JPH11103326A - 復調器 - Google Patents
復調器Info
- Publication number
- JPH11103326A JPH11103326A JP9261392A JP26139297A JPH11103326A JP H11103326 A JPH11103326 A JP H11103326A JP 9261392 A JP9261392 A JP 9261392A JP 26139297 A JP26139297 A JP 26139297A JP H11103326 A JPH11103326 A JP H11103326A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- correlation
- timing
- carrier
- Prior art date
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路規模が小さくプリアンプルが短くても位
相推定精度が高い復調器を得る。 【解決手段】 一定振幅に振幅制限された、入力信号の
ベースバンド複素信号を積算して所定値以上の信号のみ
を用いて相関計算するか、または相関計算結果で所定値
以上の相関信号で入力信号のキャリア位相を推定し、推
定したキャリアの相関信号を出力するキャリア位相推定
手段と、ベースバンド複素信号でキャリア再生を行って
キャリア位相を推定出力するキャリア再生手段と、キャ
リア位相推定手段出力のキャリア位相推定信号を用いて
データ検出用のタイミングを生成するか、または帰還型
の位相制御により装置のタイミングを得るタイミング再
生手段とを備えた。
相推定精度が高い復調器を得る。 【解決手段】 一定振幅に振幅制限された、入力信号の
ベースバンド複素信号を積算して所定値以上の信号のみ
を用いて相関計算するか、または相関計算結果で所定値
以上の相関信号で入力信号のキャリア位相を推定し、推
定したキャリアの相関信号を出力するキャリア位相推定
手段と、ベースバンド複素信号でキャリア再生を行って
キャリア位相を推定出力するキャリア再生手段と、キャ
リア位相推定手段出力のキャリア位相推定信号を用いて
データ検出用のタイミングを生成するか、または帰還型
の位相制御により装置のタイミングを得るタイミング再
生手段とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信システムにおける“０π”変調信号によりキャリア
位相を推定する復調器に関するものである。
通信システムにおける“０π”変調信号によりキャリア
位相を推定する復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の“０π”変調信号によりキャリア
位相を推定する回路として、例えば公開特許公報、特開
平２−４４９４７号記載の「信号検出器」や、特開平８
−４６６５８号記載の「バースト信号復調回路」に記載
されている回路がある。この従来回路は、キャリア位相
推定、およびクロック再生に共通のプリアンブルとし
て、“０π”変調信号の振幅情報を用いるバースト信号
復調回路である。“０π”変調信号は、例えば、１００
１、０１１０、１１００、または００１１の繰り返しデ
ータをＱＰＳＫ変調した信号である。以下、図を用いて
従来の技術を説明する。図２２に、上述のキャリア位相
推定手段を含んだ、従来の復調器を示す。図において、
１はバンドパスフィルタ、２は直交検波手段、３はサン
プリング手段、４は相関値算出手段、５はキャリア位相
推定手段、６はキャリア再生手段、７は選択手段、８は
タイミング再生手段、９は検波手段、１０は自動利得制
御（ＡＧＣ）手段、１７はベクトル合成手段である。
位相を推定する回路として、例えば公開特許公報、特開
平２−４４９４７号記載の「信号検出器」や、特開平８
−４６６５８号記載の「バースト信号復調回路」に記載
されている回路がある。この従来回路は、キャリア位相
推定、およびクロック再生に共通のプリアンブルとし
て、“０π”変調信号の振幅情報を用いるバースト信号
復調回路である。“０π”変調信号は、例えば、１００
１、０１１０、１１００、または００１１の繰り返しデ
ータをＱＰＳＫ変調した信号である。以下、図を用いて
従来の技術を説明する。図２２に、上述のキャリア位相
推定手段を含んだ、従来の復調器を示す。図において、
１はバンドパスフィルタ、２は直交検波手段、３はサン
プリング手段、４は相関値算出手段、５はキャリア位相
推定手段、６はキャリア再生手段、７は選択手段、８は
タイミング再生手段、９は検波手段、１０は自動利得制
御（ＡＧＣ）手段、１７はベクトル合成手段である。
【０００３】はじめに第１の従来のバースト信号復調器
の動作を、図２２を用いて説明する。この第１の従来例
では、Ｎｓ［シンボル］の“０π”変調信号がバースト
の先頭部分にある、ＱＰＳＫ変調されたバースト信号を
受信する。受信ＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１を通
過した後、直交検波手段２に入力される。直交検波手段
２によって、受信ＩＦ信号は受信ベースバンド複素信号
に変換される。サンプリング手段３は、ＡＤ変換器で構
成され、受信した入力信号のベースバンド複素信号をシ
ンボルレートの２倍でオーバーサンプルする。オーバー
サンプリングされた受信ベースバンド複素信号の同相成
分をＩk 、直交成分をＱk （但し、ｋ＝０，１，２，
３）とすると、相関値算出手段４は以下の式（１）〜
（４）により、受信ベースバンド複素信号と“０π”変
調信号との相関信号Ｃ、及び相関信号Ｓを求める。つま
り受信したバーストの先頭部分であるプリアンプル部分
のＮｓ［シンボル］の相関信号を求める。各式におい
て、ＣＩは相関信号Ｃの同相成分、ＣＱは相関信号Ｃの
直交成分、ＳＩは相関信号Ｓの同相成分、ＳＱは相関信
号Ｓの直交成分を意味する。またＮｓは、“０π”変調
信号の長さ（単位は［シンボル］）、ωs はシンボル角
周波数（＝２πｆs 、但しｆs ；シンボル周波数）、Ｔ
はシンボル周期である。
の動作を、図２２を用いて説明する。この第１の従来例
では、Ｎｓ［シンボル］の“０π”変調信号がバースト
の先頭部分にある、ＱＰＳＫ変調されたバースト信号を
受信する。受信ＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１を通
過した後、直交検波手段２に入力される。直交検波手段
２によって、受信ＩＦ信号は受信ベースバンド複素信号
に変換される。サンプリング手段３は、ＡＤ変換器で構
成され、受信した入力信号のベースバンド複素信号をシ
ンボルレートの２倍でオーバーサンプルする。オーバー
サンプリングされた受信ベースバンド複素信号の同相成
分をＩk 、直交成分をＱk （但し、ｋ＝０，１，２，
３）とすると、相関値算出手段４は以下の式（１）〜
（４）により、受信ベースバンド複素信号と“０π”変
調信号との相関信号Ｃ、及び相関信号Ｓを求める。つま
り受信したバーストの先頭部分であるプリアンプル部分
のＮｓ［シンボル］の相関信号を求める。各式におい
て、ＣＩは相関信号Ｃの同相成分、ＣＱは相関信号Ｃの
直交成分、ＳＩは相関信号Ｓの同相成分、ＳＱは相関信
号Ｓの直交成分を意味する。またＮｓは、“０π”変調
信号の長さ（単位は［シンボル］）、ωs はシンボル角
周波数（＝２πｆs 、但しｆs ；シンボル周波数）、Ｔ
はシンボル周期である。
【０００４】
【数１】
【０００５】上記各式において、ｃｏｓ（ωs ／２）×
（ｋＴ／２）＝１，０，−１，０，…、またｓｉｎ（ω
s ／２）×（ｋＴ／２）＝０，１，０，−１，…である
ので、上記（１）〜（４）の計算は容易である。
（ｋＴ／２）＝１，０，−１，０，…、またｓｉｎ（ω
s ／２）×（ｋＴ／２）＝０，１，０，−１，…である
ので、上記（１）〜（４）の計算は容易である。
【０００６】図２３に、位相平面上における“０π”変
調信号の一例を示す。φはキャリア位相である。信号点
は、“○”で示した２つのナイキスト点ａ，ｂ間を交互
に往復する。また図２３（ａ）に、この時の信号の時間
軸上の動作を、同相成分、直交成分について示す。実線
の波形が同相成分（Ｉ（ｔ））、点線の波形が直交成分
（Ｑ（ｔ））である。また縦軸で示した太実線が、２倍
オーバーサンプルされた同相成分データＩk を、縦軸で
示した太点線が、２倍オーバーサンプルされた直交成分
データＱk を示している。図２３（ａ）において、
“○”印はナイキスト点であり、真のナイキスト点と実
サンプルされたＩk 、Ｑk 点とのタイミング位相差Δθ
はナイキスト点“ａ”と、ｃｏｓ（ωs ／２）ｔとのタ
イミング位相差である。即ち、タイミング位相差Δθ
は、“０π”変調信号に含まれる２シンボル周期の信号
と、受信側の２シンボル周期のクロックとの位相差であ
る。よって、ナイキスト点とのタイミング位相差は、２
×ｍｏｄ（Δθ，π）［ラジアン］となる。この場合、
相関値算出手段４から出力される相関信号Ｃ、及び相関
信号Ｓの示す各ベクトルは、図２３（ｂ）に示される。
調信号の一例を示す。φはキャリア位相である。信号点
は、“○”で示した２つのナイキスト点ａ，ｂ間を交互
に往復する。また図２３（ａ）に、この時の信号の時間
軸上の動作を、同相成分、直交成分について示す。実線
の波形が同相成分（Ｉ（ｔ））、点線の波形が直交成分
（Ｑ（ｔ））である。また縦軸で示した太実線が、２倍
オーバーサンプルされた同相成分データＩk を、縦軸で
示した太点線が、２倍オーバーサンプルされた直交成分
データＱk を示している。図２３（ａ）において、
“○”印はナイキスト点であり、真のナイキスト点と実
サンプルされたＩk 、Ｑk 点とのタイミング位相差Δθ
はナイキスト点“ａ”と、ｃｏｓ（ωs ／２）ｔとのタ
イミング位相差である。即ち、タイミング位相差Δθ
は、“０π”変調信号に含まれる２シンボル周期の信号
と、受信側の２シンボル周期のクロックとの位相差であ
る。よって、ナイキスト点とのタイミング位相差は、２
×ｍｏｄ（Δθ，π）［ラジアン］となる。この場合、
相関値算出手段４から出力される相関信号Ｃ、及び相関
信号Ｓの示す各ベクトルは、図２３（ｂ）に示される。
【０００７】ベクトル合成手段１７では、相関信号Ｃ及
び相関信号Ｓから、図２３で示したキャリア位相φを推
定する。そのためには、まずベクトル合成手段１７が、
初めに相関信号Ｃと、相関信号Ｓのベクトル長を比較
し、長い方の相関信号が示すベクトル方向に、短い方の
相関信号ベクトルを方向を合わせて合成する。合成され
た相関信号Ｕは、以下の式で求まる。但し、ＵＩは相関
信号Ｕの同相成分、ＵＱは相関信号Ｕの直交成分であ
る。 ［相関信号Ｃのベクトル長≧相関信号Ｓのベクトル長の
場合］ ・ＵＩ＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ］×｜ＳＩ｜ （５ａ） ・ＵＱ＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＱ］×｜ＳＱ｜ （５ｂ） ［相関信号Ｃのベクトル長＜相関信号Ｓのベクトル長の
場合］ ・ＵＩ＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ］×｜ＣＩ｜ （６ａ） ・ＵＱ＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＱ］×｜ＣＱ｜ （６ｂ）
び相関信号Ｓから、図２３で示したキャリア位相φを推
定する。そのためには、まずベクトル合成手段１７が、
初めに相関信号Ｃと、相関信号Ｓのベクトル長を比較
し、長い方の相関信号が示すベクトル方向に、短い方の
相関信号ベクトルを方向を合わせて合成する。合成され
た相関信号Ｕは、以下の式で求まる。但し、ＵＩは相関
信号Ｕの同相成分、ＵＱは相関信号Ｕの直交成分であ
る。 ［相関信号Ｃのベクトル長≧相関信号Ｓのベクトル長の
場合］ ・ＵＩ＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ］×｜ＳＩ｜ （５ａ） ・ＵＱ＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＱ］×｜ＳＱ｜ （５ｂ） ［相関信号Ｃのベクトル長＜相関信号Ｓのベクトル長の
場合］ ・ＵＩ＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ］×｜ＣＩ｜ （６ａ） ・ＵＱ＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＱ］×｜ＣＱ｜ （６ｂ）
【０００８】図２３（ｂ）の例では、相関信号Ｃのベク
トル長が相関信号Ｓより長いため、上記式（５ａ），
（５ｂ）から、相関信号Ｕは図２５に示す値となる。こ
こで、相関信号Ｕの示すベクトル角φ´が、キャリア推
定位相角として出力される。タイミング再生手段９は、
相関信号Ｃと相関信号Ｓから、タイミング位相差Δθを
算出する。タイミング再生手段９は、相関信号Ｃと相関
信号Ｓが算出されたら、｜ＣＩ｜，｜ＣＱ｜，｜ＳＩ
｜，｜ＳＱ｜の内の最大値に応じて、以下の式（７ａ）
〜（７ｄ）からタイミング位相推定信号Ｖ（Ｘθ，Ｙ
θ）を求め、そのベクトル角ｔａｎ-1（Ｙθ／Ｘθ）か
らΔθを算出する。よってタイミング再生手段９は、相
関信号Ｃ，Ｓが算出されるＮs ［シンボル］間は、クロ
ック位相制御を行なわず、あるタイミング位相を保つ。
そしてΔθ算出後は、Δθからタイミング位相差を打ち
消す位相制御を再生クロックに対して行う。
トル長が相関信号Ｓより長いため、上記式（５ａ），
（５ｂ）から、相関信号Ｕは図２５に示す値となる。こ
こで、相関信号Ｕの示すベクトル角φ´が、キャリア推
定位相角として出力される。タイミング再生手段９は、
相関信号Ｃと相関信号Ｓから、タイミング位相差Δθを
算出する。タイミング再生手段９は、相関信号Ｃと相関
信号Ｓが算出されたら、｜ＣＩ｜，｜ＣＱ｜，｜ＳＩ
｜，｜ＳＱ｜の内の最大値に応じて、以下の式（７ａ）
〜（７ｄ）からタイミング位相推定信号Ｖ（Ｘθ，Ｙ
θ）を求め、そのベクトル角ｔａｎ-1（Ｙθ／Ｘθ）か
らΔθを算出する。よってタイミング再生手段９は、相
関信号Ｃ，Ｓが算出されるＮs ［シンボル］間は、クロ
ック位相制御を行なわず、あるタイミング位相を保つ。
そしてΔθ算出後は、Δθからタイミング位相差を打ち
消す位相制御を再生クロックに対して行う。
【０００９】 ・｜ＣＩ｜が最大値の場合 Ｘθ＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ］・｜ＣＱ｜ Ｙθ＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＱ｜（７ａ） ・｜ＣＱ｜が最大値の場合 Ｘθ＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＱ］・｜ＣＩ｜ Ｙθ＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＩ｜（７ｂ） ・｜ＳＩ｜が最大値の場合 Ｘθ＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＱ｜ Ｙθ＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ］・｜ＳＱ｜ （７ｃ） ・｜ＳＱ｜が最大値の場合 Ｘθ＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＱ｜ Ｙθ＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＱ］・｜ＳＩ｜ （７ｄ） 本従来例では、相関信号Ｃ、Ｓが算出されるＮｓ［シン
ボル］間において、タイミング位相差Δθは、一定であ
ることが望ましい。仮にΔθが変化すると、式（１）〜
（４）に入力されるＩk 、Ｑk の値が、Δθに応じて変
動するため、Δθが一定である場合と比較して、キャリ
ア位相推定精度は大きく劣化する。よって本従来例にお
けるキャリア再生手段６に、Δθを徐々に０［ｄｅｇ］
に位相制御する、フィードバック型のタイミング再生方
式を組合わせることは望ましくない。
ボル］間において、タイミング位相差Δθは、一定であ
ることが望ましい。仮にΔθが変化すると、式（１）〜
（４）に入力されるＩk 、Ｑk の値が、Δθに応じて変
動するため、Δθが一定である場合と比較して、キャリ
ア位相推定精度は大きく劣化する。よって本従来例にお
けるキャリア再生手段６に、Δθを徐々に０［ｄｅｇ］
に位相制御する、フィードバック型のタイミング再生方
式を組合わせることは望ましくない。
【００１０】キャリア再生手段６は、キャリア位相推定
手段５からφ´が算出されたら、切替え信号によって相
関信号Ｕを初期値として、動作を開始する。キャリア再
生手段６は、例えばＡｎｄｒｅｗ Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂ
ｉ， Ａｕｄｒｅｙ Ｍ． Ｖｉｔｅｒｂｉ， “Ｎｏ
ｎｌｉｎｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ＰＳＫ−
Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｐｈａｓｅ ｗ
ｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ Ｂｕｒｓｔ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ”ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔ
ｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ． Ｉｔ−２９，ｎ
ｏ．４， ｐｐ５４３−ｐｐ５５１，Ｊｕｌｙ，１９８
３に記載されているものがある。以下、上記文献のキャ
リア再生手段６を、ビタビ＆ビタビ回路と称する。図２
６に、本実施の形態におけるキャリア再生手段６（ビタ
ビ＆ビタビ回路）の構成を示す。図２６において、６０
１は４逓倍手段、６０２は同相成分平均化手段、６０３
は直交成分平均化手段、６０４は極座標変換手段、６０
５は位相除算手段である。
手段５からφ´が算出されたら、切替え信号によって相
関信号Ｕを初期値として、動作を開始する。キャリア再
生手段６は、例えばＡｎｄｒｅｗ Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂ
ｉ， Ａｕｄｒｅｙ Ｍ． Ｖｉｔｅｒｂｉ， “Ｎｏ
ｎｌｉｎｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ＰＳＫ−
Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｐｈａｓｅ ｗ
ｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ Ｂｕｒｓｔ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ”ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔ
ｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ． Ｉｔ−２９，ｎ
ｏ．４， ｐｐ５４３−ｐｐ５５１，Ｊｕｌｙ，１９８
３に記載されているものがある。以下、上記文献のキャ
リア再生手段６を、ビタビ＆ビタビ回路と称する。図２
６に、本実施の形態におけるキャリア再生手段６（ビタ
ビ＆ビタビ回路）の構成を示す。図２６において、６０
１は４逓倍手段、６０２は同相成分平均化手段、６０３
は直交成分平均化手段、６０４は極座標変換手段、６０
５は位相除算手段である。
【００１１】４逓倍手段６０１は、ベースバンド信号
（Ｉk ，Ｑk ）を４逓倍し、４逓後の同相成分データ
と、４逓倍後の直交成分データを出力する。ベースバン
ド信号（Ｉk ，Ｑk ）が示す位相を、φＢ＝ｔａｎ
-1（Ｑk ／Ｉk ）とすると、４逓倍後の同相成分データ
ＩＭk は、ｃｏｓ( ｍｏｄ×φＢ，２π））、４逓倍後
の直交成分データＱＭk は、ｓｉｎ（ｍｏｄ（４×φ
Ｂ，２π））で表わされる。同相成分平均化手段６０２
は、ナイキスト点データであるｋ＝０，２，４，…のＩ
Ｍk を平均化する。また直交成分平均化手段６０３は、
ナイキスト点データであるｋ＝０，２，４，…のＱＭk
を平均化する。各平均化手段６０２，６０３は、例えば
無限インパルス応答型フィルタで構成できる。極座標変
換手段６０４は、ＩＭk を平均化した信号と、ＱＭk を
平均化した号を極座標変換し、位相除算手段６０５は、
極座標変換手段６０４から出力される極座標変換後の位
相データを、“４”で除算して、その結果をキャリア位
相として出力する。
（Ｉk ，Ｑk ）を４逓倍し、４逓後の同相成分データ
と、４逓倍後の直交成分データを出力する。ベースバン
ド信号（Ｉk ，Ｑk ）が示す位相を、φＢ＝ｔａｎ
-1（Ｑk ／Ｉk ）とすると、４逓倍後の同相成分データ
ＩＭk は、ｃｏｓ( ｍｏｄ×φＢ，２π））、４逓倍後
の直交成分データＱＭk は、ｓｉｎ（ｍｏｄ（４×φ
Ｂ，２π））で表わされる。同相成分平均化手段６０２
は、ナイキスト点データであるｋ＝０，２，４，…のＩ
Ｍk を平均化する。また直交成分平均化手段６０３は、
ナイキスト点データであるｋ＝０，２，４，…のＱＭk
を平均化する。各平均化手段６０２，６０３は、例えば
無限インパルス応答型フィルタで構成できる。極座標変
換手段６０４は、ＩＭk を平均化した信号と、ＱＭk を
平均化した号を極座標変換し、位相除算手段６０５は、
極座標変換手段６０４から出力される極座標変換後の位
相データを、“４”で除算して、その結果をキャリア位
相として出力する。
【００１２】図２７に切替え信号と、受信バースト信号
のタイミングチャートを示す。前記相関値算出手段４
は、バースト信号内の“０π”変調信号を入力とし、図
２７に示される切替え信号の立ち上がり位置から、Ｎs
シンボル間、つまりバースト先頭の“０π”変調信号の
相関算出動作をする。またキャリア再生手段６は、バー
スト信号内のデータ部を入力とし、図２７に示される切
替え信号の立ち下がり位置からデータ部のキャリア再生
動作をする。この時、切替え信号の立ち下がり位置で、
キャリア再生手段６に相関信号Ｕk の情報を、初期値と
してロードする。ところで、上記キャリア再生方式は、
４逓倍法に基づくため、出力であるキャリア位相は、０
〜π／２［ラジアン］の範囲となるのに対し、相関信号
Ｕk の示すベクトル角は、０〜２π［ラジアン］の範囲
となる。そのため、相関信号( ＵＩk ，ＵＱk ）も４逓
倍手段６０１ａにおいて、４逓倍手段６０１と同じ領で
４逓倍し、切替え信号が立ち下がったら、４逓倍後の相
関信号ＵＩk ´を同相成分平均化手段６０２に、信号Ｕ
Ｑk ´を直交成分平均化手段６０３に、それぞれ初期値
としてロードする。よって選択手段７は、切替え信号が
論理“１”つまり“０π”変調信号である場合は、キャ
リア位相推定手段５から出力されるキャリア位相を、論
理“０”つまりデータ部の場合は、キャリア再生手段６
から出力されるキャリア位相をそれぞれ選択して出力す
る。
のタイミングチャートを示す。前記相関値算出手段４
は、バースト信号内の“０π”変調信号を入力とし、図
２７に示される切替え信号の立ち上がり位置から、Ｎs
シンボル間、つまりバースト先頭の“０π”変調信号の
相関算出動作をする。またキャリア再生手段６は、バー
スト信号内のデータ部を入力とし、図２７に示される切
替え信号の立ち下がり位置からデータ部のキャリア再生
動作をする。この時、切替え信号の立ち下がり位置で、
キャリア再生手段６に相関信号Ｕk の情報を、初期値と
してロードする。ところで、上記キャリア再生方式は、
４逓倍法に基づくため、出力であるキャリア位相は、０
〜π／２［ラジアン］の範囲となるのに対し、相関信号
Ｕk の示すベクトル角は、０〜２π［ラジアン］の範囲
となる。そのため、相関信号( ＵＩk ，ＵＱk ）も４逓
倍手段６０１ａにおいて、４逓倍手段６０１と同じ領で
４逓倍し、切替え信号が立ち下がったら、４逓倍後の相
関信号ＵＩk ´を同相成分平均化手段６０２に、信号Ｕ
Ｑk ´を直交成分平均化手段６０３に、それぞれ初期値
としてロードする。よって選択手段７は、切替え信号が
