JP4445649B2 - 復調方式 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は復調方式、特にスペクトラム拡散通信に用いられ、ＣＷ等のプリアンブルデータを含む連続フレームを用いる通信路で、ＦＦＴ回路を任意のタイミングで使用する復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
斯かる復調方式の技術分野における従来の技術は、例えば特開平３−２４０３１７号公報の「デジタルＰＬＬ回路」（以下、第１従来技術という）および特開平５−２２７２３５号公報の「再同期復調装置」（以下、第２従来技術という）に開示されている。第１従来技術によると、入力信号を高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴという）し、その周波数誤差を求め、ＰＬＬ（位相ロックループ）のローパスフィルタの積分器にオフセットを加えることにより、入力信号の周波数が未知又は低Ｓ／Ｎ（信号対ノイズ比）の場合においても、ＰＬＬのプルインレンジを広げることができると記載されている。
【０００３】
他方、第２従来技術によると、周期的に同期語を含むフレームを持つ通信路において、シャドウイング等のために瞬断し、その間に周波数が変動した場合でも、同期語が受信されるべき時刻において受信信号と同期語の相互相関を求める。その電力がある閾値を超えたとき、受信が回復したものとし、受信信号を逓倍した後フーリエ変換して得られる周波数スペクトラム中のピークを検出することにより周波数誤差を求める。これを搬送波再生器に設定し、更に相関器出力の位相から位相誤差を求める。これも搬送波再生器に設定することにより、同期の取れた出力を直ちに得ることができると記載されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来技術には、次の如き課題を有する。第１に、図１のフレームフォーマット例に示す如きＣＷ（Carrier Wave：搬送波）、データおよびＵＷを含む連続フレームを、任意のタイミングでデータサンプリングし、ＦＦＴによって周波数軸へ変換する。そして、周波数スペクトラムの最大値から周波数誤差を求めた場合には、誤った周波数誤差情報を得ることがあった。その理由は、データ区間で入力信号をサンプリングした場合には、ＦＦＴで得られる周波数スペクトラムは拡散されているため、周波数スペクトラムの最大値からでは正確な受信周波数を求めることができないためである。また、得られた周波数誤差情報からは、どの区間でデータがサンプリングされたものであるか判別がつかないからである。
【０００５】
第２に、ＣＷおよびデータを含む連続フレームを用いる通信路において、任意のタイミングでデータサンプリングし、ＦＦＴを演算しようとする場合には、一般的にＮ逓倍回路やフレームパルス等の付加が必要となり、回路規模が増加することである。その理由は、ＣＷ区間とデータ区間両方でＦＦＴを実行できるようにするためには、Ｎ逓倍回路等によりキャリアを再生する必要がある。また、別の方式としては、ＣＷ区間の位置が判るようにフレームに同期したパルスを出力し、そのタイミングに基づきＣＷ区間のデータをサンプリングしなければならないためである。
【０００６】
【発明の目的】
従って、本発明の目的は、上述した従来技術の課題を解消又は軽減する復調方式を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の復調方式は、無変調の搬送波（ＣＷ）およびデータを含む連続フレームを任意のタイミングでサンプリングし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で得た電力最大値から受信周波数誤差を求めるスペクトラム拡散通信の復調方式であって、 ＦＦＴで得た電力最大値とスレッショルドとの差分を求めることにより、ＣＷ区間で得られた周波数誤差情報のみを抜き出し、
