JP2692434B2 - スペクトル拡散復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は直接拡散方式のスペク
トル拡散復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の直接拡散方式のスペクトル拡散復
調装置として、例えば横山，“スペクトル拡散通信シス
テム”，科学技術出版社（１９８８）に示されたＰＳＫ
変調スペクトル拡散信号に対するスペクトル拡散復調装
置があり、図１６にそのブロック図を示す。図中、１は
受信信号、２は受信信号から先ず情報データのビットの
区切れ目を示す信号（以下、捕捉信号と呼ぶ）を生成す
る初期捕捉回路、３は捕捉信号、４は捕捉信号に基づい
て同期追尾を行う同期追尾回路、５は受信信号に同期し
た再生疑似雑音信号（以下、疑似雑音信号をＰＮ信号と
呼ぶ）、６は受信信号と再生ＰＮ信号とを乗算する乗算
器、７は上記の初期捕捉回路２と同期追尾回路４と乗算
器６とから構成される逆拡散部、８はＰＮ信号成分の除
去された受信信号（拡散復調信号）、９はＰＳＫ復調
器、１０は復調データである。

【０００３】次に図１６の動作概要について説明する。
受信信号は周波数ω₀ の搬送波がＢＰＳＫ変調されたス
ペクトル拡散信号とすると、スペクトル拡散信号は次式
で表される。 ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃｏｓω₀ ｔ （１） ここで、ｄ（ｔ）はビット幅Ｔｄの情報データ信号で−
１、＋１の値を持つ矩形波信号、ｃ（ｔ）はビット幅Ｔ
ｃのＰＮ信号（以下、ＰＮ信号１ビットをチップと呼
ぶ）で−１、＋１の値を持つ矩形波信号でＮチップで１
周期のＭ系列符号とする。情報データ１ビットを１周期
のＰＮ信号で拡散すればＴｄ＝ＮＴｃの関係がある。先
ず、初期捕捉回路２は、受信信号１から情報データのビ
ットの区切れ目に相当するタイミングを検出して、これ
を捕捉信号３として同期追尾回路４に出力する。同期追
尾回路４は捕捉信号３に基づいて再生ＰＮ信号５を生成
する。再生ＰＮ信号５は捕捉信号３が入力される時刻以
前では受信信号１に含まれるＰＮ信号と位相が異なって
おりｃ（ｔ＋τ）であるが、同期追尾回路４は捕捉信号
３が入力されるタイミングに基づいてτ＝０の受信信号
に同期した再生ＰＮ信号５を生成し、この時刻以降、τ
＝０の状態を追尾する。受信信号１は乗算器６により再
生ＰＮ信号５と乗算され、ｃ（ｔ）×ｃ（ｔ）＝１であ
るから、次式で表されるＰＮ信号成分の除去された受信
信号８（＝拡散復調信号）となる。 ｄ（ｔ）ｃｏｓω₀ ｔ （２） このＰＮ信号成分の除去された受信信号８は、通常のＰ
ＳＫ復調器９によって復調されて復調データ１０が得ら
れる。即ち、スペクトル拡散復調装置の特徴的な部分は
初期捕捉回路２と同期追尾回路４と乗算器６とから構成
される逆拡散部７であり、以下、逆拡散部７を構成する
初期捕捉回路２と同期追尾回路４について図１７、図１
８、図１９を参照して説明する。

【０００４】図１７は、 M. K. Simon,“SPREAD SPECTR
UM COMMUNICATIONS, Vol.３,”COMPUTER SCIENCE PRESS
(1985）に示された従来のスペクトル拡散復調装置の初
期捕捉回路の構成図である。図中、１は受信信号、１１
は搬送波発生器、１２Ａ，１２Ｂは乗算器、１３Ａ，１
３Ｂはローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１３ａは搬送波発
生器１１から発生する搬送波を用いて生成されたベース
バンド信号、１３ｂは９０°位相の遅れた搬送波を用い
て生成されたベースバンド信号、１４Ａ，１４Ｂは夫々
上記ベースバンド信号１３ａ，１３ｂをサンプリングす
るサンプリング回路、１４ａ，１４ｂは夫々上記サンプ
リング回路によりサンプリングされたサンプル信号であ
る。１５Ａ，１５Ｂは夫々上記サンプル信号１４ａ，１
４ｂと予め復調装置内部で設定されたＰＮ信号（以下、
リファレンスＰＮ信号と呼ぶ）との相関処理を行う相関
器、１５ａ，１５ｂは夫々上記相関器から出力される相
関信号、１６Ａ，１６Ｂは夫々上記相関信号１５ａ，１
５ｂを２乗する２乗器、１７は搬送波発生器１１から出
力される搬送波の位相を９０°遅延させる移相器、２３
は上記２乗器１６Ａ，１６Ｂにより２乗された相関信号
を加算する加算器、２４は上記加算器２３から出力され
る相関パルス信号、２５は受信信号１に含まれるＰＮ信
号成分とリファレンスＰＮ信号との位相の一致を判定し
て捕捉信号３を生成する判定器である。

【０００５】図１７に示された初期捕捉回路の動作につ
いて説明する。初期捕捉動作の目的は、伝送路における
雑音等の影響により歪んで受信された受信信号１に含ま
れるＰＮ符号の位相とリファレンスＰＮ信号の位相とを
比較して両者が一致するタイミングにおいて捕捉パルス
３を発生させることである。受信信号１の搬送波と搬送
波発生器１１の出力する搬送波との位相差をθとする
と、搬送波発生器の出力する搬送波はｃｏｓ（ω₀ ｔ＋
θ）と表される。一方、９０°移相器１７を経て出力さ
れる搬送波はｓｉｎ（ω₀ ｔ＋θ）と表される。受信信
号１は２分岐され、一方は搬送波発生器１１の出力する
搬送波ｃｏｓ（ω₀ ｔ＋θ）と乗算器１２Ａにより乗算
され、ローパスフィルタ１３Ａによってｃｏｓθの成分
を含むベースバンド信号１３ａに変換される。分岐され
た他方の受信信号１は９０°移相器１７を経て出力され
る搬送波ｓｉｎ（ω₀ ｔ＋θ）と乗算器１２Ｂにより乗
算され、ローパスフィルタ１３Ｂによってｓｉｎθの成
分を含むベースバンド信号１３ｂに変換される。ベース
バンド信号１３ａ，１３ｂは夫々サンプリング回路１４
Ａ，１４Ｂによりサンプリングされ、夫々サンプル信号
１４ａ，１４ｂとなり、夫々相関器１５Ａ，１５Ｂに入
力される。

【０００６】上記のサンプリングでは、はじめ同期の確
立していない状態のクロックが用いられるので、通常、
１チップにつき２回の割合でサンプリングが行われる。
従って、ＰＮ信号のビット幅Ｔｃとすると、サンプリン
グ間隔はＴｃ／２である。相関器１５Ａ，１５ＢはＰＮ
信号１周期分に相当する時間内にサンプリングされたサ
ンプル信号に対して夫々リファレンスＰＮ信号との相関
をとる。ＰＮ信号の１周期はＮであるからＰＮ信号１周
期分に相当する時間内にサンプリングされて相関器で相
関がとられるサンプル信号１４ａ，１４ｂは夫々２Ｎ個
ある。１チップにつき２回づつサンプリングが行われる
のでサンプル信号１４ａ，１４ｂの隣接するサンプル信
号には同じＰＮ信号成分が含まれ、相関器１５Ａ，１５
Ｂは夫々入力された２Ｎ個のサンプル信号を用いて、次
式で表せる相関信号を生成する。

