JPH09247043A

JPH09247043A - スペクトラム拡散通信方式における受信装置

Info

Publication number: JPH09247043A
Application number: JP4506796A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Inuzuka; 浩之犬塚
Original assignee: Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 1996-03-01
Filing date: 1996-03-01
Publication date: 1997-09-19
Anticipated expiration: 2016-03-01
Also published as: JP3307217B2; US6154482A

Abstract

(57)【要約】【課題】搬送波に乗せられて送信されてきた信号と受信
側の周期波とを乗算するとき、厳密に周波数と位相が揃
っていなくてもビット誤りを生じることなくデータを受
信することができるスペクトラム拡散システムの受信装
置を提供する。【解決手段】発振器２１５から出力される周期波はＩフ
ェーズ波として入力信号２０１に乗算されると共に、９
０度移相されたＱフェーズ波としても入力信号２０１に
乗算される。Ｉフェース波とＱフェーズ波が乗算された
入力信号は、それぞれ処理を受けて、相関値／データ値
決定回路２１４に入力される。相関値／データ値決定回
路２１４では、Ｉフェーズ波を乗算することによって生
じた搬送波オフセットの極性が反転するあたりで生じる
バースト的ビット誤りをさけるため、Ｉフェーズ相関値
とＱフェーズ相関値とを比較し、大きな値を持つフェー
ズのデータ値を取得して、出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスペクトラム拡散通
信方式に係り、特には、受信データを正確に復調するこ
とが出来る受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】今日においては、携帯電話等の無線通信
が盛んであり、多くの加入者が携帯電話等を使用できる
ように、周波数チャネルを有効に利用することが重要と
なっている。この問題を解決する方法としては、１つの
周波数チャネルに割り当てる帯域を狭く制限し、１つの
周波数帯域にできるだけ多くの周波数チャネルを収容す
る周波数分割多重方式がある。

【０００３】また、１つの周波数チャネルを一人の加入
者が専有する時間を限定し、通信時間を分割して各加入
者にチャネルを振り分ける時分割多重方式も有力であ
る。これに対し、もう一つの有力な方式として、スペク
トラム拡散方式がある。スペクトラム拡散方式は、例え
ば、ＰＳＫ（Phase shift keying）変調されたベースバ
ンド信号に、ベースバンド信号よりも周波数帯域が遙か
に広い所定の信号を重ね合わせて、信号の周波数帯域を
大きく拡散して、電波として送出するものである。

【０００４】このスペクラム拡散通信方式は、その拡散
方法のちがいにより、ＤＳ（直接拡散）方式、周波数ホ
ッピング方式、時間ホッピング方式等が知られている。
以下では、ＤＳ方式を前提に説明する。

【０００５】ＤＳ方式においては、周波数帯域を拡散す
るために使用する所定の信号として、ＰＮ（Pseudo Noi
se）符号を使用する。ＰＮ符号は、送信データ速度と比
べて極めて速い２値データであり、このＰＮ符号によっ
て拡散された送信データの周波数帯域は、元の送信デー
タのものよりも遙かに広くなる。

【０００６】受信側では、送信側においてスペクトラム
拡散変調されたデータ信号に対して、送信側で使用した
ＰＮ符号と同じＰＮ符号を乗じることによって逆拡散処
理を行い、元の送信データを取り出す。このとき、受信
データに対して乗算するＰＮ符号の位相は、送信側で使
用したＰＮ符号と同じ位相である必要があり、この位相
合わせのための同期処理が行われる。このように、受信
側では送信側で使用したＰＮ符号を必要とするので、こ
のＰＮ符号をチャネル毎に異ならせることにより、多く
のチャネル多重を行おうというものである。

【０００７】また、送信側では、送信データをＰＮ符号
で拡散変調したあと、そのまま送信するのではなくて、
搬送波に拡散変調した送信データを乗せて送信するのが
一般的である。このような場合には、受信側では、先
ず、搬送波と周波数及び位相が揃った周期波を生成し、
これを受信した信号に乗算することにより、受信信号を
ベースバンド付近の信号に復元する。この後、ＰＮ符号
を乗算して逆拡散処理を行い、送信データのデータ値を
取得する。

【０００８】図６は、従来のスペクトラム拡散通信方式
における送信装置のブロック構成図である。すなわち、
データ入力６０１から入力される送信データは、拡散部
６０２で、カウンタ６０３が生成するクロックに従って
ＰＮ系列保持部６０４から出力されるＰＮ符号が乗算さ
れ、拡散変調される。次に、差動符号化部６０５に拡散
変調された信号が入力され差動符号化される。このよう
にして生成された信号はデータ出力６０６から出力され
て、不図示の発振器から出力される搬送波に乗せられ受
信装置に送出される。

