれに用いる送信装置と受信装置 |
| EP0716520B1 (en) * | 1994-06-23 | 2004-05-12 | NTT DoCoMo, Inc. | Cdma demodulation circuit and demodulating method |
| GB2298341B (en) | 1994-08-13 | 1999-09-01 | Roke Manor Research | Code division multiple access cellular mobile radio systems |
| WO1996008078A1 (en) * | 1994-09-02 | 1996-03-14 | Philips Electronics N.V. | Receiver with quadrature decimation stage, method of processing digital signals |
| JPH0888622A (ja) * | 1994-09-19 | 1996-04-02 | Fujitsu Ltd | 遅延差吸収方式 |
| JP3207057B2 (ja) | 1994-10-11 | 2001-09-10 | 松下電器産業株式会社 | 同期装置 |
| JPH08139775A (ja) * | 1994-11-14 | 1996-05-31 | Toyo Commun Equip Co Ltd | ディジタル復調装置 |
| US5809083A (en) | 1994-11-23 | 1998-09-15 | At&T Wireless Services, Inc. | Differentially encoded pilot word system and method for wireless transmissions of digital data |
| JP3116764B2 (ja) | 1995-02-15 | 2000-12-11 | 株式会社日立製作所 | ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式 |
| JPH08242260A (ja) * | 1995-03-02 | 1996-09-17 | Hitachi Ltd | 周波数オフセットキャンセル回路 |
| JP3539793B2 (ja) | 1995-05-01 | 2004-07-07 | 富士通テン株式会社 | シンボルタイミング再生回路 |
| JP3125644B2 (ja) * | 1995-09-13 | 2001-01-22 | 松下電器産業株式会社 | 復調装置 |
| JP3609205B2 (ja) * | 1996-06-14 | 2005-01-12 | 株式会社東芝 | 移動通信機およびそのａｆｃ初期値設定方法 |
| DE69737171T2 (de) * | 1996-07-22 | 2007-10-04 | Nippon Telegraph And Telephone Corp. | Schaltung zur Taktrückgewinnung |
| JPH1056487A (ja) * | 1996-08-09 | 1998-02-24 | Nec Corp | 直交復調回路 |
| GB2319703A (en) | 1996-11-02 | 1998-05-27 | Plessey Telecomm | AFC in a DMT receiver |
| KR100260421B1 (ko) * | 1996-11-07 | 2000-07-01 | 윤종용 | 최종 중간 주파수 신호 포락선의 필드 동기화 코드에 응답하는정합필터를 구비한 디지털 수신기 |
| JPH10260653A (ja) | 1997-03-19 | 1998-09-29 | Fujitsu General Ltd | サンプリング位相制御装置 |
| US6480521B1 (en) * | 1997-03-26 | 2002-11-12 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for transmitting high speed data in a spread spectrum communications system |
| US6151356A (en) * | 1997-04-28 | 2000-11-21 | Nortel Networks Limited | Method and apparatus for phase detection in digital signals |
| JP3080601B2 (ja) | 1997-06-06 | 2000-08-28 | 株式会社ケンウッド | 搬送波再生回路 |
| JPH11103326A (ja) | 1997-09-26 | 1999-04-13 | Mitsubishi Electric Corp | 復調器 |
| US5955986A (en) * | 1997-11-20 | 1999-09-21 | Eagle Eye Technologies, Inc. | Low-power satellite-based geopositioning system |
| US6215813B1 (en) * | 1997-12-31 | 2001-04-10 | Sony Corporation | Method and apparatus for encoding trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals |
| GB2335828B (en) | 1998-03-04 | 2003-08-20 | Internat Mobile Satellite Orga | Satellite Communications System |
| FR2782587B1 (fr) | 1998-08-20 | 2000-09-22 | France Telecom | Procedes de communications numeriques amrc a repartition des symboles de reference |
| JP3910443B2 (ja) * | 1999-06-09 | 2007-04-25 | 三菱電機株式会社 | 自動周波数制御装置 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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