JPH03236652A - 適応位相検出同期方法 - Google Patents

適応位相検出同期方法

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JPH03236652A
JPH03236652A JP2031444A JP3144490A JPH03236652A JP H03236652 A JPH03236652 A JP H03236652A JP 2031444 A JP2031444 A JP 2031444A JP 3144490 A JP3144490 A JP 3144490A JP H03236652 A JPH03236652 A JP H03236652A
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八塚　陽太郎
Takuo Muratani
村谷　拓郎
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は無線回線や衛星回線などの位相変調方式に於け
るキャリア再生成はクロック再生を行う際に用いる位相
検出同期方式に関するものである。
（従来の技術） Ｐ　Ｓ　Ｋ　（Ｐｈａｓｅ　　５ｈｉｆｔ　　Ｋｅｙｉ
ｎｇ）変調方式を用いたディジタル無線回線や衛星回線
に於て、受信側でのＰＳＫ変調信号の復調の際、伝送符
号誤りに対するＣ／Ｎ　（キャリア電力対雑音電力比）
特性が理論的に優れた同期検波を一般に用いている。こ
の同期検波方式では送信搬送波（キャリア）と同一の周
波数で位相同期がとれた搬送波（キャリア）が復調側で
必要となる。この為、Ｐ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ　　Ｌ
ｏｃｋｅｄ　　Ｌｏｏｐ）と呼ばれている位相検出同期
方式や単同調回路方式（Ｑの非常に高い共振回路を用い
る方式）が一般に用いられている。
この様な方式を用いて受信側でキャリアを再生する場合
には、一般に送信側から送信キャリア成分を多く持った
プリアンプルと呼ばれる信号を予め一定時間送信した後
、情報をＰＳＫ変調して送信する。受信側では受信され
たプリアンプルをもとにキャリア成分を抽出再生し、周
波数と位相同期とをとった後、ＰＳＫ変調信号を復調す
ることになる。
しかし、移動体通信のための無線回線や衛星回線などで
は、回線雑音が大きくしかも伝送系においてキャリア周
波数及び位相のオフセット（ずれ）が大きいため、ある
いはドプラーによる周波数ずれなどのため、キャリアの
抽出が困難となる。また、キャリアの位相同期引き込み
に時間を要し、また同期外れも起こし易い。このため、
十分なキャリア再生が出来るようにするために、送信側
から長いプリアンプルを送信した場合には、伝送効率が
大幅に低下する。また、同期がとれた後、雑音やフェー
ディングのためにキャリアが一時的に無くなり同期が外
れた場合には、送信側からプリアンプルが伝送されない
ため、受信側ではキャリア再生が出来ず同期が外れたま
まとなり、それ以降の通信が出来なくなる。
一方、低速の無線パケット伝送では伝送効率の面からプ
リアンプルをつけないでパケット伝送する必要がある。
この様なシステムでは実用的に十分満足できるような引
き込み時間の短いキャリア再生特性をもった位相検出同
期方式がいまだ実現されていない。
以下に、周波数逓倍法とＰＬＬを用いてＰＳＫ変調波の
キャリア再生を行う場合を例に取り、具体的に説明する
。第１図は、従来のＰＬＬを用いたキャリア再生方式の
構成図である。入力端子１にＰＳＫ変調信号を入力し、
逓倍器２により逓倍（２相位相変調の場合は２逓倍、４
相位相変調の場合は３逓倍）してキャリア周波数の整数
倍に対応した信号成分子ｘを再生する。次に、バンドパ
スフィルタ３を通してＰＬＬ入力端子４に入力し、位相
検出同期回路（ＰＬＬ）５を用いて雑音とジッタを取り
除き前記信号成分子ｘに同期した参照波をＰＬＬ出力端
子６から取り出し、これを分周器７で分周することによ
り出力端子８から再生キャリアを抽出している。
ＰＬＬ５の基本構成の一例としては、第１図のように、
位相検出器１０と、ループフィルタ１１と参照周波数発
生器９（以下、ｒＶｃＯＪと称す）とから構成される。
なお、ＶＣＯ９は、完全積分器１２、自走角周波数発生
器１３、初期位相発生器１４、ＣＯＳ変換器１５及び加
算器１６゜１７から構成されている。初期位相θ。およ
び自走角周波数Ｗ０を持った参照周波数発生器９　（Ｖ
ＣＯ；　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ　０ｓｃ
ｉｌｌａｔｏｒ）からの参照波と、キャリアに対応する
信号成分子ｘを持った信号（バンドパスフィルタ３の出
力）とを乗算器からなる位相検出器１０（正弦波位相検
出の場合）に入力し、参照波との間の位相誤差あるいは
差周波数（以下、「周波数離調」と称す）成分を取り出
して、ループフィルタ１１を介して不必要な雑音成分を
抑圧するとともに、その振幅・位相特性によってＰＬＬ
５の応答特性、同期特性を決定する。ＶＣＯ９はループ
フィルタ１１の出力の制御信号電圧によって発振周波数
が決定され、その出力は位相比較器１０に加えられてＰ
ＬＬの帰還ループを形成する。これらの動作により前記
信号成分子ｘと周波数および位相同期した参照波をＰＬ
Ｌ出力端子６から抽出し、再生キャリアを得るためにこ
れを分周する。ＰＬＬは一般に入力信号の周波数と位相
が、自走発振状態にあるＶＣＯ９の参照波と同期関係に
ないため、まず周波数引き込み（プルイン）過程で周波
数を接近させた後、位相同期（ロックイン）過程で同期
するといった２段階の過程に分けて行っている。
ここで、入力端子１の入力信号に雑音が多い場合（キャ
リア電力対雑音電力比：　Ｃ／Ｎが低い場合）、キャリ
アに対応した周波数成分の再生のための逓倍器２による
雑音成分の増加（逓倍毎に６ｄＢ増加）と、位相検出器
１０の乗算による非線形操作に基づく雑音の発生などに
より、ループフィル・り１１の出力だけで位相誤差と角
周波数離調度を小さく制御しようとしても、初期位相発
生器１４に設定されている初期位相との差及び自走角周
波数発生器１３に設定されている初期自走角周波数との