スレッショルドは、逆拡散用相関器で得た相関値を電力に変換して求めた最大相関値に係数を乗算して求める。
【０００８】
また、本発明の復調方式によると、受信ＩＦ信号を受けるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）と、該ＢＰＦの出力およびシンセサイザの出力を受け、ＰｃｈおよびＱｃｈベースバンド信号を再生する準同期検波器と、搬送周波数検出部と、ＰＳＫ復調器とを備え、該ＰＳＫ復調器から復調データを得る復調方式であって、
搬送周波数検出部は、ＰＳＫ変調波を逆拡散された信号を記憶保持しＦＦＴを行った後、電力へ変換して周波数スペクトラムの最大値を求め、受信信号の周波数誤差を検出するＦＦＴ回路と、相関器で得られた相関値を電力に変換し、最大値を得る最大値検出部と、この最大値に利得Ｋをかける乗算器と、この乗算器およびＦＦＴ回路の出力の差分を求める減算器とを備える。好適実施形態では、ＢＰＦおよび準同期検波器間にＢＰＦ帯域内のトータルパワーで利得制御するＡＧＣ回路を含む。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による復調方式の好適実施形態の構成および動作を、添付図を参照して詳細に説明する。
【００１０】
先ず、図１は、本発明による復調方式の好適実施形態の構成を示すブロック図である。この復調方式は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１、ＡＧＣ（自動利得制御回路）２、シンセサイザ３、準同期検波器４、相関器５、搬送周波数検出部１２およびＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移）復調器６より構成される。ＢＰＦ１に受信信号が入力され、ＰＳＫ復調器６から復調データが出力される。また、搬送周波数検出部１２は、ＦＦＴ７、最大値検出器８、乗算器９、減算器１０および利得制御器（利得Ｋ）１１を含んでいる。
【００１１】
次に、図１中の各構成要素の機能を説明する。ＢＰＦ１は、受信信号入力として受信されたＩＦ（中間周波数）信号を帯域制限する。ＡＧＣ回路２は、ＢＰＦ１の帯域内のキャリア（搬送波）とノイズを足し合わせた電力、即ちトータルパワーで自動利得制御を行う。シンセサイザ３は、受信ＩＦの概略周波数を出力する。準同期検波器４は、シンセサイザ３の出力とＡＧＣ２の出力を複素演算し、準同期検波する。相関器５は、準同期検波器４の出力であるスペクトラム拡散されたＰＳＫ変調波を逆拡散し、各チップタイミング毎の相関値が得られる。ＰＳＫ復調器６は、逆拡散された信号を復調する。ＦＦＴ７は、逆拡散された信号をメモリーへ保持し、ＦＦＴを行った後、電力へ変換して最大値を求めることにより、受信信号の周波数誤差を検出する。最大値検出部８は、相関器５で得られた各チップタイミング毎の相関値を電力に変換し、その最大値を得る。乗算器９は、最大値検出部８で得られた最大値に利得制御器１１の利得Ｋを掛ける。減算器１０は、乗算器９の出力とＦＦＴ７の出力とを比較し差分を出力することにより、ＦＦＴ７で得た周波数誤差情報が正しいか否か判断する。
【００１２】
本発明の復調方式において、図７に示すフレームフォーマットのＣＷ／データ区間をサンプリングし、ＦＦＴ７によりＦＦＴ演算して求めた周波数スペクトラムは、ＣＷ区間の電力最大値がデータ区間の電力最大値より大きくなる性質を持つ。そこで、最大値検出器８で得られた最大相関値に基づき、予想されるＣＷ電力最大値と変調波電力最大値との間に閾値を設定し、ＦＦＴ７で得た電力最大値と閾値の差分を取ることにより、ＣＷ区間でサンプリングされた正確な周波数誤差情報のみを得ることができる。図２は、ＣＷ／データで得られるスペクトラム（固定閾値）を、Ｃ／Ｎ(Carrier to Noise Ratio)が高い場合（実線）および低い場合（点線）について示す。
【００１３】