【０００９】ここで、図７（ａ）に送信装置の差動符号
化部を、図７（ｂ）に受信装置の差動復号化部の構成を
示す。差動符号化部は、図７（ａ）に示すように、入力
信号がイクスクルーシブＮＯＲ回路７０１の一方の入力
端子に入力され、イクスクルーシブＮＯＲ回路７０１の
他方の入力端子には、イクスクルーシブＮＯＲ回路７０
１の出力信号を遅延回路７０２で遅延させた信号が入力
される。一方、差動復号化回路は図７（ｂ）に示すよう
に、入力信号がイクスクルーシブＮＯＲ回路７０１の一
方の入力端子に入力され、イクスクルーシブＮＯＲ回路
７０１の他方の入力端子には、上記入力信号を遅延回路
７０２で遅延させた信号が入力される構成である。な
お、イクスクルーシブＮＯＲ回路７０１を、それぞれイ
クスクルーシブＯＲ回路で置き換える構成としてもよ
い。

【００１０】図７（ａ）の遅延回路７０２と図７（ｂ）
の遅延回路７０２の遅延値は、互いに同じ値であり、例
えば、ＰＮ符号の１チップのＮ（Ｎは自然数）倍とす
る。図８は従来のスペクラム拡散通信方式の受信装置の
要部ブロック図である。乗算器８０１は、搬送波に乗せ
られて送信装置側から転送されてきたデータと、水晶発
振器８０２の出力信号とを乗算する。この搬送波の周波
数は、例えば２．４ＧＨｚである。水晶発振器８０２
は、上記搬送波と同じ周波数、すなわち、２．４ＧＨｚ
の固定周波数の周期波を出力する。ローパスフィルタ８
０３は、ベースバンド付近の帯域の信号のみを通過させ
るフィルタであり、乗算器８０１の出力信号をフィルタ
リングする。リミッタ８０４は、ＰＮ符号の１チップ単
位でローパスフィルタ８０３の出力値を監視し、その値
と予め設定してあるリミット値との大小関係に従ってデ
ータの２値化（デジタル化）を行う。すなわち、リミッ
タ８０４は、１ビットＡ／Ｄ変換処理を行う。

【００１１】差動復号化回路８０５は、リミッタ８０４
から送られてきた出力信号（差動符号化されている）を
差動復号する回路である。差動復号化回路８０５は遅延
回路を含み出力信号を遅延させて出力信号と論理演算さ
せ、差動復号した信号を得る。従って、遅延回路の遅延
値は、送信装置において差動符号化するときに用いられ
る遅延値と同じ値とする。この差動復号化回路８０５内
部の構成は、例えば、図７（ｂ）で与えられる。

【００１２】ＤＭＦ（相関回路）８０８はデジタルマッ
チドフィルタであり、受信装置側に保持していた、送信
側と同じＰＮ符号と差動復号化回路８０５から送られて
くる信号との相関値と逆拡散されたデータ値を出力す
る。ＤＭＦ８０８は、後述するように、ＰＮ符号を差動
復号化回路８０５から送られてきた信号に乗算し、拡散
変調された信号を逆拡散して送信データ信号を再生する
ものである。ＤＭＦ８０８で使用されるＰＮ符号は送信
側で拡散変調に使用されるＰＮ符号と同じものであり、
差動復号化回路８０５から送られてくる信号とＤＭＦ８
０８でＰＮ符号を乗算するタイミングが一致するか否か
を示す相関値を出力する。ＤＭＦ８０８は、ＰＮ符号を
乗算するタイミングが受信した信号と一致すると、高い
相関値を出力するように構成され、この相関値が高い場
合の出力データ値を受信信号として使用する。

【００１３】ＰＮ符号を乗算することによって逆拡散さ
れたデータは、チップ誤りを含んでいる可能性があるの
で、データの判定処理を行う。図９はデータ判定部の構
成例を示す図である。

【００１４】同図のデータ判定部は、図８のＤＭＦ８０
８の出力側に設けられるものである。同図（ａ）におい
ては、９０１がデジタルマッチドフィルタに対応し、Ｐ
Ｎ符号と受信データとの相関を監視するとともに、それ
らを乗算した値をチップ毎に各データ保持回路９０２−
１〜９０２−１０に格納する。データ保持回路９０２−
１〜９０２−１０は、例えば、それぞれフリップ・フロ
ップ回路からなり、転送データの１ビットに対して割り
当てるＰＮ符号のチップ数と同じ個数だけもうける。そ
して、ＰＮ符号と受信データとの相関が検出されたタイ
ミングで、各データ保持回路９０２−１〜９０２−１０
に格納されているデータを積分回路９０３へ転送する。

【００１５】積分回路９０３は、その転送されてきたデ
ータを積分し、その積分値をリミッタ９０４へ通知す
る。リミッタ９０４には、予め所定のリミット値が設定
されており、上記積分値と該リミット値との大小関係を
チェックする。そして、上記積分値の方が大きい場合に
は、当該データビットの値を“１”とみなし、送信装置
からの転送データを再生した値として“１”を出力す
る。一方、上記積分値の方が小さい場合には、当該デー
タビットの値を“０”とみなし、再生データとして
“０”を出力する。