差がそれぞれ大きい場合、雑音のために同期状態に入ら
なかたっりあるいは同期状態になるまでに極めて時間が
かかったりする。また、同期が例え取れた場合でも、こ
のようなときにはその後向期外れを起こしやすく、しか
も再び同期しにくい状況となり、安定したキャリア再生
が出来ない。特に、周波数オフセットが大きい場合にこ
の状況が著しい。
（発明が解決しようとする課題） 一般に、ＰＬＬ５の同期引き込みにおける動作としては
、ＰＬＬのループ利得を大きくして引き込みを速くした
場合、雑音に対する感度も高くなることからＰＬＬ出力
端子６の参照波に大きな位相ジッタや周波数変動が発生
する。逆に、雑音への耐久性を良くするためにＰＬＬ５
のループ利得を下げ、かつループフィルター１１の雑音
帯域を狭くした場合には、位相ジッタは減少するが、周
波数離調及び初期位相差の引き込み能力が無くなり正確
なキャリア再生が困難となる。特に、５ｄＢ以下の低Ｃ
／Ｎ回線では、従来のＰＬＬでは正常な動作が困難であ
る。また、使用する位相検出器ｌＯの種類によっては、
誤動作（ｆａｌｓｅロック）の状態も発生する。従来で
は、回線雑音や周波数及び位相オフセット対策として、
これまでループフィルター１１の係数やループ利得をキ
ャリア同期引き込み時と引き込み後に於てそれぞれ調整
する方法、線形な位相検出特性を持つ位相検出器（鋸状
肢位相検出）の利用などの改善が種々提案されている。
例えば、ループフィルター１１の係数やループ利得を調
整する方法としては、周波数オフセットや位相オフセッ
トが大きい場合、ループフィルタ１１のフィルタ係数（
ループ利得）を切り替えることにより同期引き込みを行
っている。具体的には、オフセットを考慮してループフ
ィルタ１１の伝送帯域を初期の引き込み範囲が広くなる
よう制御し、−旦引き込んだ後には伝送帯域を狭くして
同期外れが起こりにくくなるようフィルタ係数を制御す
る方式がある。しかし、このような単なる係数の切り替
えだけでは不十分である。即ち、雑音が大きい場合には
ループフィルタ１１の伝送帯域が広いと雑音によりなか
なか同期引き込み状態に入らないという問題がある。
また、単同調回路方式ではこの様なキャリアのオフセッ
トやフェージングが多い伝送系あるいはドララー周波数
が大きい伝送系でのキャリア抽出が困難であった。
本発明はこの様な欠点を解決し、回線雑音や周波数及び
位相オフセットに強い位相検出同期方式を提供すること
を目的とする。
（課題を解決するための手段） 本発明の第１の特徴は、初期位相を発生する初期位相発
生器と自走角周波数を発生する自走角周波数発生器を有
する参照周波数発振器（ＶＣＯ）で発振された参照波と
入力した入力信号とを位相検出同期回路内の位相比較器
で比較し、自走角周波との角周波数差である角周波数離
調度及び初期位相差が小さくなるように調整しながら位
相同期をとる位相検出同期方式において、前記入力信号
をバッファメモリに記憶し、該記憶された入力信号と前
記参照波との初期位相差および角周波数離調度を初期位
相推定回路と角周波数離調推定器とによりそれぞれ推定
し、該推定した初期位相差および角周波数離調度が小さ
くなるように前記初期位相発生器の初期位相と前記自走
角周波数発生器の自走角周波数とを逐次調整する試行モ
ードと、前記初期位相推定回路の初期位相差および前記
角周波数離調推定器の角周波数離調度が予め定めた閾値
以下となるかまたは該試行モードの回数が予め定めた回
数以上となった時に前記初期位相発生器の位相を初期位
相値、前記自走角周波数発生器の自走角周波数を初期自
走角周波数とそれぞれ定め、該定められた初期位相値お
よび初期自走角周波数に基づいて前記位相検出同期回路
で位相同期を取る通常モードとを行う適応位相検出同期
方式本発明の第２の特徴は、前記試行モードが一回終わ
るごとまたは試行モードが終了した時点で、前記位相同
期検出回路内に備えられたローパスフィルタ及びループ
フィルタのうち少なくとも〒方のフィルタの帯域が狭く
なるように該フィルタのフィルタ係数を制御する適応位
相検出同期方式にある。
本発明の第３の特徴は、単一または複数の帯域に分割さ
れた前記入力信号に対して複数のバンドパスフィルタを
有し、該バンドパスフィルタごとに異なる複数個の初期
自走角周波数を用意して前記試行モードを行い、該初期
自走角周波数が互いに同一となるかあるいはその差が最
も小さくなった帯域の自走角周波数から前記入力信号の
周波数を推定し、該推定結果に基づいて前記バンドパス
フィルタの中心周波数及び帯域幅のうち少なくとも一方
を調整して、前記入力信号に同期した参照波を得ること
によりキャリアを再生する適応位相同期検出方式にある
。
本発明の第４の特徴は、単一または複数に分割された帯
域の前記入力信号に対して複数のバンドパスフィルタを
有し、該バンドパスフィルタごとに異なる初期自走角周
波数を用意して前記試行モードを行い、直交位相差成分
または同相位相差成分を互いに比較し、その差がある範
囲内になった帯域の自走角周波数から前記入力信号の周
波数を推定し、該比較結果に基づいて前記バンドパスフ
ィルタの中心周波数及び帯域幅のうち少なくとも一方を
調整して、前記入力信号に同期した参照波を得ることに
よりキャリアを再生する適応位相同期検出方式にある。
本発明の第５の特徴は、前記複数個のバンドパスフィル
タのうち少なくとも一つのバンドパスフィルタのスペク
トル分析により検出された角周波数と、試行モード及び
通常モードで得られた自走角周波数とをもとに前記バン
ドパスフィルタの中心周波数あるいは更に伝送帯域幅を
制御して同期を取る適応位相同期検出方式にある。
本発明の第６の特徴は、前記入力信号をフレーム毎に分
割し、各フレーム毎または予め定めたフレーム長毎に終
了する適応位相検出同期方式にある。
以下に、図面を用いて本発明の特徴部分であるＰＬＬに
ついて詳細に説明する。ここでは、ＰＬＬへの入力信号
がデイタル信号であり、ＰＬＬはディジタル処理するこ
とを例に取り説明する。なお、Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換につ
いては説明を省略する。また、従来と同一構成部分には
同一番号を付与し、説明の重複を省く。