次に、図３および図４は、それぞれ図１に示すＡＧＣ回路２および準同期検波器（又は直交復調器）４の詳細構成を示すブロック図である。先ず、ＡＧＣ回路２は、利得可変増幅器２１、電力検出器２２、減算器２３、基準電力発生器２４および積分器２５により構成される。利得可変増幅器２１には、図１に示すＢＰＦ１からの信号入力を受け、その出力が準同期検波器（又は直交復調器）４に入力され、更にその準同期検波出力が電力検出器２２に入力される。電力検出器２２は、準同期検波器４から得られるＰｃｈおよびＱｃｈのベースバンド信号の振幅を２乗して加算することにより電力を求める。この電力検出器２２の出力電力と基準電力２４とを減算器２３で減算して、差信号を積分器２５に入力し、その出力により利得可変増幅器２１の利得を制御する。
【００１４】
一方、図４に示す準同期検出器４は、図１に示すシンセサイザ３から入力信号を受ける９０度位相シフタ４２、それぞれこの９０度位相シフタ４２からの０度および＋９０度出力が入力され、ＡＧＣ回路２の出力と乗算される１対の乗算器（ミキサ）４１Ａおよび４１Ｂより構成される。これら乗算器４１Ａおよび４１Ｂは、それぞれＱｃｈおよびＰｃｈそれぞれのベースバンド信号を再生する。
【００１５】
入力された受信ＩＦ信号は、ＢＰＦ１で帯域制限された後、ＡＧＣ回路２にてＢＰＦ１の帯域内のトータルパワーでＡＧＣを実施することにより準同期検波器４入力レベルの安定化を図る。図４に詳細構成を示す準同期検波器４で準同期検波されたベースバンド信号は、相関器５へ入力されると共に図３に示すＡＧＣ回路２の電力検出器２２へ入力される。電力検出器２２は、準同期検波器４からのＰｃｈおよびＱｃｈ出力振幅を２乗し加算するにより電力を求める。求められた電力は、減算器２３に入力され、基準電力２４との差分を求める。基準電力２４との差分は、積分器２５で平滑化され、可変利得増幅器２１にて利得の制御を行い、信号電力の安定化を図る。準同期検波器４では、受信周波数を発生するシンセサイザ３と受信ＩＦ信号を乗算器（ミキサ）４１Ａ、４１Ｂでミキシング（混合）することにより準同期検波を行う。
【００１６】
図４に示す準同期検波器４は、１対の乗算器（ミキサ）４１Ａ、４１Ｂと９０度位相シフタ４２にて構成される。シンセサイザ３の出力は、９０度位相シフタ４２にて９０度位相がずらされ、ＣＯＳ（余弦）又は＋９０度成分およびＳＩＮ（正弦）又は０度（同相）成分を生成する。これらの信号をＡＧＣ回路２の出力に乗算することによりＰｃｈ、Ｑｃｈそれぞれのベースバンド信号を再生する。
【００１７】
次に、相関器５で逆拡散された信号は、ＰＳＫ復調器６、最大値検出器８およびＦＦＴ７へ入力される。最大値検出器８は、相関器５で得られた各チップタイミング毎の相関値を、電力に変換し最大値を得る。ＰＳＫ復調器６は、復調信号にてＡＧＣを実行しつつ、クロック再生ＰＬＬの引き込み処理を行い、引き込み処理終了後キャリア再生を行うべくＦＦＴ７へ動作開始を命令する。ＦＦＴ７は、それを受けて相関器５の出力をＮ個サンプリングしてメモリ（図示せず）にストアし、そのデータでＦＦＴ演算を行う。
【００１８】
次に、図６のフローチャートを参照して説明する。受信信号と受信ＰＮコードの相関を相関器５で計算する（ステップＳ１）。相関最大値を最大値検出器８で検出しメモリに保持する（ステップＳ２）。相関最大値ＸＫ（閾値又はスレッショルド）を算出する（ステップＳ３）。ＣＬＫ（クロック）引き込み開始ＡＧＣ動作を開始する（ステップＳ４）。ＣＬＫ引き込み終了を判断する（ステップＳ５）。次に、ＦＦＴ用データサンプリングを行う（ステップＳ６）。ＦＦＴ７により後述の如くＦＦＴ演算を行う（ステップＳ７）。電力スペクトラムへ変換する（ステップＳ８）。電力スペクトラムの最大値を検出する（ステップＳ９）。次に、この最大値を減算器１０により閾値（スレッショルド）と減算する（ステップＳ１０）。この減算結果が正であれば、ＰＳＫ復調器６へ周波数誤差を指示する（ステップＳ１１）。そして、ＰＳＫ復調器６でキャリア再生する（ステップＳ１２）。もし、ステップＳ１０減算結果が負であれば、上述したステップＳ６へ戻る。
【００１９】