【００１６】同図（ｂ）は、データ判定部の他の構成例
の回路ブロック図である。同図において、ＤＭＦ９０１
がＰＮ符号と受信データとの相関を検出すると、その検
出タイミングで各データ保持回路９０２−１〜９０２−
１０に格納されているデータを“１”検出回路９０５へ
転送する。“１”検出回路９０５は、上記転送されてき
たデータの中に含まれる“１”の個数（“１”を示すチ
ップ数）を数える。そして、その“１”の個数と、転送
データの１ビットに対して割り当てるＰＮ符号のチップ
数の半分の値とを比較する、例えば、上述の例では、転
送データ１ビットに対して１０チップを割り当てている
ので、“１”検出回路９０５は、上記転送されてきたデ
ータの中に含まれる“１”の個数が６個以上か否かをチ
ェックする。“１”の個数が６個以上であれば、当該デ
ータビットの値を“１”とみなし、送信装置からの転送
データを再生した値として“１”を出力する。一方、５
個以下であれば、当該データビットの値を“０”とみな
し、“０”を出力する。

【００１７】このような、スペクトラム拡散通信方式に
ついては、本発明の発明者による特願平６−３１８６７
７号に詳細に記載されている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
データ誤りを補償するために、積分回路９０３及びリミ
ッタ９０４や“１”検出回路９０５が設けられている。
この場合、データ保持回路９０２−１〜９０２−１０に
保持されているデータの誤りが少なければ、上記システ
ムでデータ誤りを補償することができるが、多くのチッ
プに渡って誤りが生じる場合には、“１”のデータを
“０”と誤って認識してしまう。特に、バースト的に
（非常に多くのチップに渡って）ビット誤りが生じる場
合には、“１”であるべきデータが多くのビットに渡っ
て“０”になってしまうという問題を有する。このよう
な場合、データを正確に受信することが出来なくなって
しまう。

【００１９】特に、図８で説明したように、受信機側で
は、送信機側で生成した搬送波と同じ周波数の周期波を
同じ位相で乗算する必要がある。しかしながら、受信機
側と送信機側では、それぞれ独立に搬送波及び周期波を
生成しているので、完全に周波数と位相を揃えることは
難しい。従って、周期波を搬送波と同じ周期および同じ
位相で受信信号に乗算するためには、非常に複雑な回路
を必要とするなど、実用的でない。従って、実際のシス
テムでは、搬送波と周期波の周期及び位相が若干異なっ
たままデータを正確に受信することが要求される。

【００２０】ところで、搬送波と周期波の周波数と位相
が僅かにずれると、受信信号は完全にはベースバンドに
落ちないで、搬送波と周期波の周波数及び位相の違いに
より生じる搬送波オフセット（うねり）を生じる。この
搬送波オフセットが正から負、あるいは負から正に極性
を転じる場合には、搬送波の振幅が非常に小さくなるこ
とにより、バースト的にビット誤りを生じてしまう。

【００２１】従って、本発明の課題は、搬送波に乗せら
れて送信されてきた信号と受信側の周期波とを乗算する
とき、厳密に周波数と位相が揃っていなくてもビット誤
りを生じることなくデータを受信することができるスペ
クトラム拡散システムの受信機を提供することである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明の受信装置は、拡
散変調されたベースバンド信号を搬送波に乗せて信号を
送受信するスペクトラム拡散通信方式を前提とする。そ
して、搬送波と略同じ位相及び周波数を有する第１の周
期波を生成する発振器と、第１の周期波の位相を変化さ
せた第２の周期波を生成する移相手段と、搬送波に乗せ
られた信号に前記第１の周期波を乗算して、逆拡散を行
って信号の復調を行う第１の復調手段と、搬送波に乗せ
られた信号に前記第２の周期波を乗算して、逆拡散を行
って信号の復調を行う第２の復調手段と、第１の復調手
段で復調された信号と第２の復調手段で復調された信号
とを所定の基準に基づいて選択するデータ値決定手段と
を有する。

【００２３】理想的には、搬送波を除去し、ベースバン
ド信号を得るには、搬送波と位相及び周波数が完全に一
致した周期波を生成し（Ｉフェーズ波）、受信した信号
に乗算しなくてはいけない。しかし、現実には、送信装
置と受信装置で独立に搬送波及び周期波を生成している
ので、位相や周波数を完全には一致させることができな
い。従って、この僅かに位相及び周波数が異なる周期波
を搬送波に乗算すると、搬送波オフセットが生じる（第
１の搬送波オフセット）。