（実施例１） 第２図は本発明による第１の実施例であり、適応位相検
出同期回路（以下、「アダプティブＰＬＬ」と称す）の
構成図である。
本発明の特徴であるアダプティブＰＬＬ２０は、従来の
ＰＬＬ５に加え、入力信号を一旦蓄えるためのバファー
メモリ２１と、入力信号内の雑音に対する耐久性を強化
し、かつ幅広い同期引き込み領域を実現するためのロー
パスフィルタ２２と、初期位相差を推定する初期位相差
推定器２３と、自走角周波数と入力信号の角周波数との
差すなわち角周波数離調度を推定する角周波数離調推定
器２４とを新たに設けたものである。なお、２５は自走
角周波数出力端子である。また、動作的には、バッファ
ーメモリ２１に記憶された入力信号に対して所望の回数
だけ上記の構成を用いてＰＬＬ処理を行いながら、位相
オフセットおよび周波数オフセット量を逐次推定してア
ダプティブＰＬＬ２０内の自走角周波数Ｗ０と初期位相
ｅ。
を調整する試行モードを新に設け、周波数および位相同
期が確立できる領域内に角周波数離調および初期位相が
入ればその値を自走角周波数発生器１３及び初期位相発
生器１４にそれぞれ設定しなおし、自走角周波数および
初期位相の修正をやめて従来の周波数引き込み過程及び
位相同期過程のＰＬＬ動作を行わせる通常モードにより
ＰＬＬ処理させ、入力信号内のキャリアに対応した信号
成分に参照波を同期させ、ＰＬＬ出力端子６から取り出
すことを特徴としている。
次に、本発明の特徴であるアダプティブＰＬＬ（適応位
相検出同期回路）２０の動作を詳細に説明する。
（１）ＰＬＬ入力端子４からのディジタル入力信号は、
バッファーメモリ２１に一旦記憶する。これは同一の入
力信号に対して自走角周波数および初期位相の修正量が
予め定めた閾値以下となるかもしくは所望の回数だけ試
行モードを繰り返すために、記憶するものである。
（２）記憶されたディジタル入力信号に対し、予め定め
られた自走角周波数発生器１３の初期自走角周波数Ｗ　
Ｏｌ　ｎ　ｔと初期位相発生器１４の初期位相ｅ　０１
ｎｔとを初期値として、本発明の特徴である試行モード
のＰＬＬ処理を繰り返し行う。なお、自走角周波数発生
器１３の初期自走角周波数Ｗ０の初期値Ｗ。Ｉｎｔと初
期位相発生器１４の初期位相ｅ０の初期値ｅ。Ｉｎｔと
しては、前回のＰＬＬ処理時の自走角周波数と初期位相
の最終値を用いても良い。また、外部に線形予測による
スペクトル分析器等を用意し、この情報をもとに初期値
を決めても良い。
（２−１）具体的には、バフデーメモリ２１出力とＣＯ
８変換器１５からの参照波 とを位相比較器１０に入力して位相 差成分を検出した後、ローパスフィ ルタ２２とループフィルタ１１とを 介して雑音成分を抑圧する。
（２−２）次に、ループフィルタ１１の出力を角周波数
離調推定器２４と初期位相 差推定器２３とに入力すると共に、 自走角周波数発生器１３からの自走 角周波数に対応した信号と加算器 １６を介して加算したのち完全積分 器１２に入力する。
（２−３）更に、完全積分器１２の出力と初期位相発生
器１４からの初期位相に対 応した信号とを加算器１７を介して 加算したのち、ＣＯＳ変換器１５ にて余弦変換して参照波を生成す る。
ここで、ＰＬＬ入力端子４に入力したディジタル入力信
号のキャリアに対応した周波数成分と、ＰＬＬ処理され
た参照波の周波数（ＣＯ３変換器１５の出力）との間に
周波数離調が認められる場合、ループフィルタ１１の出
力には周波数離調に対応した直流成分が発生することか
ら、本発明ではある時間内でのこの直流成分を角周波数
離調推定器２４で検出し、角周波数離調度を推定する。
また、ＰＬＬ入力端子４に入力された信号成分と参照波
との間に位相差がある場合、ループフィルタ１１の出力
には、アダプティブＰＬＬ２０が引き込み動作を開始し
た時刻からある時間の範囲内で、位相差に対応したパル
ス状の信号成分が発生することから（位相同期が取れる
に従い振幅は次第に小さくなる）、これを初期位相差推
定器２３により検出し初期位相差を推定する。これらの
推定された初期位相差と角周波数離調度とから初期位相
発生器１４の初期位相と自走角周波数発生器１３の自走
角周波数とをそれぞれ修正し、再度記憶された同一の入
力信号に対して同様のＰＬＬ処理をさせ、推定を行う。
これらの処理を同期状態が達成されたと見なせる回数だ
け繰り返す。
なお、上記の試行モードで同期状態を得た後、通常モー
ドのＰＬＬを行うやり方としては種々の方法が考えられ
る。例えば、第１の方法としては、予め定めた特定の試
行回数を越えた場合同期していると見なし、あるいは初
期位相差および角周波数離調の調整量が与えられたスレ
ショールドより小さくなった時点で同期状態にあると見
なし、試行モードを終了し、通常モードのＰＬＬ処理に
切り替える。第２の方法としては、入力信号を予め定め
られたフレーム毎に分割し、各フレーム毎あるいは予め
定めたフレーム毎で試行モードを実施し、自走角周波数
と初期位相差とを調整した後、再び通常モードに切り替
える。第３の方法として、第４図に示すように、ＳＩＮ
変換器２６とローパスフィルタ２８とから直交位相差成
分（または同相位相差成分）を求め、同期を判定する同
期判定回路（図示せず）を付加し、同期状態になれば通
常モードのＰＬＬ処理を、また、第４の方法として一旦
通常モードで非同期状態になれば試行モードでのＰＬＬ
処理を再度実施して同期状態とし、再び通常モードに切
り替える。第５の方法としては、単一あるいは帯域を分
割するための複数のバンドパスフィルタを設け、各バン
ドパスフィルタ全であるいは一部にアダプティブＰＬＬ
２０を接続し、それぞれの帯域内で同期引き込み動作開
始時に各アダプティブＰＬＬ２０に入力された信号に対
して複数の異なる初期自走角周波数を用意しく端子４６
から入力）、試行モードを動作させ、各自走角周波数が
互いに同一となるかあるいはその差が最も小さくなると
キャリア周波数に対応している成分が有ると見なし、そ
の帯域のＰＬＬ処理を通常モードに切り替える。
なお、試行モードが一回終るごとまたは試行モードが終
了した時点でローパスフィルタ２２の伝送帯域やループ
フィルタ１１の伝送特性を序々に狭く制御して雑音特性
を改善しても良い。