論理“１”つまり“０π”変調信号である場合は、キャ
リア位相推定手段５から出力されるキャリア位相を、論
理“０”つまりデータ部の場合は、キャリア再生手段６
から出力されるキャリア位相をそれぞれ選択して出力す
る。
【００１３】この切替え信号の論理が切り替わるタイミ
ングは、フレームタイミング情報から得る。よって、フ
レームタイミング同期が外れたり、フレームタイミング
同期が困難な場合だと、切替え信号の切替えタイミング
もずれてしまう。この場合、上述した従来方式は切替え
タイミングのずれによって誤動作する。フレームタイミ
ング同期が外れる現象は、例えば受信信号が数十バース
トにわたって長時間瞬断された場合に生じる。また、フ
レームタイミングが困難となる現象は、建物等による反
射や、通信距離によって生じる伝播遅延時間が、シンボ
ル周期の数倍から十数倍になり得る場合に生じる。この
現象は、特に高い伝送速度でデータを送受する高速無線
伝送ＴＤＭＡシステムで生じ、バースト信号受信毎に、
シンボル周期の数倍から十数倍で、ランダムにフレーム
タイミングが揺らぐため、“０π”変調信号の位置を特
定することが困難となる。
ングは、フレームタイミング情報から得る。よって、フ
レームタイミング同期が外れたり、フレームタイミング
同期が困難な場合だと、切替え信号の切替えタイミング
もずれてしまう。この場合、上述した従来方式は切替え
タイミングのずれによって誤動作する。フレームタイミ
ング同期が外れる現象は、例えば受信信号が数十バース
トにわたって長時間瞬断された場合に生じる。また、フ
レームタイミングが困難となる現象は、建物等による反
射や、通信距離によって生じる伝播遅延時間が、シンボ
ル周期の数倍から十数倍になり得る場合に生じる。この
現象は、特に高い伝送速度でデータを送受する高速無線
伝送ＴＤＭＡシステムで生じ、バースト信号受信毎に、
シンボル周期の数倍から十数倍で、ランダムにフレーム
タイミングが揺らぐため、“０π”変調信号の位置を特
定することが困難となる。
【００１４】検波手段９は、選択手段７から出力される
キャリア位相を用いて、サンプリング手段３からシンボ
ルレートの２倍で出力されるベースバンド信号Ｉk ，Ｑ
k を同期検波し、検波後の判定されたデータを、復調デ
ータとして出力する。また自動利得制御手段１０は、受
信ベースバンド複素信号から受信レベルを算出し、バー
スト的に到来する受信信号のレベル変動を、復調器が動
作できる範囲まで抑える利得制御を行なう。
キャリア位相を用いて、サンプリング手段３からシンボ
ルレートの２倍で出力されるベースバンド信号Ｉk ，Ｑ
k を同期検波し、検波後の判定されたデータを、復調デ
ータとして出力する。また自動利得制御手段１０は、受
信ベースバンド複素信号から受信レベルを算出し、バー
スト的に到来する受信信号のレベル変動を、復調器が動
作できる範囲まで抑える利得制御を行なう。
【００１５】これに対して、リミタ増幅器をバンドパス
フィルタ１と、直交検波手段２の間に設けて、一定振幅
に増幅された（振幅制限された）信号を用いる復調器構
成も考えられる。以下、リミタ増幅器を用いた第２の従
来例である復調器を説明する。図２８は第２の従来例で
ある復調器の構成を示す図であり、図において１１はリ
ミタ増幅器である。その他の要素は図１８の対応する番
号の要素と同じものである。バンドパスフィルタ１を通
過した受信ＩＦ信号は、リミタ増幅器１１により振幅制
限された受信ＩＦ信号に変換されて、直交検波手段２に
入力される。それ以降の処理は、図１８と同様である。
この場合、自動利得制御手段１０が不要となる。
フィルタ１と、直交検波手段２の間に設けて、一定振幅
に増幅された（振幅制限された）信号を用いる復調器構
成も考えられる。以下、リミタ増幅器を用いた第２の従
来例である復調器を説明する。図２８は第２の従来例で
ある復調器の構成を示す図であり、図において１１はリ
ミタ増幅器である。その他の要素は図１８の対応する番
号の要素と同じものである。バンドパスフィルタ１を通
過した受信ＩＦ信号は、リミタ増幅器１１により振幅制
限された受信ＩＦ信号に変換されて、直交検波手段２に
入力される。それ以降の処理は、図１８と同様である。
この場合、自動利得制御手段１０が不要となる。
【００１６】次に上記構成の回路の動作を説明する。図
２９は、振幅制限された“０π”変調信号波形の一例で
ある。図２３と比較して判るように振幅制限されている
ため、同相成分の波形、及び直交成分の波形は、共に矩
形となる。この時、ナイキスト点からＴ／２シンボルの
時間（以降、Ｔ／２シンボル点と称する）における信号
点は、図２２からも明らかなように位相平面上で原点の
ところであり、振幅値は“０”である。よって、ガウス
雑音伝送路で受信された“０π”変調信号のＴ／２シン
ボル点には、雑音成分だけが存在する。この時、“０
π”変調信号に対して振幅制限を施すと、Ｔ／２シンボ
ル点における雑音成分も一定の振幅に増幅されるため、
上記従来方式でＴ／２シンボル点近傍をサンプリングし
た場合、即ちタイミング位相差Δθが｛０，π／２，
π，３π／２｝のいずれかの近い値をとる場合、本来は
振幅が０に近いはずなのに雑音成分が増幅されてサンプ
リングされるため、キャリア位相推定精度は、振幅制限
を施さなかった場合と比較して劣化する。
２９は、振幅制限された“０π”変調信号波形の一例で
ある。図２３と比較して判るように振幅制限されている
ため、同相成分の波形、及び直交成分の波形は、共に矩
形となる。この時、ナイキスト点からＴ／２シンボルの
時間（以降、Ｔ／２シンボル点と称する）における信号
点は、図２２からも明らかなように位相平面上で原点の
ところであり、振幅値は“０”である。よって、ガウス
雑音伝送路で受信された“０π”変調信号のＴ／２シン
ボル点には、雑音成分だけが存在する。この時、“０
π”変調信号に対して振幅制限を施すと、Ｔ／２シンボ
ル点における雑音成分も一定の振幅に増幅されるため、
上記従来方式でＴ／２シンボル点近傍をサンプリングし
た場合、即ちタイミング位相差Δθが｛０，π／２，
π，３π／２｝のいずれかの近い値をとる場合、本来は
振幅が０に近いはずなのに雑音成分が増幅されてサンプ
リングされるため、キャリア位相推定精度は、振幅制限
を施さなかった場合と比較して劣化する。
【００１７】このことを説明するため、一例として、Δ
θ＝０時の相関信号Ｃ，Ｓ，Ｕを、図３０（ａ）、図３
０（ｂ）に示す。図３０が振幅制限を施さなかった場合
の各相関信号、図３０（ｂ）が振幅制限を施した場合の
各相関信号であり、点線で描かれた円の半径は、各ベク
トルの雑音による分散を示したものである。いずれも、
相関信号Ｓのベクトル長は“０”となり、原点に位置す
るが、増幅されサンプリングされた雑音成分の分散は、
振幅制限を施した場合の方が大きくなる。よって、図３
０（ａ）、図３０（ｂ）に示すように、相関信号ＳとＣ
を合成する相関信号Ｕの分散も、振幅制限を施した場合
の方が大きくなり、この相関信号Ｕに基づいて行うキャ
リア位相φの推定精度が劣化する。
θ＝０時の相関信号Ｃ，Ｓ，Ｕを、図３０（ａ）、図３
０（ｂ）に示す。図３０が振幅制限を施さなかった場合
の各相関信号、図３０（ｂ）が振幅制限を施した場合の
各相関信号であり、点線で描かれた円の半径は、各ベク
トルの雑音による分散を示したものである。いずれも、
相関信号Ｓのベクトル長は“０”となり、原点に位置す
るが、増幅されサンプリングされた雑音成分の分散は、
振幅制限を施した場合の方が大きくなる。よって、図３
０（ａ）、図３０（ｂ）に示すように、相関信号ＳとＣ
を合成する相関信号Ｕの分散も、振幅制限を施した場合
の方が大きくなり、この相関信号Ｕに基づいて行うキャ
リア位相φの推定精度が劣化する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】このように上記第１の
従来例では、シンボルレートの２倍でオーバーサンプル
した“０π”変調信号を用いて、高速なキャリア位相推
定を実現するが、ベースバンド信号の振幅情報を用いる
ため、自動利得制御（ＡＧＣ）手段１０が必要不可欠で
あり、回路規模、消費電力が増大するという課題があっ
た。またＴＤＭＡ／ＴＤＤシステムなどのように、バー
スト信号を連続受信する場合は、ＡＧＣが引込み動作を
完了するまで正常な復調データを得るまでの、ＡＧＣの
引込み時定数が必要になり、従ってプリアンブルを長く
する必要があり、情報伝送効率が低下するという課題も
ある。
従来例では、シンボルレートの２倍でオーバーサンプル
した“０π”変調信号を用いて、高速なキャリア位相推
定を実現するが、ベースバンド信号の振幅情報を用いる
ため、自動利得制御（ＡＧＣ）手段１０が必要不可欠で
あり、回路規模、消費電力が増大するという課題があっ
た。またＴＤＭＡ／ＴＤＤシステムなどのように、バー
スト信号を連続受信する場合は、ＡＧＣが引込み動作を
完了するまで正常な復調データを得るまでの、ＡＧＣの
引込み時定数が必要になり、従ってプリアンブルを長く
する必要があり、情報伝送効率が低下するという課題も
ある。
【００１９】また第２の従来例では、回路規模を抑える
ために増幅制限のためのリミタ増幅器を用いると、キャ
リア位相推定精度が劣化するという課題がある。更に従
来回路は、“０π”変調信号の位置を特定して、その信
号によりキャリア位相推定演算を行なうため、バースト
信号の受信タイミングが不明な場合、“０π”変調信号
の位置が特定できず、従ってキャリア位相推定が出来な
いという課題がある。
ために増幅制限のためのリミタ増幅器を用いると、キャ
リア位相推定精度が劣化するという課題がある。更に従
来回路は、“０π”変調信号の位置を特定して、その信
号によりキャリア位相推定演算を行なうため、バースト
信号の受信タイミングが不明な場合、“０π”変調信号
の位置が特定できず、従ってキャリア位相推定が出来な
いという課題がある。
【００２０】この発明は上記の課題を解決するためにな
されたもので、リミタ増幅器によって振幅制限された
“０π”変調信号を用いた場合でも、高精度なキャリア
位相推定が出来る復調器を得ることを目的としている。
更に、バースト信号の受信タイミングが不明で、“０
π”変調信号の位置が特定できない場合でも、良好なビ
ット誤り率特性を示す同期検波が行える復調器を得るこ
とを目的としている。
されたもので、リミタ増幅器によって振幅制限された
“０π”変調信号を用いた場合でも、高精度なキャリア
位相推定が出来る復調器を得ることを目的としている。
更に、バースト信号の受信タイミングが不明で、“０
π”変調信号の位置が特定できない場合でも、良好なビ
ット誤り率特性を示す同期検波が行える復調器を得るこ
とを目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】この発明に係る復調器
は、一定振幅に振幅制限された入力信号を直交検波して
復調する構成において、入力信号のベースバンド複素信
号を積算して所定値以上の信号のみを用いて相関計算す
るか、または相関計算結果で所定値以上の相関信号で入
力信号のキャリア位相を推定し、推定したキャリアの相
関信号を出力するキャリア位相推定手段と、ベースバン
ド複素信号でキャリア再生を行ってキャリア位相を推定
出力するキャリア再生手段と、キャリア位相推定手段出
力のキャリア位相推定信号を用いてデータ検出用のタイ
ミングを生成するか、または帰還型の位相制御により装
置のタイミングを得るタイミング再生手段とを備え、キ
ャリア位相推定手段出力かキャリア再生手段出力かのい
ずれかの出力の位相と、タイミング再生手段によるタイ
ミングとにより最終検波出力を得るようにした。
は、一定振幅に振幅制限された入力信号を直交検波して
復調する構成において、入力信号のベースバンド複素信
号を積算して所定値以上の信号のみを用いて相関計算す
るか、または相関計算結果で所定値以上の相関信号で入
力信号のキャリア位相を推定し、推定したキャリアの相
関信号を出力するキャリア位相推定手段と、ベースバン
ド複素信号でキャリア再生を行ってキャリア位相を推定
出力するキャリア再生手段と、キャリア位相推定手段出
力のキャリア位相推定信号を用いてデータ検出用のタイ
ミングを生成するか、または帰還型の位相制御により装
置のタイミングを得るタイミング再生手段とを備え、キ
ャリア位相推定手段出力かキャリア再生手段出力かのい
ずれかの出力の位相と、タイミング再生手段によるタイ
ミングとにより最終検波出力を得るようにした。
【００２２】また更に、キャリア位相推定手段は、入力
信号のベースバンド複素信号を設定時間幅以上にわたっ
て相関計算して積算して相関信号を得る相関値算出手段
と、この相関値算出手段出力の各相関信号がそれぞれ所
定のしきい値を超えるかを調べるしきい値比較手段と、
このしきい値比較手段が調べてしきい値を超えた相関信
号からベクトルを得て合成相関信号として出力し、合成
相関信号が示すベクトル角をキャリア位相として推定出
力するベクトル合成手段とで構成するようにした。
信号のベースバンド複素信号を設定時間幅以上にわたっ
て相関計算して積算して相関信号を得る相関値算出手段
と、この相関値算出手段出力の各相関信号がそれぞれ所
定のしきい値を超えるかを調べるしきい値比較手段と、
このしきい値比較手段が調べてしきい値を超えた相関信
号からベクトルを得て合成相関信号として出力し、合成
相関信号が示すベクトル角をキャリア位相として推定出
力するベクトル合成手段とで構成するようにした。
【００２３】また更に、キャリア位相推定手段は、しき
い値比較手段とベクトル合成手段とに代えて、相関値算
出手段出力の直交相関信号と同相相関信号とを比較して
ベクトルの大きい方を合成相関信号として出力し、この
合成相関信号が示すベクトル角をキャリア位相として推
定出力するベクトル長比較選択手段を用いるようにし
た。
い値比較手段とベクトル合成手段とに代えて、相関値算
出手段出力の直交相関信号と同相相関信号とを比較して
ベクトルの大きい方を合成相関信号として出力し、この
合成相関信号が示すベクトル角をキャリア位相として推
定出力するベクトル長比較選択手段を用いるようにし
た。
【００２４】また更に、キャリア位相推定手段は、入力
信号のベースバンド複素信号を設定時間幅以上にわたっ
て相関計算して積算して相関信号を得る相関値算出手段
と、この相関値算出手段出力である直交及び同相相関信
号のベクトルの差分値から重み付け値を求める重み付け
値算出手段と、この求められた重み付け値を用いて積算
した直交及び同相相関信号からベクトルを得て合成相関
信号として出力し、この合成相関信号が示すベクトル角
をキャリア位相として推定出力するベクトル合成手段と
で構成するようにした。
信号のベースバンド複素信号を設定時間幅以上にわたっ
て相関計算して積算して相関信号を得る相関値算出手段
と、この相関値算出手段出力である直交及び同相相関信
号のベクトルの差分値から重み付け値を求める重み付け
値算出手段と、この求められた重み付け値を用いて積算
した直交及び同相相関信号からベクトルを得て合成相関
信号として出力し、この合成相関信号が示すベクトル角
をキャリア位相として推定出力するベクトル合成手段と
で構成するようにした。
【００２５】また更に、キャリア位相推定手段は、タイ
ミング位相の同期か非同期かを再生タイミング信号の位
相を検出して判定し、同期時にタイミング同期信号を出
力するタイミング位相同期検出手段と、入力信号のベー
スバンド複素信号を設定時間幅以上にわたってタイミン
グ位相同期信号で相関計算して平均化して相関信号を得
る相関値算出手段と、この相関値算出手段が算出した相
関信号のうちでベクトル長が長い相関信号を選択出力す
る比較選択手段とで構成され、選択後の相関信号を出力
し、かつその相関信号が示すベクトル角をキャリア位相
として推定出力するようにし、タイミング再生手段は、
入力信号の直交検波出力が最大となるよう帰還制御して
タイミング同期後のシンボルレートのクロックを得る構
成とした。
ミング位相の同期か非同期かを再生タイミング信号の位
相を検出して判定し、同期時にタイミング同期信号を出
力するタイミング位相同期検出手段と、入力信号のベー
スバンド複素信号を設定時間幅以上にわたってタイミン
グ位相同期信号で相関計算して平均化して相関信号を得
る相関値算出手段と、この相関値算出手段が算出した相
関信号のうちでベクトル長が長い相関信号を選択出力す
る比較選択手段とで構成され、選択後の相関信号を出力
し、かつその相関信号が示すベクトル角をキャリア位相
として推定出力するようにし、タイミング再生手段は、
入力信号の直交検波出力が最大となるよう帰還制御して
タイミング同期後のシンボルレートのクロックを得る構
成とした。
【００２６】また更に、タイミング位相同期検出手段
は、再生クロックの立ち上がりとナイキスト点とのタイ
ミング位相検出信号の絶対値平均に基づいて重み付け値
を出力し、相関値算出手段は、重み付けした値で相関計
算して積算して相関信号を得る相関値算出手段とした。
は、再生クロックの立ち上がりとナイキスト点とのタイ
ミング位相検出信号の絶対値平均に基づいて重み付け値
を出力し、相関値算出手段は、重み付けした値で相関計
算して積算して相関信号を得る相関値算出手段とした。
【００２７】また更に、キャリア位相推定手段は、自身
が最終出力する合成相関信号のベクトル長が所定のしき
い値以上になると位相が合致したとして位相推定完了信
号を出すようにした。
が最終出力する合成相関信号のベクトル長が所定のしき
い値以上になると位相が合致したとして位相推定完了信
号を出すようにした。
【００２８】また更に、キャリア位相推定手段は、入力
信号のベースバンド複素信号をシンボルレートの２倍の
クロックでオーバーサンプリングし、キャリア再生手段
は、オーバーサンプリングされたベースバンド複素信号
を用いて４逓倍法または逆変調法によりキャリア再生し
て位相推定を行い、キャリア位相推定手段からの位相推
定完了を受けてキャリア位相推定手段出力の相関信号に
よる位相を初期値として最終検波用の位相に用いるよう
にした。
信号のベースバンド複素信号をシンボルレートの２倍の
クロックでオーバーサンプリングし、キャリア再生手段
は、オーバーサンプリングされたベースバンド複素信号
を用いて４逓倍法または逆変調法によりキャリア再生し
て位相推定を行い、キャリア位相推定手段からの位相推
定完了を受けてキャリア位相推定手段出力の相関信号に
よる位相を初期値として最終検波用の位相に用いるよう
にした。
【００２９】また更に、タイミング再生手段は、入力信
号のベースバンド複素信号を積算し相関計算で得られる
直交相関信号と同相相関信号とを用いて再生クロックと
ナイキスト点とのタイミング位相差を推定し、位相推定
完了信号により推定したタイミング位相差を打ち消す位
相制御を行うようにした。
号のベースバンド複素信号を積算し相関計算で得られる
直交相関信号と同相相関信号とを用いて再生クロックと
ナイキスト点とのタイミング位相差を推定し、位相推定
完了信号により推定したタイミング位相差を打ち消す位
相制御を行うようにした。
【００３０】また更に、タイミング再生手段は、入力信
号の相関複素信号を所定の論理でそのまままたは０に変
換するデータ変換手段と、この変換された後の相関複素
信号の絶対値から最大の絶対値を得る最大絶対値検出手
段と、この得られた最大絶対値に対応するタイミング位
相を求めるタイミング位相算出手段とを備え、位相推定
完了信号により算出したタイミング位相を再生クロック
位相手段に出力してタイミング位相差を打ち消す位相制
御を行うようにした。
号の相関複素信号を所定の論理でそのまままたは０に変
換するデータ変換手段と、この変換された後の相関複素
信号の絶対値から最大の絶対値を得る最大絶対値検出手
段と、この得られた最大絶対値に対応するタイミング位
相を求めるタイミング位相算出手段とを備え、位相推定
完了信号により算出したタイミング位相を再生クロック
位相手段に出力してタイミング位相差を打ち消す位相制
御を行うようにした。
【００３１】また更に、タイミング再生手段は、入力信
号のベースバンド複素信号からタイミング位相の進み／
遅れを検出して位相検出信号を得る位相検出手段と、こ
の得た位相検出信号を平均化してその平均値から位相制
御信号を得る平均化手段と、この得た位相制御信号でタ
イミング位相制御を行う位相制御手段を備えて、復調器
のタイミングを行う再生クロックを得るようにした。
号のベースバンド複素信号からタイミング位相の進み／
遅れを検出して位相検出信号を得る位相検出手段と、こ
の得た位相検出信号を平均化してその平均値から位相制
御信号を得る平均化手段と、この得た位相制御信号でタ
イミング位相制御を行う位相制御手段を備えて、復調器
のタイミングを行う再生クロックを得るようにした。
【００３２】また更に、キャリア位相推定手段が位相推
定完了信号を出力するとこのキャリア位相推定手段が出
力するキャリア位相推定値を選択出力し、それ以外では
キャリア再生手段が出力するキャリア位相を選択して最
終検波用に出力する選択手段を備えた。
定完了信号を出力するとこのキャリア位相推定手段が出
力するキャリア位相推定値を選択出力し、それ以外では
キャリア再生手段が出力するキャリア位相を選択して最
終検波用に出力する選択手段を備えた。
【００３３】また更に、最終検波出力して得られる復調
データと、所定のワードパターンとの相関検出をしてユ
ニークワードを検出するユニークワード検出手段を備え
て、最終検波出力は、この検出されたユニークワードに
より最終検波出力した結果を補正するようにした。
データと、所定のワードパターンとの相関検出をしてユ
ニークワードを検出するユニークワード検出手段を備え
て、最終検波出力は、この検出されたユニークワードに
より最終検波出力した結果を補正するようにした。
【００３４】
実施の形態１．この発明の実施の形態１における復調器
は、フレームタイミングが不明な状態から連続動作し
て、ＱＰＳＫ変調されたバースト信号のキャリア位相を
推定し、同期検波を用いてデータを復調する。キャリア
位相推定は、振幅制限された“０π”変調信号を用いて
行なう。図１は、本実施の形態におけるキャリア位相推
定手段を含む復調器の構成を示す図である。図中、５ａ
はキャリア位相推定手段、６ａはキャリア再生手段、７
ａは選択手段、８ａはタイミング再生手段、１２はしき
い値比較手段、１３はユニークワード（ＵＷ）検出手
段、１７ａはベクトル合成手段である。その他の要素は
従来の構成を示す図中の対応要素と同一符号を付して説
明を省略する。
は、フレームタイミングが不明な状態から連続動作し
て、ＱＰＳＫ変調されたバースト信号のキャリア位相を
推定し、同期検波を用いてデータを復調する。キャリア
位相推定は、振幅制限された“０π”変調信号を用いて
行なう。図１は、本実施の形態におけるキャリア位相推
定手段を含む復調器の構成を示す図である。図中、５ａ
はキャリア位相推定手段、６ａはキャリア再生手段、７
ａは選択手段、８ａはタイミング再生手段、１２はしき
い値比較手段、１３はユニークワード（ＵＷ）検出手
段、１７ａはベクトル合成手段である。その他の要素は
従来の構成を示す図中の対応要素と同一符号を付して説
明を省略する。
【００３５】この実施の形態におけるキャリア位相推定
手段は、振幅制限された“０π”変調信号と、シンボル
レートの１／２の周波数のサイン成分との相関演算を行
ない、その結果を直交相関信号として出力し、また振幅
制限された“０π”変調信号と、シンボルレートの１／
２の周波数のコサイン成分との相関演算を行ない、その
結果を同相相関信号として出力する相関値算出手段４ａ
と、直交相関信号のベクトル長と、直交相関用の所定の
しきい値とを比較し、ベクトル長がしきい値より大きい
か小さいかを示す直交相関比較信号を出力し、また同相
相関信号のベクトル長と、同相相関用しきい値とを比較
し、同じくベクトル長がしきい値より大きいか小さいか
を示す同相相関比較信号とを出力するしきい値比較手段
１２と、直交相関信号のベクトル長が直交相関用しきい
値より大きく、かつ同相相関信号のベクトル長が同相相
関用しきい値より大きい場合は、ベクトル長が短い方の
相関信号（直交相関信号、あるいは同相相関信号）の同
相成分、直交成分に対して、ベクトル長が長い方の相関
信号の同相成分、直交成分の符号（＋１あるいは−１）
をそれぞれ乗算し、乗算された信号をベクトル長が長い
方の相関信号と合成し、合成後の信号を合成相関信号と
して出力する、または直交相関信号のベクトル長が直交
相関用しきい値より大きく、かつ同相相関信号のベクト
ル長が同相相関用しきい値より小さい場合は、直交相関