【０００７】

【数１】

【０００８】ここで、ｒ_i （ｉ＝１，…，２Ｎ）は入力
される２Ｎ個のサンプル信号であり、ｃ_j は−１もしく
は＋１の値を持つリファレンスＰＮ信号である。ｊ＝
［ｎ］はｎを越えない最大の整数を表す。即ち、相関器
はＰＮ信号の自己相関特性を生成する回路である。１チ
ップにつき２回の割合でサンプリングが行われるベース
バンド信号１３ａ，１３ｂとサンプリングタイミングと
の関係を図２を参照して説明する。時刻ｔ＝ｉＴｃ（ｉ
＝１，２，…）を各チップ波形の中央点とし、各チップ
に対する２回のサンプリング時刻が、チップ波形の中央
点に対して対象な２時点、（ｉＴｃ−Ｔｃ／４）と（ｉ
Ｔｃ＋Ｔｃ／４）とから、それぞれ＋Δｔずれたところ
の時刻をｔ₁ （＝ｉＴｃ−Ｔｃ／４＋Δｔ）とｔ₂ （＝
ｉＴｃ＋Ｔｃ／４＋Δｔ）とし、サンプリング回路１４
Ａ，１４Ｂが入力信号のアナログ量をそのままサンプリ
ングするものとすると、時刻ｔ₂ にサンプリングされた
サンプル信号１４ａ，１４ｂは夫々次式で表される。 ｄ（ｔ₂ ）ｃ（ｔ₂ ）ｈ（Ｔｃ／４＋Δｔ）ｃｏｓθ （４） ｄ（ｔ₂ ）ｃ（ｔ₂ ）ｈ（Ｔｃ／４＋Δｔ）ｓｉｎθ （５） ここで、ｈ（ｔ₀ ）はローパスフィルタ１３Ａ，１３Ｂ
のチップに対する単一応答波形を表し、ｈ（０）がチッ
プ波形の中央点に相当する。ｃ（ｔ₂ ）をｃ_i （−１も
しくは＋１の値を持つ）と書き直すと、時刻ｔ₂ にサン
プリングされたサンプル信号１４ａ，１４ｂは次式で表
される。 ｄ（ｔ₂ ）ｃ_i ｈ（Ｔｃ／４＋Δｔ）ｃｏｓθ （６） ｄ（ｔ₂ ）ｃ_i ｈ（Ｔｃ／４＋Δｔ）ｓｉｎθ （７）

【０００９】相関信号１５ａ，１５ｂとサンプリングタ
イミングとの関係を図３を参照して説明する。サンプリ
ング時刻ｔｓ（＝ｋＮＴｃ＋Ｔｃ／４＋Δｔ），（ｋ＝
１，２，…）では、相関器１５Ａ，１５Ｂは夫々時刻ｔ
ｕ（＝｛（ｋ−１）Ｎ＋１｝Ｔｃ−Ｔｃ／４＋Δｔ）か
ら時刻ｔｓ（＝ｋＮＴｃ＋Ｔｃ／４＋Δｔ）までの２Ｎ
個のサンプル信号１４ａ，１４ｂに対して相関をとる。
これら２Ｎ個のサンプル信号１４ａ，１４ｂにはｃ₁ か
らｃ_N までのＰＮ信号成分が２個づつ含まれている。即
ち、ｃ₁ ，ｃ₁ ，ｃ₂ ，ｃ₂ ，…，ｃ_N ，ｃ_Nを夫々含
むために、このサンプリング時刻ｔｓにおいて受信信号
１に含まれるＰＮ信号成分とリファレンスＰＮ信号とが
一致する。従って、相関信号１５ａ，１５ｂは夫々ＰＮ
信号成分の除去された以下で表される信号となる。（ｃ
_i ×ｃ_i ＝１であるから）

【００１０】

【数２】

【００１１】情報データ１ビットを１周期のＰＮ信号で
拡散すれば、ＰＮ信号の１周期内で情報データは変化し
ないので、ｄ（（ｋ−１）ＮＴｃ＋ｉＴｃ−Ｔｃ／４＋
Δｔ）及びｄ（（ｋ−１）ＮＴｃ＋ｉＴｃ＋Ｔｃ／４＋
Δｔ）をｄk （−１もしくは＋１の値を持つ）と表せ
ば、受信信号１に含まれるＰＮ信号成分とリファレンス
ＰＮ信号とが完全に一致したサンプリング時刻ｔｓの相
関信号１５ａ，１５ｂは夫々以下の式で表される。 Ｎｄk ｛ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）｝ｃｏｓθ （１０） Ｎｄk ｛ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）｝ｓｉｎθ （１１） これに対して、受信信号１に含まれるＰＮ信号成分とリ
ファレンスＰＮ信号とが一致しない時刻の相関信号１５
ａ，１５ｂはＰＮ信号の自己相関特性がＭ系列の場合−
１となることから夫々以下の式で表される。 −ｄk ｛ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）｝ｃｏｓθ （１２） −ｄk ｛ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）｝ｓｉｎθ （１３） 相関信号１５ａ，１５ｂは夫々２乗器１６Ａ，１６Ｂで
２乗されることにより、情報データ成分ｄk が除去され
（ｄk ×ｄk ＝１であるから）、次いで、加算器２３で
２乗された相関信号１５ａと１５ｂとが加算されて相関
パルス信号２４を得る。従って、相関パルス信号２４に
は情報データ成分は含まれず、受信信号１に含まれるＰ
Ｎ信号成分とリファレンスＰＮ信号とが完全に一致した
時刻ｔｓにおいて次式で表される。 Ｎ² ｛ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）｝² （１４） ＰＮ信号成分とリファレンスＰＮ信号とが一致しないサ
ンプリング時刻では次式となる。 ｛ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）｝² （１５） スペクトル拡散通信では通常ＰＮ信号の周期Ｎの大きい
ものが使われるので、受信ＰＮ信号の位相とリファレン
スＰＮ信号の位相とが一致した時刻の相関パルス信号２
４の振幅と、一致しないときの相関パルス信号２４の振
幅とには大きな差が生ずることになる。判定器２５は、
上記の性質を利用して捕捉信号３の発生タイミングを決
定し、捕捉信号３を出力し初期捕捉動作が完了する。こ
のように初期捕捉回路によって生成された捕捉信号３
は、次いで、図１６に示す同期追尾回路４に入力され、
以降、受信信号１に含まれるＰＮ信号に対する同期追尾
が行われる。以下に従来の同期追尾回路４の説明を行
う。

【００１２】図１８は、 M. K. Simon著の前記文献に示
されたスペクトル拡散復調装置の同期追尾回路の構成図
である。図中、２６Ａ，２６Ｂは夫々受信信号１と、Ｐ
Ｎ信号発生器３８の発生する進み位相ＰＮ信号３９，遅
れ位相ＰＮ信号４０とを乗算する乗算器、２７Ａと２７
Ｂは中心周波数が受信信号１の搬送波周波数に等しいバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２８Ａと２８Ｂは２乗
器、３４は進み信号２９ａと遅れ信号２９ｂとの差を生
成する減算器、３５と３５ａは誤差信号、３６はループ
フィルタ、３７は上記誤差信号３５ａの電圧によって出
力周波数を変化させて再生クロック信号３７ａを発生す
る電圧制御発振器、３８は再生クロック信号３７ａを入
力しＰＮ信号を発生させるＰＮ信号発生器、４１は進み
位相ＰＮ信号３９をＴｃ／２時間遅延させる遅延素子で
ある。

【００１３】次に図１８に示された同期追尾回路の動作
について説明する。ＰＮ信号発生器３８は捕捉信号３が
入力すると進み位相ＰＮ信号３９と遅れ位相ＰＮ信号４
０を出力し始める。上記進み位相ＰＮ信号３９は再生Ｐ
Ｎ信号５に対してＴｃ／２時間だけ進んだ信号であり、
遅れ位相ＰＮ信号４０は再生ＰＮ信号５に対してＴｃ／
２時間だけ遅れた信号である。今、再生ＰＮ信号５の位
相が受信信号１に含まれるＰＮ信号ｃ（ｔ）の位相に対
してτ時間だけ遅れているものとする。再生ＰＮ信号５
をＳ_R （ｔ）、進み位相ＰＮ信号３９をＳ_E （ｔ）、遅
れ位相ＰＮ信号４０をＳ_L （ｔ）とすると夫々以下の式
で表される。 Ｓ_R （ｔ）＝ｃ（ｔ−τ） （１６） Ｓ_E （ｔ）＝Ｓ_R （ｔ＋Ｔｃ／２）＝ｃ（ｔ−τ＋Ｔｃ／２） （１７） Ｓ_L （ｔ）＝Ｓ_R （ｔ−Ｔｃ／２）＝ｃ（ｔ−τ−Ｔｃ／２） （１８） 受信信号１（＝ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃｏｓω₀ ｔ）は２分
岐され、その一方は乗算器２６Ａにより進み位相ＰＮ信
号Ｓ_E （ｔ）と乗算された後、バンドパスフィルタ２７
Ａに入力される。バンドパスフィルタ２７Ａは情報デー
タｄ（ｔ）のもつ周波数帯域の信号のみを通過させ、受
信信号１と共に受信される不要な雑音成分を除去する目
的のために挿入される。バンドパスフィルタ２７Ａの出
力信号に含まれるｃ（ｔ）ｃ（ｔ−τ＋Ｔｃ／２）の瞬
時値の成分は、高い周波数成分を通過させないという同
期追尾回路を構成しているループの特性によって除去さ
れるので、バンドパスフィルタ２７Ａの出力信号にはＰ
Ｎ信号の乗算結果の平均値のみが残り、次式で表される
信号となる。