（３）試行モードにより、同期状態に入る初期の自走角
周波数と初期位相が決定されると、それらを設定し、従
来のＰＬＬと同様の処理である通常モードを行う。すな
わち、通常モードでは、位相検出器１０で位相誤差及び
周波数離調成分を取り出すとともに、ループフィルタ１
１を介して不必要な雑音成分を抑圧し、これを初期位相
発生器１４及び自走角周波数発生器１３に入力し、ルー
プフィルタ１１のループ利得や帯域を調整しながらフィ
ードバック制御する。すなわち、本発明の特徴で有る試
行モードは初期位相差推定器２３及び角周波数離調推定
器２４を動作させるのに対し、通常モードでは初期位相
差推定器２３及び角周波数離調推定器２４を動作させな
い。
上述のように、本発明は従来のＰＬＬ５のループフィル
タ１１の出力に角周波数離調推定器２４と初期位相差推
定器２３とを接続し、前記同期引き込み開始時にこれら
から得られた推定値を基に、入力された信号成分との初
期位相差と角周波数離調度とを求め、ＰＬＬの自走角周
波数発生器１３の初期の自走角周波数と初期位相発生器
１４の初期位相とをそれぞれ適応的に制御する機能（試
行モード）を付加することにより、回線雑音や周波数及
び位相オフセットに強い位相検出同期方式を実現したも
のである。
ここで、角周波数離調推定器２４による角周波数離調度
の推定方法の一例としては、後述の（１）式を用いて実
現できる。即ち、アダプティブＰＬＬ２０の参照波と前
記入力された信号成分との間で周波数離調がある場合、
ＰＬＬの同期引き込み動作の定常状態では角周波数離調
成分は完全積分回路１２の入力として直流成分になるこ
とから、ループツイツタ１１の出力の直流成分を特定時
間領域（系が安定状態）内で求め、角周波数離調を推定
する。この結果により（３）式のように自走角周波数を
修正する。これらの処理を繰り返すことにより角周波数
離調度を次第に減少させることができる。
また、初期位相差成分に対しては、初期位相差はループ
フィルター１１の出力としてＰＬＬの引き込み動作開始
時からある特定時間領域（角周波数の特定時間に比べて
極めて短い時間で、例えばキックオフした直後のある特
定時間領域）内に主として現れ、しかもこの範囲では角
周波数離調に起因した成分は小さいことに着目して、初
期位相推定器２３において特定時間領域内の直流成分を
（４）式を用いて求め、（５）式から初期位相差を推定
する。なお、ＰＬＬ動作の定常状態では位相差が完全積
分回路１２の出力において原理的に一定値となることか
ら、初期位相推定器２３に於て積分回路を設けその出力
Φを一旦記憶しておき、前記の角周波数離調度推定誤差
ΔＷ、を用いて（４°）式により位相差推定誤差△θ、
を求め、（５）式により初期位相差を推定しても良い。
ここで、角周波数離調推定器２４においてｊ回目の試行
（学習）による角周波数離調推定値を△Ｗｏ（ｊ）とす
ると、 △Ｗ０（ｊ）＝α＊△Ｗｏ（ｊ−１）＋β＊△ｗ　、　
（ｊ）・・・（１） で与える。但し、△Ｗ、（Ｏ）＝Ｏ１α、βは０≦α。
β≦１の定数である。
角周波数離調推定誤差△ｗ　、　（ｊ）はＮ＋ から求められる。但し、Ｎ　＝　Ｎ２−　Ｎｌ＋　１　
、甲（ｉ）はｊ回目の試行の際におけるループフィルタ
の出力、ｉは同期引き込み動作開始後のサンプル時点で
ある。
更に、（ｊ＋１）回目の試行における自走角周波数発生
器１３の自走角周波数Ｗｏ（ｊ＋１）は、Ｗｏ（ｊ＋１
）　”　Ｗｏ＋ｎｔ＋ΔＷｏ（ｊ）　　　　・・・（３
）で与える。但し、Ｗ　ｏ　ｔ　ｎ　ｔは推定のための
試行モードの際の自走角周波数発生器１３の自走角周波
数の初期値（初期自走角周波数）である。ＷｏＩｎｔは
予め定めた値、あるいは通常モードでＰＬＬ処理をして
得られた参照波の角周波数更には、外部でＰＬＬ入力信
号から直接推定された角周波数をスペクトル分析器から
得て（例えば、線形予測分析やＦＦＴにより推定できる
）用いても良い。これを初期自走角周波数入力端子４６
から入力すれば良い。この様に、アダプティブＰＬＬ２
０が入力信号のキャリアに対応した周波数成分に同期す
る領域内に入るようＷ。を適応的に更新する。これによ
り、同期引き込みが可能な自走角周波数が得られる。
一方、ｊ回目の試行における位相差推定誤差△θ。（ｊ
）は、 Ｎ。
但し、Ｎ　＝　Ｎ４−　Ｎ３＋　１で与える。ここで、
Ｎ３、Ｎ４は角周波数離調の成分が大きくないサンプリ
ング時点とする。
或はｊ回目の試行における位相差推定誤差△θ。（ｊ）
は ２ △θｅ（ｊ）＝、Σ　（Φ（ｉ）−６ｗ　−（ｊ）　＊
　（ｉ−Ｎ＋））　／Ｎ１＝Ｎ。
・・・　（４゛　） 但し、Ｎ　＝　Ｎ２−　Ｎｌ＋　１、Φ（ｉ）＝Φ（ｉ
−１）手甲（ｉ）、Φ（０）　＝　０を用いてもよい。
ここで、初期位相差推定値△θ。（ｊ）を△θ。（ｊ）
＝γ＊△θ。（ｊ−１）＋δ＊△θ、（ｊ）・・・（５
） で与える。但しγ、δは０≦γ、δ≦１の定数である。
ｊ＋１回目の試行の初期位相発生器の初期位相ｅｏ（ｊ
Ｄ）は θｏＦ”ｌ）　”　ｅ　０１ｎｔ＋△θｏ　（ｊ）　　
　　　・・・　（６）で与えられる。但し、ｅ　０１ｎ
ｔは推定のための試行モードの開始の際の初期位相発生
器１４の初期位相の初期値である。この様に、ＰＬＬが
入力信号のキャリアに対応した信号成分に位相同期する
領域内に入るよう初期位相ｅ。を適応的に更新する。こ
の初期値をある特定の値を用いたり、通常モードでＰＬ
Ｌ処理された参照波の位相を用いたり、更には外部のス
ペクトル分析器で推定したものを用いても良い。
上述の説明のごとく、試行モードでは（３）および（６
）式により与えられた自走角周波数Ｗ０（ｊ）と初期位
相ｅｏ（ｊ）を各々設定し、再度前記の手順で試行モー
ドのＰＬＬ処理を行い、改めて（１）および（５）式を
用いて推定を行う。この様な試行モードを繰り返すこと
により、同期引き込み状態になるよう角周波数離調およ
び初期位相を追い込むことが出来る。この時、試行モー
ドが一回終るごとまたは試行モードが終了した時点でロ
ーハスフィルタ２２の伝送帯域やループフィルタ１１の
伝送特性を序々に狭く制御しても良い。
これにより、雑音帯域を狭くでき自走角周波数と初期位
相の推定精度が向上する。尚、試行モードの回数ｊは一
定値とするか、６ｗ　、　（ｊ）あるいはΔθ、（ｊ）