信号を合成相関信号として出力する、または同相相関信
号のベクトル長が同相相関用しきい値より大きく、かつ
直交相関信号のベクトル長が直交相関用しきい値より小
さい場合は、同相相関信号を合成相関信号として出力す
る。また同時に合成相関信号が示すベクトル角を、キャ
リア位相推定値として出力するベクトル合成手段１７ａ
とで構成される。
手段は、振幅制限された“０π”変調信号と、シンボル
レートの１／２の周波数のサイン成分との相関演算を行
ない、その結果を直交相関信号として出力し、また振幅
制限された“０π”変調信号と、シンボルレートの１／
２の周波数のコサイン成分との相関演算を行ない、その
結果を同相相関信号として出力する相関値算出手段４ａ
と、直交相関信号のベクトル長と、直交相関用の所定の
しきい値とを比較し、ベクトル長がしきい値より大きい
か小さいかを示す直交相関比較信号を出力し、また同相
相関信号のベクトル長と、同相相関用しきい値とを比較
し、同じくベクトル長がしきい値より大きいか小さいか
を示す同相相関比較信号とを出力するしきい値比較手段
１２と、直交相関信号のベクトル長が直交相関用しきい
値より大きく、かつ同相相関信号のベクトル長が同相相
関用しきい値より大きい場合は、ベクトル長が短い方の
相関信号（直交相関信号、あるいは同相相関信号）の同
相成分、直交成分に対して、ベクトル長が長い方の相関
信号の同相成分、直交成分の符号（＋１あるいは−１）
をそれぞれ乗算し、乗算された信号をベクトル長が長い
方の相関信号と合成し、合成後の信号を合成相関信号と
して出力する、または直交相関信号のベクトル長が直交
相関用しきい値より大きく、かつ同相相関信号のベクト
ル長が同相相関用しきい値より小さい場合は、直交相関
信号を合成相関信号として出力する、または同相相関信
号のベクトル長が同相相関用しきい値より大きく、かつ
直交相関信号のベクトル長が直交相関用しきい値より小
さい場合は、同相相関信号を合成相関信号として出力す
る。また同時に合成相関信号が示すベクトル角を、キャ
リア位相推定値として出力するベクトル合成手段１７ａ
とで構成される。
【００３６】更に、その他の要素として、振幅制限され
たベースバンド信号を、再生クロックによって、シンボ
ルレートの２倍でオーバーサンプリングするサンプリン
グ手段３と、以下の構成と動作の方が望ましい要素とし
てサンプリング手段でオーバーサンプリングされたベー
スバンド信号を用いて４逓倍法、あるいは逆変調法に基
づいたキャリア再生によりキャリア位相推定を行い、キ
ャリア位相推定値をキャリア位相信号として出力し、推
定完了検出信号によって推定動作の完了が検出された
ら、合成相関信号をキャリア再生のための初期値として
用いるキャリア再生手段６ａと、推定完了検出信号がキ
ャリア位相推定の完了を検出したらキャリア位相推定手
段からのキャリア位相推定値を選択して出力し、それ以
外はキャリア再生手段からのキャリア位相を選択して出
力する選択手段７ａと、復調器としては必須の選択手段
出力信号を用いてサンプリング手段でオーバーサンプリ
ングされたベースバンド信号を同期検波し、検波された
信号を復調データとして出力する最終の検波手段９と、
その構成と動作が望ましい要素として、同相相関信号と
直交相関信号を用いて再生クロックとナイキスト点との
タイミング位相差を推定し、同期完了検出信号によって
同期動作の完了が検出されたら、その時に推定されたタ
イミング位相差を打ち消す位相制御を行うタイミング再
生手段８ａとで構成される。
たベースバンド信号を、再生クロックによって、シンボ
ルレートの２倍でオーバーサンプリングするサンプリン
グ手段３と、以下の構成と動作の方が望ましい要素とし
てサンプリング手段でオーバーサンプリングされたベー
スバンド信号を用いて４逓倍法、あるいは逆変調法に基
づいたキャリア再生によりキャリア位相推定を行い、キ
ャリア位相推定値をキャリア位相信号として出力し、推
定完了検出信号によって推定動作の完了が検出された
ら、合成相関信号をキャリア再生のための初期値として
用いるキャリア再生手段６ａと、推定完了検出信号がキ
ャリア位相推定の完了を検出したらキャリア位相推定手
段からのキャリア位相推定値を選択して出力し、それ以
外はキャリア再生手段からのキャリア位相を選択して出
力する選択手段７ａと、復調器としては必須の選択手段
出力信号を用いてサンプリング手段でオーバーサンプリ
ングされたベースバンド信号を同期検波し、検波された
信号を復調データとして出力する最終の検波手段９と、
その構成と動作が望ましい要素として、同相相関信号と
直交相関信号を用いて再生クロックとナイキスト点との
タイミング位相差を推定し、同期完了検出信号によって
同期動作の完了が検出されたら、その時に推定されたタ
イミング位相差を打ち消す位相制御を行うタイミング再
生手段８ａとで構成される。
【００３７】次に、上述構成の復調器の動作について説
明する。従来例と同様に、受信ＩＦ信号はバンドパスフ
ィルタ１で帯域制限され、リミタ増幅器１１で振幅制限
される。また直交検波手段２は、振幅制限された受信Ｉ
Ｆ信号を直交検波して、振幅制限された受信ベースバン
ド複素信号を出力する。本実施の形態では、タイミング
再生手段８に改良を施し、フレームタイミングが不明な
場合においても動作を可能とするフィードフォワード型
のタイミング再生手段８ａを用いる。タイミング再生手
段８ａの動作の詳細は、後で述べる。サンプリング手段
３では、タイミング再生手段８ａから出力される再生シ
ンボルクロックの立ち上がりと、立ち下がりで、受信ベ
ースバンド複素信号をシンボルレートの２倍でオーバー
サンプルする。
明する。従来例と同様に、受信ＩＦ信号はバンドパスフ
ィルタ１で帯域制限され、リミタ増幅器１１で振幅制限
される。また直交検波手段２は、振幅制限された受信Ｉ
Ｆ信号を直交検波して、振幅制限された受信ベースバン
ド複素信号を出力する。本実施の形態では、タイミング
再生手段８に改良を施し、フレームタイミングが不明な
場合においても動作を可能とするフィードフォワード型
のタイミング再生手段８ａを用いる。タイミング再生手
段８ａの動作の詳細は、後で述べる。サンプリング手段
３では、タイミング再生手段８ａから出力される再生シ
ンボルクロックの立ち上がりと、立ち下がりで、受信ベ
ースバンド複素信号をシンボルレートの２倍でオーバー
サンプルする。
【００３８】本実施の形態では、フレームタイミングが
不明であるため、相関値算出手段４ａは、サンプリング
手段３から出力される振幅制限されたベースバンド複素
信号Ｉk ，Ｑk に対して、式（８）〜（１１）の処理を
施した連続的な移動平均処理を行なう。但し、ｋ＝…，
−３，−２，−１，０，１，２，３，…であり、ｋ＝０
の時間から、つまり全期間にわたってバースト信号が入
力されるものとする。
不明であるため、相関値算出手段４ａは、サンプリング
手段３から出力される振幅制限されたベースバンド複素
信号Ｉk ，Ｑk に対して、式（８）〜（１１）の処理を
施した連続的な移動平均処理を行なう。但し、ｋ＝…，
−３，−２，−１，０，１，２，３，…であり、ｋ＝０
の時間から、つまり全期間にわたってバースト信号が入
力されるものとする。
【００３９】
【数２】
【００４０】よって各相関信号は、Ｃk ＝（ＣＩk ，Ｃ
Ｑk ），Ｓk ＝（ＳＩk ，Ｑk ）で表記され、時間方向
で変化していく。
Ｑk ），Ｓk ＝（ＳＩk ，Ｑk ）で表記され、時間方向
で変化していく。
【００４１】第２の従来例で説明したように、タイミン
グ位相差Δθが｛０，π／２，π，３π／２｝の近傍に
あるとき、Ｔ／２シンボル点近傍の主として雑音成分で
ある“０π”変調信号が一定の振幅に増幅されるため、
キャリア位相推定精度が劣化する。この場合、Ｔ／２シ
ンボル点近傍の０π”変調信号から求まる相関信号を除
外して、もう一方の正しい信号成分であるナイキスト点
近傍の０π”変調信号を用いて相関信号を生成すれば、
キャリア位相推定精度の劣化を防ぐことが出来る。ここ
で、Ｎｓシンボルで構成される“０π”変調信号の各相
関値、即ち上記式（８）〜（１１）において、ｋ＝２Ｎ
ｓ−１における各相関信号Ｃ2Ns-1 ，ＳNs -1を考える。
タイミング位相差Δθが、｛０，π／２，π，３π／
２｝の近傍にあるとき、振幅制限された“０π”変調信
号の、Ｔ／２シンボル点近傍の０π”変調信号から求ま
る相関信号のベクトル長は、振幅制限を行なわなかった
場合のＴ／２シンボル点近傍の０π”変調信号から求ま
る相関信号のベクトル長より大きくなるが、もう一方の
ナイキスト点近傍の０π”変調信号から求まる相関信号
のベクトル長よりは分散が大きいために充分小さくな
る。またΔθが｛０，π／２，π，３π／２｝の近傍に
ないときは、相関信号Ｃ2N s-1 ，Ｓ2Ns-1 共に、分散が
小さいため、しきい値を上回る大きな値をとる。
グ位相差Δθが｛０，π／２，π，３π／２｝の近傍に
あるとき、Ｔ／２シンボル点近傍の主として雑音成分で
ある“０π”変調信号が一定の振幅に増幅されるため、
キャリア位相推定精度が劣化する。この場合、Ｔ／２シ
ンボル点近傍の０π”変調信号から求まる相関信号を除
外して、もう一方の正しい信号成分であるナイキスト点
近傍の０π”変調信号を用いて相関信号を生成すれば、
キャリア位相推定精度の劣化を防ぐことが出来る。ここ
で、Ｎｓシンボルで構成される“０π”変調信号の各相
関値、即ち上記式（８）〜（１１）において、ｋ＝２Ｎ
ｓ−１における各相関信号Ｃ2Ns-1 ，ＳNs -1を考える。
タイミング位相差Δθが、｛０，π／２，π，３π／
２｝の近傍にあるとき、振幅制限された“０π”変調信
号の、Ｔ／２シンボル点近傍の０π”変調信号から求ま
る相関信号のベクトル長は、振幅制限を行なわなかった
場合のＴ／２シンボル点近傍の０π”変調信号から求ま
る相関信号のベクトル長より大きくなるが、もう一方の
ナイキスト点近傍の０π”変調信号から求まる相関信号
のベクトル長よりは分散が大きいために充分小さくな
る。またΔθが｛０，π／２，π，３π／２｝の近傍に
ないときは、相関信号Ｃ2N s-1 ，Ｓ2Ns-1 共に、分散が
小さいため、しきい値を上回る大きな値をとる。
【００４２】そこで本実施の形態における発明では、相
関信号Ｃk ，Ｓk を、あるしき値と比較し、一方がある
しきい値を越え、一方が越えていない場合、越えないも
のは雑音成分による分散が大きいためと判断して、越え
ていない方の相関信号をキャリア位相推定演算に用い
ず、越えている方の相関信号のみをキャリア位相推定演
算に用いる。またＣk ，Ｓk 共にしきい値を超える大き
な値を示す場合は、従来例と同様、相関値Ｃk ，Ｓk を
用いたキャリア位相推定を行なう。図１に示すしきい値
比較手段１２は、相関信号Ｃk ，Ｓk の各ベクトル長あ
るしきい値と比較し、その結果を制御信号ＡＣ，ＡＳと
して出力する。次にベクトル合成手段１７ａは、この制
御信号ＡＣ，ＡＳに基づいて、相関信号Ｃk ，Ｓk から
相関信号Ｕk を生成する方法を決定する。以降、しきい
値比較手１２と、ベクトル合成手段１７ａの動作の詳細
を説明する。
関信号Ｃk ，Ｓk を、あるしき値と比較し、一方がある
しきい値を越え、一方が越えていない場合、越えないも
のは雑音成分による分散が大きいためと判断して、越え
ていない方の相関信号をキャリア位相推定演算に用い
ず、越えている方の相関信号のみをキャリア位相推定演
算に用いる。またＣk ，Ｓk 共にしきい値を超える大き
な値を示す場合は、従来例と同様、相関値Ｃk ，Ｓk を
用いたキャリア位相推定を行なう。図１に示すしきい値
比較手段１２は、相関信号Ｃk ，Ｓk の各ベクトル長あ
るしきい値と比較し、その結果を制御信号ＡＣ，ＡＳと
して出力する。次にベクトル合成手段１７ａは、この制
御信号ＡＣ，ＡＳに基づいて、相関信号Ｃk ，Ｓk から
相関信号Ｕk を生成する方法を決定する。以降、しきい
値比較手１２と、ベクトル合成手段１７ａの動作の詳細
を説明する。
【００４３】はじめにしきい値比較手段１２は、相関値
Ｃk ，Ｓk のベクトルの長さＣk ，ＳＬk を、以下の式
（１２ａ），（１２ｂ）で求める。これは２乗回路、加
算回路と比較回路で構成される。 ＣＬk ＝√（ＣＩk 2＋ＣＱk 2） （１２ａ） ＳＬk ＝√（ＳＩk 2＋ＳＱk 2） （１２ｂ） ベクトル長の算出演算を簡略化したい場合は、以下の式
（１３ａ），（１３）、あるいは式（１４ａ），（１４
ｂ）を用いて、ＣＬk ，ＳＬk を求めてよい。 ＣＬk ＝ｍａｘ（ＣＩk ，ＣＱk ）（１３ａ） ＳＬk ＝ｍａｘ（ＳＩk ，ＳＱk ）（１３ｂ） ＣＬk ＝（ＣＩk ＋ＣＱk ） （１４ａ） ＳＬk ＝（ＳＩk ＋ＳＱk ） （１４ｂ） これらは単なる比較、または加算と比較回路で構成でき
る。
Ｃk ，Ｓk のベクトルの長さＣk ，ＳＬk を、以下の式
（１２ａ），（１２ｂ）で求める。これは２乗回路、加
算回路と比較回路で構成される。 ＣＬk ＝√（ＣＩk 2＋ＣＱk 2） （１２ａ） ＳＬk ＝√（ＳＩk 2＋ＳＱk 2） （１２ｂ） ベクトル長の算出演算を簡略化したい場合は、以下の式
（１３ａ），（１３）、あるいは式（１４ａ），（１４
ｂ）を用いて、ＣＬk ，ＳＬk を求めてよい。 ＣＬk ＝ｍａｘ（ＣＩk ，ＣＱk ）（１３ａ） ＳＬk ＝ｍａｘ（ＳＩk ，ＳＱk ）（１３ｂ） ＣＬk ＝（ＣＩk ＋ＣＱk ） （１４ａ） ＳＬk ＝（ＳＩk ＋ＳＱk ） （１４ｂ） これらは単なる比較、または加算と比較回路で構成でき
る。
【００４４】次に、ＣＬk としきい値εC とを比較した
結果から、制御信号ＡＣを出力る。制御信号ＡＣは、Ｃ
Ｌk ≧εC なら論理“１”を、ＣＬk ＜εC な理“０”
を出力する。同様に、ＳＬk としきい値εS とを比較し
た結果から、制御信号ＡＳを出する。制御信号ＡＳは、
ＳＬk ≧εs なら論理“１”を、ＳＬk ＜εs 論理
“０”を出力する。また、これらしきい値εC ，εs は
同じ値でもよい。
結果から、制御信号ＡＣを出力る。制御信号ＡＣは、Ｃ
Ｌk ≧εC なら論理“１”を、ＣＬk ＜εC な理“０”
を出力する。同様に、ＳＬk としきい値εS とを比較し
た結果から、制御信号ＡＳを出する。制御信号ＡＳは、
ＳＬk ≧εs なら論理“１”を、ＳＬk ＜εs 論理
“０”を出力する。また、これらしきい値εC ，εs は
同じ値でもよい。
【００４５】ベクトル合成手段１７ａは、ＡＣ，ＡＳが
共に論理“１”の場合、あるいはＡＣ，ＡＳが共に論理
“０”の場合は、式（１５ａ），（１５ｂ）、あるいは
式（１６ａ），（１６ｂ）を用いて相関信号Ｕk を求め
る。これは絶対値回路と加算回路で構成される。 ［ＣＬk ≧ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］×｜ＳＩk ｜（１５ａ） ・ＵＱk ＝ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＱk ］×｜ＳＱk ｜（１５ｂ） ［ＣＬk ＜ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ］×｜ＣＩk ｜（１６ａ） ・ＵＱk ＝ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＱk ］×｜ＣＱk ｜（１６ｂ）
共に論理“１”の場合、あるいはＡＣ，ＡＳが共に論理
“０”の場合は、式（１５ａ），（１５ｂ）、あるいは
式（１６ａ），（１６ｂ）を用いて相関信号Ｕk を求め
る。これは絶対値回路と加算回路で構成される。 ［ＣＬk ≧ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］×｜ＳＩk ｜（１５ａ） ・ＵＱk ＝ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＱk ］×｜ＳＱk ｜（１５ｂ） ［ＣＬk ＜ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ］×｜ＣＩk ｜（１６ａ） ・ＵＱk ＝ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＱk ］×｜ＣＱk ｜（１６ｂ）
【００４６】またＡＣが論理“１”，ＡＳが論理“０”
の場合は、Ｕk ＝Ｃk とし、Ａが論理“０”，ＡＳが論
理“１”の場合は、Ｕk ＝Ｓk とする制御を行なう。例
えば、図２３に示す“０π”変調信号をΔθ＝０のタイ
ミングで受信する場合、従来例では図３０（ｂ）で示さ
れるように、相関信号Ｕk の分散が増大し、キャリア位
相推定精度の劣化が生じるが、本実施の形態では、例え
ば図２に示すようなしきい値εc ＝εs を設定すること
で、ｋ＝２Ｎｓ−１の時間において、ほぼ１００％の確
率でＡＣが論理“１”、“ＡＳ”が論理“０”となり、
振幅制限によって増幅された雑音成分から求まる相関信
号Ｓk を用いないので、相関信号Ｕk の分散を抑えるこ
とができる。図２において、実線で示した円の半径がε
c ＝εs である。
の場合は、Ｕk ＝Ｃk とし、Ａが論理“０”，ＡＳが論
理“１”の場合は、Ｕk ＝Ｓk とする制御を行なう。例
えば、図２３に示す“０π”変調信号をΔθ＝０のタイ
ミングで受信する場合、従来例では図３０（ｂ）で示さ
れるように、相関信号Ｕk の分散が増大し、キャリア位
相推定精度の劣化が生じるが、本実施の形態では、例え
ば図２に示すようなしきい値εc ＝εs を設定すること
で、ｋ＝２Ｎｓ−１の時間において、ほぼ１００％の確
率でＡＣが論理“１”、“ＡＳ”が論理“０”となり、
振幅制限によって増幅された雑音成分から求まる相関信
号Ｓk を用いないので、相関信号Ｕk の分散を抑えるこ
とができる。図２において、実線で示した円の半径がε
c ＝εs である。
【００４７】このように本実施の形態は、振幅制限を施
した場合にΔθ＝｛０，π／２，π，３π／２｝近傍で
生じるキャリア位相推定精度の劣化を防止することがで
きる。一方、本実施の形態において、Δθ＝｛０，π／
２，π，３π／２｝近傍にない場合の例として、図２７
の信号を受信した場合の処理を、図３に示す。各相関信
号Ｃk ，Ｓk ともに、そのベクトル長はしきい値εc ＝
εs を超える、図３に示すように相関信号Ｃk ，Ｓk 両
方用いて、相関信号Ｕk が求まる。以上のことから本実
施の形態では、従来例のようにΔθ＝｛０，π／２，
π，３π／２｝近傍においてキャリア位相推定精度が劣
化することはなく、どのようなΔθに対しても、高精度
なキャリア位相推定を実現することができる。また以下
の式（１７）によって、キャリア位相角φk ´を算出す
る。 φk ´＝ｔａｎ-1（ＵＱk ／ＵＩk ）（１７）
した場合にΔθ＝｛０，π／２，π，３π／２｝近傍で
生じるキャリア位相推定精度の劣化を防止することがで
きる。一方、本実施の形態において、Δθ＝｛０，π／
２，π，３π／２｝近傍にない場合の例として、図２７
の信号を受信した場合の処理を、図３に示す。各相関信
号Ｃk ，Ｓk ともに、そのベクトル長はしきい値εc ＝
εs を超える、図３に示すように相関信号Ｃk ，Ｓk 両
方用いて、相関信号Ｕk が求まる。以上のことから本実
施の形態では、従来例のようにΔθ＝｛０，π／２，
π，３π／２｝近傍においてキャリア位相推定精度が劣
化することはなく、どのようなΔθに対しても、高精度
なキャリア位相推定を実現することができる。また以下
の式（１７）によって、キャリア位相角φk ´を算出す
る。 φk ´＝ｔａｎ-1（ＵＱk ／ＵＩk ）（１７）
【００４８】次にベクトル合成手段１７ａは、相関信号
Ｕk に対するしきい値検出によって、“０π”変調信号
に対するキャリア位相推定算出の完了を判定し、検波処
理を切り替える信号ＳＷを出力する。相関信号Ｕk に対
するしきい値検出は、相関信号Ｕk のベクトル長ＵＬk
を算出し、しきい値εu と比較して行なう。また信号Ｓ
Ｗは、ＵＬk ≧εu が成立したら論理“１”を、ＵＬk
＜εu 成立したら論理“０”を出力する。
Ｕk に対するしきい値検出によって、“０π”変調信号
に対するキャリア位相推定算出の完了を判定し、検波処
理を切り替える信号ＳＷを出力する。相関信号Ｕk に対
するしきい値検出は、相関信号Ｕk のベクトル長ＵＬk
を算出し、しきい値εu と比較して行なう。また信号Ｓ
Ｗは、ＵＬk ≧εu が成立したら論理“１”を、ＵＬk
＜εu 成立したら論理“０”を出力する。
【００４９】キャリア再生手段６ａは、フレームタイミ
ングが不明な場合、時定数を“０π”変調信号の長さＮ
ｓ［シンボル］以下の短い値に設定して連続動作し、従
来例と同様のキャリア再生方式などで、キャリア位相φ
Ｒk を出力する。キャリア再生手段６ａは、例えば図１
８または図２６の詳細回路で示されるキャリア再生手段
６と、ほとんど同じ構成で実現できる。キャリア再生手
段６ａが、図２２のキャリア再生手段６と異なる点は、
入力である“切り替え信号”が、切替え信号“ＳＷ”に
置き換わる点である。キャリア位相推定手段５ａと、キ
ャリア再生手段６ａは並行して動作する。また切替え信
号ＳＷが、“０”から“１”に変化（即ち、ＵＬk ≧ε
u が成立）した直後の時間ｋ＝ｑにおいて、相関信号Ｕ
q がキャリア再生手段６ａに初期値として与えられ、同
時に、キャリア再生手段６ａの時定数が、短いものから
長いものに切り替えられる。キャリア再生手段６ａは、
図２６で示した４逓倍法に基づく方式以外にも、例えば
逆変調法に基づく方式でもよい。最近の文献では、例え
ば、阪田、久保田、加藤、“オープンループ型逆変調キ
ャリア再生方式”、信学技報ＲＣＳ９４−５９に記載の
逆変調法に基づく方式がある。
ングが不明な場合、時定数を“０π”変調信号の長さＮ
ｓ［シンボル］以下の短い値に設定して連続動作し、従
来例と同様のキャリア再生方式などで、キャリア位相φ
Ｒk を出力する。キャリア再生手段６ａは、例えば図１
８または図２６の詳細回路で示されるキャリア再生手段
６と、ほとんど同じ構成で実現できる。キャリア再生手
段６ａが、図２２のキャリア再生手段６と異なる点は、
入力である“切り替え信号”が、切替え信号“ＳＷ”に
置き換わる点である。キャリア位相推定手段５ａと、キ
ャリア再生手段６ａは並行して動作する。また切替え信
号ＳＷが、“０”から“１”に変化（即ち、ＵＬk ≧ε
u が成立）した直後の時間ｋ＝ｑにおいて、相関信号Ｕ
q がキャリア再生手段６ａに初期値として与えられ、同
時に、キャリア再生手段６ａの時定数が、短いものから
長いものに切り替えられる。キャリア再生手段６ａは、
図２６で示した４逓倍法に基づく方式以外にも、例えば
逆変調法に基づく方式でもよい。最近の文献では、例え
ば、阪田、久保田、加藤、“オープンループ型逆変調キ
ャリア再生方式”、信学技報ＲＣＳ９４−５９に記載の
逆変調法に基づく方式がある。
【００５０】選択手段７ａは、切替え信号ＳＷが“０”
から“１”に変化した直後の時間であるｋ＝ｑの時だ
け、キャリア位相推定手段５ａからの信号（即ち、φq
´）を選択し、それ以外の時間では、キャリア再生手段
６からの信号φＲk を選択する。検波手段９は、選択手
段７から出力されるキャリア位相信号（φq ´あるいは
φＲk ）を用いてベースバンド複素信号（Ｉk ，Ｑk ）
を検波し、復調ータを得る。以上の処理例を、図４のタ
イミングチャートを用いて説明する。
から“１”に変化した直後の時間であるｋ＝ｑの時だ
け、キャリア位相推定手段５ａからの信号（即ち、φq
´）を選択し、それ以外の時間では、キャリア再生手段
６からの信号φＲk を選択する。検波手段９は、選択手
段７から出力されるキャリア位相信号（φq ´あるいは
φＲk ）を用いてベースバンド複素信号（Ｉk ，Ｑk ）
を検波し、復調ータを得る。以上の処理例を、図４のタ
イミングチャートを用いて説明する。
【００５１】図４に示すように、ベクトル長ＵＬk はバ
ースト信号が入力される前では小さな値を示す。そし
て、バースト信号の先頭部にある“０π”変調信号が入
力されると、ベクトル長ＵＬk は大きくなり、次にバー
スト信号のデータ部が入力されるとＵＬk は再び小さな
値を示す。このベクトル長ＵＬk が大きな値をす時のキ
ャリア位相推定値φq ´ほど、誤差は小さくなる。よっ
て、大きな値を示すベクトル長ＵＬk を、しきい値εu
を用いて検出することで、誤差のないキャリア位相推定
値φq ´をフレームタイミングが不明な状態から、得る
ことができる。また上述の各処理により、相関信号Ｕk
は、振幅制限された“０π”変調信号の、Ｔ／２シンボ
ル点のデータをサンプリングすることによる悪影響を受
