JPH06141017A

JPH06141017A - スペクトル拡散通信方式

Info

Publication number: JPH06141017A
Application number: JP28783892A
Authority: JP
Inventors: Naoki Okamoto; 直樹岡本; Keiji Hikofusa; 桂二彦惣
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1992-10-26
Filing date: 1992-10-26
Publication date: 1994-05-20
Anticipated expiration: 2013-05-06
Also published as: JP2748075B2

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】回線の断線，復線後のデータ復調までにかか
る時間を最小にし得る直接拡散を用いたスペクトル拡散
通信方式を提供する。【構成】データ発生部１６から発生されたデータとＰ
Ｎ符号発生器１８から発生された拡散コードとを乗算器
１７で乗算し、変調器１９により変調するとともに、Ｐ
Ｎ符号発生器１８からの拡散コードのみを変調器２０で
変調し、その遅延出力を遅延素子２１で遅延し、変調器
１９の出力と遅延素子２１の出力とを合波器２４で合波
し、周波数変換部２５を介して送信する。受信信号は分
波器３０で２分配され、一方は遅延素子３１で遅延した
後、周波数変換部３３で周波数変換し、他方は周波数変
換部３２で周波数変換し、それぞれをコリレータ３４，
３５で相関を求め、両出力を乗算器３６で乗算した後、
データ復調回路３７で復調する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はスペクトル拡散通信方
式に関し、特に、直接拡散を用いたスペクトル拡散通信
方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のデータ通信では、狭帯域変調方式
を用いた通信が一般に実用化されている。これらは受信
機における復調を比較的小型の回路で実現できるが、オ
フィスや工場などの室内のようにマルチパスや狭帯域の
白色雑音に弱いという欠点がある。

【０００３】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散コードによって拡散し、
広帯域で転送するため、これらの欠点を解消できるとい
う利点を持つ。このようなスペクトル拡散通信の中で
も、直接拡散方式は既に一部実用化されており、たとえ
ば特開平４−８０２８号公報に開示されている。直接拡
散方式の逆拡散には、スライディング相関などの能動型
の相関方法とマッチドフィルタやコリレータなどの受動
型がある。能動型の相関法としては、同期補捉した後、
ＤＬＬループなどの追跡ループを用いて同期を維持す
る。

【０００４】しかしながら、この方法は、同期補捉を行
なうために、符号のチップを少しずつずらし、符号の一
致するタイミングを発見するため、同期補捉に時間がか
かる欠点があり、固定した伝搬路回線を持つ場合にはよ
いが、室内などの伝搬路が頻繁に変わる回線では１度同
期が外れると、再び同期するために時間がかかるので、
使用できない状態であった。

【０００５】図８はそのような回線に用いられる受動式
の逆拡散方式を用いた復調器のブロック図である。図８
において、入力された中間周波（ＩＦ）信号１は乗算回
路２に与えられ、ローカル信号のＩ，Ｑ成分で周波数変
換され、ベースバンドＩ成分３とＱ成分４とになる。こ
の２つの入力はＩチャネル用コリレータ５およびＱチャ
ネル用コリレータ６に入力され、これらのコリレータに
よって相関が取られる。その相関出力７はデータ復調回
路９に入力され、データ１４が出力される。

【０００６】一方、Ｉチャネル，Ｑチャネルのそれぞれ
の相関出力７，８はループ制御回路１５に与えられ、局
部発信信号発生器１１のための制御電圧１０が決定さ
れ、これによって局部発信信号と中間周波搬送波の位相
を同期させるように局部発信信号発生器１１をコントロ
ールする。図８に示した例はコスタスループに類似した
形となっている。

【０００７】図９は図８に示したコリレータ５の出力波
形を示す図である。図８に示した復調回路において、拡
散コードがぴったり一致したところで相関出力が発生さ
れ、それ以外のところではほぼ０となる。たとえば、拡
散コードが１２７チップのとき、相関出力は１／１２７
の時間だけ出力することになり、ループ制御回路１５は
この１／１２７の時間より読取れる位相誤差を用いてル
ープをかけているため、一般のアナログ式のコスタス
（ＰＬＬ）ループとは少し異なった回路が必要とされ
る。また、データ復調回路９においては、このようなパ
ルス状の信号からデータが１か０かを判断し、クロック
を再生してデータを得ている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述のごとく、受動式
の回路では、一般の狭帯域のデジタル変調と同様にして
復調することができるが、以下のような問題点も存在し
ていた。