【００２４】逆拡散を行ってデータ値を復調する場合に
は、この第１の搬送波オフセットが極性を反転する付近
において、バースト的にビット誤りを生じてしまう。す
なわち、多くのビットに渡ってデータ値が全て“０”と
なってしまう。これは、搬送波オフセットが極性を反転
させる付近で起きる。そこで、本発明では、発振器が発
振する周期波の位相をずらした周期波を搬送波に乗算す
る。これによって生じる搬送波オフセット（第２の搬送
波オフセット）は、第１の搬送波オフセットとはことな
る位相のものとなるので、第１の搬送波オフセットと第
２の搬送波オフセットとは極性が反転するタイミングが
異なる。そこで、第１の搬送波オフセットが極性を反転
させるようなタイミングでは、第２の搬送波オフセット
に乗せられた信号を取得し、第２の搬送波オフセットが
極性を反転させるようなタイミングでは、第１の搬送波
オフセットに乗せられた信号を取得するようにする。

【００２５】これにより、周期波の位相及び周波数が厳
密に搬送波と一致していなくても、正確にデータ値を取
得することができ、ビット誤りによる信号の受信誤りを
なくすことができる。

【００２６】また、本発明の受信装置の別の構成におい
ては、前記した構成において、データ値決定手段は第１
の復調手段で得られた第１の相関値と第２の復調手段で
得られた第２の相関値とを加算した結果に基づいてデー
タ値を出力する。

【００２７】このような構成においても極性の反転によ
るバースト的ビット誤りを避けることができる。すなわ
ち、第１の搬送波オフセットが極性を反転させる状態に
あるときに、第２の搬送波オフセットはそのような状態
にないので、第１及び第２の相関値を加算することによ
り、第１の搬送波オフセットによって相関値が小さくな
っているのを第２の搬送波オフセットに乗せられている
信号から得られた相関値で補償することが可能である。
これに基づいてデータ値を取得すれば、データ誤りを避
けることができる。但し、このような構成においては、
第１の搬送波オフセットが存在する信号から得られたデ
ータ値と第２の搬送波オフセットが存在する信号から得
られたデータ値とを選択的に採用する場合に比べ、やや
受信精度は劣る。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の原理を説明する
図である。同図（ａ）に示されるように、送信側から送
られてくる信号波の搬送波と同じ位相で、受信機で生成
される周期波を乗算するとき、この周期波をＩフェーズ
波と呼ぶ。このＩフェーズ波を搬送波に乗算すると、周
波数あるいは位相の僅かのずれのために、搬送波オフセ
ットが残る。例えば、搬送波がｃｏｓω₀ｔであったと
したとき、これに周期波として僅かに周波数の異なる周
期波ｃｏｓ（ω₀＋δ）ｔを乗算したとすると、

【００２９】

【数１】

【００３０】となる。この信号をローパスフィルタに通
して、２倍の周波数成分を除去すると、

【００３１】

【数２】

【００３２】となる。ここで、ａ（ｔ）はベースバンド
の信号であるとする。上記式（２）より明らかなよう
に、搬送波オフセット成分であるｃｏｓδｔが残ってい
る。この搬送波オフセットがゼロになる周辺、すなわ
ち、δｔ≒Ｎπ／２（Ｎは奇数）のとき、ビット誤りが
バースト的に起きる。その様子を図示したのが図１
（ａ）である。

【００３３】ところで、搬送波オフセットの振幅が大き
なときはビット誤りが生じない。そこで、図１（ｂ）に
示すように搬送波の位相を９０度移相した周期波を乗算
してやる。この９０度移相した周期波をＱフェーズ波と
呼ぶ。上記の例で言えば、ｃｏｓ（ω₀＋δ）ｔの代わ
りにｓｉｎ（ω₀＋δ）ｔを搬送波に乗算してやること
に対応する。すると、上記式と同様な計算が出来、

【００３４】

【数３】

【００３５】となることがわかる。式（３）の様子を示
したのが図１（ｂ）である。同図から明らかなように、
Ｉフェーズ波を搬送波に乗算した場合に、搬送波オフセ
ットが０に近くなるときは、Ｑフェーズ波を搬送波に乗
算した方は搬送波オフセットが最大になっている。従っ
て、同図（ａ）でビット誤りがバースト的に生じるタイ
ミングの区域にあたるときは同図（ｂ）に示されるＱフ
ェーズを乗算した方の信号からデータを取得し、同図
（ｂ）でビット誤りがバースト的に生じるタイミングの
区域にあたるときは、同図（ａ）に示されるＩフェーズ
を乗算した方の信号からデータを取得するようにすれ
ば、常に、正しいデータを得ることができる。

【００３６】図２は、本発明のスペクトラム拡散通信方
式の受信機の一実施例の要部構成ブロック図である。送
信機から受信した受信信号は、入力信号２０１として本
実施例の受信機に入力される。入力信号２０１は分割さ
れ、それぞれの乗算器２０２、２０８に入力される。乗
算器２０２では、発振器２１５が発振する周期波と入力
信号２０１が乗算される。