けないため、即ち相関信号Ｕk をしきい値εu と比較し
て、それを越えるものを算して検出することで、バース
ト信号が振幅制限されていても、バースト信号の到来を
正確に検出することができる。図４に示すように、検波
手段９はキャリア位相推定値φq ´が検出されるまでは
時定数を小さく設定した場合のφＲk を用いて同期検波
を行なう。そして、キャリア位相推定値φq ´が検出さ
れたらφq ´を用い、それ以降はＵq ´を初期値とし、
時定数を大きく設定した場合のφＲk を用いて、同期検
波を行なう。また、仮にフェージング伝送路におけるフ
ェード、シャドウイング等により、キャリア位相推定値
φq ´が検出できない、即ちＵＬk ≧εu が満たされい
場合は、データ部以降も時定数を小さく設定した場合の
φＲk を用いることにより、フェージングによるキャリ
ア位相の激しい変化に、φＲk を追随させていく。
ースト信号が入力される前では小さな値を示す。そし
て、バースト信号の先頭部にある“０π”変調信号が入
力されると、ベクトル長ＵＬk は大きくなり、次にバー
スト信号のデータ部が入力されるとＵＬk は再び小さな
値を示す。このベクトル長ＵＬk が大きな値をす時のキ
ャリア位相推定値φq ´ほど、誤差は小さくなる。よっ
て、大きな値を示すベクトル長ＵＬk を、しきい値εu
を用いて検出することで、誤差のないキャリア位相推定
値φq ´をフレームタイミングが不明な状態から、得る
ことができる。また上述の各処理により、相関信号Ｕk
は、振幅制限された“０π”変調信号の、Ｔ／２シンボ
ル点のデータをサンプリングすることによる悪影響を受
けないため、即ち相関信号Ｕk をしきい値εu と比較し
て、それを越えるものを算して検出することで、バース
ト信号が振幅制限されていても、バースト信号の到来を
正確に検出することができる。図４に示すように、検波
手段９はキャリア位相推定値φq ´が検出されるまでは
時定数を小さく設定した場合のφＲk を用いて同期検波
を行なう。そして、キャリア位相推定値φq ´が検出さ
れたらφq ´を用い、それ以降はＵq ´を初期値とし、
時定数を大きく設定した場合のφＲk を用いて、同期検
波を行なう。また、仮にフェージング伝送路におけるフ
ェード、シャドウイング等により、キャリア位相推定値
φq ´が検出できない、即ちＵＬk ≧εu が満たされい
場合は、データ部以降も時定数を小さく設定した場合の
φＲk を用いることにより、フェージングによるキャリ
ア位相の激しい変化に、φＲk を追随させていく。
【００５２】このように、本発明における復調器は、キ
ャリア位相推定値φq ´をしきい値検出して、キャリア
位相推定手段５ａからの信号φq ´と、キャリア再生手
段６ａからの信号φＲk を切替えるため、フレームタイ
ミング情報を必要としない。よって、受信信号が数十バ
ーストにわたって長時間瞬断された場合でも、回線復帰
後の迅速な“０π”変調信号を用いたキャリア再生が実
現できる。また本発明における復調器は、高速無線伝送
ＴＤＭＡシステム等で生じ得るような、シンボル周期の
数倍から十数倍の範囲で、ランダムにバースト信号の到
来位置がずれるような場合でも、１バースト毎にキャリ
ア位相推定値φq ´を検出するため、信号φq ´と信号
φＲk との切替えも、バースト信号の到来位置のずれに
応じて正確に行うことができる。
ャリア位相推定値φq ´をしきい値検出して、キャリア
位相推定手段５ａからの信号φq ´と、キャリア再生手
段６ａからの信号φＲk を切替えるため、フレームタイ
ミング情報を必要としない。よって、受信信号が数十バ
ーストにわたって長時間瞬断された場合でも、回線復帰
後の迅速な“０π”変調信号を用いたキャリア再生が実
現できる。また本発明における復調器は、高速無線伝送
ＴＤＭＡシステム等で生じ得るような、シンボル周期の
数倍から十数倍の範囲で、ランダムにバースト信号の到
来位置がずれるような場合でも、１バースト毎にキャリ
ア位相推定値φq ´を検出するため、信号φq ´と信号
φＲk との切替えも、バースト信号の到来位置のずれに
応じて正確に行うことができる。
【００５３】このような一連の動作により、“０π”変
調信号を用いた高速なキャリア位相推定と、キャリア位
相制御後のキャリア位相の低ジッタ、ならびにフェージ
ング伝送路等に対応した制御を、またこれらの効果によ
って得られる良好なビット誤り率特性を、外部からの切
替え信号を用いずに、フレームタイミングが不明な状態
で実現することができる。
調信号を用いた高速なキャリア位相推定と、キャリア位
相制御後のキャリア位相の低ジッタ、ならびにフェージ
ング伝送路等に対応した制御を、またこれらの効果によ
って得られる良好なビット誤り率特性を、外部からの切
替え信号を用いずに、フレームタイミングが不明な状態
で実現することができる。
【００５４】タイミング再生手段８ａは、相関値算出手
段４ａで求められた相関信号Ｃk ，Ｓk を用いて、再生
クロックとナイキスト点とのタイミング位相を、フレー
ムタイミングが不明な状態で推定する。タイミング位相
の推定値は、“０π”変調信号入力時にのみ正しい値を
示すため、タイミング再生手段８ａは、信号ＳＷの
“０”から“１”への変化直後の時間におけるタイミン
グ位相推定値を用いる。以下に、タイミング再生手段８
ａの詳細な動作を示す。タイミング再生手段８ａは、フ
レームタイミングが不明な状態からの位相制御を可能と
するため、従来例と同様に、相関信号Ｃk ，Ｓk を用い
たタイミン位相推定を、以下の式（１８ａ）〜（１８
ｄ）を用いて行なう。 ・｜ＣＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］・｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ・ＣＱk ］・｜ＳＱk ｜ （１８ａ） ・｜ＣＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＱk ］・｜ＣＩk ｜ Ｙθk ＝ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ・ＣＱk ］・｜ＳＩk ｜ （１８ｂ） ・｜ＳＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ・ＳＱk ］・｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ］・｜ＳＱk ｜ （１８ｃ） ・｜ＳＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ・ＳＱk ］・｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＱk ］・｜ＳＩk ｜ （１８ｄ） ここでタイミング再生手段８ａは、ＵＬk ≧εU を満た
す時点であるｋ＝ｑにおいて、信号（Ｘθq ，Ｙθq ）
を用いたタイミング位相Δθq の算出行い、Δθq から
タイミング位相差を打ち消すような位相制御を行なう。
この算出タイミングには、切替え信号ＳＷの立ち上がり
エッジを用いればよい。以上の動作により、タイミング
再生手段８ａは、フレームタイミングが不明な場合で
も、タイミング位相差を“０π”変調信号受信中に打ち
消すことが出来る。
段４ａで求められた相関信号Ｃk ，Ｓk を用いて、再生
クロックとナイキスト点とのタイミング位相を、フレー
ムタイミングが不明な状態で推定する。タイミング位相
の推定値は、“０π”変調信号入力時にのみ正しい値を
示すため、タイミング再生手段８ａは、信号ＳＷの
“０”から“１”への変化直後の時間におけるタイミン
グ位相推定値を用いる。以下に、タイミング再生手段８
ａの詳細な動作を示す。タイミング再生手段８ａは、フ
レームタイミングが不明な状態からの位相制御を可能と
するため、従来例と同様に、相関信号Ｃk ，Ｓk を用い
たタイミン位相推定を、以下の式（１８ａ）〜（１８
ｄ）を用いて行なう。 ・｜ＣＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］・｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ・ＣＱk ］・｜ＳＱk ｜ （１８ａ） ・｜ＣＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＱk ］・｜ＣＩk ｜ Ｙθk ＝ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ・ＣＱk ］・｜ＳＩk ｜ （１８ｂ） ・｜ＳＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ・ＳＱk ］・｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ］・｜ＳＱk ｜ （１８ｃ） ・｜ＳＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ・ＳＱk ］・｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＱk ］・｜ＳＩk ｜ （１８ｄ） ここでタイミング再生手段８ａは、ＵＬk ≧εU を満た
す時点であるｋ＝ｑにおいて、信号（Ｘθq ，Ｙθq ）
を用いたタイミング位相Δθq の算出行い、Δθq から
タイミング位相差を打ち消すような位相制御を行なう。
この算出タイミングには、切替え信号ＳＷの立ち上がり
エッジを用いればよい。以上の動作により、タイミング
再生手段８ａは、フレームタイミングが不明な場合で
も、タイミング位相差を“０π”変調信号受信中に打ち
消すことが出来る。
【００５５】更に、振幅制限を施した受信信号のＴ／２
シンボル点近傍の雑音成分による、タイミング再生手段
８ａのタイミング位相推定精度の劣化を回避したい場合
は、以下のようにしてタイミング位相を推定する。はじ
めにＵＬk ≧εU を満たす時点であるｋ＝ｑにおいて、
前記した制御信号ＡＣ，ＡＳが、共に論理“１”、ある
いは論理“０”である場合は、上記式（１８ａ）から
（１８ｄ）を用いてタイミング位相を推定する。また、
ＵＬk ≧εU を満たす時点ｋ＝ｑにおいて、ＡＣが論理
“１”を、ＡＳが論理“０”（即ち、相関信号Ｓk が確
からしくない状態）を示す場合、相関信号Ｓk をタイミ
ング位相推定に用いないように、上記式（１８ａ）〜
（１８ｄ）にＳＩk ＝０、ＳＱk ＝０を代入してΔθを
求める。同様に、ＵＬk ≧εU を満たす時点ｋ＝ｑにお
いて、ＡＣが論理“０”を、ＡＳが論理“１”（即ち、
相関信号Ｃk が確からしくない状態）を示す場合、相関
信号Ｃk をタイミング位相推定に用いないように、上記
式（１８ａ）〜（１８ｄ）にＣＩk ＝０、ＣＱk ＝０を
代入してΔθを求める。
シンボル点近傍の雑音成分による、タイミング再生手段
８ａのタイミング位相推定精度の劣化を回避したい場合
は、以下のようにしてタイミング位相を推定する。はじ
めにＵＬk ≧εU を満たす時点であるｋ＝ｑにおいて、
前記した制御信号ＡＣ，ＡＳが、共に論理“１”、ある
いは論理“０”である場合は、上記式（１８ａ）から
（１８ｄ）を用いてタイミング位相を推定する。また、
ＵＬk ≧εU を満たす時点ｋ＝ｑにおいて、ＡＣが論理
“１”を、ＡＳが論理“０”（即ち、相関信号Ｓk が確
からしくない状態）を示す場合、相関信号Ｓk をタイミ
ング位相推定に用いないように、上記式（１８ａ）〜
（１８ｄ）にＳＩk ＝０、ＳＱk ＝０を代入してΔθを
求める。同様に、ＵＬk ≧εU を満たす時点ｋ＝ｑにお
いて、ＡＣが論理“０”を、ＡＳが論理“１”（即ち、
相関信号Ｃk が確からしくない状態）を示す場合、相関
信号Ｃk をタイミング位相推定に用いないように、上記
式（１８ａ）〜（１８ｄ）にＣＩk ＝０、ＣＱk ＝０を
代入してΔθを求める。
【００５６】図１９に、タイミング再生手段８ａの構成
を示す。図において、８１は“０”データ変換手段、８
２は絶対値変換手段、８３は最大値検出手段、８４はタ
イミング位相算出手段、８５は再生クロック移相手段で
ある。“０”データ変換手段８１は、制御信号ＡＣ、Ａ
Ｓの論理値が共に“１”、あるいは“０”なら、入力で
あるデータ（ＣＩk ，ＣＱk ）と、データ（ＳＩk ，Ｓ
Ｑk ）をそのまま出力する。また、制御信号ＡＣが論理
“１”、ＡＳが論理“０”なら、入力であるデータ（Ｃ
Ｉk ，ＣＱk ）はそのまま出力し、データ（ＳＩk ，Ｓ
Ｑk ）は“０”に変換して出力する。逆に制御信号ＡＣ
が論理“０”、ＡＳが論理“１”なら、入力であるデー
タ（ＣＩk ，ＣＱk ）は“０”に変換して出力し、デー
タ（ＳＩk ，ＳＱk ）はそのまま出力する。絶対値変換
手段８２は、ＣＩk ，ＣＱk ，ＳＩk ，ＳＱk の各デー
タの絶対値を求めて、出力する。最大値検出手段８３
は、絶対値変換後の各データ、｜ＣＩk ｜，｜ＣＱ
k ｜，｜ＳＩk ｜，｜ＳＱk ｜の内、最大値を示すデー
タを検出し、その検出信号を最大値検出信号として出力
する。タイミング位相算出手段８４は、この最大値検出
信号によって式（１８ａ）〜（１８ｄ）の処理の１つを
選択し、ＣＩk ，ＣＱk ，ＳＩk ，ＳＱk の各データ
と、絶対値変換された各データ｜ＣＩk ｜，｜ＣＱ
k ｜，｜ＳＩk ｜，｜ＳＱk｜を用いて、（Ｘθk ，Ｙ
θk ）を求める。そして、信号ＳＷによって、ＵＬk ≧
εU を満たす時点であるｋ＝ｑのデータ（Ｘθq ，Ｙ
θq ）から、Δθ＝ｔａｎ-1（Ｘθq ／Ｙθq ）を求
め、出力する。再生クロック移相手段８５は、Δθが入
力されたら、再生クロックをΔθ移相させて、Δθを打
ち消すタイミング位相制御を行う。なお、振幅制限を施
した受信信号のＴ／２シンボル点近傍の雑音成分によ
る、タイミング位相推定精度の劣化を許容する場合（即
ち、上述のタイミング再生手段８ａの場合）、タイミン
グ再生手段８ａにおいて、データ変換手段８１は不要と
なり、データ（ＣＩk ，ＣＱk ）、（ＳＩk ，ＳＱk ）
が、そのまま絶対値変換手段８２に入力されるような構
成となる。
を示す。図において、８１は“０”データ変換手段、８
２は絶対値変換手段、８３は最大値検出手段、８４はタ
イミング位相算出手段、８５は再生クロック移相手段で
ある。“０”データ変換手段８１は、制御信号ＡＣ、Ａ
Ｓの論理値が共に“１”、あるいは“０”なら、入力で
あるデータ（ＣＩk ，ＣＱk ）と、データ（ＳＩk ，Ｓ
Ｑk ）をそのまま出力する。また、制御信号ＡＣが論理
“１”、ＡＳが論理“０”なら、入力であるデータ（Ｃ
Ｉk ，ＣＱk ）はそのまま出力し、データ（ＳＩk ，Ｓ
Ｑk ）は“０”に変換して出力する。逆に制御信号ＡＣ
が論理“０”、ＡＳが論理“１”なら、入力であるデー
タ（ＣＩk ，ＣＱk ）は“０”に変換して出力し、デー
タ（ＳＩk ，ＳＱk ）はそのまま出力する。絶対値変換
手段８２は、ＣＩk ，ＣＱk ，ＳＩk ，ＳＱk の各デー
タの絶対値を求めて、出力する。最大値検出手段８３
は、絶対値変換後の各データ、｜ＣＩk ｜，｜ＣＱ
k ｜，｜ＳＩk ｜，｜ＳＱk ｜の内、最大値を示すデー
タを検出し、その検出信号を最大値検出信号として出力
する。タイミング位相算出手段８４は、この最大値検出
信号によって式（１８ａ）〜（１８ｄ）の処理の１つを
選択し、ＣＩk ，ＣＱk ，ＳＩk ，ＳＱk の各データ
と、絶対値変換された各データ｜ＣＩk ｜，｜ＣＱ
k ｜，｜ＳＩk ｜，｜ＳＱk｜を用いて、（Ｘθk ，Ｙ
θk ）を求める。そして、信号ＳＷによって、ＵＬk ≧
εU を満たす時点であるｋ＝ｑのデータ（Ｘθq ，Ｙ
θq ）から、Δθ＝ｔａｎ-1（Ｘθq ／Ｙθq ）を求
め、出力する。再生クロック移相手段８５は、Δθが入
力されたら、再生クロックをΔθ移相させて、Δθを打
ち消すタイミング位相制御を行う。なお、振幅制限を施
した受信信号のＴ／２シンボル点近傍の雑音成分によ
る、タイミング位相推定精度の劣化を許容する場合（即
ち、上述のタイミング再生手段８ａの場合）、タイミン
グ再生手段８ａにおいて、データ変換手段８１は不要と
なり、データ（ＣＩk ，ＣＱk ）、（ＳＩk ，ＳＱk ）
が、そのまま絶対値変換手段８２に入力されるような構
成となる。
【００５７】ところでフレームタイミングが不明な場
合、バースト信号の先頭で、タイミング位相差Δθはラ
ンダムな値になるため、相関信号Ｕq が示すキャリア位
相φ´には位相不確定性が生じる。これを、図２３に示
されるキャリア位相角φの場合を例に、説明する。図２
３に示されるキャリア位相角φを、図２４（ａ）に示さ
れるタイミング位相差Δθで受信した場合、π／４＜Δ
θ≦５π／４を満たす時は、図２３に示される相関信号
Ｓ，Ｃのベクトルは入れ替わり、図２４（ｂ）に示され
る相関信号Ｕのベクトル角はπラジアン逆を向く。即
ち、π／４＜Δθ≦５π／４を満たす場合、キャリア位
相角は、（φ−π）ラジアンとなり、それ以外ではφラ
ジアンとなる。よって、フレームタイミングが不明で、
タイミング位相差Δθがランダムな値を取る場合、キャ
リア位相の不確定性が生じることになる。
合、バースト信号の先頭で、タイミング位相差Δθはラ
ンダムな値になるため、相関信号Ｕq が示すキャリア位
相φ´には位相不確定性が生じる。これを、図２３に示
されるキャリア位相角φの場合を例に、説明する。図２
３に示されるキャリア位相角φを、図２４（ａ）に示さ
れるタイミング位相差Δθで受信した場合、π／４＜Δ
θ≦５π／４を満たす時は、図２３に示される相関信号
Ｓ，Ｃのベクトルは入れ替わり、図２４（ｂ）に示され
る相関信号Ｕのベクトル角はπラジアン逆を向く。即
ち、π／４＜Δθ≦５π／４を満たす場合、キャリア位
相角は、（φ−π）ラジアンとなり、それ以外ではφラ
ジアンとなる。よって、フレームタイミングが不明で、
タイミング位相差Δθがランダムな値を取る場合、キャ
リア位相の不確定性が生じることになる。
【００５８】ここで変調方式が、差動符号化を用いたＱ
ＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）方式の場合、キャリア位相不確定
性を考慮する必要はなく、検波手段９においてデータを
キャリア位相信号（φq ´あるいはφＲk ）を用いて４
値判定した後で、差動復号を行なえばよい。この時、差
動符号化されたデータが、即ち復調データとなる。
ＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）方式の場合、キャリア位相不確定
性を考慮する必要はなく、検波手段９においてデータを
キャリア位相信号（φq ´あるいはφＲk ）を用いて４
値判定した後で、差動復号を行なえばよい。この時、差
動符号化されたデータが、即ち復調データとなる。
【００５９】一方、変調方式が差動符号化を用いないＱ
ＰＳＫ方式の場合、キャリア位相不確定性を考慮する必
要がある。ＴＤＭＡシステムでは、一般にフレーム同期
用の既知パターンとして、ユニークワード（ＵＷ）パタ
ーンがタイミング再生用プリアンブルの後に付加され
る。この場合、例えばユニークワード（ＵＷ）検出手段
１３において求められるＵＷパターンの相関値を用い
て、キャリア位相推定値φq ´の位相不確定性を除去す
ることができる。また仮に、キャリア位相推定値φq ´
が検出できず、キャリア再生手段６ａからのキャリア位
相信号φＲk 用いてデータを復調する場合も同様にし
て、ＵＷパターンの相関値から位相不確定性を除去する
ことができる。このキャリア位相不確定性は、ＵＷ検出
手段１３において、キャリア位相が｛φ，φ＋π／２，
φ＋π，φ＋３π／２｝ずれた場合に受信される、４つ
のＵＷパターンをあらかじめ設けておき、各４つのパタ
ーンと受信信号との相関を求めることで検出することが
できる。ＵＷパターンが入力されると、４つの相関値の
いずれかが大きな値を示すため、例えばそれをしきい値
検出することで、ＵＷパターンの検出を行なう。また、
４つのパターンの内、どれに対して相関ピークが得られ
たのかを示す信号を４値で出力し、この信号を用いて、
検波手段に入力されるキャリア位相に、位相のずれに応
じた補正値＝｛０，−π／２，π，−３π／２｝［ラジ
アン］を加算して、位相ずれを補正する。
ＰＳＫ方式の場合、キャリア位相不確定性を考慮する必
要がある。ＴＤＭＡシステムでは、一般にフレーム同期
用の既知パターンとして、ユニークワード（ＵＷ）パタ
ーンがタイミング再生用プリアンブルの後に付加され
る。この場合、例えばユニークワード（ＵＷ）検出手段
１３において求められるＵＷパターンの相関値を用い
て、キャリア位相推定値φq ´の位相不確定性を除去す
ることができる。また仮に、キャリア位相推定値φq ´
が検出できず、キャリア再生手段６ａからのキャリア位
相信号φＲk 用いてデータを復調する場合も同様にし
て、ＵＷパターンの相関値から位相不確定性を除去する
ことができる。このキャリア位相不確定性は、ＵＷ検出
手段１３において、キャリア位相が｛φ，φ＋π／２，
φ＋π，φ＋３π／２｝ずれた場合に受信される、４つ
のＵＷパターンをあらかじめ設けておき、各４つのパタ
ーンと受信信号との相関を求めることで検出することが
できる。ＵＷパターンが入力されると、４つの相関値の
いずれかが大きな値を示すため、例えばそれをしきい値
検出することで、ＵＷパターンの検出を行なう。また、
４つのパターンの内、どれに対して相関ピークが得られ
たのかを示す信号を４値で出力し、この信号を用いて、
検波手段に入力されるキャリア位相に、位相のずれに応
じた補正値＝｛０，−π／２，π，−３π／２｝［ラジ
アン］を加算して、位相ずれを補正する。
【００６０】以上のように、実施の形態１における復調
器は、フィードフォワード型タイミング再生方式を用い
る構成において、タイミング位相差に関係なく振幅制限
された“０π”変調信号であっても、高精度なキャリア
位相推定と、バースト信号のデータ部におけるキャリア
位相の低ジッタを実現できる。また、振幅制限された
“０π”変調信号によっても、高精度なキャリア位相推
定が得られるため、リミタ増幅器を用いることによる復
調器の小型化、低消費電力化と、良好なビット誤り率特
性との両方が同時に得られる。なお、本発明の実施の形
態１における復調器は、従来例と同様にシンボルレート
の２倍の周波数で動作するため、シンボルレートが数十
ＭＨｚと高い無線伝送システムにおいて、低消費電力の
回路であり、ＣＭＯＳゲートアレイによるＬＳＩ化も容
易である。
器は、フィードフォワード型タイミング再生方式を用い
る構成において、タイミング位相差に関係なく振幅制限
された“０π”変調信号であっても、高精度なキャリア
位相推定と、バースト信号のデータ部におけるキャリア
位相の低ジッタを実現できる。また、振幅制限された
“０π”変調信号によっても、高精度なキャリア位相推
定が得られるため、リミタ増幅器を用いることによる復
調器の小型化、低消費電力化と、良好なビット誤り率特
性との両方が同時に得られる。なお、本発明の実施の形
態１における復調器は、従来例と同様にシンボルレート
の２倍の周波数で動作するため、シンボルレートが数十
ＭＨｚと高い無線伝送システムにおいて、低消費電力の
回路であり、ＣＭＯＳゲートアレイによるＬＳＩ化も容
易である。
【００６１】ところで上述の実施の形態は、ＱＰＳＫ変
調方式のシステムについて説明したが、ＢＰＳＫ変調方
式のシステムにも適用できる。その場合は、本実施の形
態のキャリア再生手段を、４逓倍法から２逓倍法に変更
すればよい。また上述の実施の形態は、振幅制限された
ベースバンド信号に対して各処理を行なうが、振幅制限
されたベースバンド信号は即ち位相信号であり、ベース
バンド信号の位相情報を用いて同様の処理を行なっても
よい。
調方式のシステムについて説明したが、ＢＰＳＫ変調方
式のシステムにも適用できる。その場合は、本実施の形
態のキャリア再生手段を、４逓倍法から２逓倍法に変更
すればよい。また上述の実施の形態は、振幅制限された
ベースバンド信号に対して各処理を行なうが、振幅制限
されたベースバンド信号は即ち位相信号であり、ベース
バンド信号の位相情報を用いて同様の処理を行なっても
よい。
【００６２】この位相情報を用いる場合の、（Ｉｋ，Ｑ
ｋ）が出力されるまでの復調器前段の構成は、図２０に
示すように変更される。位相検出手段２４は、リミタ１
１によって振幅制限されたＩＦ信号から、ベースバンド
位相信号θ（ｔ）を生成する。更に、サンプリング手段
３は、θ（ｔ）を２倍オーバーサンプルして、位相デー
タθk を出力する。極座標変換手段２５は、θk からＩ