【００１４】

【数３】 ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃ（ｔ−τ＋Ｔｃ／２）ｃｏｓω₀ ｔ （１９） ここで、ｃ（ｔ）ｃ（ｔ−τ＋Ｔｃ／２）は、 ｃ（ｔ）ｃ（ｔ−τ＋Ｔｃ／２）成分の時間平均を表
す。

【００１５】上記のｃ（ｔ）ｃ（ｔ−τ＋Ｔｃ／２）成
分の時間平均は、ＰＮ信号の自己相関値を表し、τ＝Ｔ
ｃ／２において最大値Ｎとなり、｜τ−Ｔｃ／２｜≧Ｔ
ｃにおいて最小値−１となる。この自己相関特性をＲ_E
（τ）とすると、Ｒ_E （τ）は次式で表される。

【００１６】

【数４】

【００１７】バンドパスフィルタ２７Ａの出力信号は２
乗器２８Ａにより２乗されることにより、情報データ成
分ｄ（ｔ）が除去される。搬送波周波数成分ω₀ が２乗
されることによってＤＣ成分と２ω₀ 成分が発生する
が、２ω₀ 成分は高い周波数成分を通過させない同期追
尾回路を構成しているループの特性によって除去される
ので、バンドパスフィルタ２７Ａの出力にはＤＣ成分の
みが残る。従って、２乗器２８Ａから出力される進み信
号２９ａは｛Ｒ_E （τ）｝² となる。そして、２分岐さ
れた他方の受信信号１は乗算器２６Ｂにより遅れ位相Ｐ
Ｎ信号Ｓ_L （ｔ）と乗算された後、バンドパスフィルタ
２７Ｂに入力される。バンドパスフィルタ２７Ｂの出力
信号は次式で表される。

【００１８】

【数５】 ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃ（ｔ−τ−Ｔｃ／２）ｃｏｓω₀ ｔ （２１）

【００１９】上記信号に含まれるＰＮ信号の自己相関特
性をＲ_L （τ）とすると、Ｒ_L （τ）は次式で表され
る。

【００２０】

【数６】

【００２１】バンドパスフィルタ２７Ｂの出力信号は２
乗器２８Ｂにより２乗されて遅れ信号２９ｂとなり、
｛Ｒ_L （τ）｝² で表される。減算器３４は、進み信号
２９ａと遅れ信号２９ｂとから誤差信号３５を生成し、
ループフィルタ３６により不要な雑音成分が除去されて
誤差信号３５ａとなる。誤差信号３５，３５ａは次式で
表される。 Ｄ（τ）＝｛Ｒ_E （τ）｝² −｛Ｒ_L （τ）｝² （２３） 図１９に誤差信号３５，３５ａの振幅特性を示す。この
ように、誤差信号は、座標原点を通るＳ字状となり、τ
＞０において、Ｄ（τ）＞０，τ＜０において、Ｄ
（τ）＜０である特性を持つ。以下、この特性を時間弁
別特性と呼ぶ。

【００２２】電圧制御発振器３７は、この誤差信号の振
幅に応じた周波数の再生クロック信号３７ａを出力し、
これによりＰＮ信号発生器３８は進み位相ＰＮ信号３９
及び遅れ位相ＰＮ信号４０を出力する。この動作はτの
値が０になるように行われて、進み位相ＰＮ信号３９は
受信信号１に含まれるＰＮ信号の位相に対してＴｃ／２
進んだ位相で同期し、遅れ位相ＰＮ信号４０はＴｃ／２
遅れた位相で同期する。進み位相ＰＮ信号３９は遅延素
子４１でＴｃ／２時間遅延され、受信信号１に含まれる
ＰＮ信号成分に位相が完全に同期した（τ＝０）再生Ｐ
Ｎ信号５として出力される。以上のように同期追尾回路
により生成された再生ＰＮ信号５を用いて、図１６に示
す受信信号１に含まれるＰＮ信号成分が除去され（拡散
復調）、次いで通常のＰＳＫ復調器９により情報データ
が復調される。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトル拡散
復調装置は以上のように構成されていて、初期捕捉回路
は受信信号に含まれているＰＮ信号成分を除去した後の
信号を用いて初期捕捉を行い、同期追尾回路も同様に受
信信号に含まれているＰＮ信号成分を除去した後の信号
を用いて同期追尾を行っている。従来のスペクトル拡散
復調装置では初期捕捉回路、同期追尾回路の夫々独立し
た回路に受信信号に含まれるＰＮ信号成分を除去する操
作を含むため、構成が複雑で装置規模が大きくなると言
う課題があった。

【００２４】また、従来のスペクトル拡散復調装置を自
動車電話などの移動体通信に適用する場合、移動体通信
では伝播時間の異なる複数の信号（以下、マルチパス波
と呼ぶ）が同時に受信され、さらに各々の受信信号レベ
ルは時々刻々と変化するので、受信された１つの信号に
対してのみ同期追尾を行うものであると、同期追尾動作
を行っている受信信号が建物などにより遮蔽されるとそ
の受信信号レベルは急激に減少して０になり同期追尾に
必要な誤差信号が得られなくなる（即ち、誤差信号の振
幅が０になる）ために同期追尾動作が正常に行われずに
同期がはずれてしまう（即ち、ロックはずれを起こす）
という課題があった。ロックはずれを起こすと情報デ−
タを復調することができなくなる。

【００２５】この発明のスペクトル拡散復調装置は上記
のような課題を解決するためになされたもので、初期捕
捉回路の相関パルス信号生成手段の出力する相関パルス
信号から時間弁別特性をもつ誤差信号を生成し同期追尾
を行うようにして、従来に比べ、簡単な構成で装置規模
の小さいスペクトル拡散復調装置を得ることを目的とす
る。

【００２６】さらに、この発明のスペクトル拡散復調装
置をマルチパス波の存在する伝送路に適用する場合に、
マルチパス波の信号レベルが急激に変化しても、同期追
尾動作におけるロックはずれを起こすことなく同期追尾
を維持することのできるスペクトル拡散復調装置を得る
ことを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明の請求項１のスペクトル拡散復調装置で
は、疑似雑音信号により直接拡散方式でスペクトル拡散
された信号を受信信号とし、上記受信信号より情報デー
タを復調するスペクトル拡散復調装置において、上記受
信信号から波形整形がなされたベースバンド信号を生成
するベースバンド信号生成手段と、上記ベースバンド信
号をサンプリングしてサンプル信号を生成するサンプル
信号生成手段と、上記サンプル信号に含まれるＰＮ信号
成分とリファレンスＰＮ信号との位相が一致する毎に相
関信号を出力する相関信号生成手段と、上記相関信号か
ら情報データを抽出して復調デ−タを得る情報データ抽
出手段並びに情報データ成分を除去してＰＮ信号の１周
期毎に相関パルス信号を出力する相関パルス信号生成手
段と、上記相関パルス信号から受信信号に含まれるＰＮ
信号成分とリファレンスＰＮ信号との位相差に応じてレ
ベルの変化する誤差信号を生成する誤差信号生成手段
と、上記誤差信号から受信信号に同期したチップクロッ
クを発生するクロック発生手段とを備えたものである。