【００３７】発振器２１５が生成する周期波は入力信号
の搬送波とほぼ同じ周波数を有し、ほぼ同じ位相で入力
信号に乗算される。発振器２１５が生成する周期波は、
搬送波を再生したものではなく、発振器２１５が独立し
て生成するものであるので、上記のように、搬送波の周
波数及び位相とは僅かに異なる周波数と位相を有する。
この発振器２１５が発振する周期波はＩフェーズ波であ
る。

【００３８】一方、乗算器２０８には、発振器２１５か
ら出力された周期波の位相を９０度移相器２１６で移相
したものが入力される。この９０度移相された周期波が
Ｑフェーズ波である。このＱフェーズ波と入力信号２０
１が乗算器２０８で乗算されてローパスフィルタ２０９
に供給される。

【００３９】ローパスフィルタ２０３、２０９は、入力
信号２０１にＩフェーズ波、及び入力信号２０１にＱフ
ェーズ波がそれぞれ乗算された信号から搬送波の２倍周
波数成分を除去し、ベースバンド近くに戻された信号を
抽出する。

【００４０】次に、ローパスフィルタ２０３、２０９か
ら出力された信号はリミッタ２０４、２１０に入力さ
れ、“１”と“０”とからなるデジタル信号に変換され
る。ここで、図１を用いて説明したように、入力信号２
０１にＩフェーズ波を乗算して得られたベースバンド近
くの信号と、Ｑフェーズ波を乗算して得られたベースバ
ンド近くの信号では、搬送波オフセットが零になる部分
が位相で９０度異なっている。

【００４１】リミッタ２０４、２１０から出力されたデ
ジタル信号は差動復号化回路２０５、２１１に入力さ
れ、遅延回路によって所定の（例えば１チップの）遅延
が与えられ、リミッタ２０４、２１０から出力されたデ
ジタル信号と論理演算され、差動復号される。この差動
復号化回路は、図７（ｂ）で説明したものと同じでよ
い。

【００４２】差動復号された信号はそれぞれ相関回路２
０７、２１３に入力される。相関回路２０７、２１３で
は、所定のＰＮ符号が乗算され、相関値とデータ値が出
力され、相関値／データ値決定回路２１４に入力され
る。以下、相関回路２０７から出力される相関値をＩフ
ェーズ相関値と呼び、相関回路２１３から出力される相
関値をＱフェーズ相関値と呼ぶ。

【００４３】相関値／データ値決定回路２１４では、Ｉ
フェーズ相関値とＱフェーズ相関値とを比較し、値の大
きい相関値を持つフェーズのデータ値を受信したデータ
値として出力するとともに大きい値を持つフェーズの相
関値を出力する。あるいは、Ｉフェーズ相関値とＱフェ
ーズ相関値とを加算し、この加算した相関値を元にデー
タ値を出力することも可能である。

【００４４】相関回路２０７、２１３及び相関値／デー
タ値決定回路２１４については、以下に詳細に説明す
る。図３は相関回路（デジタルマッチドフィルタ）の構
成図である。実際には、同図の構成要素の他にクロック
信号やリセット信号が入力する構成が付加されるが、同
図においては省略してある。

【００４５】同図に示すのは相関回路としてのデジタル
マッチドフィルタの要部構成図である。ここでは、１ビ
ットのデータ信号に対して１２８チップを割り当てた構
成とし、また、相関検出の精度を高めるために、２倍オ
ーバーサンプリング方式を用いている。

【００４６】フリップフロップ３０１−１〜３０１−１
２８は、ＰＮ符号を１チップずつ格納するためのもので
あり、送信側で拡散処理に使用したＰＮ符号と同じもの
が格納される。ＰＮ符号はフリップフロップ３０１−１
のＤ端子から入力されるよう構成されており、また、そ
れぞれのフリップフロップ３０１−１〜３０１−１２８
はＱ端子が隣のフリップフロップのＤ端子に接続されて
いる。従って、フリップフロップ３０１−１に入力され
るＰＮ符号は不図示のクロック信号によって１段ずつシ
フトされてゆき、１２８チップからなるＰＮ符号がすべ
て格納された時点でクロックを止めて、その値を保持す
る構成となっている。

【００４７】フリップフロップ３０２−１ａ、ｂ〜３０
２−１２８ａ、ｂは、入力データを格納するフリップフ
ロップ群であり、各フリップフロップのＱ出力が次のフ
リップフロップのＤ端子に入力される。フリップフロッ
プ３０２−１ａのＤ端子に入力される入力データは、不
図示のクロック信号によって１段ずつシフトされてい
く。フリップフロップ３０２−１ａ、ｂ〜３０２−１２
８ａ、ｂに加えられるクロックの周波数は、２倍オーバ
ーサンプリングを行うために、ＰＮ符号を格納するフリ
ップフロップ３０１−１〜３０１−１２８に与えられる
クロック周波数の２倍である。