k ＝ｃｏｓθk 、Ｑk ＝ｓｉｎθk を出力する。以降の
処理は、データ（Ｉk ，Ｑk ）を用いて、上記直交検波
手段２を用いた処理と同様に行われる。また、実施の形
態２以降の復調器も同様な構成変更により、位相情報で
動作する復調器を実現することができる。
ｋ）が出力されるまでの復調器前段の構成は、図２０に
示すように変更される。位相検出手段２４は、リミタ１
１によって振幅制限されたＩＦ信号から、ベースバンド
位相信号θ（ｔ）を生成する。更に、サンプリング手段
３は、θ（ｔ）を２倍オーバーサンプルして、位相デー
タθk を出力する。極座標変換手段２５は、θk からＩ
k ＝ｃｏｓθk 、Ｑk ＝ｓｉｎθk を出力する。以降の
処理は、データ（Ｉk ，Ｑk ）を用いて、上記直交検波
手段２を用いた処理と同様に行われる。また、実施の形
態２以降の復調器も同様な構成変更により、位相情報で
動作する復調器を実現することができる。
【００６３】実施の形態２．この発明の実施の形態２で
は、相関値算出に無限インパルス応答（ＩＩＲ）型フィ
ルタを用いることで、復調器の更なる小型化を実現す
る。また、しきい値ε C ，εS を用いずに高精度なキャ
リア位相推定を行なう構成として、相関信Ｃk ，Ｓk の
各ベクトル長の差分値をもとに、相関信号Ｃk ，Ｓk に
重けを与えて、合成してキャリア位相を推定する。復調
器は実施の形態１と同様、フレームタイミングが不明な
状態から連続動作して、ＱＰＳＫ変調されたバースト信
号のキャリア位相を推定し、同期検波を用いてデータを
復調する。キャリア位相推定は、振幅制限された“０
π”変調信号を用いて行なう。図５は、本実施の形態に
おけるキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を示す
図である。図中、５ｂはキャリア位相推定手段、１４は
重み付け値算出手段、１７ｂはベクトル合成手段であ
る。その他の要素は実施の形態１の図１にある対応する
記号の要素と同じものである。
は、相関値算出に無限インパルス応答（ＩＩＲ）型フィ
ルタを用いることで、復調器の更なる小型化を実現す
る。また、しきい値ε C ，εS を用いずに高精度なキャ
リア位相推定を行なう構成として、相関信Ｃk ，Ｓk の
各ベクトル長の差分値をもとに、相関信号Ｃk ，Ｓk に
重けを与えて、合成してキャリア位相を推定する。復調
器は実施の形態１と同様、フレームタイミングが不明な
状態から連続動作して、ＱＰＳＫ変調されたバースト信
号のキャリア位相を推定し、同期検波を用いてデータを
復調する。キャリア位相推定は、振幅制限された“０
π”変調信号を用いて行なう。図５は、本実施の形態に
おけるキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を示す
図である。図中、５ｂはキャリア位相推定手段、１４は
重み付け値算出手段、１７ｂはベクトル合成手段であ
る。その他の要素は実施の形態１の図１にある対応する
記号の要素と同じものである。
【００６４】この実施の形態におけるキャリア位相推定
手段は、振幅制限された“０π”変調信号と、シンボル
レートの１／２の周波数のサイン成分との相関演算を行
ない、その結果を直交相関信号として出力し、また振幅
制限された“０π”変調信号と、シンボルレートの１／
２の周波数のコサイン成分との相関演算を行ない、その
結果を同相相関信号として出力する相関値算出手段４ｂ
と、直交相関信号のベクトル長と同相相関信号のベクト
ル長との差分値から、直交用重み付け値と同相用重み付
け値を求めて、出力する重み付け値算出手段１４と、直
交相関信号に直交用重み付け値を乗算して、重み付け直
交相関信号を求め、同相相関信号に同相用重み付け値を
乗算して、重み付け同相相関信号を求め、ベクトル長が
短い方の重み付け相関信号（重み付け直交相関信号、あ
るいは重み付け同相相関信号）の同相成分、直交成分に
対して、ベクトル長が長い方の重み付け相関信号の同相
成分、直交成分の符号（＋１あるいは−１）をそれぞれ
乗算し、乗算された信号をベクトル長が長い方の相関信
号と合成し、合成後の信号を合成相関信号として出力す
るベクトル合成手段１７ｂとで構成される。
手段は、振幅制限された“０π”変調信号と、シンボル
レートの１／２の周波数のサイン成分との相関演算を行
ない、その結果を直交相関信号として出力し、また振幅
制限された“０π”変調信号と、シンボルレートの１／
２の周波数のコサイン成分との相関演算を行ない、その
結果を同相相関信号として出力する相関値算出手段４ｂ
と、直交相関信号のベクトル長と同相相関信号のベクト
ル長との差分値から、直交用重み付け値と同相用重み付
け値を求めて、出力する重み付け値算出手段１４と、直
交相関信号に直交用重み付け値を乗算して、重み付け直
交相関信号を求め、同相相関信号に同相用重み付け値を
乗算して、重み付け同相相関信号を求め、ベクトル長が
短い方の重み付け相関信号（重み付け直交相関信号、あ
るいは重み付け同相相関信号）の同相成分、直交成分に
対して、ベクトル長が長い方の重み付け相関信号の同相
成分、直交成分の符号（＋１あるいは−１）をそれぞれ
乗算し、乗算された信号をベクトル長が長い方の相関信
号と合成し、合成後の信号を合成相関信号として出力す
るベクトル合成手段１７ｂとで構成される。
【００６５】次に、上述構成実施の形態２の復調器の動
作について説明する。本実施の形態の復調器は、実施の
形態１と同様の処理により、振幅制限されたベースバン
ド複素信号Ｉk 、及びＱk を得る。相関値算出手段４ｂ
は、以下の式（１９）〜（２２）の処理を施すＩＩＲ型
フィルタを用いて、相関信号Ｃk ，Ｓk を算出する。但
し、ｋ＝…, に、−３，−２，−１，０，１，２，３，
…であり、ｋ＝０の時間からバースト信号が入力される
ものとする。またα（＜１）は忘却係数であり、Ｎｓ
［シンボル］の時定数に設定する場合は、α＝（２Ｎｓ
−１）／２Ｎｓに設定する。 ＣＩk ＝ＣＩk-1 ×α＋Ｉk ×ｃｏｓ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） ＣＱk ＝ＣＱk-1 ×α＋Ｑk ×ｃｏｓ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） ＳＩk ＝ＳＩk-1 ×α＋Ｉk ×ｓｉｎ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） ＳＱk ＝ＳＱk-1 ×α＋Ｑk ×ｓｉｎ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） 同じ時定数のフィルタを構成する場合、ＩＩＲ型フィル
タを用いる方が、実施の形態１で示した移動平均より、
レジスタの数を削減することができ、更に回路規模を削
減することができる。
作について説明する。本実施の形態の復調器は、実施の
形態１と同様の処理により、振幅制限されたベースバン
ド複素信号Ｉk 、及びＱk を得る。相関値算出手段４ｂ
は、以下の式（１９）〜（２２）の処理を施すＩＩＲ型
フィルタを用いて、相関信号Ｃk ，Ｓk を算出する。但
し、ｋ＝…, に、−３，−２，−１，０，１，２，３，
…であり、ｋ＝０の時間からバースト信号が入力される
ものとする。またα（＜１）は忘却係数であり、Ｎｓ
［シンボル］の時定数に設定する場合は、α＝（２Ｎｓ
−１）／２Ｎｓに設定する。 ＣＩk ＝ＣＩk-1 ×α＋Ｉk ×ｃｏｓ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） ＣＱk ＝ＣＱk-1 ×α＋Ｑk ×ｃｏｓ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） ＳＩk ＝ＳＩk-1 ×α＋Ｉk ×ｓｉｎ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） ＳＱk ＝ＳＱk-1 ×α＋Ｑk ×ｓｉｎ（ωs ／２）×（ｋＴ／２）（） 同じ時定数のフィルタを構成する場合、ＩＩＲ型フィル
タを用いる方が、実施の形態１で示した移動平均より、
レジスタの数を削減することができ、更に回路規模を削
減することができる。
【００６６】重み付け値算出手段１４は、ベクトル長Ｃ
Ｌk とベクトル長ＳＬk を実施形態１と同様、式（１２
ａ）、（１２ｂ）、あるいは、式（１３ａ）、（１３
ｂ）か、式（１４ａ）、（１４ｂ）によって求める。即
ち２乗回路、加算回路と比較回路、または比較回路、ま
たは加算回路と比較回路で構成される。そしてその差分
値ＤＬk を、以下の式（２３）によって減算回路で求め
る。ＤＬk ＝ＣＬk −ＳＬk （２３）この差分値ＤＬk
から、重み付け値ＷＣk ，ＷＳk を求める。重み付けＷ
Ｃk ，ＷＳk は、ＤＬk が正の値を示す場合は、ＷＣk
＞ＷＳk を、Ｌk が負の値を示す場合は、ＷＣk ＜ＷＳ
k を満たすものとする。例えばＤＬk ＞０が成立した
ら、ＷＣk ＝ＤＬk ＋１，ＷＳk ＝１，ＤＬk ＜０が成
立したら、ＷＣk ＝１，ＷＳk ＝−ＤＬk ＋１とし、Ｌ
k ＝０が成立したら、ＷＣk ＝１，ＷＳk ＝１とする。
Ｌk とベクトル長ＳＬk を実施形態１と同様、式（１２
ａ）、（１２ｂ）、あるいは、式（１３ａ）、（１３
ｂ）か、式（１４ａ）、（１４ｂ）によって求める。即
ち２乗回路、加算回路と比較回路、または比較回路、ま
たは加算回路と比較回路で構成される。そしてその差分
値ＤＬk を、以下の式（２３）によって減算回路で求め
る。ＤＬk ＝ＣＬk −ＳＬk （２３）この差分値ＤＬk
から、重み付け値ＷＣk ，ＷＳk を求める。重み付けＷ
Ｃk ，ＷＳk は、ＤＬk が正の値を示す場合は、ＷＣk
＞ＷＳk を、Ｌk が負の値を示す場合は、ＷＣk ＜ＷＳ
k を満たすものとする。例えばＤＬk ＞０が成立した
ら、ＷＣk ＝ＤＬk ＋１，ＷＳk ＝１，ＤＬk ＜０が成
立したら、ＷＣk ＝１，ＷＳk ＝−ＤＬk ＋１とし、Ｌ
k ＝０が成立したら、ＷＣk ＝１，ＷＳk ＝１とする。
【００６７】ベクトル合成手段１７ｂは、ＡＣ，ＡＳが
共に論理“１”の場合、あるいはＡＣ，ＡＳが共に論理
“０”の場合は、上述の重み付け算出手段１４からのＷ
Ｃk WSk を用い、式（２４ａ）、（２４ｂ）、（２５
ａ）、（２５ｂ）に基づいて相関信号Ｕk を求める。 ［ＣＬk ＞ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＷＣk ×ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］×｜ＷＳk ×｜（２４ａ） ・ＵＱk ＝ＷＣk ×ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＱk ］×｜ＷＳk ×｜（２４ｂ） ［ＣＬk ＜ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＷＳk ×ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ］×｜ＷＣk ×ＣＩ（２５ａ） ・ＵＱk ＝ＷＳk ×ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＱk ］×｜ＷＣk ×ＣＱ（２５ｂ） このように、ベクトル長の差分値に応じた重み付けを行
なうことで、より確からしい方の相関信号が重み付けに
より強調されてから合成されるため、振幅制限された
“０π”変調信号に対しても、合成後の相関信号Ｕk の
示すキャリア位相推定値は、高い精度を実現できる。以
降の処理は、実施の形態１と同様であり、しきい値εU
を越えたときの相関信号Ｕq を用いた同期検波が行われ
る。
共に論理“１”の場合、あるいはＡＣ，ＡＳが共に論理
“０”の場合は、上述の重み付け算出手段１４からのＷ
Ｃk WSk を用い、式（２４ａ）、（２４ｂ）、（２５
ａ）、（２５ｂ）に基づいて相関信号Ｕk を求める。 ［ＣＬk ＞ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＷＣk ×ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］×｜ＷＳk ×｜（２４ａ） ・ＵＱk ＝ＷＣk ×ＣＱk ＋ｓｉｇｎ［ＣＱk ］×｜ＷＳk ×｜（２４ｂ） ［ＣＬk ＜ＳＬk の場合］ ・ＵＩk ＝ＷＳk ×ＳＩk ＋ｓｉｇｎ［ＳＩk ］×｜ＷＣk ×ＣＩ（２５ａ） ・ＵＱk ＝ＷＳk ×ＳＱk ＋ｓｉｇｎ［ＳＱk ］×｜ＷＣk ×ＣＱ（２５ｂ） このように、ベクトル長の差分値に応じた重み付けを行
なうことで、より確からしい方の相関信号が重み付けに
より強調されてから合成されるため、振幅制限された
“０π”変調信号に対しても、合成後の相関信号Ｕk の
示すキャリア位相推定値は、高い精度を実現できる。以
降の処理は、実施の形態１と同様であり、しきい値εU
を越えたときの相関信号Ｕq を用いた同期検波が行われ
る。
【００６８】実施の形態２において、振幅制限を施した
受信信号のＴ／２シンボル点近傍の雑音成分による、タ
イミング再生手段８ａのタイミング位相推定精度の劣化
を回避したい場合は、以下のようにしてタイミング位相
を推定する。即ちＵＬk ≧εU を満たす時点であるｋ＝
ｑにおいて、以下の式（１８１ａ）〜（１８１ｄ）に示
すように、重み付け値ＷＣk を相関信号Ｃk に、重み付
け値ＷＳk を相関信号Ｓk に乗算してΔθを求める。 ・ＷＣk ×｜ＣＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］×ＷＣk
×｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＩk ＋ｓｉｇｎ ［ＣＩk ・ＣＱk ］×ＷＳk ×｜ＳＱk ｜ （１８１ａ） ・ＷＣk ×｜ＣＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＣＱk ］×ＷＣk ×｜ＣＩk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＣＩk ・ＣＱk ］×ＷＳk ×｜ＳＩk ｜ （１８１ｂ） ・ＷＳk ×｜ＳＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＩk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＩk ・ＳＱk ］×ＷＣk ×｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＩk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＩk ］×ＷＳk ×｜ＳＱk ｜ （１８１ｃ） ・ＷＳk ×｜ＳＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＩk ・ＳＱk ］×ＷＣk ×｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＱk ］×ＷＳk ×｜ＳＩk ｜ （１８１ｄ） そして、実施の形態１と同様に、タイミング再生手段８
ａは、ＵＬk ≧εU を満たす時点であるｋ＝ｑにおい
て、上記式（１８１ａ）〜（１８１ｄ）から求めた信号
（Ｘθq ，Ｙθq ）を用いたタイミング位相Δθq の算
出を行い、Δθqからタイミング位相差を打ち消すよう
な位相制御を行う。以上の動作により、タイミング再生
手段８ａは、フレームタイミングが不明な場合でも、タ
イミング位相差を“０π”変調信号受信中に打ち消すこ
とができる。
受信信号のＴ／２シンボル点近傍の雑音成分による、タ
イミング再生手段８ａのタイミング位相推定精度の劣化
を回避したい場合は、以下のようにしてタイミング位相
を推定する。即ちＵＬk ≧εU を満たす時点であるｋ＝
ｑにおいて、以下の式（１８１ａ）〜（１８１ｄ）に示
すように、重み付け値ＷＣk を相関信号Ｃk に、重み付
け値ＷＳk を相関信号Ｓk に乗算してΔθを求める。 ・ＷＣk ×｜ＣＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＩk ＋ｓｉｇｎ［ＣＩk ］×ＷＣk
×｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＩk ＋ｓｉｇｎ ［ＣＩk ・ＣＱk ］×ＷＳk ×｜ＳＱk ｜ （１８１ａ） ・ＷＣk ×｜ＣＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＣＱk ］×ＷＣk ×｜ＣＩk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＣＩk ・ＣＱk ］×ＷＳk ×｜ＳＩk ｜ （１８１ｂ） ・ＷＳk ×｜ＳＩk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＩk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＩk ・ＳＱk ］×ＷＣk ×｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＩk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＩk ］×ＷＳk ×｜ＳＱk ｜ （１８１ｃ） ・ＷＳk ×｜ＳＱk ｜が最大値の場合 Ｘθk ＝ＷＣk ×ＣＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＩk ・ＳＱk ］×ＷＣk ×｜ＣＱk ｜ Ｙθk ＝ＷＳk ×ＳＱk ＋ｓｉｇｎ ［ＳＱk ］×ＷＳk ×｜ＳＩk ｜ （１８１ｄ） そして、実施の形態１と同様に、タイミング再生手段８
ａは、ＵＬk ≧εU を満たす時点であるｋ＝ｑにおい
て、上記式（１８１ａ）〜（１８１ｄ）から求めた信号
（Ｘθq ，Ｙθq ）を用いたタイミング位相Δθq の算
出を行い、Δθqからタイミング位相差を打ち消すよう
な位相制御を行う。以上の動作により、タイミング再生
手段８ａは、フレームタイミングが不明な場合でも、タ
イミング位相差を“０π”変調信号受信中に打ち消すこ
とができる。
【００６９】以上のように、実施の形態２における復調
器は、フィードフォワード型タイミング再生方式を用い
る構成において、タイミング位相差に関係なく、差分演
算結果を用いた重み付け処理により、振幅制限された
“０π”変調信号を用いた高精度なキャリア位相推定
と、バースト信号のデータ部におけるキャリア位相の低
ジッタを実現できる。また、振幅制限された“０π”変
調信号であっても、高精度なキャリア位相推定が得られ
るため、リミタ増幅器を用いることによる復調器の小型
化、低消費電力化と、良好なビット誤り率特性との両方
が同時に得られる。更に、実施の形態２における復調器
は従来例と同様にシンボルレートの２倍の周波数で動作
するため、低消費電力化と上述の実施の形態は、またＣ
ＭＯＳゲートアレイによるＬＳＩ化が容易であることは
実施の形態１と同様である。ところで上述の実施の形態
は、ＱＰＳＫ変調方式を用いたシステムを例に説明した
が、ＢＰＳＫ変調方式を用いたシステムにも適用できる
ことも実施の形態１と同様である。
器は、フィードフォワード型タイミング再生方式を用い
る構成において、タイミング位相差に関係なく、差分演
算結果を用いた重み付け処理により、振幅制限された
“０π”変調信号を用いた高精度なキャリア位相推定
と、バースト信号のデータ部におけるキャリア位相の低
ジッタを実現できる。また、振幅制限された“０π”変
調信号であっても、高精度なキャリア位相推定が得られ
るため、リミタ増幅器を用いることによる復調器の小型
化、低消費電力化と、良好なビット誤り率特性との両方
が同時に得られる。更に、実施の形態２における復調器
は従来例と同様にシンボルレートの２倍の周波数で動作
するため、低消費電力化と上述の実施の形態は、またＣ
ＭＯＳゲートアレイによるＬＳＩ化が容易であることは
実施の形態１と同様である。ところで上述の実施の形態
は、ＱＰＳＫ変調方式を用いたシステムを例に説明した
が、ＢＰＳＫ変調方式を用いたシステムにも適用できる
ことも実施の形態１と同様である。
【００７０】実施の形態３．この発明の実施の形態３と
して、フィードバック型のタイミング再生方式を組み合
わせた場合を説明する。復調器はフレームタイミングが
不明な状態から連続動作し、バースト信号が入力された
ら、振幅制限された“０π”変調信号を用いたキャリア
位相推定と、そのキャリア位相を用いたデータの復調を
行なうことは実施の形態１、２と同様である。実施の形
態１及び実施の形態２は、フィードフォワード型のタイ
ミング再生手段を組み合わせた場合を想定し、あるタイ
ミング位相差Δθ（０≦Δθ＜２π）をとり続けた場合
でも、振幅制限された“０π”変調信号に対して高精度
なキャリア位相推定を行なうものであるのに対し、本実
施の形態の復調器は、フィードバック型のタイミング再
生手段を組み合わせた場合を想定しており、フィードバ
ックによるタイミング位相変動に影響されずに、振幅制
限された“０π”変調信号に対して高精度なキャリア位
相推定を行なうものである。図６は、本実施の形態にお
けるキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を示す図
である。図中、４ｃは相関値算出手段、５ｃはキャリア
位相推定手段、８ｂはタイミング再生手段、１６は比較
選択手段である。その他の要素は実施の形態１の図１に
ある対応する記号の要素と同じものである。
して、フィードバック型のタイミング再生方式を組み合
わせた場合を説明する。復調器はフレームタイミングが
不明な状態から連続動作し、バースト信号が入力された
ら、振幅制限された“０π”変調信号を用いたキャリア
位相推定と、そのキャリア位相を用いたデータの復調を
行なうことは実施の形態１、２と同様である。実施の形
態１及び実施の形態２は、フィードフォワード型のタイ
ミング再生手段を組み合わせた場合を想定し、あるタイ
ミング位相差Δθ（０≦Δθ＜２π）をとり続けた場合
でも、振幅制限された“０π”変調信号に対して高精度
なキャリア位相推定を行なうものであるのに対し、本実
施の形態の復調器は、フィードバック型のタイミング再
生手段を組み合わせた場合を想定しており、フィードバ
ックによるタイミング位相変動に影響されずに、振幅制
限された“０π”変調信号に対して高精度なキャリア位
相推定を行なうものである。図６は、本実施の形態にお
けるキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を示す図
である。図中、４ｃは相関値算出手段、５ｃはキャリア
位相推定手段、８ｂはタイミング再生手段、１６は比較
選択手段である。その他の要素は実施の形態１の図１に
ある対応する記号の要素と同じものである。
【００７１】この実施の形態におけるキャリア位相推定
手段は、再生クロックの立ち上がりと、ナイキスト点と
のタイミング位相検出信号を絶対値変換してから平均化
し、その平均値がしきい値を下回ったら、タイミング位
相同期と判定し、その平均値がしきい値以上であれば、
タイミング位相引込みと判定するタイミング位相同期検
出手段１５と、振幅制限された“０π”変調信号に対し
て、シンボル周期の１／２の間隔で１，１，−１，−１
の繰り返しパターンを乗算し、その乗算結果を第一の乗
算複素データとし、また振幅制限された“０π”変調信
号に対して、シンボル周期の１／２の間隔で１，−１，
−１，１の繰り返しパターンを乗算し、その乗算結果を
第二の乗算複素データとし、タイミング位相同期検出手
段がタイミング位相引込み状態と判定したら、第一の乗
算複素データを平均化したものを第一の相関信号として
出力し、また第二の乗算複素データを平均化したものを
第二の相関信号として出力し、一方、タイミング位相同
期検出手段がタイミング同期状態と判定したら、再生ク
ロックの立ち上がりでサンプリングされた第一の乗算複
素データだけを用いて平均化したものを第一の相関信号
として出力し、また再生クロックの立ち上がりでサンプ
リングされた第二の乗算複素データだけを用いて平均し
たものを第二の相関信号として出力する相関値算出手段
４Ｃと、第一の相関信号のベクトル長と第二の相関信号
のベクトル長を比較し、ベクトル長が長い方の相関信号
を合成相関信号として出力する比較選択手段７ａとで構