がある一定値以下になれば試行モードを停止してもよい
。或は、第４図のようにＣＯ３変換と並行して後述する
ＳＩＮ変換器２６と乗算器等からなる直交位相比較器２
７とローパスフィルタ２８とを付加して直交位相差成分
を検出するための同期判定回路を設け、その出力がある
閾値以上となれば同期したと見なして停止してもよい。
また、図示していないが、位相比較器１０から得られた
信号をローパスフィルタを通して同相位相差成分を検出
し、その出力がある閾値以下となれば同期したと見なし
停止しても良い。
上述の説明のごとく、試行モードに於て角周波数離調度
推定と初期位相差推定を行うＰＬＬ処理を実施し、同期
する最適な自走角周波数と初期位相を求めた後に、これ
らを用いて通常モードとしてループフィルタ１１のルー
プ利得を小さくすると共に雑音帯域を狭くして通常のＰ
ＬＬ動作を行わせる。これにより雑音や周波数および位
相オフセットに対して安定な位相検出同期回路が実現で
きる。また、ＰＬＬの同期が何かの理由により外れたと
きには、前述の同期判定回路などにより同期外れを検出
し、再度上記の試行モード処理を行って同期引き込みを
行えばよい。
ローパスフィルタ２２は対雑音特性の向上あるいは位相
比較器ｌＯによる非線形歪の抑圧のために挿入している
が、更に初期位相差及び角周波数離調度が小さくなるに
応じてその伝送帯域を狭くすれば、前記の初期位相推定
器２３及び角周波数離調推定器２４の推定精度の向上と
雑音による同期外れの防止ができる。また、入力信号内
の雑音が余り無ければ必ずしもローパスフィルタ２２は
挿入しなくてもよい。
ここで、本発明に用いるローパスフィルタ２２の一構成
例を第３図に示す。図のように、ローパスフィルタ２２
は抵抗３０１、加算器３１．．１タップ遅延素子３２．
及び係数がａの抵抗３３゜を１組として、複数段縦接続
されて構成しである。抵抗３３．のフィルタ係数ａを可
変することにより簡単に中心周波数等のフィルタ特性を
制御できる。
尚、ここでは動作の説明を省くが、本発明のアダプティ
ブＰＬＬ２０は、キャリア再生以外にクロック再生にも
適用できる。第４図は、ＣＯ８変換器１５以外にＳＩＮ
変換器２６と、乗算器等からなる直交位相比較器２７と
、ローパスフィルタ２８とを併用し直交位相差成分を検
出する本発明のコスタス形位相検出同期回路（以下、「
アダプティブＰＬＬ２０′Ｊと称す）の構成図である。
これにより、アダプティブＰＬＬ２０　′の入力信号に
対して入力電力が一定となるようにＡＧＣ機能を付加す
ることも容易である。また、前述の説明の如く、ＳＩＮ
変換器２６側の直交位相検出成分出力をもとに同期状態
かどうかを判定してもよい。
（以下余白） （実施例２） 次に第２の実施例として、Ｃ／Ｎが極端に劣化するシス
テムの２相ＰＳＫは勿論のこと、４相や８相ＰＳＫ変調
信号などの高次の逓倍を必要とするシステムに、本発明
のアダプティブＰＬＬ２０を適用した場合のキャリア再
生方式について説明する。
第５図は本発明による第２の実施例であり、高次のＰＳ
Ｋ変調信号を用いたキャリア再生方式のブロック図であ
る。実施例１と異なる点は、前述のアダプティブＰＬＬ
２０の前段に時間領域処理型のディジタルフィルタや周
波数処理型のＦＦＴ等で構成される適応バンドパスフィ
ルター４１を配置し、アダプティブＰＬＬ　（適応位相
検出同期回路）２０の入力信号内からキャリアに対応し
た信号成分の存在を検出すると共に、適応位相検出同期
方式により推定された自走角周波数をもとに適応バンド
パスフィルター４１の中心周波数及び伝送帯域幅のうち
少なくとも中心周波数を制御するよう構成して不要な雑
音を抑圧した後、適応バンドパスフィルター４１の出力
をアダプティブＰＬＬ２０に入力し、参照波を同期させ
キャリアを再生することにある。なお、帯域分割する複
数の適応バンドパスフィルタと適応位相検出同期回路と
を組み合わせた方式は、後述する初期のキャリアオフセ
ットが非常に広範囲に変化している場合に用いるもので
ある。
先ず、キャリヤに対応した信号成分の有無の識別とその
角周波数の検出方法として、自走角周波数比較法を説明
する。
（１）予め設定されたバンドパスフィルタ特性を有する
適応バンドパスフィルタ４１から得られた信号は、ＰＬ
Ｌ入力端子４を介してアダプティブＰＬＬ２０に入力す
る。
（２）アダプティブＰＬＬ２０では、第２図の自走角周
波数発生器１３の自走角周波数に関し、前述した（３）
式において異った自走角周波数初期値、すなわち、Ｗｏ
Ｉｎ□およびＷ。ｔｎｔｚをそれぞれ設定して、試行モ
ード処理を実行させる。
（３）その結果得られた各々の自走角周波数を自定角周
波数出力端子２５を介して自走角周波数比較器４２に入
力して ＩＷｏｌ（ｍ）−Ｗ０２（ｍ）１≦　Ｔ：　　　・・−
（７）が満足するかどうかを調べる。但し、τは定数、
ｍは試行回数、Ｗｏ＋（ｍ）は初期値Ｗ　Ｏｉ　ｎ　ｔ
　＋に対する自走角周波数、Ｗｏ２（ｍ）は初期値Ｗ。
Ｉｎｔ２に対する自走角周波数である。
（４）（７）式が特定試行回数以内に成立した場合には
、異なる自走角周波数の初期値からスタートしても同一
の角周波数推定値に収斂したと見なせることから、入力
信号内に特定信号成分があると見なす。
（５）逆に、入力信号内に雑音成分しがない場合にはそ
れぞれ異なった自走角周波数となり、（７）式を満たさ
ない。この特徴を用いてキャリアに対応した信号成分の
有無を識別検出し、しかもその角周波数を参照波の自走
角周波数Ｗ　ｏ　＋　（ｍ）で検知する。
（６）これをフィルタ係数制御回路４３に入力して適応
バンドパスフィルタ４１の伝送帯域を再調整する。即ち
キャリア周波数オフセットが推定できることから、これ
に基づいたフィルタの中心周波数の制御あるいはさらに
伝送帯域幅の狭帯域制御（例えばディジタルフィルタの
インパルスレスポンスを変えることにより簡単に実現で
きる）によって不要な雑音の大幅な削減が可能となる。
（７）この適応バンドパスフィルタ４１を通して雑音を
処理した後、アダプティブＰＬＬ２０に入力し上記の試
行モード処理を繰り返すことにより、入力端子ｌにおい
て極端に雑音の多い回線に対しても確実に同期させてキ
ャリア再生を行わせることが可能である。