ＦＦＴ演算は、離散フーリエ変換を高速に行うための計算アルゴリズムであり、定義式は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）と同じである。つまりＦＦＴ７は、ＤＦＴ定義式の特性を利用し、計算回数を減らすよう工夫を行ったものであり、ＤＦＴとＦＦＴ７で求まる周波数スペクトラムは全く同じである。以下、ＦＦＴ７の基本であるＤＦＴの定義式および若干の説明を行う。Ｎ個サンプリングされた離散信号をＸｎ（ｎ＝１、２、３、４、…、Ｎ）とすると、離散フーリエ変換は、次の(１)で定義される。
【数１】

【００２０】
また、ＤＦＴの周波数分解能Δｆは、次の（２）で表される。
Δｆ＝１／（Δｔ＊Ｎ） [Hz] （２）
（ 但しΔｔ：標本化間隔[S] ）
１例として、サンプル数：Ｎ＝１２８および標本化間隔：Δｔ＝１／４８００[S]のデータに対しＤＦＴを行うとき、周波数分解能は、次の（３）で表される。
Δｆ＝１／（Δｔ＊Ｎ）
＝１／（１／４８００＊１２８）
＝３７．５ [Hz] （３）
【００２１】
このとき、離散フーリエ変換Ｘｋのｋと周波数の関係は、次の通りである。
ｋの値 周波数
ｋ＝０ ０[Hz] （直流成分）
ｋ＝１ ３７．５[Hz]
ｋ＝２ ７５[Hz]
ｋ＝３ １１２．５[Hz]
・
・
・
【００２２】
ＣＷ区間でサンプリングされた信号は、ＦＦＴ７で周波数領域に変換し電力へ変換すると、正のライン成分となる。この場合には、最大電力を持つスペクトラムが受信信号の周波数となる。ＦＦＴ７では、受信信号をＮ個サンプリングし、ＦＦＴを行うことにより、得られたスペクトラムを電力スペクトラムへ変換し、その最大値から周波数誤差を求めると共に最大電力を保持する。減算器１０は、ＦＦＴ７で得られた最大電力と、最大値検出器８で得られた最大値に乗算器９で利得制御器１１の利得Ｋを掛けた値との差分を求める。
【００２３】
図５の周波数（横軸）対電力（縦軸）のスペクトラム特性図に示す如く、変調波で得られる周波数スペクトラムは、ＣＷ（キャリア）を符号により拡散するため、変調波の最大電力はＣＷのそれに対し小さくなる性質がある。この性質を利用し、ＦＦＴ７でサンプリングしたデータが、ＣＷ区間であるかデータ区間であるかを判別するために、ＣＷ電力最大値と変調波電力最大値との間に閾値を設ける。そして、減算器１０にてＦＦＴ最大値と閾値との減算を行う。減算器１０で得られた差分が正であるなら有効な周波数誤差データであり、負であるなら無効なデータとすることにより、ＣＷ区間でサンプルされたデータであるか否かを判別する。
【００２４】
本発明で使用するＡＧＣ回路２を低Ｃ／Ｎで動作させ、Ｃ／Ｎを若干可変させた場合には、トータルパワーの大部分を占める雑音電力は略一定となり、キャリア電力のみＣ／Ｎに応じレベルが変動する。高Ｃ／Ｎにおいて、閾値が固定で周波数誤差情報の判別を行うと、図２に示す如く変調波も閾値を超えることがある。そこで、最大相関値に基づき閾値を計算し可変することにより、幅広い入力ダイナミックレンジを実現する（図５参照）。
【００２５】
閾値は、最大値検出器８で得た最大電力に乗算器９により利得制御器１１の利得Ｋを乗算して求める。閾値をＣＷ最大値と変調波最大値との中間電力とすると、利得Ｋは次の（４）で求めることができる。
【数２】

ここで、MAXfft：FFTで得られる最大値
MAXcorr：最大値検出器で得られる最大値
PWRcw：PWRcw=MAXfft
PWRden：PWRcw／SYMBOL RATE
である。
【００２６】
以上より、ＦＦＴ７で得られた電力最大値と閾値の差分を求めることにより、閾値固定では得られない幅広いＣ／Ｎで判別を行うことが可能となる。その後、得られた周波数誤差情報は、ＰＳＫ復調器６に入力され、キャリア再生および復調を開始する。
【００２７】
実施形態の構成に基づき上述した如く、相関器５の最大値を用い、ＦＦＴ７で得られた最大電力に閾値を持たせることにより、図７に示すフレームフォーマットのＣＷおよびデータ区間を持つ連続なフレーム構成において、任意のタイミングでデータをサンプリングし、ＦＦＴを実施しても、正確に周波数誤差を求めることができる。
【００２８】