成される。
手段は、再生クロックの立ち上がりと、ナイキスト点と
のタイミング位相検出信号を絶対値変換してから平均化
し、その平均値がしきい値を下回ったら、タイミング位
相同期と判定し、その平均値がしきい値以上であれば、
タイミング位相引込みと判定するタイミング位相同期検
出手段１５と、振幅制限された“０π”変調信号に対し
て、シンボル周期の１／２の間隔で１，１，−１，−１
の繰り返しパターンを乗算し、その乗算結果を第一の乗
算複素データとし、また振幅制限された“０π”変調信
号に対して、シンボル周期の１／２の間隔で１，−１，
−１，１の繰り返しパターンを乗算し、その乗算結果を
第二の乗算複素データとし、タイミング位相同期検出手
段がタイミング位相引込み状態と判定したら、第一の乗
算複素データを平均化したものを第一の相関信号として
出力し、また第二の乗算複素データを平均化したものを
第二の相関信号として出力し、一方、タイミング位相同
期検出手段がタイミング同期状態と判定したら、再生ク
ロックの立ち上がりでサンプリングされた第一の乗算複
素データだけを用いて平均化したものを第一の相関信号
として出力し、また再生クロックの立ち上がりでサンプ
リングされた第二の乗算複素データだけを用いて平均し
たものを第二の相関信号として出力する相関値算出手段
４Ｃと、第一の相関信号のベクトル長と第二の相関信号
のベクトル長を比較し、ベクトル長が長い方の相関信号
を合成相関信号として出力する比較選択手段７ａとで構
成される。
【００７２】次に、上述構成の復調器の動作について説
明する。実施の形態１と同様に、受信ＩＦ信号はバンド
パスフィルタ１で帯域制限され、リミタ増幅器１１で振
幅制限される。また直交検波手段２は、振幅制限された
受信ＩＦ信号を直交検波して、振幅制限された受信ベー
スバンド複素信号（Ｉk ，Ｑk ）を出力する。また本実
施の形態３では、タイミング位相制御をフィードバック
で実現するようなタイミング再生手段８ｂを用いる。タ
イミング再生手段８ｂには、例えば文献“位相情報を用
いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討”（藤村、三
宅、藤野、信学技報ＲＣＳ９６−１６０）記載の方式を
用いればよい。即ち、図２０はタイミング再生手段８ｂ
の詳細構成の例を示す図であり、図において８６は入力
信号の複素信号Ｉk ，Ｑk からタイミング位相の進相／
遅相を検出する位相検出手段、８７はその出力の位相検
出信号を平均化する平均化手段、８８はこの得られた平
均値からタイミング位相制御を行う位相制御手段であ
る。これら位相検出手段８６、平均化手段８７、位相制
御手段８８は閉ループを構成し、いわゆるＰＬＬ回路を
形成する。位相制御手段は、位相制御信号によって再生
クロックの位相を制御し、タイミング位相制御を行う。
明する。実施の形態１と同様に、受信ＩＦ信号はバンド
パスフィルタ１で帯域制限され、リミタ増幅器１１で振
幅制限される。また直交検波手段２は、振幅制限された
受信ＩＦ信号を直交検波して、振幅制限された受信ベー
スバンド複素信号（Ｉk ，Ｑk ）を出力する。また本実
施の形態３では、タイミング位相制御をフィードバック
で実現するようなタイミング再生手段８ｂを用いる。タ
イミング再生手段８ｂには、例えば文献“位相情報を用
いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討”（藤村、三
宅、藤野、信学技報ＲＣＳ９６−１６０）記載の方式を
用いればよい。即ち、図２０はタイミング再生手段８ｂ
の詳細構成の例を示す図であり、図において８６は入力
信号の複素信号Ｉk ，Ｑk からタイミング位相の進相／
遅相を検出する位相検出手段、８７はその出力の位相検
出信号を平均化する平均化手段、８８はこの得られた平
均値からタイミング位相制御を行う位相制御手段であ
る。これら位相検出手段８６、平均化手段８７、位相制
御手段８８は閉ループを構成し、いわゆるＰＬＬ回路を
形成する。位相制御手段は、位相制御信号によって再生
クロックの位相を制御し、タイミング位相制御を行う。
【００７３】本実施の形態において、再生クロックはシ
ンボルレートの周波数のクロックであり、サンプリング
手段３では、再生クロックの立ち上がりエッジと、立ち
下がりエッジを用いて、データを２倍オーバーサンプリ
ングする。また本実施の形態では、フィードバック制御
によりタイミング同期が確立されると、再生クロックの
立ち上がりエッジで、データのナイキスト点がサンプリ
ングされる。このようなフィードバック型のタイミング
再生手段８ｂを用いる場合、タイミング位相Δθはバー
スト先頭部ではランダムな値を示すが、時間の経過とと
もにΔθ＝０［ラジアン］、あるいはΔθ＝π［ラジア
ン］に収束していく。即ち、実施の形態１、２とは異な
り、バースト先頭部で徐々に変化して位相を変えてい
く。このようにタイミング位相がバースト先頭部で引込
み時に変動していくため、キャリア位相推定方法もタイ
ミング位相の変動に影響されない方式を用いる必要があ
る。実施の形態３は、このようなタイミング位相の変動
に影響されないで、キャリア位相推定を行なうものであ
る。
ンボルレートの周波数のクロックであり、サンプリング
手段３では、再生クロックの立ち上がりエッジと、立ち
下がりエッジを用いて、データを２倍オーバーサンプリ
ングする。また本実施の形態では、フィードバック制御
によりタイミング同期が確立されると、再生クロックの
立ち上がりエッジで、データのナイキスト点がサンプリ
ングされる。このようなフィードバック型のタイミング
再生手段８ｂを用いる場合、タイミング位相Δθはバー
スト先頭部ではランダムな値を示すが、時間の経過とと
もにΔθ＝０［ラジアン］、あるいはΔθ＝π［ラジア
ン］に収束していく。即ち、実施の形態１、２とは異な
り、バースト先頭部で徐々に変化して位相を変えてい
く。このようにタイミング位相がバースト先頭部で引込
み時に変動していくため、キャリア位相推定方法もタイ
ミング位相の変動に影響されない方式を用いる必要があ
る。実施の形態３は、このようなタイミング位相の変動
に影響されないで、キャリア位相推定を行なうものであ
る。
【００７４】初めに相関値算出手段４ｃの構成を、図７
に示す。図７に示されるように相関値算出手段４ｃは、
乗算手段４０１、データ出力制御手段４０２、平均化手
段４０３で構成される。乗算手段４０１は、複素ベース
バンド信号（Ｉk ，Ｑk ）に対して、繰りしパターンで
ある信号、ｓｉｎ（ωs ／２）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）
＝１，１，−１，−１，…を乗算して信号（ＦＩk ，Ｆ
Ｑk ）を、ｃｏｓ（ωs ／）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）＝
１，−１，−１，１，…を乗算して信号（ＧＩk ，ＧＱ
k ）を得る。但し、ｋ＝０，１，２，３，…である。但
しωs は、シンボルレートの周波数をｆs で表記すると
ωs ＝２πｆs で表されるシボル角周波数である。
に示す。図７に示されるように相関値算出手段４ｃは、
乗算手段４０１、データ出力制御手段４０２、平均化手
段４０３で構成される。乗算手段４０１は、複素ベース
バンド信号（Ｉk ，Ｑk ）に対して、繰りしパターンで
ある信号、ｓｉｎ（ωs ／２）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）
＝１，１，−１，−１，…を乗算して信号（ＦＩk ，Ｆ
Ｑk ）を、ｃｏｓ（ωs ／）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）＝
１，−１，−１，１，…を乗算して信号（ＧＩk ，ＧＱ
k ）を得る。但し、ｋ＝０，１，２，３，…である。但
しωs は、シンボルレートの周波数をｆs で表記すると
ωs ＝２πｆs で表されるシボル角周波数である。
【００７５】データ出力制御手段４０２は、タイミング
位相が引込み過程で検出されない場合、信号（ＦＩk ，
ＦＱk ）と、信号（ＧＩk ，ＧＱk ）をそのまま出る。
また、タイミング位相の同期が検出された場合、信号
（ＦＩk ，ＦＱk ）と信号（ＧＩk ，ＧＱk ）の内、再
生クロックの立ち上がりでサンプリングれたデータだけ
を出力する。このタイミング位相同期の判定には、後述
するタイミング位相同期信号ＴＬk を用いる。平均化手
段４０３は、データ出力制御手段４０２出力信号である
（ＦＩk ´，ＦＱk ´）と、信号（ＧＩk ´，ＧＱ
k ´）を、移動平均（ＦＩＲ）フルタ、あるいはＩＩＲ
型フィルタを用いて平均化し、その平均値を相関信号Ｖ
k ＝（ＶＩk ，ＶＱk ）、及びＷk ＝（ＷＩk ，Ｗ
Ｑk ）として出力。
位相が引込み過程で検出されない場合、信号（ＦＩk ，
ＦＱk ）と、信号（ＧＩk ，ＧＱk ）をそのまま出る。
また、タイミング位相の同期が検出された場合、信号
（ＦＩk ，ＦＱk ）と信号（ＧＩk ，ＧＱk ）の内、再
生クロックの立ち上がりでサンプリングれたデータだけ
を出力する。このタイミング位相同期の判定には、後述
するタイミング位相同期信号ＴＬk を用いる。平均化手
段４０３は、データ出力制御手段４０２出力信号である
（ＦＩk ´，ＦＱk ´）と、信号（ＧＩk ´，ＧＱ
k ´）を、移動平均（ＦＩＲ）フルタ、あるいはＩＩＲ
型フィルタを用いて平均化し、その平均値を相関信号Ｖ
k ＝（ＶＩk ，ＶＱk ）、及びＷk ＝（ＷＩk ，Ｗ
Ｑk ）として出力。
【００７６】比較選択手段１６は、相関信号Ｖk のベク
トル長と、相関信号Ｗk のベクル長を比較し、ベクトル
長の長い方の相関信号を相関信号Ｕk として選択する。
このように、２つの相関信号Ｖk ，Ｗk を求め、そのベ
クトル長の長い方、相関信号Ｕk とする処理は、フレー
ムタイミングが不明な場合に対応した処理であり、その
詳細は後述する。
トル長と、相関信号Ｗk のベクル長を比較し、ベクトル
長の長い方の相関信号を相関信号Ｕk として選択する。
このように、２つの相関信号Ｖk ，Ｗk を求め、そのベ
クトル長の長い方、相関信号Ｕk とする処理は、フレー
ムタイミングが不明な場合に対応した処理であり、その
詳細は後述する。
【００７７】相関信号Ｕk 算出以降の処理は、実施の形
態１と同様であり、式（１６）によって求まる相関信号
Ｕk のベクトル角を用いて、キャリア位相推定を行な
う。図２２に示す、キャリア位相φの“０π”変調信号
を受信した場合を例に、本実施の形態における動作を、
図８、図９を用いて説明する。フィードバック型のタイ
ミング再生手段８ｂにより、タイミング位相差Δθは、
時間の経過とともに“０”、あるいは“π”に収束する
ため、図８に示すΔθを有するタイミングチャートは、
次第に図９に示すタイミングチャートへと変化してい
く。また図８では、タイミング位相同期信号ＴＬk は非
同期状態を示す論理“０”を、図９では、タイミング位
相同期信号ＴＬk は同期状態を示す論理“１”を示して
いるとする。図８の例では、乗算手段４０１において、
振幅制限された“０π”変調信号（Ｉk ，Ｑk ）に、ｃ
ｏｓ（ωｓ／２）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）＝１，−１，
１，１，…を乗算して信号Ｆk ＝（ＦＩk ，ＦＱk ）
を、ｓｉｎ（ωｓ／）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）＝１，−
１，−１，１，…を乗算して信号Ｇk ＝（Ｇｌk ，ＧＱ
k ）を得る。データ出力制御手段４０２は、ＴＬk が非
同期状態を示す論理“０”であるため、信号Ｆk 、信号
Ｇk の全てのデータを平均化手段４０３に出力する。
態１と同様であり、式（１６）によって求まる相関信号
Ｕk のベクトル角を用いて、キャリア位相推定を行な
う。図２２に示す、キャリア位相φの“０π”変調信号
を受信した場合を例に、本実施の形態における動作を、
図８、図９を用いて説明する。フィードバック型のタイ
ミング再生手段８ｂにより、タイミング位相差Δθは、
時間の経過とともに“０”、あるいは“π”に収束する
ため、図８に示すΔθを有するタイミングチャートは、
次第に図９に示すタイミングチャートへと変化してい
く。また図８では、タイミング位相同期信号ＴＬk は非
同期状態を示す論理“０”を、図９では、タイミング位
相同期信号ＴＬk は同期状態を示す論理“１”を示して
いるとする。図８の例では、乗算手段４０１において、
振幅制限された“０π”変調信号（Ｉk ，Ｑk ）に、ｃ
ｏｓ（ωｓ／２）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）＝１，−１，
１，１，…を乗算して信号Ｆk ＝（ＦＩk ，ＦＱk ）
を、ｓｉｎ（ωｓ／）×（ｋＴ／２＋Ｔ／４）＝１，−
１，−１，１，…を乗算して信号Ｇk ＝（Ｇｌk ，ＧＱ
k ）を得る。データ出力制御手段４０２は、ＴＬk が非
同期状態を示す論理“０”であるため、信号Ｆk 、信号
Ｇk の全てのデータを平均化手段４０３に出力する。
【００７８】図９の場合も図８の場合と同様に、乗算手
段４０１において、信号Ｆk ＝（ＦＩk , ＦＱk ），Ｇ
k ＝（Ｇｌk , ＧＱk ）を得るが、Δθ＝０でめ、（Ｉ
1 ，Ｑ1 ），（Ｉ3 ，Ｑ3 ），（Ｉ5 ，Ｑ5 ），…は、
Ｔンボル点をサンプリングして得られた一定振幅に増幅
された雑音成分となり、ランダムな位相を示す。この場
合、信号Ｆk ，信号Ｇk 共に、ｋが奇数の各信号は、ラ
ンダムな位を示すものとなり、図中にこれらの信号を破
線で表記する。図９においてデータ出力制御手段４０２
は、タイミング同期検出信号ＴＬk が同期状態を示す論
理“１”であるため、ｋが偶数の信号Ｆk ，Ｇk だけを
均化手段４０３に入力し、破線で示したｋが奇数の信号
Ｆk ，Ｇk は、平均に用いない。
段４０１において、信号Ｆk ＝（ＦＩk , ＦＱk ），Ｇ
k ＝（Ｇｌk , ＧＱk ）を得るが、Δθ＝０でめ、（Ｉ
1 ，Ｑ1 ），（Ｉ3 ，Ｑ3 ），（Ｉ5 ，Ｑ5 ），…は、
Ｔンボル点をサンプリングして得られた一定振幅に増幅
された雑音成分となり、ランダムな位相を示す。この場
合、信号Ｆk ，信号Ｇk 共に、ｋが奇数の各信号は、ラ
ンダムな位を示すものとなり、図中にこれらの信号を破
線で表記する。図９においてデータ出力制御手段４０２
は、タイミング同期検出信号ＴＬk が同期状態を示す論
理“１”であるため、ｋが偶数の信号Ｆk ，Ｇk だけを
均化手段４０３に入力し、破線で示したｋが奇数の信号
Ｆk ，Ｇk は、平均に用いない。
【００７９】平均化手段４０３は、このようなデータ出
力制御手段４０２からの信号を平均化し、相関信号Ｖk
＝（ＶＩk ，ＶＱk ）、及びＷk ＝（ＷＩk ，Ｗ）を出
力する。このように、ＴＬk が論理“１”である場合
は、ｋが奇数のデータを平均化に用いないため、平均化
手段４０３は、図１０のように構成される。図１０
（ａ）に示す平均化手段４０３は、一例として移動平均
フィルタを用いた場合の構成であり、図中、４０３１は
イネーブル信号生成手段、４０３２ａ，４０３２ｂはイ
ネーブル機能付きのシフトレジスタ、４０３３ａ，４０
３３ｂは加算器である。シフトレジスタ４０３２ａ，４
０３２ｂの段数は、“０π”変調信号の長さがＮs ［シ
ンボル］の場合、Ｎs 段とする。イネーブル信号生成手
段４０３１は、ＴＬk が論理“１”である場合は、ｋが
奇数番目の時間に、論理“１”となり、偶数番目の時間
に論理“０”となるイネーブル信号ＥＮk を出力する。
また、ＴＬk が論理“０”である場合、Ｅk は常に論理
“０”の信号を出力する。シフトレジスタ４０３２ａ，
４０３２ｂは、ＥＮk が論理“１”を示したら、シフト
動作を停止（ディスイネーブル）することで、その時の
Ｉk ，Ｑk 平均化処理に用いない。
力制御手段４０２からの信号を平均化し、相関信号Ｖk
＝（ＶＩk ，ＶＱk ）、及びＷk ＝（ＷＩk ，Ｗ）を出
力する。このように、ＴＬk が論理“１”である場合
は、ｋが奇数のデータを平均化に用いないため、平均化
手段４０３は、図１０のように構成される。図１０
（ａ）に示す平均化手段４０３は、一例として移動平均
フィルタを用いた場合の構成であり、図中、４０３１は
イネーブル信号生成手段、４０３２ａ，４０３２ｂはイ
ネーブル機能付きのシフトレジスタ、４０３３ａ，４０
３３ｂは加算器である。シフトレジスタ４０３２ａ，４
０３２ｂの段数は、“０π”変調信号の長さがＮs ［シ
ンボル］の場合、Ｎs 段とする。イネーブル信号生成手
段４０３１は、ＴＬk が論理“１”である場合は、ｋが
奇数番目の時間に、論理“１”となり、偶数番目の時間
に論理“０”となるイネーブル信号ＥＮk を出力する。
また、ＴＬk が論理“０”である場合、Ｅk は常に論理
“０”の信号を出力する。シフトレジスタ４０３２ａ，
４０３２ｂは、ＥＮk が論理“１”を示したら、シフト
動作を停止（ディスイネーブル）することで、その時の
Ｉk ，Ｑk 平均化処理に用いない。
【００８０】また、ＩＩＲ型フィルタを用いる場合の平
均化手段４０３の構成は、図１０（ｂ）のように示され
る。図９と同一符号を付した図１０において、４０３４
ａ，４０３４ｂは加算器、４０３５ａ，４０３５ｂはＤ
フリップフロップ、４０３６ａ，４０３６ｂは乗算器で
ある。図１０に示すＩＩＲ型フィルタも、イネーブル信
号ＥＮk によって、動作が制御される。ＥＮk が論理
“０”の時は、通常動作により、入力信号Ｉk ，Ｑ
k と、却係数α（＜１）が乗算されたＤフリップフロッ
プの値が加算され、積分動作が行われる。一方、ＥＮk
が論理“１”を示したら、Ｄフリップフロップ４０３５
ａ，４０３５ｂの動作を停止（ディスイネーブル）する
ことで、その時のＩk ，Ｑk を平均化処理に用いない。
均化手段４０３の構成は、図１０（ｂ）のように示され
る。図９と同一符号を付した図１０において、４０３４
ａ，４０３４ｂは加算器、４０３５ａ，４０３５ｂはＤ
フリップフロップ、４０３６ａ，４０３６ｂは乗算器で
ある。図１０に示すＩＩＲ型フィルタも、イネーブル信
号ＥＮk によって、動作が制御される。ＥＮk が論理
“０”の時は、通常動作により、入力信号Ｉk ，Ｑ
k と、却係数α（＜１）が乗算されたＤフリップフロッ
プの値が加算され、積分動作が行われる。一方、ＥＮk
が論理“１”を示したら、Ｄフリップフロップ４０３５
ａ，４０３５ｂの動作を停止（ディスイネーブル）する
ことで、その時のＩk ，Ｑk を平均化処理に用いない。
【００８１】以上のような動作により、タイミング位相
引き込み時は、データ出力制御手段４０２出力信号であ
る（ＦＩk ´，ＦＱk ´）と、信号（ＧＩk ´，ＧＱ
´）を全て使用して平均化を行い、タイミング位相同期
時は、ｋが偶数のデータ（すなわちナイキスト点デー
タ）のみを使用して平均化を行うことで、高速に高精度
でキャリア位相の推定を行っている。各平均値は、相関
信号Ｖk ＝（ＶＩ，ＶＱk ）、及びＷk ＝（ＷＩk ，Ｗ
Ｑk ）として出力される。図８に示すタイミング位相引
込み時の例では、信号（ＦＩk ´，ＦＱk ´）の値が一
定した値をとるため、相関信号Ｖk のベクトル長は“０
π”変調信号の入力と共に、増加していく。一方、信号
（ＧＩk ´，ＧＱk ´）の各値は、その符号が１サンプ
ル毎に正と負を交互に繰り返すため、相関信号Ｗk のベ
クトル長は、“０π”変調信号が入力されても増加して
いかない。また図９で示すタイミング位相同期の確立時
には、相関信号Ｖk ，Ｗk のベクトル長は、同じように
増加していく。上述したように比較選択手段１６は、相
関信号Ｖk のベクトル長と相関信号Ｗk のベクトル長を
比較し、ベクトル長の長い方の相関信号を相関信号Ｕk
して用いる。
引き込み時は、データ出力制御手段４０２出力信号であ
る（ＦＩk ´，ＦＱk ´）と、信号（ＧＩk ´，ＧＱ
´）を全て使用して平均化を行い、タイミング位相同期
時は、ｋが偶数のデータ（すなわちナイキスト点デー
タ）のみを使用して平均化を行うことで、高速に高精度
でキャリア位相の推定を行っている。各平均値は、相関
信号Ｖk ＝（ＶＩ，ＶＱk ）、及びＷk ＝（ＷＩk ，Ｗ
Ｑk ）として出力される。図８に示すタイミング位相引
込み時の例では、信号（ＦＩk ´，ＦＱk ´）の値が一
定した値をとるため、相関信号Ｖk のベクトル長は“０
π”変調信号の入力と共に、増加していく。一方、信号
（ＧＩk ´，ＧＱk ´）の各値は、その符号が１サンプ
ル毎に正と負を交互に繰り返すため、相関信号Ｗk のベ
クトル長は、“０π”変調信号が入力されても増加して
いかない。また図９で示すタイミング位相同期の確立時
には、相関信号Ｖk ，Ｗk のベクトル長は、同じように
増加していく。上述したように比較選択手段１６は、相
関信号Ｖk のベクトル長と相関信号Ｗk のベクトル長を
比較し、ベクトル長の長い方の相関信号を相関信号Ｕk
して用いる。
【００８２】このように相関信号Ｖk ，Ｗk から、相関
信号Ｕk を求める理由につい以下に述べる。フレームタ
イミングが不明な場合では、タイミング位相引込み時に
おいてΔθが０〜２πの間でランダムな値を取る。この
時、相関信号Ｖk がΔθによって確からしい値を示す場
合と、確からしくない値を示す場合がある。またその逆
で、相関信号Ｗk はΔθによって、Ｖk が確からしい値
を示す場合は、確からくない値を示し、Ｖk が確からし
くない値を示す場合は、確からしい値を示す。図８の例
では、相関信号Ｖk の方が、相関信号Ｗk より確からし
い場合でり、この場合、相関信号Ｖk のベクトル長が、
相関信号Ｗk のベクトル長よ大きな値を示す。相関信号
Ｖk のベクトル長が、相関信号Ｗk のベクトル長り大き
な値を示す範囲は、０＜Δθ＜π／２，３π／２＜Δθ
＜２πである。
信号Ｕk を求める理由につい以下に述べる。フレームタ
イミングが不明な場合では、タイミング位相引込み時に
おいてΔθが０〜２πの間でランダムな値を取る。この
時、相関信号Ｖk がΔθによって確からしい値を示す場
合と、確からしくない値を示す場合がある。またその逆
で、相関信号Ｗk はΔθによって、Ｖk が確からしい値
を示す場合は、確からくない値を示し、Ｖk が確からし
くない値を示す場合は、確からしい値を示す。図８の例
では、相関信号Ｖk の方が、相関信号Ｗk より確からし
い場合でり、この場合、相関信号Ｖk のベクトル長が、
相関信号Ｗk のベクトル長よ大きな値を示す。相関信号
Ｖk のベクトル長が、相関信号Ｗk のベクトル長り大き
な値を示す範囲は、０＜Δθ＜π／２，３π／２＜Δθ
＜２πである。
【００８３】また、相関信号Ｗk のベクトル長が、相関
信号Ｖk のベクトル長より大き値を示す範囲は、π／２
＜Δθ＜３π／２であり、その一例を、図１１に示す。
この場合、信号（ＦＩk ´，ＦＱk ´）の各値は、その
符号が１サンプルに正と負を交互に繰り返すため、相関
信号Ｖk のベクトル長は、“０π”変調信号が入力され
ても増加していかない。一方、信号（ＧＩk ´，ＧＱk
´）値は一定した値をとるため、相関信号Ｗk のベクト
ル長は、“０π”変調信号の入力と共に増加していく。
信号Ｖk のベクトル長より大き値を示す範囲は、π／２
＜Δθ＜３π／２であり、その一例を、図１１に示す。
この場合、信号（ＦＩk ´，ＦＱk ´）の各値は、その
符号が１サンプルに正と負を交互に繰り返すため、相関
信号Ｖk のベクトル長は、“０π”変調信号が入力され
ても増加していかない。一方、信号（ＧＩk ´，ＧＱk
´）値は一定した値をとるため、相関信号Ｗk のベクト
ル長は、“０π”変調信号の入力と共に増加していく。
【００８４】このように、相関信号Ｖk ，Ｗk のどちら
か一方のみを用いてキャリア位推定を行なうと、Δθの
値によっては、確からしくない値が得られるため、タイ
ミング位相引込み時におけるキャリア位相推定精度の劣
化が生じるが、上記のように、２つの相関信号Ｖk ，Ｗ
k のベクトル長の大きい方を相関信号Ｕk して選択する
ことで、フレームタイミングが不明で、かつタイミング
位相が引込み過程の場合でも、キャリア位相推定を精度
よく行なうことができる。
か一方のみを用いてキャリア位推定を行なうと、Δθの
値によっては、確からしくない値が得られるため、タイ
ミング位相引込み時におけるキャリア位相推定精度の劣
化が生じるが、上記のように、２つの相関信号Ｖk ，Ｗ
k のベクトル長の大きい方を相関信号Ｕk して選択する
ことで、フレームタイミングが不明で、かつタイミング