【００２８】この発明の請求項２、請求項３、請求項
４、請求項５のスペクトル拡散復調装置では、この発明
の請求項１のスペクトル拡散復調装置の誤差信号生成手
段がトランスバ−サルフィルタを有して、複数の相関パ
ルス信号を合成して誤差信号を生成するようにしたもの
である。

【００２９】

【作用】上記のように構成された、この発明のスペクト
ル拡散復調装置では、誤差信号生成手段が、相関パルス
信号生成手段により作られた相関パルス信号から受信信
号に含まれるＰＮ信号成分とリファレンスＰＮ信号との
位相差を検出して、この位相差に応じてレベルの変化す
る時間弁別特性をもつ誤差信号を生成することにより、
従来の同期追尾回路の構成からＰＮ信号成分を除去する
操作が省ける。

【００３０】この発明の請求項２、請求項３、請求項
４、請求項５のスペクトル拡散復調装置では、伝播時間
の異なるマルチパス波によって複数の進みもしくは遅れ
て出力される複数の相関パルス信号をトランスバ−サル
フィルタにより合成して時間弁別特性をもつ誤差信号を
生成することにより、マルチパス波の信号レベルが急激
に変化しても同期追尾動作におけるロックはずれを防止
することができる。

【００３１】

【実施例】実施例１． 図１はこの発明のスペクトル拡散復調装置の実施例１を
示す構成図である。本発明の構成要件の各手段と図１に
示される各回路の組み合わせとの対応は点線で囲んで示
している。なお、図１において、図１６，図１７，図１
８と同一、または相当部分については、同一符号を付け
て重複説明を省略する。４２は搬送波制御回路５０（後
述）からの制御電圧により発振周波数を変化させて搬送
波を出力する電圧制御搬送波発振器、４３は相関パルス
信号２４をＴｃ時間遅延させる遅延回路、４４は減算
器、４５は捕捉信号３に基づいて情報データ速度のデー
タクロック４５ａを発生するデータクロック発生回路、
４６は情報データに同期したデータクロックをＴｃ／２
時間遅延させる遅延回路、４７は減算器４４の出力信号
をラッチする誤差信号ラッチ回路、４７ａと４８は誤差
信号である。４９Ａは１チップを２回づつサンプリング
するためのクロックを誤差信号４８に基づいて発生させ
る電圧制御発振器、４９ａはチップ速度の２倍の周波数
を持つチップクロック、５０は相関信号１５ａと１５ｂ
とから搬送波の位相差に対応する制御電圧を発生する搬
送波制御回路、５１は相関信号１５ａを情報データに同
期したデータクロック４５ａでラッチして復調データを
出力するラッチ回路である。

【００３２】次に図１を参照して、本発明のスペクトル
拡散復調装置の実施例１の動作について説明する。な
お、図１６，図１７，図１８と同一、または相当部分に
ついては、同一符号を付けて重複説明を省略する。受信
信号１の搬送波と電圧制御搬送波発生器４２から出力さ
れた搬送波との位相差がθであるとすると、受信信号に
含まれるＰＮ信号とリファレンスＰＮ信号との位相が一
致するサンプリング時刻ｔｓ（＝ｋＮＴｃ＋Ｔｃ／４＋
Δｔ）では相関パルス信号２４はピークをもち次式で表
せる。 Ｒｓ＝Ｎ² ｛ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）｝² （３０） この時刻ｔｓから１サンプリング間隔前、即ちＴｃ／２
時間前のサンプリング時刻ｔ_E （＝ｋＮＴｃ−Ｔｃ／４
＋Δｔ）における相関パルス信号２４をＲ_E（Δｔ）、
１サンプリング間隔後、即ちＴｃ／２時間後のサンプリ
ング時刻ｔ_L（＝ｋＮＴｃ＋３Ｔｃ／４＋Δｔ）におけ
る相関パルス信号２４をＲ_L （Δｔ）とすると、Ｒ_E
（Δｔ），Ｒ_L （Δｔ）は夫々以下の式で表せる。時刻
ｔ_E 、ｔ_L における相関パルス信号２４は、受信信号に
含まれるＰＮ信号とリファレンスＰＮ信号との位相が一
致するサンプリング時刻ｔｓの前後で相関パルス信号２
４のＲｓに次いで大きなピークが存在する。 Ｒ_E （Δｔ） ＝Ｎ² ｛ｈ（−３Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（−Ｔｃ／４＋Δｔ）｝² （３１） Ｒ_L （Δｔ） ＝Ｎ² ｛ｈ（＋Ｔｃ／４＋Δｔ）＋ｈ（＋３Ｔｃ／４＋Δｔ）｝² （３２）

【００３３】本発明では、上記相関パルス信号２４のＲ
_E （Δｔ）とＲ_L （Δｔ）の２つの信号から同期追尾に
用いる時間弁別特性をもつ誤差信号を生成する。相関パ
ルス信号２４を２分岐し、一方を遅延素子４３により時
間Ｔｃだけ遅延させると、サンプリング時刻ｔ_L （＝ｋ
ＮＴｃ＋３Ｔｃ／４＋Δｔ）における減算器４４の入力
信号は上記Ｒ_L （Δｔ）と、遅延素子４３より出力され
る上記Ｒ_E （Δｔ）となるので減算器４４の出力信号を
Ｒ（Δｔ）とすると、Ｒ（Δｔ）は次式で表せ、良好な
時間弁別特性をもつ。 Ｒ（Δｔ）＝Ｒ_E （Δｔ）−Ｒ_L （Δｔ） （３３） 以下、上記Ｒ（Δｔ）の時間弁別特性について説明す
る。今、ローパスフィルタ１３Ａ，１３Ｂが余弦ロール
オフ特性をもつ場合、チップに対する単一応答波形ｈ
（ｔ₀ ）は、αをロールオフ率として次式で表せる。 ｈ（ｔ₀ ） ＝［｛ｓｉｎ(πｔ₀ /Ｔｃ)｝/（πｔ₀ /Ｔｃ）］ ×［｛ｃｏｓ(παｔ₀ /Ｔｃ)｝/｛１−（２αｔ₀ /Ｔｃ）² ｝］ （３４） 図４に、一例として、α＝０．４（４０％ロールオフ特
性）の場合の減算器４４の出力信号Ｒ（Δｔ）の振幅特
性を示す。以上のように、初期捕捉回路の相関パルス信
号２４から良好な時間弁別特性をもつ誤差信号を作るこ
とができる。この時間弁別特性はサンプリング時刻ｔ_L
（＝ｋＮＴｃ＋３Ｔｃ／４＋Δｔ），（ｋ＝１，２，
…）毎に、即ち、ＰＮ信号１周期毎に得られるから、Ｐ
Ｎ信号１周期に同期したデータクロック４５ａによって
取り出せる。このデータクロック４５ａは、捕捉信号３
からデータクロック発生回路４５により作る。データク
ロック発生回路４５は、受信信号に含まれるＰＮ信号と
リファレンスＰＮ信号との位相が一致したサンプリング
時刻ｔｓ（＝ｋＮＴｃ＋Ｔｃ／４＋Δｔ）に発生した捕
捉信号３に基づいて、チップクロック４９ａを分周する
ことにより、上記時刻ｔｓに立上がりを持つデータクロ
ック４５ａを発生する。

【００３４】このデータクロック４５ａは遅延時間がＴ
ｃ／２である遅延回路４６により遅延されて、時刻ｔ_L
（＝ｋＮＴｃ＋３Ｔｃ／４＋Δｔ）に立上がりを持つ遅
延したデータクロックとなる。誤差信号ラッチ回路４７
は入力信号を上記データクロックの立上がり時刻ｔ_Lに
ラッチする回路である。従って、上記誤差信号Ｒ（Δ
ｔ）は時刻ｔ_L にラッチされ、誤差信号ラッチ回路４７
から良好な時間弁別特性を持つ誤差信号４７ａがＰＮ信
号１周期毎に出力される。このようにして得られた誤差
信号４７ａはループフィルタ３６により不要な雑音成分
が除去されて誤差信号４８となり、電圧制御発振器４９
Ａに入力される。電圧制御発振器４９Ａは上記の誤差信
号４８の電圧に応じたチップ速度の２倍の周波数を有す
るチップクロック４９ａを発生し、このチップクロック
４９ａはサンプリング回路１４Ａ，１４Ｂ及び相関器１
５Ａ，１５Ｂに入力し、これらを動作させる。以上説明
した同期追尾動作は誤差信号４７ａ，４８が０になるよ
うに働くので、同期点はΔｔ＝０の点である。即ち、各
チップに対する２回のサンプリング時刻がチップ波形の
中央に対象な２点が同期点である。