【０００９】すなわちキャリア再生回路を有しているた
め、キャリアが同期するまでに時間を要し、その時間は
能動型に比べてはるかに速いものの、頻繁にパス路が変
わってキャリア同期が外れる場合には、この同期にかか
る時間、データが復調できないことになる。

【００１０】図１０はマルチパスが多い場合のコリレー
タ出力を示す波形図である。このように、マルチパスの
伝搬時間差に応じて、いくつかのコリレータ出力が出る
ようになる。このような場合、どの出力でデータを判断
するのか、またトータル電力で検波する場合、時間軸上
に窓を開けて、その間積分する手法が取られるが、どの
程度、どの時間に窓を開けるかの判断は、パス路ごとに
最適値がかかわるので、困難である。

【００１１】さらに、出力されたデータは、キャリアの
位相により、０，πの２安定点があり、データが逆転す
るので作動を符号化するか、あるいはデータのプリアン
ブル信号などによって反転するかの工夫が必要とされ
る。

【００１２】他ユーザがマルチアクセスするには、その
拡散コードの違いによって分ける手法が取られる。しか
し、たとえば１２７チップのｍ系列の場合、１８種類し
かコードがなく、それ以上のユーザがアクセスすること
ができない。

【００１３】それゆえに、この発明の主たる目的は、上
述の問題点に鑑み、キャリア再生が不要なスペクトル拡
散通信方式を提供することである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
直接拡散を用いたスペクトル拡散通信方式であって、送
信側において、拡散コードおよびデータで搬送波を変調
した信号と、その変調した信号と同じ拡散コードのみで
搬送波を変調した信号のいずれか一方の信号を少なくと
も拡散コードの１チップ以上の任意の時間だけ遅延さ
せ、その遅延した信号と他方の信号との２波を分波して
送信し、受信側において、受信信号を２径路に分配し、
一方の径路の信号を送信側と同じ遅延量で遅延させ、遅
延した信号と他方の径路の信号とを送信側とほぼ同じ搬
送波周波数信号を乗じてベースバンド付近で周波数変換
し、それぞれを拡散コードと相関のある２つの相関器に
入力し、２つの相関器出力を乗じることによりデータ復
調することを特徴とする。

【００１５】請求項６に係る発明は、直接拡散を用いた
スペクトル拡散通信方式であって、送信側において、拡
散コードおよびデータを乗算した信号と拡散コードを任
意の時間だけ遅延した信号とを合成した信号で搬送波を
変調して送信し、受信側において、受信信号を前記送信
側とほぼ同じ搬送波周波数信号を乗じてベースバンド付
近に周波数変換した後、２径路に分配し、一方の径路の
信号を送信側と同じ遅延量で遅延させ、遅延した信号と
分配された他方の信号とをそれぞれ拡散コードと相関の
ある２つの相関器に入力して、２つの相関器出力を乗じ
ることによりデータ復調する。

【００１６】より好ましくは、受信側において、データ
復調出力によって搬送波周波数信号にループをかける。

【００１７】さらにより好ましくは、ループ搬送周波数
をＩ成分とＱ成分とに分配し、コスタスループをかけ
る。

【００１８】さらに、より好ましくは、受信側におい
て、他方の径路の相関器出力をパイロット信号として、
データ復調時の積分器およびフィルタ時間窓を制御す
る。

【００１９】さらにより好ましくは、他ユーザの区別
は、拡散コードと遅延量の双方を組合せることによって
行なう。

【００２０】

【作用】この発明に係るスペクトル拡散通信方式は、２
波の相関出力はキャリア再生を行なわなくても、ほぼ同
相で出現するので、キャリア再生せずにデータ復調が可
能となる。また、これにループをかけることにより、従
来と同じようなキャリア再生型でも構成でき、誤り率を
上げることがことができる。

【００２１】さらに、出力するデータの前に相関出力が
得られるので、これを解析し、最適の積分，フィルタリ
ング，時間窓コントロールが可能になり、ＰＤＩの効果
を最大限に発揮できる。