位相が引込み過程の場合でも、キャリア位相推定を精度
よく行なうことができる。
【００８５】以上の一連の処理により、本実施の形態に
おけるキャリア位相推定は、２つの相関信号Ｖk ，Ｗk
を用いるため、フレームタイミングが不明な場合におい
もΔθの値に影響されずにキャリア位相を求めることが
できる。またタイミング位相引込み時は、全てのデータ
を平均化に用いてキャリア位相推定を行い、タイミング
位相同期時は、振幅制限されたＴ／２シンボル点のデー
タを省いた平均化によってキャリア位相推定を行なうこ
とにより、振幅制限された“０π”変調信号に対するキ
ャリア位相を、短時間で精度よく推定することができ
る。
おけるキャリア位相推定は、２つの相関信号Ｖk ，Ｗk
を用いるため、フレームタイミングが不明な場合におい
もΔθの値に影響されずにキャリア位相を求めることが
できる。またタイミング位相引込み時は、全てのデータ
を平均化に用いてキャリア位相推定を行い、タイミング
位相同期時は、振幅制限されたＴ／２シンボル点のデー
タを省いた平均化によってキャリア位相推定を行なうこ
とにより、振幅制限された“０π”変調信号に対するキ
ャリア位相を、短時間で精度よく推定することができ
る。
【００８６】またタイミング位相同期検出手段１５は、
タイミング位相の同期／非同期を判定して、タイミング
同期信号ＴＬk を出力する。タイミング位相の同期／非
同期の判定は、例えばタイミング再生手段８ｂ内の、位
相検出部出力ＤＴk を平均化して求めることができる。
一般に、フィードバック型の位相検出特性は、図１２に
示すようにＳカーブを描く。但し、ｍｏｄ（Δθ，π）
は、タイミング位相差Δθ［ラジアン］を、πで除算し
た場合の余剰を意味する。Δθは、“０π”変調信号の
２シンボル周期の位相に対するタイミング位相差である
ため、ナイキスト点が｛０，π｝、Ｔ／２シンボル点が
｛π／２，３π／２｝となる。よって、図１２のｍｏｄ
（Δθ，π）＝０がナイキスト点、ｍｏｄ（Δθ，π）
＝π／２が、Ｔ／２シンボル点となる。
タイミング位相の同期／非同期を判定して、タイミング
同期信号ＴＬk を出力する。タイミング位相の同期／非
同期の判定は、例えばタイミング再生手段８ｂ内の、位
相検出部出力ＤＴk を平均化して求めることができる。
一般に、フィードバック型の位相検出特性は、図１２に
示すようにＳカーブを描く。但し、ｍｏｄ（Δθ，π）
は、タイミング位相差Δθ［ラジアン］を、πで除算し
た場合の余剰を意味する。Δθは、“０π”変調信号の
２シンボル周期の位相に対するタイミング位相差である
ため、ナイキスト点が｛０，π｝、Ｔ／２シンボル点が
｛π／２，３π／２｝となる。よって、図１２のｍｏｄ
（Δθ，π）＝０がナイキスト点、ｍｏｄ（Δθ，π）
＝π／２が、Ｔ／２シンボル点となる。
【００８７】タイミング位相が引込まれると、ｍｏｄ
（Δθ，π）＝０となり、絶対値変換されたＤＴk の値
は、平均すると“０”になる。よって、タイミング位相
同期検出手段１５は、例えば図１３に示される構成によ
り、容易に実現することができる。図１３において、１
５１は絶対値変換手段、１５２は移動平均手段、１５３
は比較手段である。図１３に示すタイミング位相同期検
出手段１５は、タイミング位相同期の検出を、絶対値変
換手段１５１においてＤＴk を絶対値変換し、比較手段
１５３で移動平均手段１５２から出力されるその平均値
が“０”であるか、否かを、しきい値ＴＥを用いて判定
する。
（Δθ，π）＝０となり、絶対値変換されたＤＴk の値
は、平均すると“０”になる。よって、タイミング位相
同期検出手段１５は、例えば図１３に示される構成によ
り、容易に実現することができる。図１３において、１
５１は絶対値変換手段、１５２は移動平均手段、１５３
は比較手段である。図１３に示すタイミング位相同期検
出手段１５は、タイミング位相同期の検出を、絶対値変
換手段１５１においてＤＴk を絶対値変換し、比較手段
１５３で移動平均手段１５２から出力されるその平均値
が“０”であるか、否かを、しきい値ＴＥを用いて判定
する。
【００８８】このように実施の形態３では、タイミング
位相引込み時は、再生クロックの立ち上がりでサンプリ
ングされたデータと、立ち下がりでサンプリングされた
データを全て用いてキャリア位相推定を行ない、タイミ
ング位相同期時は、キャリア位相推定にナイキスト点近
傍をサンプリングした立ち上がりデータのみを用いるこ
とで、Ｔ／２シンボル点近傍のデータ（即ち、一定振幅
に増幅された雑音成分）使用による、キャリア位相推定
精度の劣化を防止することができる。よって、タイミン
グ位相差Δθを徐々に“０”に収束されるような、フィ
ードバック位相制御を行うＰＬＬ型タイミング再生手段
８ｂを、キャリア位相推定手段５ｄと併用することがで
きる。
位相引込み時は、再生クロックの立ち上がりでサンプリ
ングされたデータと、立ち下がりでサンプリングされた
データを全て用いてキャリア位相推定を行ない、タイミ
ング位相同期時は、キャリア位相推定にナイキスト点近
傍をサンプリングした立ち上がりデータのみを用いるこ
とで、Ｔ／２シンボル点近傍のデータ（即ち、一定振幅
に増幅された雑音成分）使用による、キャリア位相推定
精度の劣化を防止することができる。よって、タイミン
グ位相差Δθを徐々に“０”に収束されるような、フィ
ードバック位相制御を行うＰＬＬ型タイミング再生手段
８ｂを、キャリア位相推定手段５ｄと併用することがで
きる。
【００８９】またフレームタイミングが不明な場合、バ
ースト信号の先頭で、タイミング位相差がランダムに発
生するが、相関信号Ｖk ，Ｗk を用いたキャリア位相推
により、タイミング位相差に関係なく、キャリア位相推
定をおこなうことができる。更に、本実施の形態３の発
明における復調器も、“０π”変調信号が振幅制限され
ていても、良好なキャリア位相推定が行なえるため、他
の実施の形態と同様に復調器にリミタ増幅器があって自
動利得制御回路が不要となり、復調器の小型化が実現で
きる。また本復調器は、シンボルレートの２倍の周波数
で動作し、低消費電力化とＬＳＩ化が容易となることも
同様である。また、ＱＰＳＫ変調方式を用いたシステム
で説明したが、ＢＰＳＫ変調方式を用いたシステムにも
適用できること等も他の実施の形態と同様である。
ースト信号の先頭で、タイミング位相差がランダムに発
生するが、相関信号Ｖk ，Ｗk を用いたキャリア位相推
により、タイミング位相差に関係なく、キャリア位相推
定をおこなうことができる。更に、本実施の形態３の発
明における復調器も、“０π”変調信号が振幅制限され
ていても、良好なキャリア位相推定が行なえるため、他
の実施の形態と同様に復調器にリミタ増幅器があって自
動利得制御回路が不要となり、復調器の小型化が実現で
きる。また本復調器は、シンボルレートの２倍の周波数
で動作し、低消費電力化とＬＳＩ化が容易となることも
同様である。また、ＱＰＳＫ変調方式を用いたシステム
で説明したが、ＢＰＳＫ変調方式を用いたシステムにも
適用できること等も他の実施の形態と同様である。
【００９０】フィードバック型のタイミング再生方式を
組み合わせた本実施の形態における他の復調器を以下に
説明する。復調器もフレームタイミングが不明な状態か
ら連続動作し、バースト信号が入力されたら、振幅制限
された“０π”変調信号を用いたキャリア位相推定と、
そのキャリア位相を用いたデータの復調を行なう。図１
４は、そのキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を
示す図である。図中、５ｄはキャリア位相推定手段、１
５ａはタイミング位相同期検出手段、４ｄは相関値算出
手段である。その他の要素は図６に対応する記号で示し
た要素と同じものである。
組み合わせた本実施の形態における他の復調器を以下に
説明する。復調器もフレームタイミングが不明な状態か
ら連続動作し、バースト信号が入力されたら、振幅制限
された“０π”変調信号を用いたキャリア位相推定と、
そのキャリア位相を用いたデータの復調を行なう。図１
４は、そのキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を
示す図である。図中、５ｄはキャリア位相推定手段、１
５ａはタイミング位相同期検出手段、４ｄは相関値算出
手段である。その他の要素は図６に対応する記号で示し
た要素と同じものである。
【００９１】本実施の形態における他のキャリア位相推
定手段は、再生クロックの立ち上がりと、ナイキスト点
とのタイミング位相検出信号を絶対値変換してから平均
化し、その平均値が大きいほど、第一の重み付け値か
ら、第二の重み付け値を減算した値が小さくなり、その
平均値が小さいほど、第一の重み付け値から、第二の重
み付け値を減算した値が大きくなるような、２つの重み
付け値（第一の重み付け値，第二の重み付け値）を出力
するタイミング位相同期検出手段と、振幅制限された
“０π”変調信号に対して、シンボル周期の１／２の間
隔で１，１，−１，−１の繰り返しパターンを乗算し、
その乗算結果を第一の乗算複素データとし、また振幅制
限された“０π”変調信号に対して、シンボル周期の１
／２の間隔で１，−１，−１，１の繰り返しパターンを
乗算し、その乗算結果を第二の乗算複素データとし、第
一の乗算複素データの内、立ち上がりでサンプリングさ
れた第一の乗算複素データに対して第一の重み付け値を
乗算し、立ち下がりでサンプリングされた第一の乗算複
素データに対して第二の重み付け値を乗算し、これらの
重み付けされた第一の乗算複素データを平均化したもの
を第一の相関信号として出力し、また第二の乗算複素デ
ータの内、立ち上がりでサンプリングされた第二の乗算
複素データに対して、第一の重み付け値を乗算し、立ち
下がりでサンプリングされた第二の乗算複素データに対
して、第二の重み付け値を乗算し、これらの重み付けさ
れた第二の乗算複素データを平均化したものを第二の相
関信号として出力する相関値算出手段と、第一の相関信
号のベクトル長と第二の相関信号のベクトル長を比較
し、ベクトル長が長い方の相関信号を合成相関信号とし
て出力する比較選択手段とで構成される。
定手段は、再生クロックの立ち上がりと、ナイキスト点
とのタイミング位相検出信号を絶対値変換してから平均
化し、その平均値が大きいほど、第一の重み付け値か
ら、第二の重み付け値を減算した値が小さくなり、その
平均値が小さいほど、第一の重み付け値から、第二の重
み付け値を減算した値が大きくなるような、２つの重み
付け値（第一の重み付け値，第二の重み付け値）を出力
するタイミング位相同期検出手段と、振幅制限された
“０π”変調信号に対して、シンボル周期の１／２の間
隔で１，１，−１，−１の繰り返しパターンを乗算し、
その乗算結果を第一の乗算複素データとし、また振幅制
限された“０π”変調信号に対して、シンボル周期の１
／２の間隔で１，−１，−１，１の繰り返しパターンを
乗算し、その乗算結果を第二の乗算複素データとし、第
一の乗算複素データの内、立ち上がりでサンプリングさ
れた第一の乗算複素データに対して第一の重み付け値を
乗算し、立ち下がりでサンプリングされた第一の乗算複
素データに対して第二の重み付け値を乗算し、これらの
重み付けされた第一の乗算複素データを平均化したもの
を第一の相関信号として出力し、また第二の乗算複素デ
ータの内、立ち上がりでサンプリングされた第二の乗算
複素データに対して、第一の重み付け値を乗算し、立ち
下がりでサンプリングされた第二の乗算複素データに対
して、第二の重み付け値を乗算し、これらの重み付けさ
れた第二の乗算複素データを平均化したものを第二の相
関信号として出力する相関値算出手段と、第一の相関信
号のベクトル長と第二の相関信号のベクトル長を比較
し、ベクトル長が長い方の相関信号を合成相関信号とし
て出力する比較選択手段とで構成される。
【００９２】次に、上述構成の復調器の動作について説
明する。本構成の装置は図６の構成のものと同様、図１
４に示されるように、タイミング位相制御をフィードバ
ックで実現するようなタイミング再生手段８ｂを用い
る。また図６の構成と同様の処理により、ベースバンド
複素信号（Ｉk ，Ｑk ）は、相関値算出手段４ｄに入力
される。図６の構成と異なる点は、タイミング位相同期
検出手段１５ａと、相関値算出手段４ｄである。
明する。本構成の装置は図６の構成のものと同様、図１
４に示されるように、タイミング位相制御をフィードバ
ックで実現するようなタイミング再生手段８ｂを用い
る。また図６の構成と同様の処理により、ベースバンド
複素信号（Ｉk ，Ｑk ）は、相関値算出手段４ｄに入力
される。図６の構成と異なる点は、タイミング位相同期
検出手段１５ａと、相関値算出手段４ｄである。
【００９３】タイミング位相同期検出手段１５ａは、タ
イミング再生手段８ｂから出力されるＤＴk を用いて、
重み付け信号ＷＧk を出力する。図１５は、タイミング
位相差算出手段１５ａの構成を示す図であり、１５４は
変換手段である。図中、その他の要素は図１１の同番号
のそれと同じものである。上述したように、タイミング
再生手段８ｂからの信号ＤＴk を絶対値変換し、平均化
した信号ＡＤＴk は、タイミング位相同期時において、
“０”となる。一方、タイミング位相差が大きくなる
と、ＡＤＴk は大きな値をとる。また信号Ｆk ，Ｇ
k は、タイミング位相引き込み時では、いずれもＴ／２
シンボ点のデータを含まないため、キャリア位相を算出
するのに有効である。逆に、タイミング位相同期時で
は、ｋ＝奇数番目のデータがＴ／２シンボル点のデータ
となるため、ナイキスト点データであるｋ＝偶数番目の
データのみが、キャリア位相を算出するのに有効であ
る。
イミング再生手段８ｂから出力されるＤＴk を用いて、
重み付け信号ＷＧk を出力する。図１５は、タイミング
位相差算出手段１５ａの構成を示す図であり、１５４は
変換手段である。図中、その他の要素は図１１の同番号
のそれと同じものである。上述したように、タイミング
再生手段８ｂからの信号ＤＴk を絶対値変換し、平均化
した信号ＡＤＴk は、タイミング位相同期時において、
“０”となる。一方、タイミング位相差が大きくなる
と、ＡＤＴk は大きな値をとる。また信号Ｆk ，Ｇ
k は、タイミング位相引き込み時では、いずれもＴ／２
シンボ点のデータを含まないため、キャリア位相を算出
するのに有効である。逆に、タイミング位相同期時で
は、ｋ＝奇数番目のデータがＴ／２シンボル点のデータ
となるため、ナイキスト点データであるｋ＝偶数番目の
データのみが、キャリア位相を算出するのに有効であ
る。
【００９４】以上のことから、信号ＡＤＴk が大きな値
を取る場合は、信号Ｆk ，Ｇk の奇数番目のデータ、偶
数番目のデータ共に大きな重み付けをかけ、信号ＡＤＴ
k が小さな値を取る場合は、奇数番目のデータには小さ
な重み付けを、偶数番目のデータには大きな重み付けを
かける。これらは、信号ＡＤＴk に対して線形的な重み
付けでもよいし、非線形的な重み付けでもよい。これら
の処理を実現するため、変換手段１５４は、信号ＡＤＴ
k から、信号Ｆk ，Ｇk の奇数番目のデータに対する重
み付け値ＷＧＯk と、信号Ｆk Ｇk の偶数番目のデータ
に対する重み付け値ＷＧＥk を出力する。変換手段５４
は、ＲＯＭで構成することができる。変換の一例を、図
１６に示す。この例では、信号ＡＤＴk が４ビット（０
〜１５）で表され、ＷＧＯk ，ＷＧＥk は、５ビットで
出力される。
を取る場合は、信号Ｆk ，Ｇk の奇数番目のデータ、偶
数番目のデータ共に大きな重み付けをかけ、信号ＡＤＴ
k が小さな値を取る場合は、奇数番目のデータには小さ
な重み付けを、偶数番目のデータには大きな重み付けを
かける。これらは、信号ＡＤＴk に対して線形的な重み
付けでもよいし、非線形的な重み付けでもよい。これら
の処理を実現するため、変換手段１５４は、信号ＡＤＴ
k から、信号Ｆk ，Ｇk の奇数番目のデータに対する重
み付け値ＷＧＯk と、信号Ｆk Ｇk の偶数番目のデータ
に対する重み付け値ＷＧＥk を出力する。変換手段５４
は、ＲＯＭで構成することができる。変換の一例を、図
１６に示す。この例では、信号ＡＤＴk が４ビット（０
〜１５）で表され、ＷＧＯk ，ＷＧＥk は、５ビットで
出力される。
【００９５】次に、相関値算出手段４ｄの動作を説明す
る。図１７は、相関値算出手段４ｄの構成を示した図で
あり、図において４０３ａは平均化手段、４０４は重み
付け手段である。その他の要素は図７における同番号の
それと同じものである。相関値算出手段４ｄにおける乗
算手段４０１は、図６の構成と同様、ベースバンド信号
Ｉk ，Ｑk から信号Ｆk ，Ｇk を生成する。次に、重み
付け手段４０４は、ｋが奇数番目の信号Ｆk ，Ｇk に対
してＷＯk を乗算し、その乗算結果を信号ＦＷk ＝（Ｆ
ＩＷk ，ＦＱＷk ）と出力する。また、ｋが偶数番目の
信号Ｆk ，Ｇk に対してＷＧＥk を乗算、その乗算結果
を信号ＧＷk ＝（ＧＩＷk ，ＧＱＷk ）として出力す
る。平均化手段４０３ａは、これらの信号ＦＷk 、ＧＷ
k を移動平均フィルタ、るいはＩＩＲ型フィルタを用い
て平均化し、平均化信号Ｖk ＝（ＶＩk ，Ｖk ），Ｗk
＝（ＷＩk ，ＷＱk ）を出力する。
る。図１７は、相関値算出手段４ｄの構成を示した図で
あり、図において４０３ａは平均化手段、４０４は重み
付け手段である。その他の要素は図７における同番号の
それと同じものである。相関値算出手段４ｄにおける乗
算手段４０１は、図６の構成と同様、ベースバンド信号
Ｉk ，Ｑk から信号Ｆk ，Ｇk を生成する。次に、重み
付け手段４０４は、ｋが奇数番目の信号Ｆk ，Ｇk に対
してＷＯk を乗算し、その乗算結果を信号ＦＷk ＝（Ｆ
ＩＷk ，ＦＱＷk ）と出力する。また、ｋが偶数番目の
信号Ｆk ，Ｇk に対してＷＧＥk を乗算、その乗算結果
を信号ＧＷk ＝（ＧＩＷk ，ＧＱＷk ）として出力す
る。平均化手段４０３ａは、これらの信号ＦＷk 、ＧＷ
k を移動平均フィルタ、るいはＩＩＲ型フィルタを用い
て平均化し、平均化信号Ｖk ＝（ＶＩk ，Ｖk ），Ｗk
＝（ＷＩk ，ＷＱk ）を出力する。
【００９６】以降の処理は、実施の形態３の図６の装置
と同様であり、比較選択手段１６は、信号Ｖk ，Ｗk か
ら相関信号Ｕk を出力し、相関信号Ｕk のベクトル算出
することで、振幅制限された“０π”変調信号を用いた
キャリア位相推定を行なう。
と同様であり、比較選択手段１６は、信号Ｖk ，Ｗk か
ら相関信号Ｕk を出力し、相関信号Ｕk のベクトル算出
することで、振幅制限された“０π”変調信号を用いた
キャリア位相推定を行なう。
【００９７】このように図１４の構成による装置は、信
号Ｆk ，Ｇk に対するきめ細か重み付けを行なったもの
を平均化に用いるため、Ｔ／２シンボル点近傍のデータ
（即ち、一定振幅に増幅された雑音成分）使用による、
キャリア位相推定精度の劣化を防止することができ、図
６の装置のように平均化に信号Ｆk ，Ｇk をて用いる
か、ｋが偶数番目のデータだけを用いるかを選択する方
式と比較して、更に特性の向上が期待できる。また図１
６の構成の装置も、フレームタイミングが不明な場合、
バースト信号の先頭でタイミング位相差がランダムに発
生するが、相関信号Ｖk ，Ｗk をいたキャリア位相推定
により、タイミング位相差に関係なく、キャリア位相推
定をおこなうことができる。その他の実施の形態３の装
置が持つ特徴も、またそのまま持つことになる。
号Ｆk ，Ｇk に対するきめ細か重み付けを行なったもの
を平均化に用いるため、Ｔ／２シンボル点近傍のデータ
（即ち、一定振幅に増幅された雑音成分）使用による、
キャリア位相推定精度の劣化を防止することができ、図
６の装置のように平均化に信号Ｆk ，Ｇk をて用いる
か、ｋが偶数番目のデータだけを用いるかを選択する方
式と比較して、更に特性の向上が期待できる。また図１
６の構成の装置も、フレームタイミングが不明な場合、
バースト信号の先頭でタイミング位相差がランダムに発
生するが、相関信号Ｖk ，Ｗk をいたキャリア位相推定
により、タイミング位相差に関係なく、キャリア位相推
定をおこなうことができる。その他の実施の形態３の装
置が持つ特徴も、またそのまま持つことになる。
【００９８】実施の形態４．実施の形態１の装置を更に
簡略化した構成を説明する。この発明の実施の形態４に
おける復調器も、フレームタイミングが不明な状態から
連続動作して、ＱＰＳＫ変調されたバースト信号のキャ
リア位相を推定し、同期検波を用いてデータを復調す
る。キャリア位相推定は、振幅制限された“０π”変調
信号を用いて行なう。
簡略化した構成を説明する。この発明の実施の形態４に
おける復調器も、フレームタイミングが不明な状態から
連続動作して、ＱＰＳＫ変調されたバースト信号のキャ
リア位相を推定し、同期検波を用いてデータを復調す
る。キャリア位相推定は、振幅制限された“０π”変調
信号を用いて行なう。
【００９９】この実施の形態における位相推定手段は、
振幅制限された“０π”変調信号とシンボルレートの１
／２の周波数のサイン成分との相関演算を行ない、その
結果を直交相関信号として出力し、また振幅制限された
“０π”変調信号と、シンボルレートの１／２の周波数
のコサイン成分との相関演算を行ない、その結果を同相
相関信号として出力する相関値算出手段４ａと、直交相
関信号のベクトル長と、同相相関信号のベクトル長とを
比較し、直交相関信号のベクトル長が同相相関信号のベ
クトル長より大きければ直交相関信号を合成相関信号と
して出力し、同相相関信号のベクトル長が直交相関信号
のベクトル長より大きければ同相相関信号を合成相関信
号として出力し、また合成相関信号が示すベクトル角を
キャリア位相推定値として出力するベクトル長比較選択
手段１８とで構成される。図１８は、本実施の形態にお
けるキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を示す図
である。図中、１８はベクトル長比較選択手段である。
その他の要素は図１中の同番号のそれと同等のものであ
る。
振幅制限された“０π”変調信号とシンボルレートの１
／２の周波数のサイン成分との相関演算を行ない、その
結果を直交相関信号として出力し、また振幅制限された
“０π”変調信号と、シンボルレートの１／２の周波数
のコサイン成分との相関演算を行ない、その結果を同相
相関信号として出力する相関値算出手段４ａと、直交相
関信号のベクトル長と、同相相関信号のベクトル長とを
比較し、直交相関信号のベクトル長が同相相関信号のベ
クトル長より大きければ直交相関信号を合成相関信号と
して出力し、同相相関信号のベクトル長が直交相関信号
のベクトル長より大きければ同相相関信号を合成相関信
号として出力し、また合成相関信号が示すベクトル角を
キャリア位相推定値として出力するベクトル長比較選択
手段１８とで構成される。図１８は、本実施の形態にお
けるキャリア位相推定手段を含む復調器の構成を示す図
である。図中、１８はベクトル長比較選択手段である。
その他の要素は図１中の同番号のそれと同等のものであ
る。
【０１００】次に、本実施の形態における復調器の動作
について説明する。本実施の形態において、キャリア位
相推定手段５ｅ以外の動作は、実施の形態１と同じであ
る。本実施の形態においては、実施の形態１より簡単な
回路構成でも、振幅制御された“０π”変調信号を用い
て、高速で高精度なキャリア位相推定を行うことができ
る。
について説明する。本実施の形態において、キャリア位
相推定手段５ｅ以外の動作は、実施の形態１と同じであ
る。本実施の形態においては、実施の形態１より簡単な
回路構成でも、振幅制御された“０π”変調信号を用い
て、高速で高精度なキャリア位相推定を行うことができ
る。
【０１０１】本実施の形態における相関値算出手段４ａ
は、実施の形態１と同様な処理により、相関信号Ｃ
k と、相関信号Ｓk を得る。ここで、タイミング位相差
Δθによって相関信号Ｃk と相関信号Ｓk のベトル長は
相反する関係となり、再生クロックの立ち上がり点がナ
イキスト点近くをサンプリングする場合（即ち、−π／
２＜（２×ｍｏｄ（Δθ，π））＜π／２の場合）、相
関信号Ｃk のベクトル長の方が相関信号Ｓk のベクトル
長よ長くなる。従って、相関信号Ｃk の示すベクトル角
の方が相関信号Ｓk のベトル角よりキャリア位相推定角
に近い値を示す。またこの逆に、再生クロックの立ち下
がり点がナイキスト点近くをサンプリングする場合（即
ち、π／２＜（２×ｍｏｄ（Δθ，π），あるいは−π