【００４８】各フリップフロップ３０１−１〜３０１−
１２８、３０２−１ａ、ｂ〜３０２−１２８ａ、ｂのＱ
出力は各イクスクルーシブＮＯＲ回路３０３−１ａ、ｂ
〜３０３−１２８ａ、ｂの２つの端子に入力される。各
イクスクルーシブＮＯＲ回路３０３−１ａ、ｂ〜３０３
−１２８ａ、ｂは、ＰＮ符号の入力されるフリップフロ
ップ３０１−１〜３０１−１２８の各値と入力データが
格納されるフリップフロップ３０２−１ａ、ｂ〜３０２
−１２８ａ、ｂの各値が等しいか否かを出力する。等し
い場合には“１”が出力され、各イクスクルーシブＮＯ
Ｒ回路３０３−１ａ、ｂ〜３０３−１２８ａ、ｂの出力
は加算器３０４で加算される。

【００４９】加算器３０４によって算出された加算値su
m1は、減算器３０５、コンパレータ３０６及びセレクタ
３０７に入力される。減算器３０５はsum2＝256 −sum1
を実行し、sum2をコンパレータ３０６及びセレクタ３０
７に出力する。

【００５０】コンパレータ３０６は、sum1とsum2の大小
関係を調べ、sum1の方が大きかった場合には“１”を出
力し、sum2の方が大きいか双方が等しい場合には、
“０”を出力する。セレクタ３０７は、コンパレータ３
０６の出力値が“１”であった場合にsum1を出力し、コ
ンパレータ３０６の出力値が“０”であった場合にsum2
を出力する。

【００５１】あるタイミングにおいて、入力データとＰ
Ｎ符号とが完全に一致（各チップの値が互いにすべて等
しい）した場合には、加算器３０４の加算値sum1は２５
６になる。加算値sum1が２５６のときは、sum2の値は０
となるので、コンパレータ３０６は“１”を出力データ
として出力し、セレクタ３０７は“２５６”を相関値と
して出力する。

【００５２】入力データとＰＮ符号の各チップの値が、
互いに全て異なる場合には、加算器３０４の出力する加
算値sum1は０になる。この時、sum2の値は２５６となる
ので、コンパレータ３０６は“０”を出力データとして
出力し、セレクタ３０７は“２５６”を相関値として出
力する。

【００５３】ここで、チップ単位でデータ誤りが発生し
た場合やデータ再生すべきタイミングがずれているとき
には、相関値は２５６よりも小さな値となる。従って、
この相関値を検出し２５６に近い値になったタイミング
の時の出力データを受信データとして採用する。

【００５４】なお、図３においては、イクスクルーシブ
ＮＯＲ回路３０３−１ａ、ｂ〜３０３−１２８ａ、ｂを
用いた構成を示したが、イクスクルーシブＯＲ回路で構
成してもよい。イクスクルーシブＯＲ回路で形成する場
合には、図３の構成を適切に変更する必要があるが、こ
れは当業者によれば容易に実現されるだろう。

【００５５】このような、相関回路が図２においては、
Ｉフェーズ用とＱフェーズ用と２つ設けられ、それぞれ
Ｉフェーズ相関値及びＩフェーズデータ値、Ｑフェーズ
相関値及びＱフェーズデータ値を出力する。

【００５６】図４は、相関値／データ値決定回路の一構
成例である。なお、同図にはクロックやリセット信号が
入力される構成を省略してある。同図の回路には、図２
に示されている相関回路２０７からのＩフェーズ相関値
とＩフェーズデータ値が入力されると共に、相関回路２
１３からＱフェーズ相関値とＱフェーズデータ値が入力
される。

【００５７】Ｉフェーズ相関値はコンパレータ４０１に
入力されるとともに、セレクタ４０２のＡ端子に入力さ
れる。また同様にＱフェーズ相関値はコンパレータ４０
１に入力されるとともに、セレクタ４０２のＢ端子に入
力される。

【００５８】また、相関回路２０７からのＩフェーズデ
ータ値はセレクタ４０３のＡ端子に、相関値２１３から
のＱフェーズデータ値はセレクタ４０３のＢ端子に入力
される。

【００５９】Ｉフェーズ相関値とＱフェーズ相関値とは
コンパレータ４０１に入力され、コンパレータ４０１で
は、どちらの相関値が大きいかを比較判定し、セレクタ
４０２、４０３のいずれの端子からの入力を出力すべき
かを指示する信号をセレクタ４０２、４０３のそれぞれ
のＳ端子に入力する。また、大きい方の相関値を保持
し、不図示のクロック信号に合わせて、相関値を出力す
る。

【００６０】セレクタ４０２とセレクタ４０３とはコン
パレータ４０１から入力される指示信号に基づいてＩフ
ェーズ相関値とＩフェーズデータ値、あるいはＱフェー
ズ相関値とＱフェーズデータ値のいずれかを相関値及び
出力データとして選択出力する。