【００３５】次いで、情報データの復調について説明す
る。同期状態ではサンプリング回路１４Ａ，１４Ｂでは
チップ波形の中央に対象な２点を同期したチップクロッ
ク４９ａを用いてサンプリングしているので、図３に示
すようなＰＮ信号が完全に一致するサンプリング時刻ｔ
ｓ₀ （＝ｋＮＴｃ＋Ｔｃ／４），（ｋ＝１，２，…）に
おける２つの相関信号１５ａ，１５ｂは、夫々次式で表
せる。 Ｎｄk ｛ｈ（−Ｔｃ／４）＋ｈ（＋Ｔｃ／４）｝ｃｏｓθ （３５） Ｎｄk ｛ｈ（−Ｔｃ／４）＋ｈ（＋Ｔｃ／４）｝ｓｉｎθ （３６） 従って、受信信号１に含まれる搬送波と電圧制御搬送波
発生器４２から出力された搬送波との位相差θを０もし
くはπ（ｒａｄ）に制御すれば、相関信号１５ａから情
報データ成分ｄk を抽出することができる。

【００３６】搬送波制御回路５０は、サンプリング時刻
ｔｓ₀ （＝ｋＮＴｃ＋Ｔｃ／４），（ｋ＝１，２，…）
に立上がりをもつ同期したデータクロック４５ａにより
相関信号１５ａ，１５ｂを取り込み、電圧制御搬送波発
生器４２の出力搬送波の位相をθ＝０もしくはπ（ｒａ
ｄ）になるように制御電圧を発生する回路である。この
動作は、一例として、相関信号１５ａと１５ｂを乗算し
て、搬送波の位相差θに関する情報を含む次式の信号を
作ることにより行える。 Ｎ² ｛ｈ（−Ｔｃ／４）＋ｈ（＋Ｔｃ／４）｝² ｓｉｎ２θ （３７） 上記信号を制御信号として電圧制御搬送波発振器４２を
動作させれば、それから出力される搬送波の位相は受信
信号の搬送波の位相に対して、０もしくはπ（ｒａｄ）
で同期し、時刻ｔｓ₀ （＝ｋＮＴｃ＋Ｔｃ／４），（ｋ
＝１，２，…）における相関信号１５ａは、ラッチ回路
５１においてデータクロック４５ａによりラッチされて
復調データ１０が得られる。

【００３７】なお、上記実施例１では波形整形用ローパ
スフィルタとしてロールオフ率４０％の余弦ロールオフ
特性を持つ場合を例に上げて説明したが、ロールオフ率
はこの値に限定したものでなく、例えばロールオフ率５
０％であっても同様の時間弁別特性をもつ誤差信号が作
られる。また、余弦ロールオフ特性でなくても、例えば
バタワ−ス特性のローパスフィルタを用いてもよい。

【００３８】また、上記実施例１では受信側の復調装置
に使用するフィルタ特性による波形整形についてのみ説
明したが、更に送信器側に使用するフィルタと復調器に
使用するフィルタとの総合特性で波形整形を行っても同
様に時間弁別特性をもつ誤差信号が作られる。送信器に
フィルタを使用する場合は、送信信号の帯域幅を小さく
できる利点がある。また、上記実施例１ではサンプリン
グ回路として入力信号のアナログ量をサンプリングする
ものについて説明したが、サンプリング回路としてＡ／
Ｄ変換器を用いることにより、サンプリング回路以降の
回路をディジタル化できる利点がある。

【００３９】実施例２． 図５は本発明のスペクトル拡散復調装置の実施例２を示
す構成図である。先の実施例１との構成に関する主な相
違点は、初期捕捉回路のサンプル信号生成手段及び相関
信号生成手段ではサンプリング回路とそれに接続する相
関器の組を並列構成とし、相関器の相関段数をＰＮ信号
の１周期Ｎチップに等しいＮ段とし、サンプル信号生成
手段ではチップ波形の中央点をサンプリングしてサンプ
ル信号を得るように構成している点である。なお、この
実施例２において４つの相関器を用いても各相関器の相
関段数がＮ段であるので、２Ｎ段の相関器を２つ用いた
実施例１と同数の４Ｎ段であり、この実施例２のように
構成しても、相関器の装置規模は大きくはならない。

【００４０】次に図５を参照して本実施例２の構成と初
期捕捉動作について説明する。なお、図１６，図１７，
図１８、及び図１と同一、又は相当部分については同一
符号を付けて重複説明を省略する。以下の説明におい
て、実施例１と同じく受信信号１の搬送波と電圧制御搬
送波発振器４２の出力する搬送波との位相差をθとす
る。ベースバンド信号１３ａ，１３ｂは夫々２分岐され
て、夫々の一方はサンプリング回路１４Ａ，１４Ｂにお
いてＰＮ信号速度のチップクロック４９ｂにより、１チ
ップにつき１回づつサンプリングされて、サンプル信号
１４ａ，１４ｂとなる。以下、サンプリングタイミング
は図６及び図７を参照して説明する。

【００４１】今、時刻ｔ＝ｉＴｃ，（ｉ＝１，２，…）
を各チップ波形の中央点とし、時刻ｔ（＝ｉＴｃ−Δ
ｔ）にサンプリングされるとすると、サンプル信号１４
ａ，１４ｂは夫々次式で表される。 ｄ（ｉＴｃ−Δｔ）ｃ_i ｈ（−Δｔ）ｃｏｓθ （３８） ｄ（ｉＴｃ−Δｔ）ｃ_i ｈ（−Δｔ）ｓｉｎθ （３９） 上記サンプリング回路１４Ａ，１４Ｂに夫々接続されて
いる相関器１５Ａ，１５Ｂでは、ＰＮ信号１周期の時間
内にサンプリングされたサンプル信号１４ａ，１４ｂ夫
々についてサンプル信号に含まれるＰＮ信号成分とリフ
ァレンスＰＮ信号との相関をとり、サンプル信号に含ま
れるＰＮ信号成分とリファレンスＰＮ信号の位相とが一
致する時刻ｔａ（＝ｋＮＴｃ−Δｔ），（ｋ＝１，２
…）では、相関信号１５ａ，１５ｂはＰＮ信号成分が除
去され夫々次式で表せる。

【００４２】

【数７】

【００４３】ベースバンド信号１３ａ，１３ｂが夫々２
分岐された、夫々の他方の新たに設けられたサンプリン
グ回路１４Ｃ，１４Ｄにおいて、夫々１チップにつき１
回づつサンプリングされてサンプル信号１４ｃ，１４ｄ
となるが、サンプリング回路１４Ｃ，１４ＤにはＰＮ信
号速度のチップクロック４９ｂがインバータ５３により
反転された反転チップクロック５３ａが入力されるの
で、サンプリングは時刻ｔ（＝ｉＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／
２）に行われ、サンプル信号１４ｃ，１４ｄは夫々次式
で表される。 ｄ（ｉＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／２）ｃ_i ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）ｃｏｓθ （４２） ｄ（ｉＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／２）ｃ_i ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）ｓｉｎθ （４３） 上記サンプリング回路１４Ｃ，１４Ｄに夫々接続されて
いる相関器１５Ｃ，１５ＤではＰＮ信号１周期の時間内
にサンプリングされたサンプル信号１４ｃ，１４ｄ夫々
についてサンプル信号に含まれるＰＮ信号成分とリファ
レンスＰＮ信号との相関をとり、サンプル信号に含まれ
るＰＮ信号成分とリファレンスＰＮ信号との位相が一致
する時刻ｔｓ（＝ｋＮＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／２）では、相
関信号１５ｃ，１５ｄはＰＮ信号成分が除去され次式で
表せる信号となる。

