JP2741336B2 - 帯域拡散信号受信機の周波数誤差補正装置 - Google Patents
帯域拡散信号受信機の周波数誤差補正装置Info
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Description
いられ、符号分割多元接続CDMA(Code Division Mul
tiple Access) 信号の受信機における受信信号周波数と
局部信号周波数とのずれ、つまり周波数誤差の影響を除
去する周波数誤差補正装置に関する。
号に拡散して伝送し、その拡散符号で各ユーザの識別が
行われるCDMA(符号分割多元接続方式)の研究開発
が盛んに行われている。このCDMA伝送は、従来の変
調信号を高速レートの拡散符号で拡散する直接拡散(D
S)方式と、周波数ホッピング(FH)方式とに分類で
きる。FH方式では1シンボルをチップと呼ばれる単位
に分解してチップごとに異なる中心周波数の信号に高速
に切り替える必要があり、高速な搬送波周波数の切り替
えを実現する周波数シンセサイザの実現性が困難である
ため、通常はDS方式が用いられる。スペクトル拡散の
無線機では送信側では従来の1次変調の後に拡散符号で
2次変調を行い、信号帯域を拡散して伝送する。受信側
ではまず広帯域の受信入力信号を逆拡散という過程で元
の狭帯域の信号に戻してから従来の復調処理を行う。
システムに適用する際の問題について考えてみる。現在
の移動通信の基地局装置は高安定な基準発振器を有して
おり、ディジタル自動車電話の国内標準化の規格は絶対
精度で0.05ppm 以下である。一方、移動局装置は携帯
性の利便性から恒温槽を有する高安定な基準発振器を設
けることは困難であり、通常はTCXO(温度補償型水
晶発振器)が用いられ、絶対精度は800MHz帯では3
ppm 以下程度の周波数精度である。従って、基地局、移
動局相互の信号中心周波数が変化するため受信復調器が
安定に動作するためにはAFC(自動周波数制御)回路
が必要である。また移動局は基地局に対して移動してい
る場合があるため、更にドップラ周波数分だけ受信信号
周波数が変化する。
AFC回路の構成を図3に示す。入力端子10からのI
F受信信号は直交検波器11で電圧制御発振器12から
の局部信号により同相、直交チャネルのI,Qベースバ
ント信号に検波される。この直交検波された信号は低域
通過フィルタ13,14で高域成分が除去され、A/D
変換器15,16でディジタル信号に変換される。これ
らディジタル信号にマッチドフィルタやスライディング
相関器など相関検出部17で相関検出されて逆拡散され
る。この逆拡散された狭帯域信号は遅延検波回路18で
遅延検波され、受信入力信号と局部信号との周波数誤差
が圧縮された信号を得る。そのI,Q信号の振幅の tan
-1から送信側1次変調のマッピング点からの受信側での
位相回転成分を誤差検出回路19で抽出し、その抽出誤
差をループフィルタ21で平均化して、この周波数誤差
に比例した位相回転に応じた誤差補正電圧をVCO(電
圧制御発振器)に帰還制御することにより送受周波数誤
差、つまり入力信号の中心周波数と局部信号の周波数と
の誤差を補正する。この方式では高安定なVCO12を
用いるため価格の面で不利であり、安価な発振器、つま
りAFC回路を備えない発振器で入力信号を準同期検波
して周波数誤差をディジタル信号処理で補正する方法が
経済性の面で有利である。相関検出器17の出力はラー
ク復調器22へ供給されて復調される。
行う無線機では電圧制御発振器に誤差信号を帰還する構
成であり、高価なAFC装置を必要とした。この発明は
AFC装置を設けることなく、入力信号を固定周波数の
発振器で準同期検波してディジタル信号とし、そのディ
ジタル信号を処理することにより周波数誤差を補正し、
IC化に適し、低価格化が図れるようにした帯域拡散信
号受信機の周波数誤差補正装置を提供することにある。
信号を得るために逆拡散する第1相関検出部を駆動する
チップクロック信号に対して正、負に周波数ドリフトし
たクロック信号がクロック信号生成部で生成され、これ
ら正、負に周波数ドリフトしたクロック信号により第
2,第3相関検出部で帯域拡散した入力信号がそれぞれ
逆拡散され、これら二つの逆拡散出力信号の振幅2乗成
分が第1,第2振幅2乗生成部で求められ、これら振幅
2乗成分が予め設定したレベルと第1,第2しきい値判
定部とそれぞれで比較され、これら比較出力信号がそれ
ぞれ第1,第2ホールド回路に保持され、これら保持出
力信号が加算回路で逆位相で加算され、その加算出力で
ある相関ピーク信号が周波数ドリフト信号に相関ピーク
/周波数ドリフト変換部で変換され、この変換された周