／２＞（２×ｍｏｄ（Δθ，π））、相関信号Ｓk のベ
クトル長の方が、相関信号Ｃk のベクトル長より長くな
る。従って、相関信号Ｓk の示すベクトル角の方が、相
関信号Ｃk のベクトル角よりャリア位相推定角に近い値
を示す。
は、実施の形態１と同様な処理により、相関信号Ｃ
k と、相関信号Ｓk を得る。ここで、タイミング位相差
Δθによって相関信号Ｃk と相関信号Ｓk のベトル長は
相反する関係となり、再生クロックの立ち上がり点がナ
イキスト点近くをサンプリングする場合（即ち、−π／
２＜（２×ｍｏｄ（Δθ，π））＜π／２の場合）、相
関信号Ｃk のベクトル長の方が相関信号Ｓk のベクトル
長よ長くなる。従って、相関信号Ｃk の示すベクトル角
の方が相関信号Ｓk のベトル角よりキャリア位相推定角
に近い値を示す。またこの逆に、再生クロックの立ち下
がり点がナイキスト点近くをサンプリングする場合（即
ち、π／２＜（２×ｍｏｄ（Δθ，π），あるいは−π
／２＞（２×ｍｏｄ（Δθ，π））、相関信号Ｓk のベ
クトル長の方が、相関信号Ｃk のベクトル長より長くな
る。従って、相関信号Ｓk の示すベクトル角の方が、相
関信号Ｃk のベクトル角よりャリア位相推定角に近い値
を示す。
【０１０２】そこでベクトル長比較選択手段１８は、相
関信号Ｃk のベクトル長と相関信号Ｓk のベクトル長を
比較し、相関信号Ｃk のベクトル長の方が相関信号Ｓの
ベクトル長より長い場合は、相関信号Ｃk を合成相関信
号Ｕk として出し、逆に相関信号Ｓk のベクトル長の方
が相関信号Ｃk のベクトル長より長場合は、相関信号Ｓ
k を合成相関信号Ｕk として出力する。また、実施の形
１と同様、合成相関信号Ｕk のベクトル角を算出し、算
出結果を、キャリア位相推定角φ´として出力する。更
に信号“ＳＷ”は、合成相関信号Ｕk のベクトル長がし
きい値εu を超えたら、論理“１”を、それ以外の場合
は論理“０”を出力する。
関信号Ｃk のベクトル長と相関信号Ｓk のベクトル長を
比較し、相関信号Ｃk のベクトル長の方が相関信号Ｓの
ベクトル長より長い場合は、相関信号Ｃk を合成相関信
号Ｕk として出し、逆に相関信号Ｓk のベクトル長の方
が相関信号Ｃk のベクトル長より長場合は、相関信号Ｓ
k を合成相関信号Ｕk として出力する。また、実施の形
１と同様、合成相関信号Ｕk のベクトル角を算出し、算
出結果を、キャリア位相推定角φ´として出力する。更
に信号“ＳＷ”は、合成相関信号Ｕk のベクトル長がし
きい値εu を超えたら、論理“１”を、それ以外の場合
は論理“０”を出力する。
【０１０３】以降の処理は、実施の形態１と同様であ
る。また、タイミング再生手段８ａは、実施の形態１で
示すような、フィードフォワード型である必要はなく、
実施の形態３で示したようなフィードバック型でもよ
い。
る。また、タイミング再生手段８ａは、実施の形態１で
示すような、フィードフォワード型である必要はなく、
実施の形態３で示したようなフィードバック型でもよ
い。
【０１０４】以上のように、実施の形態４における復調
器は、実施の形態１と同様に、タイミング位相差に関係
なく、振幅制限された“０π”変調信号を用いても高精
度なキャリア位相推定と、バースト信号のデータ部にお
けるキャリア位相の低ジッタが得られる。また、振幅制
限された“０π”変調信号を用いた高精度なキャリア位
相推定が実現できるため、リミタ増幅器を用いることに
よる復調器の小型化、低消費電力化と、良好なビット誤
り率特性の両立が実現できること等は他の実施の形態と
同様である。
器は、実施の形態１と同様に、タイミング位相差に関係
なく、振幅制限された“０π”変調信号を用いても高精
度なキャリア位相推定と、バースト信号のデータ部にお
けるキャリア位相の低ジッタが得られる。また、振幅制
限された“０π”変調信号を用いた高精度なキャリア位
相推定が実現できるため、リミタ増幅器を用いることに
よる復調器の小型化、低消費電力化と、良好なビット誤
り率特性の両立が実現できること等は他の実施の形態と
同様である。
【０１０５】
【発明の効果】上述のようにこの発明によれば、キャリ
ア位相推定手段は、直交相関信号と同相相関信号がそれ
ぞれ確からしいものであるかそうでないかを検出し、確
からしい相関信号のみを用いてキャリア位相を求める構
成としたので、“０π”変調信号が振幅制限されていて
も良好なキャリア位相推定が行える効果がある。更に自
動利得制御回路が不要となり回路が小型化できる効果も
ある。
ア位相推定手段は、直交相関信号と同相相関信号がそれ
ぞれ確からしいものであるかそうでないかを検出し、確
からしい相関信号のみを用いてキャリア位相を求める構
成としたので、“０π”変調信号が振幅制限されていて
も良好なキャリア位相推定が行える効果がある。更に自
動利得制御回路が不要となり回路が小型化できる効果も
ある。
【０１０６】また更に、他のキャリア位相推定手段は、
確からしさに応じたきめ細かい重み付けを直交相関信号
と同相相関信号に対して行なってから両者を合成してキ
ャリア位相を求める構成としたので、振幅制御された
“０π”変調信号に対しても良好なキャリア位相推定が
行える効果がある。
確からしさに応じたきめ細かい重み付けを直交相関信号
と同相相関信号に対して行なってから両者を合成してキ
ャリア位相を求める構成としたので、振幅制御された
“０π”変調信号に対しても良好なキャリア位相推定が
行える効果がある。
【０１０７】更にこの発明によれば、基本構成に加え
て、キャリア位相推定手段がベクトル長が所定のしきい
値以上であるかで位相推定を完了するようにしたので、
キャリア再生を早期に切り替えて有効利用できる効果が
ある。
て、キャリア位相推定手段がベクトル長が所定のしきい
値以上であるかで位相推定を完了するようにしたので、
キャリア再生を早期に切り替えて有効利用できる効果が
ある。
【０１０８】また更にこの発明によれば、基本構成に加
えてユニークワード検出手段も備えたので、更に厳密に
絶対同期検波によるデータの復調ができる効果がある。
えてユニークワード検出手段も備えたので、更に厳密に
絶対同期検波によるデータの復調ができる効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１におけるバースト信
号復調器の構成図である。
号復調器の構成図である。
【図２】 実施の形態１におけるΔθ＝０の場合の各相
関信号の例を示す図である。
関信号の例を示す図である。
【図３】 実施の形態１における図２７の信号受信時に
おける各相関信号の例を示す図である。
おける各相関信号の例を示す図である。
【図４】 実施の形態１における検波動作の例を示すタ
イミングチャート図である。
イミングチャート図である。
【図５】 この発明の実施の形態２におけるバースト信
号復調器の構成図である。
号復調器の構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態３におけるバースト信
号復調器の構成図である。
号復調器の構成図である。
【図７】 実施の形態３における相関値算出手段の構成
図である。
図である。
【図８】 実施の形態３におけるタイミング位相引き込
み時のキャリア位相推定動作の例を示すタイミングチャ
ート図である。
み時のキャリア位相推定動作の例を示すタイミングチャ
ート図である。
【図９】 実施の形態３におけるタイミング位相同期時
のキャリア位相推定動作の例を示すタイミングチャート
図である。
のキャリア位相推定動作の例を示すタイミングチャート
図である。
【図１０】 実施の形態３における平均化手段に、移動
平均フィルタを用いた場合とＩＩＲフィルタを用いた場
合の構成図である。
平均フィルタを用いた場合とＩＩＲフィルタを用いた場
合の構成図である。
【図１１】 実施の形態３におけるタイミング位相引き
込み時のキャリア位相推定動作の例を示すタイミングチ
ャート図である。
込み時のキャリア位相推定動作の例を示すタイミングチ
ャート図である。
【図１２】 実施の形態３におけるタイミング再生手段
の位相検出特性の例を示す図である。
の位相検出特性の例を示す図である。
【図１３】 実施の形態３におけるタイミング位相同期
検出手段の構成図である。
検出手段の構成図である。
【図１４】 この発明の実施の形態３における他のバー
スト信号復調器の構成図である。
スト信号復調器の構成図である。
【図１５】 図１４の復調器におけるタイミング位相検
出手段の構成図である。
出手段の構成図である。
【図１６】 図１４の復調器における変換手段が行う変
換例を示す図である。
換例を示す図である。
【図１７】 図１４の復調器における相関値算出手段の
構成図である。
構成図である。
【図１８】 この発明の実施の形態４におけるバースト
信号復調器の構成図である。
信号復調器の構成図である。
【図１９】 タイミング再生手段８ａの詳細構成図であ
る。
る。
【図２０】 位相情報を用いる場合の復調器前段の詳細
構成図である。
構成図である。
【図２１】 タイミング再生手段８ｂの詳細構成図であ
る。
る。
【図２２】 従来のバースト信号復調器の構成図であ
る。
る。
【図２３】 位相平面上における“０π”変調信号の一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図２４】 “０π”変調信号の波形の一例と従来の相
関値算出回路の出力信号の例を示す図である。
関値算出回路の出力信号の例を示す図である。
【図２５】 従来のキャリア位相推定手段の動作の例を
示す図である。
示す図である。
【図２６】 従来のキャリア再生手段の構成を示す図で
ある。
ある。
【図２７】 従来の切り替え信号とバースト信号を示す
タイミングチャート図である。
タイミングチャート図である。
【図２８】 従来のバースト信号復調器にリミタ増幅器
を用いた場合の構成図である。
を用いた場合の構成図である。
【図２９】 振幅制御された“０π”変調信号波形の例
を示した図である。
を示した図である。
【図３０】 振幅制限を施さない場合の相関信号Ｓ，Ｃ
の一例と振幅制限を施した場合の相関信号Ｓ，Ｃの一例
を示した図である。
の一例と振幅制限を施した場合の相関信号Ｓ，Ｃの一例
を示した図である。
１ バンドパスフィルタ、２ 直交検波手段、３ サン
プリング手段、４，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ 相関値算
出手段、５，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅキャリア位
相推定手段、６，６ａ キャリア再生手段、７ 選択手
段、８，８ａ，８ｂ タイミング再生手段、９ 検波手
段、１０ 自動利得制御手段、１１リミタ増幅器、１２
しきい値比較手段、１３ ユニークワード検出手段、
１４重み付け値算出手段、１５，１５ａ タイミング位
相同期検出手段、１６ 比較選択手段、１７，１７ａ，
１７ｂ ベクトル合成手段、１８ ベクトル長比較選択
手段、２４ 位相検出手段、２５ 極座標変換手段、８
１ “０”データ変換手段、８２ 絶対値変換手段、８
３ 最大値検出手段、８４ タイミング位相算出手段、
８５ 再生クロック位相手段、８６ 位相検出手段、８
７ 平均化手段、８８ 位相制御手段、１５１ 絶対値
変換手段、１５２ 移動平均手段、１５３ 比較手段、
１５４ 変換手段、４０１ 乗算手段、４０２ データ
出力制御手段、４０３，４０３ａ 平均化手段、４０４
重み付け手段、６０１， ６０１ａ ４逓倍手段、６
０２ 同相成分平均化手段、６０３ 直交成分平均化手
段、６０４ 極座標変換手段、６０５ 位相除算手段、
４０３１ イネーブル信号生成手段、４０３２ａ，４０
３２ｂ シフトレジスタ、４０３３ａ，４０３３ｂ 加
算器、４０３４ａ，４０３４ｂ 加算器、４０３５ａ，
４０３５ｂ Ｄフリップフロップ、４０３６ａ，４０３
６ｂ 乗算器。
プリング手段、４，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ 相関値算
出手段、５，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅキャリア位
相推定手段、６，６ａ キャリア再生手段、７ 選択手
段、８，８ａ，８ｂ タイミング再生手段、９ 検波手
段、１０ 自動利得制御手段、１１リミタ増幅器、１２
しきい値比較手段、１３ ユニークワード検出手段、
１４重み付け値算出手段、１５，１５ａ タイミング位
相同期検出手段、１６ 比較選択手段、１７，１７ａ，
１７ｂ ベクトル合成手段、１８ ベクトル長比較選択
手段、２４ 位相検出手段、２５ 極座標変換手段、８
１ “０”データ変換手段、８２ 絶対値変換手段、８
３ 最大値検出手段、８４ タイミング位相算出手段、
８５ 再生クロック位相手段、８６ 位相検出手段、８
７ 平均化手段、８８ 位相制御手段、１５１ 絶対値
変換手段、１５２ 移動平均手段、１５３ 比較手段、
１５４ 変換手段、４０１ 乗算手段、４０２ データ
出力制御手段、４０３，４０３ａ 平均化手段、４０４
重み付け手段、６０１， ６０１ａ ４逓倍手段、６
０２ 同相成分平均化手段、６０３ 直交成分平均化手
段、６０４ 極座標変換手段、６０５ 位相除算手段、
４０３１ イネーブル信号生成手段、４０３２ａ，４０
３２ｂ シフトレジスタ、４０３３ａ，４０３３ｂ 加
算器、４０３４ａ，４０３４ｂ 加算器、４０３５ａ，
４０３５ｂ Ｄフリップフロップ、４０３６ａ，４０３
６ｂ 乗算器。
Claims (13)
- 【請求項１】 一定振幅に振幅制限された入力信号を直
交検波して復調する構成において、 上記入力信号のベースバンド複素信号を積算して所定値
以上の信号のみを用いて相関計算するか、または相関計
算結果で所定値以上の相関信号で入力信号のキャリア位
相を推定し、推定したキャリアの相関信号を出力するキ
ャリア位相推定手段と、 上記ベースバンド複素信号でキャリア再生を行ってキャ
リア位相を推定出力するキャリア再生手段と、 上記キャリア位相推定手段出力のキャリア位相推定信号
を用いてデータ検出用のタイミングを生成するか、また
は帰還型の位相制御により装置のタイミングを得るタイ
ミング再生手段とを備え、上記キャリア位相推定手段出
力か上記キャリア再生手段出力かのいずれかの出力の位
相と、上記タイミング再生手段によるタイミングとによ
り最終検波出力を得ることを特徴とする復調器。 - 【請求項２】 キャリア位相推定手段は、 入力信号のベースバンド複素信号を設定時間幅以上にわ
たって相関計算して積算して相関信号を得る相関値算出
手段と、 上記相関値算出手段出力の各相関信号がそれぞれ所定の
しきい値を超えるかを調べるしきい値比較手段と、 上記しきい値比較手段が調べてしきい値を超えた相関信
号からベクトルを得て合成相関信号として出力し、上記
合成相関信号が示すベクトル角をキャリア位相として推
定出力するベクトル合成手段とで構成されることを特徴
とする請求項１記載の復調器。 - 【請求項３】 キャリア位相推定手段は、しきい値比較
手段とベクトル合成手段とに代えて、 相関値算出手段出力の直交相関信号と同相相関信号とを
比較してベクトルの大きい方を合成相関信号として出力
し、上記合成相関信号が示すベクトル角をキャリア位相
として推定出力するベクトル長比較選択手段を用いたこ
とを特徴とする請求項２記載の復調器。 - 【請求項４】 キャリア位相推定手段は、 入力信号のベースバンド複素信号を設定時間幅以上にわ
たって相関計算して積算して相関信号を得る相関値算出
手段と、 上記相関値算出手段出力である直交及び同相相関信号の
ベクトルの差分値から重み付け値を求める重み付け値算
出手段と、 上記求められた重み付け値を用いて積算した上記直交及
び同相相関信号からベクトルを得て合成相関信号として
出力し、上記合成相関信号が示すベクトル角をキャリア
位相として推定出力するベクトル合成手段とで構成され
ることを特徴とする請求項１記載の復調器。 - 【請求項５】 キャリア位相推定手段は、 タイミング位相の同期か非同期かを再生タイミング信号
の位相を検出して判定し、同期時にタイミング同期信号
を出力するタイミング位相同期検出手段と、 入力信号のベースバンド複素信号を設定時間幅以上にわ
たって上記タイミング位相同期信号で相関計算して平均
化して相関信号を得る相関値算出手段と、 上記相関値算出手段が算出した相関信号のうちでベクト
ル長が長い相関信号を選択出力する比較選択手段とで構
成され、上記選択後の相関信号を出力し、該相関信号が
示すベクトル角をキャリア位相として推定出力するよう
にし、 タイミング再生手段は、入力信号の直交検波出力が最大
となるよう帰還制御してタイミング同期後のシンボルレ
ートのクロックを得る構成としたことを特徴とする請求
項１記載の復調器。 - 【請求項６】 タイミング位相同期検出手段は、再生ク
ロックの立ち上がりとナイキスト点とのタイミング位相
検出信号の絶対値平均に基づいて重み付け値を出力し、 相関値算出手段は、上記重み付けした値で相関計算して
積算して相関信号を得る相関値算出手段としたことを特
徴とする請求項５記載の復調器。 - 【請求項７】 キャリア位相推定手段は、自身が最終出
力する合成相関信号のベクトル長が所定のしきい値以上
になると位相が合致したとして位相推定完了信号を出す
ようにしたことを特徴とする請求項１記載の復調器。 - 【請求項８】 キャリア位相推定手段は、入力信号のベ
ースバンド複素信号をシンボルレートの２倍のクロック
でオーバーサンプリングし、 キャリア再生手段は、上記オーバーサンプリングされた
ベースバンド複素信号を用いて４逓倍法または逆変調法
によりキャリア再生して位相推定を行い、上記キャリア
位相推定手段からの位相推定完了を受けて上記キャリア
位相推定手段出力の相関信号による位相を初期値として
最終検波用の位相に用いるようにしたことを特徴とする
請求項１記載の復調器。 - 【請求項９】 タイミング再生手段は、入力信号のベー
スバンド複素信号を積算し相関計算で得られる直交相関
信号と同相相関信号とを用いて再生クロックとナイキス
ト点とのタイミング位相差を推定し、位相推定完了信号
により上記推定したタイミング位相差を打ち消す位相制
御を行うようにした特徴とする請求項１記載の復調器。 - 【請求項１０】 タイミング再生手段は、入力信号の相
関複素信号を所定の論理でそのまままたは０に変換する
データ変換手段と、上記変換された後の相関複素信号の
絶対値から最大の絶対値を得る最大絶対値検出手段と、
上記得られた最大絶対値に対応するタイミング位相を求
めるタイミング位相算出手段とを備え、位相推定完了信
号により上記算出したタイミング位相を再生クロック位
相手段に出力してタイミング位相差を打ち消す位相制御
を行うようにした特徴とする請求項１記載の復調器。 - 【請求項１１】 タイミング再生手段は、入力信号のベ
ースバンド複素信号からタイミング位相の進み／遅れを
検出して位相検出信号を得る位相検出手段と、上記得た
位相検出信号を平均化してその平均値から位相制御信号
を得る平均化手段と、上記得た位相制御信号でタイミン
グ位相制御を行う位相制御手段を備えて、装置のタイミ
ングを行う再生クロックを得るようにしたことを特徴と
する請求項１記載の復調器。 - 【請求項１２】 キャリア位相推定手段が位相推定完了
信号を出力すると上記キャリア位相推定手段が出力する
キャリア位相推定値を選択出力し、それ以外ではキャリ
ア再生手段が出力するキャリア位相を選択して最終検波
用に出力する選択手段を備えたことを特徴とする請求項
１記載の復調器。 - 【請求項１３】 最終検波出力して得られる復調データ
と、所定のワードパターンとの相関検出をしてユニーク
ワードを検出するユニークワード検出手段を備えて、最
終検波出力は、上記検出されたユニークワードにより最
終検波出力した結果を補正するようにしたことを特徴と
する請求項１記載の復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9261392A JPH11103326A (ja) | 1997-09-26 | 1997-09-26 | 復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9261392A JPH11103326A (ja) | 1997-09-26 | 1997-09-26 | 復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11103326A true JPH11103326A (ja) | 1999-04-13 |
Family
ID=17361233
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9261392A Pending JPH11103326A (ja) | 1997-09-26 | 1997-09-26 | 復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11103326A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001048999A1 (fr) * | 1999-12-28 | 2001-07-05 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Reproducteur de temporisation et demodulateur comprenant ce dernier |
| US7110476B1 (en) | 1999-02-24 | 2006-09-19 | Nec Corporation | Demodulation and modulation circuit and demodulation and modulation method |
| JP2009219097A (ja) * | 2008-02-12 | 2009-09-24 | Mitsubishi Electric Corp | デスキュー方式 |
| JP2020155824A (ja) * | 2019-03-18 | 2020-09-24 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 同期タイミング検出装置、無線通信装置、およびプログラム |
-
1997
- 1997-09-26 JP JP9261392A patent/JPH11103326A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7110476B1 (en) | 1999-02-24 | 2006-09-19 | Nec Corporation | Demodulation and modulation circuit and demodulation and modulation method |
| WO2001048999A1 (fr) * | 1999-12-28 | 2001-07-05 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Reproducteur de temporisation et demodulateur comprenant ce dernier |
| US6650718B1 (en) | 1999-12-28 | 2003-11-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Timing reproducer and demodulator comprising this |
| JP2009219097A (ja) * | 2008-02-12 | 2009-09-24 | Mitsubishi Electric Corp | デスキュー方式 |
| JP2020155824A (ja) * | 2019-03-18 | 2020-09-24 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 同期タイミング検出装置、無線通信装置、およびプログラム |
| WO2020188912A1 (ja) * | 2019-03-18 | 2020-09-24 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 同期タイミング検出装置、無線通信装置、およびプログラム |
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