【００４４】

【数８】

【００４５】ＰＮ信号１周期内で情報データは変化しな
いので、ｄ（（ｋ−１）ＮＴｃ＋ｉＴｃ−Δｔ）とｄ
（（ｋ−１）ＮＴｃ＋ｉＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／２）とをｄ
k （−１もしくは＋１の値を持つ）と表し、時刻ｔａ
（＝ｋＮＴｃ−Δｔ）における相関信号１５ａ，１５ｂ
は１サンプリング間隔後の時刻ｔｕ（＝ｋＮＴｃ−Δｔ
＋Ｔｃ）まで変化しないことを考えると、時刻ｔｓ（＝
ｋＮＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／２）における加算器５２Ａと５
２Ｂの出力信号は夫々次式で表せる。 Ｎｄk ｛ｈ（−Δｔ）＋ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）｝ｃｏｓθ （４６） Ｎｄk ｛ｈ（−Δｔ）＋ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）｝ｓｉｎθ （４７） 上記加算器５２Ａ，５２Ｂの出力信号は夫々２乗器１６
Ａ，１６Ｂによって２乗された後、加算器２３Ａによっ
て加算されて相関パルス信号２４ａとなり、ＰＮ信号が
一致する時刻ｔｓ（＝ｋＮＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／２）にお
いて相関パルス信号２４ａは大きな値となり次式で表せ
る。 Ｎ² ｛ｈ（−Δｔ）＋ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）｝² （４８） 上記の相関パルス信号２４ａは判定器２５に入力されて
捕捉信号３が生成され、初期捕捉が完了する。

【００４６】次いで、この実施例２の同期追尾動作につ
いて説明する。相関信号１５ｃ，１５ｄは夫々２乗器１
６Ｃ，１６Ｄによって２乗された後に加算器２３Ｂによ
り加算されて相関パルス信号２４ｂを生成する。既に説
明したように、相関信号１５ｃ，１５ｄは時刻ｔｓ（＝
ｋＮＴｃ−Δｔ＋Ｔｃ／２）において夫々次式で表せ
る。 Ｎｄk ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）ｃｏｓθ （４９） Ｎｄk ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）ｓｉｎθ （５０） 従って、時刻ｔｓにおける相関パルス信号２４ｂは次式
のＲ_L （Δｔ）で表せる。 Ｒ_L （Δｔ）＝Ｎ² ｛ｈ（−Δｔ＋Ｔｃ／２）｝² （５１） このサンプリング時刻ｔｓから１サンプリング間隔前
（＝Ｔｃ時間前）の相関パルス信号２４ｂは次式のＲ_E
（Δｔ）で表せる。 Ｒ_E （Δｔ）＝Ｎ² ｛ｈ（−Δｔ−Ｔｃ／２）｝² （５２） 本発明では、この２つの相関パルス信号Ｒ_L （Δｔ），
Ｒ_E （Δｔ）から同期追尾に用いる時間弁別特性をもつ
誤差信号を生成する。相関パルス信号２４ｂを２分岐
し、一方を遅延素子４３により時間Ｔｃだけ遅延させる
と、サンプリング時刻ｔｓにおける減算器４４の入力信
号は上記Ｒ_L（Δｔ）と、遅延素子４３より出力される
Ｒ_E （Δｔ）となる。従って上記減算器４４の出力信号
Ｒ（Δｔ）は次式で表せる。 Ｒ（Δｔ）＝Ｒ_E （Δｔ）−Ｒ_L （Δｔ） （５３）

【００４７】以下、上記の出力信号Ｒ（Δｔ）の時間弁
別特性について説明する。今、ローパスフィルタ１３Ａ
と１３Ｂとが余弦ロールオフ特性を持つ場合、チップに
対する単一応答波形ｈ（ｔ₀ ）はαをロールオフ率とし
て次式で表せる。 ｈ（ｔ₀ ） ＝［｛ｓｉｎ(πｔ₀ /Ｔｃ)｝/（πｔ₀ /Ｔｃ）］ ×［｛ｃｏｓ(παｔ₀ /Ｔｃ)｝/｛１−（２αｔ₀ /Ｔｃ）² ｝］ （５４） 図８に、一例として、α＝０．４（４０％ロールオフ特
性）の場合の減算器４４の出力信号Ｒ（Δｔ）の振幅特
性を示す。この図８に示すように、実施例１と同様に初
期捕捉回路の相関パルス信号２４ｂから良好な時間弁別
特性をもつ誤差信号を作ることができる。この時間弁別
特性は、サンプリング時刻ｔｓ（＝ｋＮＴｃ−Δｔ＋Ｔ
ｃ／２）、（ｋ＝１，２，…）毎に、即ちＰＮ信号１周
期毎に得られるからＰＮ信号１周期に同期したデータク
ロック４５ａによって取り出せる。このデータクロック
４５ａは捕捉信号３からデータクロック発生回路４５に
より作る。データクロック発生回路４５は受信信号に含
まれるＰＮ信号とリファレンスＰＮ信号とが一致したサ
ンプリング時刻ｔｓに発生した捕捉信号３に基づいて、
チップクロック４９ｂを分周することで時刻ｔａに立上
がりを持つデータクロック４５ａを発生する。このデー
タクロック４５ａは遅延時間がＴｃ／２である遅延回路
４６により遅延されて、時刻ｔｓに立上がりをもつデー
タクロックとなる。

【００４８】誤差信号ラッチ回路４７は入力信号を上記
データクロックの立上がり時刻ｔｓにラッチする回路で
ある。従って、上記誤差信号Ｒ（Δｔ）は時刻ｔｓにラ
ッチされ、誤差信号ラッチ回路４７から図８に示す良好
な時間弁別特性を持つ誤差信号４７ａがＰＮ信号１周期
毎に出力される。このようにして得られた誤差信号４７
ａはループフィルタ３６により不要な雑音成分が除去さ
れた後、電圧制御発振器４９Ｂに入力される。電圧制御
発振器４９Ｂは上記の誤差信号４８の電圧に応じたチッ
プ速度の周波数を有するチップクロック４９ｂを発生
し、このチップクロック４９ｂは２分岐され、一方はサ
ンプリング回路１４Ａ，１４Ｂ及び夫々に接続された相
関器１５Ａ，１５Ｂに入力されてこれらを動作させる。
２分岐されたもう一方のチップクロック４９ｂはインバ
ータ５３で反転されて反転チップクロック５３ａとな
り、サンプリング回路１４Ｃ，１４Ｄ及び夫々に接続さ
れた相関器１５Ｃ，１５Ｄに入力されてこれらを動作さ
せる。以上説明の同期追尾動作は誤差信号４７ａ，４８
が０になるように動くので同期点はΔｔ＝０の点であ
る。即ち、サンプリング回路１４Ａ，１４Ｂでのサンプ
リング時刻がチップ波形の中央点であるｔａ₀ （＝ｉＴ
ｃ），（ｉ＝１，２，…）の状態で同期する。

【００４９】次いで、情報データの復調について説明す
る。同期状態において、サンプリング回路１４Ａ，１４
Ｂではチップ波形の中央点に同期したチップクロック４
９ｂを用いてサンプリングしているので、ＰＮ信号が一
致するサンプリング時刻ｔａ₀ （＝ｋＮＴｃ），（ｋ＝
１，２…）における相関信号１５ａ，１５ｂは夫々次式
で表せる。 Ｎｄk ｈ（０）ｃｏｓθ （５５） Ｎｄk ｈ（０）ｓｉｎθ （５６） 従って、搬送波の位相差θを０もしくはπ（ｒａｄ）に
制御すれば、相関信号１５ａから情報データ成分ｄk を
抽出することができる。搬送波制御回路５０は、サンプ
リング時刻ｔａ₀ （＝ｋＮＴｃ），（ｋ＝１，２…）に
立上がりを持つ同期したデータクロック４５ａにより相
関信号１５ａと１５ｂを取り込み、電圧制御搬送波発振
器４２の出力搬送波の位相をθ＝０もしくはπ（ｒａ
ｄ）になるように制御電圧を発生する回路である。