（実施例３） 次に、キャリヤに対応した信号成分の有無の識別とその
角周波数の検出方法として、直交位相成分比較法を第６
図を用いて説明する。
第６図は、本発明による第３の実施例であり、直交位相
成分比較法を用いてキャリア再生する場合の構成図であ
る。第４図の実施例２と異なる点は、アダプティブＰＬ
Ｌ２０　（適応位相検出同期回路）の代わりに直交位相
差成分も出力するアダプティブＰＬＬ２０　’を用い、
かつ直交位相差成分の出力端子２９に直交位相成分比較
器４４を接続し、その出力に基づいてフィルタ係数制御
回路４３を制御するように構成したものである。なお、
前述と同様に直交位相差成分の代わりに同相位相差成分
を用いても良いが、ここでは説明を省略する。
次に、動作について説明する。
（１〉予め設定されたバンドパスフィルタ特性を有する
適応バンドパスフィルタ４１から得られた信号は、ＰＬ
Ｌ入力端子４を介してアダプティブＰＬＬ２０　′に入
力する。
（２）アダプティブＰＬＬ２０　’では、第２図の自走
角周波数発生器１３の自走角周波数に関し、前述した（
３）式において異った自走角周波数初期値、すなわち、
Ｗ　Ｏｌ　ｎ　ｔ　＋およびＷ。Ｉｎｔｌｌをそれぞれ
設定して、試行モード処理を実行させる。ここまでは、
実施例２と同じである。
（３）それぞれの試行モードにおける直交位相成分の出
力端子２９の出力を直交位相成分比較器４４に入力し、
次式を満足するかどうか調べる。
１＝１１ ・・・　（８） 但し、εは定数、ｍは試行モードの回数、ｉＩ及びｉ２
は計算領域を示す定数、ＡＱ、、（ｍ）は自走角周波数
初期値Ｗ　Ｏｌ　ｎ□に対する直交位相成分、ＡＱｏ−
（ｍ）は自走角周波数初期値Ｗ。ｔｎｔａに対する直交
位相成分である。
（４）（８）式が試行モードの回数以内あるいは特定の
試行モード回数時に成立した場合には、異なる自走角周
波数の初期値からスタートしても同一の角周波数推定値
に収斂し、直交位相成分が同一となったと見なせること
から、入力信号に所望の信号成分（キャリア成分）が有
りと見なす。
（５）逆に、入力信号内に雑音成分しかない場合には、
それぞれ異なった自走角周波数となることから、直交位
相成分もそれぞれ異なり（８）式を満たさない。この特
徴を用いて、前述のようにキャリアに対応した信号成分
の有無を判定し、かつその角周波数を参照波の自走角周
波数Ｗ。１（ｍ）で検知でき、これらをフィルタ係数制
御回路４３に入力する。
（６）フィルタ係数制御回路４３は入力された情報に基
づいて適応バンドパスフィルタ４１の中心周波数及び帯
域幅のうち少なくとも中心周波数を制御する。即ちキャ
リア周波数オフセットが推定できることから、これに基
づいた中心周波数の制御あるいはさらに伝送帯域幅の狭
帯域制御（例えばディジタルフィルタのインパルスレス
ポンスを変えることにより簡単に実現できる）によって
不要な雑音の大幅な削減が可能となる。
（７）この適応バンドパスフィルタ４１を通して雑音を
処理した後、アダプティブＰＬＬ２０　′に入力し上記
の試行モード処理を繰り返すことにより、入力端子１に
おいて極端に雑音の多い回線に対しても確実に同期させ
てキャリア再生を行わせることが可能である。
（実施例４） 第７図は本発明のよる第４の実施例であり、適応位相検
出同期回路（ＰＬＬ）２０’を用いたキャリア再生方式
の構成図である。図のように、ＰＬＬ２０’内の自走角
周波数初期値を外部に設けたスペクトル分析器４５で、
入力信号の角周波数から推定し、角周波数離調推定器２
４の一部として働かせることにより、前述の実施例３と
同様にキャリア再生を行うことができる。ここで、スペ
クトル分析器４５としては、従来から良く知られている
ＦＦＴや線形予測スペクトル分析器により実現され、ス
ペクトル分析器４５の出力及びＰＬＬ２０’からの自走
角周波数出力をもとに、前述と同様に中心周波数の制御
あるいは伝送帯域幅の制御を行う。
なお、実施例２．３及び４において、−旦同期したのち
キャリアがドプラー効果などにより時間的に変動する場
合には、自走角周波数出力端子２５からの自走角周波数
をモニターしておき、キャリアに対応した信号成分が適
応バンドパスフィルタ４１の伝送帯域から外れないよう
に中心周波数を制御することにより変動に追従できる。
また、初期のキャリアオフセットが非常に広範囲に変化
している場合には、逓倍器２の出力に対して想定される
周波数オフセット領域内をサブ帯域に分割し、分割した
それぞれに上述のキャリア再生回路を用意し、個々の適
応バンドパスフィルタ４１の初期の中心周波数ならびに
伝送帯域を調整して配置しておき、いずれかのキャリア
再生回路でキャリアに対応した信号成分を補足して前述
の処理を行うことにより、キャリアと参照波に同期させ
てキャリア再生を行うことが出来る。この時、適応バン
ドパスフィルタ４１、アダプティブＰＬＬ２０　（２０
′）、自走角周波数比較器４２あるいは直交位相成分比
較器４４及びフィルタ係数制御回路４３を、あるいはこ
れらにスペクトル分析器４５を追加した構成を複数個用
意し、キャリアに対応した信号成分に同期した参照波が
存在しているサブ帯域のアダプティブＰＬＬ２０（２０
′）のみを選択して分周器７を接続してもよい。また、
複数のバンドパスフィルタからなる帯域分割フィルタ群
を用意して、帯域内電力の変化（キャリアに対応した信
号成分を受信すると帯域内電力が増加する）からキャリ
アに対応した信号成分が存在するバンドパスフィルタを
選択し、これをアダプティブＰＬＬ２０　（２０′）に
接続し、前記のごとくフィルタ係数を制御し適応バンド
パスフィルタとして用いてもよい。また、アダプティブ
ＰＬＬ２０　（２０′）の出力を出力端子６から取り出
し、これを分周器７に入力して再生キャリアを出力端子
８から得ているが、適応バンドパスフィルタ４１を非常
に狭帯域に制御することにより適応バンドパスフィルタ
４１の出力を直接分周器７に入力して再生キャリアを得
ても良い。また、上述の説明では試行モードを行うＰＬ
Ｌと通常モードを行うＰＬＬとが共通のＰＬＬを用いる
場合について述べたが、従来の通常モードのみを行うＰ
ＬＬの他に本発明の特徴である試行モードを行うアダプ
ティブＰＬＬ２０　（２０′）新たに追加し、試行モー
ドの結果を通常モードのＰＬＬに通知して行うように構