【００６１】このように、図４の回路構成においては、
相関値／データ値決定回路は、Ｉフェーズ相関値とＱフ
ェーズ相関値とを比較し、大きい方のフェーズのデータ
を取得するように構成されている。これにより、搬送波
オフセットが極性を反転する付近でバースト的なビット
誤りが生じるが、ＩフェーズとＱフェーズのうちデータ
ビットが確実に得られる方のデータを取得するので、バ
ースト的なビット誤りが片方のフェーズで起こっても正
しいデータ値を取得することができる。

【００６２】すなわち、図１を用いて説明したように、
Ｉフェーズでビット誤りがバースト的に起こる部分では
Ｉフェーズ相関値が低くなるが、同じときにＱフェーズ
ではＱフェーズ相関値が大きいため、Ｑフェーズデータ
値を取得することにより、正しいデータを取得すること
ができる。同様に、Ｑフェーズでビット誤りがバースト
的に起こる部分ではＱフェーズ相関値は小さくなってい
るので、Ｉフェーズデータ値を取得することにより正し
いデータを取得することができる。

【００６３】図５は、相関値／データ値決定回路の別の
構成例である。同図の構成においては、Ｉフェーズ相関
値とＱフェーズ相関値とを比較し、大きい方のデータ値
を採用するのではなく、相関回路２０７、２１３の出力
として、図３に示されるデジタルマッチドフィルタの加
算器３０４の出力を、Ｉフェーズの側とＱフェーズの側
ともに加算器５０１に入力する。すなわち、図５のＩフ
ェーズ入力データはＩフェーズ側に設けられた相関回路
２０７の加算器３０４の出力を表し、Ｑフェーズ入力デ
ータはＱフェーズ側に設けられた相関回路２１３の加算
器３０４の出力を表す。

【００６４】そして、Ｉフェーズ入力データとＱフェー
ズ入力データを加算器５０１で加算する。これは、Ｉフ
ェーズ相関値とＱフェーズ相関値とを加算することと同
じ意味を有する。この加算器５０１の出力をsum1とし、
このsum1を減算器５０２のＡ端子に入力する。減算器５
０２のＢ端子には所定の値を入力する。この所定の値
は、例えば、相関回路が図３のように構成されており、
イクスクルーシブＮＯＲが合計で２５６個設けられてい
る場合には、ＩフェーズとＱフェーズの両方の相関回路
の出力の和の最大値である５１２を設定する。

【００６５】減算器５０２では、所定値（例えば５１
２）からsum1を減算し、sum2とする。減算器５０２、セ
レクタ５０３、コンパレータ５０４の作用は図３の減算
器３０５、セレクタ３０７、コンパレータ３０６の作用
と同様である。

【００６６】すなわち、コンパレータ５０４は、sum1と
sum2の大小関係を調べ、sum1の方が大きかった場合には
“１”を出力し、sum2の方が大きいか双方が等しい場合
には、“０”を出力する。セレクタ５０３は、コンパレ
ータ５０４の出力値が“１”であった場合にsum1を出力
し、コンパレータ５０４の出力値が“０”であった場合
にsum2を出力する。

【００６７】あるタイミングにおいて、入力データとＰ
Ｎ符号とが完全に一致（各チップの値が互いにすべて等
しい）した場合には、加算器５０１の加算値sum1は５１
２になる。加算値sum1が５１２のときは、sum2の値は０
となるので、コンパレータ５０４は“１”を出力データ
として出力し、セレクタ５０３は“５１２”を相関値と
して出力する。

【００６８】入力データとＰＮ符号の各チップの値が、
互いに全て異なる場合には、加算器５０１の出力する加
算値sum1は０になる。この時、sum2の値は５１２となる
ので、コンパレータ５０４は“０”を出力データとして
出力し、セレクタ５０３は“５１２”を相関値として出
力する。

【００６９】このように、ＩフェーズとＱフェーズそれ
ぞれのイクスクルーシブＮＯＲの出力を加算したものを
使用することによっても、バースト的ビット誤りに効力
を有するが、図４に示したような、Ｉフェーズ相関値と
Ｑフェーズ相関値とを比較し、大きい相関値を有するフ
ェーズのデータ値を使用する方法の方がより有効であ
る。

【００７０】なお、上記発明の実施の形態の説明におい
ては、搬送波と位相がほぼ揃ったＩフェーズ波と、Ｉフ
ェーズ波と９０度位相が異なったＱフェーズ波を使用す
ることのみを記載したが、Ｑフェーズは必ずしもＩフェ
ーズ波との位相差が９０度でなくてもよく、Ｉフェーズ
波を乗算したことにより生じる搬送波オフセットが極性
を反転させる付近で、バースト的ビット誤りを生じない
ほどに大きな振幅を持つ搬送波オフセットを生成する位
相の周期波であれば、どのようなものでもよい。