【００５０】この動作は例えば相関信号１５ａと１５ｂ
とを乗算して搬送波位相差θに関する情報を含む次式で
表す信号を作ることにより行える。 Ｎ² ｛ｈ（０）｝² ｓｉｎ２θ （５７） この信号を制御信号として電圧制御搬送波発振器４２を
動作させれば、電圧制御搬送波発振器４２より出力され
る搬送波の位相は受信信号１の搬送波の位相に対して０
もしくはπ（ｒａｄ）で同期し、時刻ｔａ₀ （＝ｋＮＴ
ｃ），（ｋ＝１，２…）における相関信号１５ａは、ラ
ッチ回路５１において、データクロック４５ａによりラ
ッチされて復調データ１０が得られる。本発明により得
られた復調データ１０には、ｈ（０）の成分が含まれて
いる。このことは、チップ波形の中央点をサンプリング
したサンプル信号により、データを復調していることを
意味し、従って、チップ波形の中央点以外の点をサンプ
リングすることにより生じる復調データのＳＮ比の劣化
がないという利点がある。

【００５１】実施例３． 図９はこの発明のスペクトル拡散復調装置の実施例３を
示す構成図である。図９において、６１Ａ、６１Ｂ、６
１Ｃ、６１Ｄ、６１Ｅはそれぞれ相関パルス信号を次々
とＴｃ時間遅延させる遅延回路、６１ａ、６１ｂ、６１
ｃ、６１ｄ、６１ｅはそれぞれ上記遅延回路によって遅
延された相関パルス信号である。６３は相関パルス信号
２４と上記遅延された相関パルス信号６１ａ、６１ｂ、
６１ｃ、６１ｄ、６１ｅとを合成して誤差信号を作り出
す合成回路、６４は上記合成回路６３を制御する制御回
路、４７ａ、４８は合成回路６３により合成された誤差
信号である。なお、図１と同一、又は相当部分について
は同一符号を付けて重複説明を省略する。

【００５２】図９の動作について図１０及び図１１を参
照して説明する。図１０はマルチパス波の受信タイミン
グの一例を示す図であり、マルチパス波の数が２で、そ
れらの伝播時間の差が２Ｔｃの場合を示している。図１
０において、５６は２つのマルチパス波のうち時間的に
先に受信される先行波、５７は２つのマルチパス波のう
ち時間的に遅れて受信される遅延波を示している。図１
１は図９の同期追尾用の誤差信号の振幅特性図である。
図１１において、５６ａは先行波５６により作られた誤
差信号、５７ａは遅延波５７により作られた誤差信号、
５８は上記の先行波５６及び遅延波５７により作られた
それぞれの誤差信号が合成されて作られた誤差信号であ
る。

【００５３】先行波５６が相関処理された結果得られる
進み相関パルス信号と、遅れ相関パルス信号とが遅延回
路６１Ｃにより同時に得られているいるとすると、進み
相関パルス信号は６１ｃであり、遅れ相関パルス信号は
６１ｂである。合成回路６３は、これら２つの相関パル
ス信号を減算することにより誤差信号を生成する。その
結果、図１１における誤差信号５６ａが得られ、これは
明らかに従来のスペクトル拡散復調装置によって得られ
る誤差信号と同一である。このとき、遅延波５７が相関
処理された結果得られる進み相関パルス信号と遅れ相関
パルス信号とは、遅延波が先行波に対して２Ｔｃ遅れて
いるから、６１ｃ及び６１ｂに対して２Ｔｃ遅れて、そ
れぞれ６１ａと２４となる。合成回路６３はこれら２つ
の相関パルス信号を減算することにより、従来のスペク
トル拡散復調装置では得ることのできなかった遅延波に
対する誤差信号を得ることができる。この誤差信号は図
１１における５７ａである。合成回路はこれら２つの誤
差信号５６ａ、５７ａを加算して合成された誤差信号５
８を作り出す。

【００５４】制御回路６４の動作について説明する。上
記の例では２４、６１ａ、６１ｂ、６１ｃ以外の相関パ
ルス信号、即ち、６１ｄ、６１ｅは０であるから、制御
回路は６１ｄ、６１ｅを合成しないように合成回路を制
御する。即ち、受信信号に雑音が付加されているとき、
雑音だけで信号成分を含まない６１ｄ、６１ｅを合成す
ると、合成された誤差信号４７ａのＳＮ比が小さくなり
同期追尾特性に悪影響を与えるので、雑音だけで信号成
分を含まない相関パルス信号を合成しないようにする。

【００５５】マルチパス波の信号レベルが急激に変化す
るときの動作について説明する。例えば、先行波５６の
信号レベルが建物などによる遮蔽の影響で急激に０にな
ると、相関パルス信号６１ｂ、６１ｃの振幅も急激に０
になり、従って誤差信号５６ａの振幅も急激に０にな
る。しかし、遅延波５７により作り出された相関パルス
信号２４、６１ａが存在するので相関パルス信号２４、
６１ａにより作られた誤差信号５７ａの振幅は０になら
ず、従って誤差信号５８の振幅は０にならずロックはず
れを起こすことはない。

【００５６】次に本発明のスペクトル拡散復調装置の誤
差信号生成手段の有するトランスバ−サルフィルタにつ
いて説明する。図９において、複数の遅延回路６１Ａ、
６１Ｂ、６１Ｃ、６１Ｄ，６１Ｅと合成回路６３と制御
回路６４とで構成される回路部分は図１２に示すトラン
スバ−サルフィルタと等価である。図１２において、６
９は一段の遅延時間がＴｃであるシフトレジスタ、７０
は遅延された相関パルス信号に重み付けをするための係
数を発生する係数発生器であり、７０ａ、７０ｂ、７０
ｃ、７０ｄ、７０ｅ、７１はそれぞれ上記係数発生器７
０により発生された係数、７２ａ、７２ｂ、７２ｃ、７
２ｄ、７２ｅ、７３はそれぞれ遅延された相関パルス信
号と係数を乗算する乗算器、７４は加算器である。既
に、合成回路６３と制御回路６４の動作を説明したが、
この動作を係数発生器７０が出力する係数で表すと、そ
れぞれ以下のようになる。 これら係数により重み付けされた相関パルス信号は、加
算器７４により加算されて誤差信号４７ａが作られる。

【００５７】係数を発生するための制御方法について説
明する。上記の説明では係数の値が整数であるが、これ
は単に説明を簡単にしたためである。トランスバ−サル
フィルタでは、係数の値を信号レベルに応じて変化させ
て合成した信号のＳＮ比を向上させる。即ち、信号レベ
ルの大きな信号には大きな係数を乗算し、小さな信号に
は小さな係数を乗算する。従って、制御回路６４は、相
関パルス信号２４、６１ａ、６１ｂ、６１ｃ、６１ｄ、
６１ｅのレベルを検出し、それに応じて係数を決定し
て、合成した誤差信号４７ａのＳＮ比を向上させること
ができる。

【００５８】実施例４． 上記の実施例３では、トランスバ−サルフィルタの係数
発生器７０を制御する制御回路６４は、相関パルス信号
のレベルを直接検出する構成としているが、本実施例４
では相関パルス信号を一定時間積分した後に制御回路６
４で相関信号レベルを検出する構成としている。図１３
に本実施例４のスペクトル拡散復調装置のトランスバ−
サルフィルタ部分の構成を示す。図１３において、６５
は相関パルス信号を一定時間積分する積分器である。本
実施例では受信信号１に雑音が付加されている場合、積
分器６５により、制御回路６４に入力される相関パルス
信号のＳＮ比が改善されるので、係数発生器７０の動作
が雑音の影響を受けにくくなり、従って誤差信号４７ａ
のＳＮ比が改善され、同期追尾動作が安定するという利
点がある。