成しても良い。
（発明の効果） 本発明は次のような効果がある。
（１）−旦蓄えられた入力信号に対して角周波数離調と
初期位相差を推定し適応的に自走角周波数と初期位相を
修正する試行モードを行った後、従来のＰＬＬ処理であ
る通常モードを行うことにより、ＰＬＬの同期引き込み
範囲の拡大と雑音帯域の縮小とが同時に実現出来ること
から、入力信号内の雑音が大きくしかも周波数オフセッ
トが大きい場合でも同期を簡単に取ることが可能となり
、しかも同期引き込み後の動作も安定したものとするこ
とが出来る。これにより、従来困難とされていた低Ｃ／
Ｎ状態でしかもキャリアオフセットが大きい伝送系でも
キャリア再生を行う事ができる。また、従来のＰＬＬで
ハングアップと呼ばれている誤動作状態も角周波数離調
および初期位相差の適応的な修正機能を持たせることに
より回避できる。
（２）試行モードが一回終わるごとまたは試行モードが
終了した時点で、位相同期検出回路内に備えられたロー
パスフィルタあるいは更にループフィルタの帯域が狭く
なるようにフィルタ係数を制御することにより、初期位
相推定器２３及び角周波数離調推定器２４の推定精度の
向上と雑音による同期外れの防止が可能となる。
（３）単一または複数の帯域に分割された入力信号に対
して複数のバンドパスフィルタを有し、バンドパスフィ
ルタごとに異なる複数個の初期自走角周波数を用意して
試行モードを行い、初期自走角周波数が互いに同一とな
るかあるいはその差が最も小さくなった自走角周波数か
ら入力信号の周波数を推定し、その推定結果に基づいて
バンドパスフィルタの選択とその中心周波数及び帯域幅
のうち少なくとも一方を調整することにより、入力信号
に同期した参照波を精度よく得ることができ、Ｃ／Ｎが
悪くともキャリアを再生することができる。すなわち、
適応バンドパスフィルタ４１とアダプティブＰＬＬ２０
とを組み合わせ、推定した自走角周波数に基づいて適応
バンドパスフィルタ４１のフィルタ係数を制御すること
により、キャリアオフセットが大きくしかもフェージン
グ等により、極端にＣ／Ｎが低い回線での４相や８相な
どのキャリアを安定に抽出でき、しかもドプラ効果など
による同期後のキャリアの周波数変動に対しても迅速に
対応することができる。
（４）単一または複数に分割された帯域の前記入力信号
に対して複数のバンドパスフィルタを有し、バンドパス
フィルタごとに異なる初期自走角周波数を用意して試行
モードを行い、直交位相成分を互いに比較し、その差が
ある範囲内になった帯域の自走角周波数から入力信号の
周波数を推定し、その比較結果に基づいて直交位相成分
の差が小さい帯域の自走角周波数からバンドパスフィル
タを選択し、その中心周波数及び帯域幅のうち少なくと
も一方を調整することにより、入力信号に同期した参照
波を精度よく得ることができ、Ｃ／Ｎが悪くともキャリ
アを再生することができる。すなわち、適応バンドパス
フィルタ４１とアダプティブＰＬＬ２０　’とを組み合
わせ、推定した自走角周波数に基づいて適応バンドパス
フィルタ４１のフィルタ係数を制御することにより、（
３）項の効果を精度良く実現することができる。
（５）複数個のバンドパスフィルタのうち少なくとも一
つのバンドパスフィルタのスペクトル分析により検出さ
れた角周波数と、試行モード及び通常モードで得られた
自走角周波数とをもとにバンドパスフィルタの中心周波
数あるいは更に伝送帯域幅を制御して同期を取ることに
より、簡単で、かつ精度良く同期を取ることが可能とな
る。
（６）試行モードのＰＬＬ処理で入力信号をフレームご
とに分割し、各フレームごとまたはあらかじめ定めたフ
レーム長ごとに終了することにより、伝送路状態が悪く
ても同期外れを防止することができる。
（７）通常モード時に、同期が外れたときにこれを検出
して試行モードに戻り再び同期引き込みを行うことによ
り、同期外れを生じても簡単に同期を回復することがで
きる。
（８）試行モードにおける適応バンドパスフイル夕の中
心周波数及び帯域幅のうち少なくとも一方を調整して同
期引き込みを行った後、通常モードにおいても同様に自
走角周波数を用いて適応バンドパスフィルタの中心周波
数及び帯域幅を適応的に制御して同期を取ることにより
、入力信号に同期した参照波を精度よく得ることができ
、Ｃ／Ｎが悪くともキャリアを再生することができる。
（９）複数のバンドパスフィルタのうち、同期引き込み
試行開始時に電力が最も大きく変化したバンドパスフィ
ルタに信号成分が入力されたとみなし、その自走角周波
数に基づいてバンドパスフィルタの中心周波数あるいは
更に伝送帯域幅を制御して同期を取ることにより、入力
信号に同期した参照波を精度よく得ることができ、Ｃ／
Ｎが悪くともキャリアを再生することができる。
従って、本発明はプリアンプルを用いることなく、しか
もＰＬＬ処理に基本的に基づいていることからハードウ
ェアも簡単で、処理遅延も少なく速い同期が可能となり
、移動無線、移動体衛星通信あるいは高速大容量衛星通
信等に非常に有効である。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のＰＬＬによるキャリア再生方式第２図は
本発明によるアダプティブＰＬＬ回路のブロック図、 第３図は本発明で用いるローパスフィルタ２２の構成図
、 第４図は本発明による別のアダプティブＰＬＬ回路のブ
ロック図、 第５図は本発明によるキャリア再生方式を示す図、 第６図は本発明による別のキャリア再生方式を示す図、 第７図は本発明による更に別のキャリア再生方式を示す
図である。 １・・・入力端子、　　　　　２・・・逓倍器、３・・
・バンドパスフィルタ、４・・・ＰＬＬ入力端子、５・
・・位相検出同期回路（ＰＬＬ）、６・・・ＰＬＬ出力
端子、　　７・・・分周器、８・・・出力端子、 ９・・・参照周波数発振器（ＶＣＯ）、１０・・・位相
比較器、 １１・・・ループフィルタ、　　１２・・・完全積分器
、１３・・・自走角周波数発生器、 １４・・・初期位相発生器、　　１５・・・ＣＯ８変換
器、１６．１７・・・加算器、 ２０．２０”・・・適応位相検出同期回路（アダプティ