【００７１】また、前述のデジタルマッチドフィルタ
は、ＰＮ符号が１２８チップで、２倍オーバーサンプリ
ングを行っている形態を説明したが、必ずしもこれに限
らず、ＰＮ符号のチップ数は設計者の意図によって、い
くつに設定してもよく、また、必ずしも２倍オーバーサ
ンプリングを行う必要もない。

【００７２】

【発明の効果】送信側から送信されてきた信号に搬送波
とほぼ同じ位相のＩフェーズ波を乗算するだけでなく、
別にＩフェーズと異なる位相を有する周期波を乗算する
構成を設けることにより、Ｉフェーズ波を乗算した結果
得られた信号の搬送波オフセットが極性を反転させると
ころで振幅が小さくなることにより生ずるバースト的ビ
ット誤りが生じても、Ｉフェーズと異なる位相の周期波
を乗算した信号を用いることによって、データ誤りな
く、正しいデータを得ることができる。

【００７３】従って、スペクトラム拡散通信方式の信頼
性をたかめ、実用的に優れた受信装置を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理を説明する図である。

【図２】本発明のスペクトラム拡散通信方式の受信機の
一実施例の要部構成ブロック図である。

【図３】相関回路（デジタルマッチドフィルタ）の構成
図である。

【図４】相関値／データ値決定回路の一構成例である。

【図５】相関値／データ値決定回路の別の構成例であ
る。

【図６】従来のスペクトラム拡散通信方式における送信
装置のブロック構成図である。

【図７】差動符号化部および差動復号化部の構成を説明
する図である。

【図８】従来のスペクラム拡散通信方式の受信装置の要
部ブロック図である。

【図９】データ判定部の構成例を示す図である。

【符号の説明】

２０１入力信号２０２、２０８乗算器２０３、２０９ローパスフィルタ２０４、２１０リミッタ２０５、２１１差動復号化回路２０７、２１３相関回路２１４相関値／データ値決定回路３０１−１〜３０１−１２８フリップフロップ３０２−１ａ、ｂ〜３０２−１２８ａ、ｂフリッ
プフロップ３０３−１ａ、ｂ〜３０３−１２８ａ、ｂイクスクル
ーシブＮＯＲ回路３０４、５０１加算器３０５、５０２減算器３０６、４０１、５０４コンパレータ３０７、４０２、４０３、５０３セレクタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】拡散変調されたベースバンド信号を搬送波
に乗せて信号を送受信するスペクトラム拡散通信方式に
おいて、搬送波と略同じ位相及び周波数を有する第１の周期波を
生成する発振器と、前記第１の周期波の位相を変化させた第２の周期波を生
成する移相手段と、前記搬送波に乗せられた信号に前記第１の周期波を乗算
して、逆拡散を行って信号の復調を行う第１の復調手段
と、前記搬送波に乗せられた信号に前記第２の周期波を乗算
して、逆拡散を行って信号の復調を行う第２の復調手段
と、第１の復調手段で復調された信号と第２の復調手段で復
調された信号とを所定の基準に基づいて選択するデータ
値決定手段とを有することを特徴とする受信装置。
【請求項２】前記第１及び第２の復調手段は、それぞれ
拡散変調に使用されたＰＮ符号と同じＰＮ符号を有して
おり、前記第１の復調手段は前記ＰＮ符号と第１の周期
波が乗算された信号との相関を取って第１の相関値を前
記データ値決定手段に送出し、前記第２の復調手段は前
記ＰＮ符号と第２の周期波が乗算された信号との相関を
取って第２の相関値を前記データ値決定手段に送出する
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】前記データ値決定手段は、第１の相関値と
第２の相関値とを比較し、第１の相関値の方が大きかっ
た場合には、第１の周期波が乗算された信号から得られ
るデータ値を出力し、第２の相関値の方が大きかった場
合には、第２の周期波が乗算された信号から得られるデ
ータ値を出力することを特徴とする請求項２記載の受信
装置。
【請求項４】データ値決定手段は、第１の復調手段で
得られた第１の相関値と第２の復調手段で得られた第２
の相関値とを加算した結果に基づいてデータ値を出力す
ることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項５】前記データ値決定手段は、第１の相関値と
第２の相関値とを加算した結果を受信信号とＰＮ符号と
の相関値として出力し、加算することによって得られる
最大値に比べ、実際に加算した結果得られた相関値が、
前記最大値の半分の値よりも大きいか否かに従って、デ
ータ値を出力することを特徴とする請求項４記載の受信
装置。
【請求項６】前記データ値決定手段は、第１の復調手段
と第２の復調手段の信号からそれぞれ得られる相関値を
選択出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれか
１つに記載の受信装置。
【請求項７】前記第１の周期波と前記第２の周期波の位
相は互いに９０度異なっていることを特徴とする請求項
１〜６のいずれか１つに記載の受信装置。