波数ドリフト信号が平均化回路で平均化され、その平均
化出力である周波数補正信号で第1相関検出部の出力信
号に対して周波数ドリフト補正部で周波数ドリフトが補
正される。
0からのIF入力信号は直交検波器12で固定発振器4
1から局部信号によりI,Qチャネルのベースバンド信
号に準同期直交検波される。これらI,Qベースバンド
信号はそれぞれ低域通過フィルタ13,14を通り、A
/D変換器15,16でディジタル信号に変換されて相
関検出部17へ供給される。相関検出部17で相関が検
出されて逆拡散される。相関検出部17では、こゝで複
素演算が行われる場合は4つのマッチドフィルタ42〜
45で構成される。相関検出部17よりの逆拡散出力は
周波数ドリフト補正部25で周波数補正信号が複素乗算
されて、周波数誤差が補正されてラーク復調回路22へ
供給される。
チップクロックがクロック信号生成部47に入力され、
その入力チップクロックに対し周波数が+Δfd と−Δ
fdだけそれぞれドリフトしたクロック信号Ck+ とC
k- とが生成される。これらドリフト周波数±Δfd は
周期にして端子46のチップクロックの周期の±1/2
程度とされる。これらクロック信号Ck+ ,Ck- で相
関検出部48,49が駆動され、A/D変換器15,1
6よりのI,Qベースバンドディジタル信号がそれぞれ
複素演算されて相関が検出される。相関検出部48,4
9もそれぞれ4つのマッチドフィルタで構成される。
れ振幅2乗成分生成部51,52で振幅2乗成分が求め
られる。つまり各検出相関出力のI成分、Q成分がそれ
ぞれ2乗されて加算される。これら振幅2乗成分はしき
い値判定部53,54で予め設定されたレベルとそれぞ
れ比較され、その比較出力はホールド回路55,56に
保持される。これらホールド回路55,56の出力は加
算回路57で逆相加算されて相関ピーク信号が得られ
る。この相関ピーク信号は相関ピーク/周波数ドリフト
変換部58で周波数ドリフト信号に変換される。この変
換部58は例えばメモリ回路で構成される。変換された
周波数ドリフト信号は平均化回路59で平均化され、雑
音成分の影響が取り除かれ、周波数補正信号が得られ
る。この周波数補正信号が周波数ドリフト補正部25へ
出力され、逆拡散出力の周波数から周波数補正信号の周
波数が複素乗算により引算されて補正される。
と、周波数ドリフトとの関係は図2に示すように、ドリ
フト(誤差)周波数に対して相関ピーク電圧(平均ピー
ク出力)がS字曲線特性を示す。つまり周波数ドリフト
がゼロで相関ピーク出力はゼロとなり、周波数が正側に
ずれてゆくと相関ピーク出力が正方向に大きくなる。周
波数が負側にずれてゆくと相関ピーク出力は負方向に大
きくなる。
関係を予め求め、メモリ回路に記憶しておき、相関ピー
ク/周波数ドリフト変換部58でその入力相関ピーク出
力をアドレスとして、前記メモリ回路を読み出して対応
するドリフト周波数を得るようにする。
相関ピークの電圧値から周波数ドリフト成分を求めるこ
とができ、この周波数ドリフト成分を平均化し、逆拡散
後の信号に逆位相回転を与えることにより、周波数ドリ
フト成分をディジタル信号処理で安定に補正することが
できる。従って高価なAFC装置を必要とせず、IC化
することにより安価に構成することができる。
関係を示す図。
図。
Claims (1)
- 【請求項1】 帯域拡散入力信号を第1相関検出部で逆
拡散する帯域拡散信号受信機における周波数誤差を補正
する装置において、 前記第1相関検出部を駆動するチップクロック信号に対
してそれぞれ正負に周波数ドリフトしたクロック信号を
生成するクロック信号生成部と、 前記各ドリフトしたクロック信号により駆動され、前記
帯域拡散入力信号を逆拡散する第2,第3相関検出部
と、 これら第2,第3相関検出部の出力信号の振幅2乗成分
をそれぞれ求める第1,第2振幅2乗生成部と、 これら第1,第2振幅2乗成分生成部の出力信号を予め
設定したレベルとの比較をそれぞれ行う第1,第2しき
い値判定部と、 これら第1,第2しきい値判定部の出力信号をそれぞれ
保持する第1,第2ホールド回路と、 これら第1,第2ホールド回路の出力信号を逆位相で加
算する加算回路と、 その加算回路の出力である相関ピーク信号を周波数ドリ
フト信号に変換する相関ピーク/周波数ドリフト変換部
と、 その相関ピーク/周波数ドリフト変換部の出力信号を平
均化する平均化回路と、 その平均化回路の出力である周波数補正信号で前記第1
相関検出部の出力信号に対して周波数誤差を補正する周
波数ドリフト補正部と、 から構成されることを特徴とする帯域拡散信号受信機の
周波数誤差補正装置。
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