ブＰＬＬ）、 ２１・・・バッファメモリ、 ２２・・・ローパスフィルタ、 ２３・・・初期位相推定器、 ２４・・・角周波数離調推定器、 ２５・・・自走角周波数出力端子、 ２６・・・ＳＩＮ変換器、 ２７・・・直交位相比較器（乗算器）、２８・・・ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、２９・・・直交位相成分出力
端子、 ３０、〜３０ｎ、３３．〜３３ｎ・・・抵抗、３１、〜
３１　ｎ・・・加算器、 ３２、〜３２ｎ・・・ｌタップ遅延素子、４１・・・適
応バンドパスフィルタ、 ４２・・・自走角周波数比較器、 ４３・・・フィルタ係数制御回路、 ４４・・・直交位相成分比較器、 ４５・・・スペクトル分析器、 ４６・・・初期自走角周波数入力端子。

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）初期位相を発生する初期位相発生器と自走角周波
    数を発生する自走角周波数発生器を有する参照周波数発
    振器（ＶＣＯ）で発振された参照波と入力した入力信号
    とを位相検出同期回路内の位相比較器で比較し、自走角
    周波との角周波数差である角周波数離調度及び初期位相
    差が小さくなるように調整しながら位相同期をとる位相
    検出同期方式において、 前記入力信号をバッファメモリに記憶し、 該記憶された入力信号と前記参照波との初期位相差およ
    び角周波数離調度を初期位相推定回路と角周波数離調推
    定器とによりそれぞれ推定し、該推定した初期位相差お
    よび角周波数離調度が小さくなるように前記初期位相発
    生器の初期位相と前記自走角周波数発生器の自走角周波
    数とを逐次調整する試行モードと、 前記初期位相推定回路の初期位相差および前記角周波数
    離調推定器の角周波数離調度が予め定めた閾値以下とな
    るかまたは該試行モードの回数が予め定めた回数以上と
    なった時に前記初期位相発生器の位相を初期位相値、前
    記自走角周波数発生器の自走角周波数を初期自走角周波
    数とそれぞれ定め、該定められた初期位相値および初期
    自走角周波数に基づいて前記位相検出同期回路で位相同
    期を取る通常モードと を行うことを特徴とする適応位相検出同期方式。
  2. （２）請求項１に加え、前記試行モードが一回終わるご
    とまたは試行モードが終了した時点で、前記位相同期検
    出回路内に備えられたローパスフィルタ及びループフィ
    ルタのうち少なくとも一方のフィルタの帯域が狭くなる
    ように該フィルタのフィルタ係数を制御することを特徴
    とする適応位相検出同期方式。
  3. （３）請求項１または２に加え、単一または複数の帯域
    に分割された前記入力信号に対して複数のバンドパスフ
    ィルタを有し、該バンドパスフィルタごとに異なる複数
    個の初期自走角周波数を用意して前記試行モードを行い
    、該初期自走角周波数が互いに同一となるかあるいはそ
    の差が最も小さくなった帯域の自走角周波数から前記入
    力信号の周波数を推定し、該推定結果に基づいて前記バ
    ンドパスフィルタの中心周波数及び帯域幅のうち少なく
    とも一方を調整して、前記入力信号に同期した参照波を
    得ることによりキャリアを再生することを特徴とする適
    応位相同期検出方式。
  4. （４）請求項１または２に加え、単一または複数に分割
    された帯域の前記入力信号に対して複数のバンドパスフ
    ィルタを有し、該バンドパスフィルタごとに異なる初期
    自走角周波数を用意して前記試行モードを行い、直交位
    相差成分または同相位相差成分を互いに比較し、その差
    がある範囲内になった帯域の自走角周波数から前記入力
    信号の周波数を推定し、該比較結果に基づいて前記バン
    ドパスフィルタの中心周波数及び帯域幅のうち少なくと
    も一方を調整して、前記入力信号に同期した参照波を得
    ることによりキャリアを再生することを特徴とする適応
    位相同期検出方式。
  5. （５）前記複数個のバンドパスフィルタのうち少なくと
    も一つのバンドパスフィルタのスペクトル分析により検
    出された角周波数と、試行モード及び通常モードで得ら
    れた自走角周波数とをもとに前記バンドパスフィルタの
    中心周波数あるいは更に伝送帯域幅を制御して同期を取
    ることを特徴とする請求項４項記載の適応位相同期検出
    方式。
  6. （６）前記試行モードが、前記入力信号をフレーム毎に
    分割し、各フレーム毎または予め定めたフレーム長毎に
    終了することを特徴とする請求項１項または２項または
    ３項または４項または５項記載の適応位相検出同期方式
    。
  7. （７）前記通常モード時に、同期が外れたときにこれを
    検出して前記試行モードに戻り再び同期引き込みを行う
    ことを特徴とする請求項１項、２項、３項、４項、５項
    または６項記載の適応位相同期検出方式。
  8. （８）前記試行モードにおける前記バンドパスフィルタ
    の中心周波数及び帯域幅のうち少なくとも一方を調整し
    て同期引き込みを行った後、前記通常モードにおいても
    同様に自走角周波数を用いて前記バンドパスフィルタの
    中心周波数或は更に伝送帯域幅を適応的に制御して、前
    記入力信号に同期した参照波を得ることによりキャリア
    再生することを特徴とする請求項３、４または５項記載
    の適応位相同期検出方式。
  9. （９）前記複数のバンドパスフィルタのうち、同期引き
    込み試行開始時に電力が最も大きく変化したバンドパス
    フィルタに信号成分が入力されたとみなし、その時の試
    行モード及び通常モードでの自走角周波数に基づいて前
    記バンドパスフィルタの中心周波数あるいはさらには伝
    送帯域幅を制御して同期をとることを特徴とする請求項
    ３、４、５または６項に記載の適応位相同期検出方式。
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