【００５９】実施例５． 上記実施例３及び実施例４では、トランスバ−サルフィ
ルタにおいて、乗算器７２ａ、７２ｂ、７２ｃ、７２
ｄ、７２ｅ、７３を設けて重み付けを行う構成としてい
るが、本実施例５として、上記乗算器の代わりにスイッ
チとインバ−タを用いた例を説明する。図１４に本実施
例のスペクトル拡散復調装置のトランスバ−サルフィル
タ部分の構成を示す。図１４において、７６ａ、７６
ｂ、７６ｃ、７６ｄ、７６ｅ、７６ｆはスイッチとイン
バ−タを有する切替器である。制御回路６４は、相関パ
ルス信号レベルに応じて係数発生器７０から、例えば−
１、０、１の３つの信号のいずれかを発生させるような
制御を行う。係数発生器７０から出力される−１、０、
１の３つの信号に対してスイッチは３通りの状態のいづ
れかをとる。その結果、相関パルス信号は−１、０、１
倍されて合成される。本実施例５では、乗算器を用いず
により単純なスイッチとインバ−タを有する切替器を設
けて重み付けを行うことによりハ−ドウエア規模が小さ
くなるという利点がある。

【００６０】実施例６． 本実施例６は、上記の実施例４と実施例５とを組合わせ
てトランスバ−サルフィルタを構成するものである。図
１５に本実施例のスペクトル拡散復調装置のトランスバ
−サルフィルタ部分の構成を示す。本実施例６は、相関
パルス信号を一定時間積分した後に制御回路６４で相関
信号レベルを検出する構成で雑音の影響を受けにくく、
乗算器の代わりにスイッチとインバ−タを有する切替器
を用いることによりハ−ドウエア規模が小さくなるとい
う利点がある。

【００６１】

【発明の効果】以上のように、この発明の請求項１から
請求項５によれば、誤差信号生成手段が、相関パルス信
号生成手段の出力する相関パルス信号から同期追尾に用
いる時間弁別特性を有する誤差信号を生成することによ
り、従来の同期追尾回路の構成からＰＮ信号成分を除去
する操作が省け、装置構成が簡素化して規模の小さいス
ペクトル拡散復調装置を得ることができる。

【００６２】さらに、この発明の請求項２から請求項５
によれば、マルチパス波の存在する伝送路において複数
の相関パルス信号をトランスバ−サルフィルタにより合
成して誤差信号を作り出すことにより、マルチパス波の
レベルが急激に変化する場合でも、同期追尾動作におけ
るロックはずれを起こすことなく同期追尾を維持するこ
とのできるスペクトル拡散復調装置を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスペクトル拡散復調装置の実施例１を
示す構成図である。

【図２】サンプリングタイミングを説明する図である。

【図３】サンプリングタイミングを説明する図である。

【図４】図１の同期追尾用の誤差信号の振幅特性図であ
る。

【図５】本発明のスペクトル拡散復調装置の実施例２を
示す構成図である。

【図６】サンプリングタイミングを説明する図である。

【図７】サンプリングタイミングを説明する図である。

【図８】図３の同期追尾用の誤差信号の振幅特性図であ
る。

【図９】本発明のスペクトル拡散復調装置の実施例３を
示す構成図である。

【図１０】マルチパス波の受信タイミングの一例を示す
図である。

【図１１】図９の同期追尾用の誤差信号の振幅特性図で
ある。

【図１２】図９のトランスバ−サルフィルタを説明する
図である。

【図１３】本発明の実施例４のトランスバ−サルフィル
タ部分の構成図である。

【図１４】本発明の実施例５のトランスバ−サルフィル
タ部分の構成図である。

【図１５】本発明の実施例６のトランスバ−サルフィル
タ部分の構成図である。

【図１６】従来のスペクトル拡散復調装置のブロック図
である。

【図１７】従来のスペクトル拡散復調装置の初期捕捉回
路の構成図である。

【図１８】従来のスペクトル拡散復調装置の同期追尾回
路の構成図である。

【図１９】図１８の同期追尾回路の誤差信号の振幅特性
を示す図である。

【符号の説明】

１ 受信信号 ３ 捕捉信号 １０ 復調デ−タ １２Ａ，１２Ｂ 乗算器 １３Ａ，１３Ｂ ローパスフィルタ １３ａ，１３ｂ ベ−スバンド信号 １４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ，１４Ｄ サンプリング回路 １４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ サンプル信号 １５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ 相関器 １５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ 相関信号 １６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ，１６Ｄ ２乗器 １７ ９０°移相器 ２３ 加算器 ２４ 相関パルス信号 ２５ 判定器 ３６ ループフィルタ ４２ 電圧制御搬送波発振器 ４３ 遅延素子 ４４ 減算器 ４５ データクロック発生回路 ４５ａ データクロック ４６ 遅延素子 ４７ 誤差信号ラッチ回路 ４７ａ 誤差信号 ４８ 誤差信号 ４９Ａ，４９Ｂ 電圧制御発振器 ４９ａ チップクロック ５０ 搬送波制御回路 ５１ ラッチ回路 ５２Ａ，５２Ｂ 加算器 ５３ インバータ ５３ａ 反転チップクロック ５６ 先行波 ５６ａ 誤差信号 ５７ 遅延波 ５７ａ 誤差信号 ５８ 誤差信号 ６１Ａ，６１Ｂ，６１Ｃ，６１Ｄ，６１Ｅ 遅延回路 ６１ａ，６１ｂ，６１ｃ，６１ｄ，６１ｅ 相関パルス
信号 ６３ 合成回路 ６４ 制御回路 ６５ 積分器 ６９ シフトレジスタ ７０ 係数発生器 ７０ａ，７０ｂ，７０ｃ，７０ｄ，７０ｅ 係数 ７１ 係数 ７２ａ，７２ｂ，７２ｃ，７２ｄ，７２ｅ 乗算器 ７３ 乗算器 ７４ 加算器 ７６ａ，７６ｂ，７６ｃ，７６ｄ，７６ｅ，７６ｆ 切
替器

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 疑似雑音信号により直接拡散方式でスペ
   クトル拡散された信号を受信信号とし、上記受信信号よ
   り情報データを復調するスペクトル拡散復調装置におい
   て、上記受信信号から波形整形がなされたベースバンド
   信号を生成するベースバンド信号生成手段と、上記ベー
   スバンド信号をサンプリングしてサンプル信号を生成す
   るサンプル信号生成手段と、上記サンプル信号に含まれ
   るＰＮ信号成分と予め復調装置内部で設定されたＰＮ信
   号との位相が一致する毎に相関信号を出力する相関信号
   生成手段と、上記相関信号から情報データを抽出して復
   調デ−タを得る情報データ抽出手段並びに情報データ成
   分を除去してＰＮ信号の１周期毎に相関パルス信号を出
   力する相関パルス信号生成手段と、上記相関パルス信号
   から受信信号に含まれるＰＮ信号成分と予め復調装置内
   部で設定されたＰＮ信号との位相差に応じてレベルの変
   化する誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、上記誤
   差信号から受信信号に同期したチップクロックを発生す
   るクロック発生手段とを備えたことを特徴とするスペク
   トル拡散復調装置。
2. 【請求項２】 誤差信号生成手段が、トランスバ−サル
   フィルタを有して、複数の相関パルス信号を合成して誤
   差信号を生成することを特徴とする上記請求項１記載の
   スペクトル拡散復調装置。
3. 【請求項３】 誤差信号生成手段の有するトランスバ−
   サルフィルタが、一定時間積分した相関パルス信号を用
   いて重み付けの係数を発生することを特徴とする上記請
   求項２記載のスペクトル拡散復調装置。
4. 【請求項４】 誤差信号生成手段の有するトランスバ−
   サルフィルタが、スイッチとインバ−タを有する切替器
   により重み付けを行うことを特徴とする上記請求項２記
   載のスペクトル拡散復調装置。
5. 【請求項５】 誤差信号生成手段の有するトランスバ−
   サルフィルタが、一定時間積分した相関パルス信号を用
   いて重み付けの係数を発生し、スイッチとインバ−タを
   有する切替器により重み付けを行うことを特徴とする上
   記請求項２記載のスペクトル拡散復調装置。