以上、本発明による復調方式の好適実施形態の構成および動作を詳述した。しかし、斯かる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００２９】
【発明の効果】
以上の説明から明らかな如く、本発明の復調方式によると、次の如き実用上顕著な効果が得られる。先ず、正確に周波数誤差を求めることができることである。 その理由は、相関器で得られた最大値を用いて、ＦＦＴで得られたピーク電力に閾値を設けることにより、ＣＷ区間から得られた結果であるか又はデータ区間から得られた結果であるかを判別できるからである。また、閾値を相関最大値から設定することにより、周波数誤差情報を幅広いＣ／Ｎで正確に求めることができるからである。
【００３０】
次に、回路構成が非常に簡単である。その理由は、逓倍器やフレームパルスを必要とせず、自パネル内の簡単な回路構成により実現できるからである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による復調方式の好適実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の復調方式におけるＣＷ／データで得られるスペクトラム（閾値固定）を示す図である。
【図３】図１中のＡＧＣ回路の詳細構成を示すブロック図である。
【図４】図１中の準同期検波器の詳細構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の復調方式におけるＣＷ／データで得られるスペクトラム（閾値可変）を示す図である。
【図６】本発明による復調方式の動作を説明するフローチャートである。
【図７】フレームフォーマットの１例を示す図である。
【符号の説明】
１ ＢＰＦ（帯域フィルタ）
２ ＡＧＣ回路
２１ 利得可変増幅器
２２ 電力検出器
２３、１０ 減算器
２４ 基準電力
２５ 積分器
３ シンセサイザ
４ 準同期検波器
９、４１Ａ、４１Ｂ 乗算器（ミキサ）
４２ ９０度シフタ
５ 相関器
６ ＰＳＫ復調器
７ ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路
８ 最大値検出器
１１ 利得制御器
１２ 搬送周波数検出部

Claims (3)

1. 無変調の搬送波（ＣＷ）およびデータを含む連続フレームを任意のタイミングでサンプリングし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で得た電力最大値から受信周波数誤差を求めるスペクトラム拡散通信の復調方式において、
   前記ＦＦＴで得た電力最大値とスレッショルドとの差分を求めることにより、前記ＣＷ区間で得られた周波数誤差情報のみを抜き出し、
   前記スレッショルドは、逆拡散用相関器で得た相関値を電力に変換して求めた最大相関値に係数を乗算して求める
   ことを特徴とする復調方式。
2. 受信ＩＦ信号を受けるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）と、該ＢＰＦの出力およびシンセサイザの出力を受け、ＰｃｈおよびＱｃｈベースバンド信号を再生する準同期検波器と、搬送周波数検出部と、ＰＳＫ復調器とを備え、該ＰＳＫ復調器から復調データを得る復調方式において、
   前記搬送周波数検出部は、ＰＳＫ変調波を逆拡散された信号を記憶保持しＦＦＴを行った後、電力へ変換して周波数スペクトラムの最大値を求め、前記受信信号の周波数誤差を検出するＦＦＴ回路と、相関器で得られた相関値を電力に変換し、最大値を得る最大値検出部と、前記最大値に利得Ｋをかける乗算器と、該乗算器および前記ＦＦＴ回路の出力の差分を求める減算器とを備えることを特徴とする復調方式。
3. 前記ＢＰＦおよび前記準同期検波器間に前記ＢＰＦ帯域内のトータルパワーで利得制御するＡＧＣ回路を含むことを特徴とする請求項２に記載の復調方式。

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