【００２２】また、拡散コードと遅延量を適宜組合せる
ことによって、マルチアクセスできるユーザ数を増やす
こともできる。

【００２３】

【実施例】図１はこの発明の一実施例のブロック図であ
り、特に、図１（ａ）は送信機を示し、図１（ｂ）は受
信機を示す。まず、図１（ａ）において、データ発生部
１６で発生されたデータは乗算器１７に与えられる。乗
算器１７はＰＮ符号発生器１８で発生されたＰＮ符号と
データとを乗算し、その乗算出力を変調器１９に与え
る。変調器１９は乗算器１７からの信号でキャリア２７
を、たとえばＢＰＳＫ変調する。ＰＮ符号発生器１８で
発生されたＰＮ符号は変調器２０にも与えられ、変調器
２０はＰＮ符号でキャリア２７を変調し、その変調出力
を遅延素子２１に与える。遅延素子２１は変調器２０の
変調出力を時間ｚだけ遅延し、合波器２４に与える。合
波器２４は変調器１９の出力信号２２と遅延素子２１の
出力信号２３とを合波し、周波数変換部２５に与える。
周波数変換部２５は合波出力を周波数変換し、アンテナ
２６から送信する。

【００２４】一方、図１（ｂ）に示す受信機において
は、アンテナ２８で信号を受信した後、周波数変換部２
９によって受信信号を周波数変換した後、分波器３０に
よって２径路に分波される。分波された一方の信号は遅
延素子３１によって遅延され、遅延出力信号４０は周波
数変換部３３に与えられる。周波数変換部３３は遅延出
力信号４０を送信機側のキャリア２７とほぼ同一の周波
数を持つキャリア３８によって周波数変換し、疑似ベー
スバンド信号４２に落とし、コリレータ３５に入力す
る。

【００２５】分波器３０で分波された信号３９は周波数
変換部３２でキャリア３８によって周波数変換され、そ
の出力信号４１はコリレータ３４に与えられる。コリレ
ータ３４，３５の出力信号４３，４４は乗算器３６によ
って乗算され、その乗算出力信号４５はデータ復調回路
３７によってデータに復調される。

【００２６】次に、図１に示した実施例の動作について
説明する。今、データをｄ（ｔ）とし、ＰＮ符号をＰ
（ｔ）とし、キャリアをｃｏｓω_Cｔとすると、送信機
の変調器１９の変調信号２２および遅延素子２１で遅延
された信号２３はそれぞれ次の第（１）式および第
（２）式で表わされる。

【００２７】Ｓ₁＝ｄ（ｔ）Ｐ（ｔ）ｃｏｓω_Cｔ…（１）Ｓ₂＝Ｐ（ｔ−ｚ）ｃｏｓω_C（ｔ−ｚ）…（２）したがって、合波器２４の出力信号は次式のように合計
で示される。

【００２８】Ｓ′＝ｄ（ｔ）Ｐ（ｔ）ｃｏｓω_Cｔ＋Ｐ（ｔ−ｚ）ｃｏｓω_C（ｔ−ｚ）一方、受信機において、分波器３０で分波された後の信
号３９と遅延素子３１の出力信号４０は伝搬時間をｔ₀
とすると、次の第（３）式および第（４）式で表わされ
る。

【００２９】Ｒ₁＝ｄ（ｔ−ｔ₀）・Ｐ（ｔ−ｔ₀）ｃｏｓω_C（ｔ−ｔ₀）＋Ｐ（ｔ−ｔ ₀ −ｚ）・ｃｏｓω_C（ｔ−ｔ₀−ｚ）…（３）Ｒ₂＝ｄ（ｔ−ｔ₀−ｚ）・Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）ｃｏｓω_C（ｔ−ｔ₀−ｚ）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−２ｚ）ｃｏｓω_C（ｔ−ｔ₀−２ｚ）…（４）ここで、キャリア３８をｃｏｓω₂ｔとすると、周波数
変換部３２，３３で発生される疑似ベースバンド信号４
１，４２は次の第（５）式および第（６）式で表わされ
る。

【００３０】Ｂ₁＝ｄ（ｔ−ｔ₀）Ｐ（ｔ−ｔ₀）ｃｏｓ（ω_C（ｔ−ｔ₀）−ω₂ｔ）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）ｃｏｓ（ω_C（ｔ−ｔ₀−ｚ）−ω₂ｔ）＝ｄ（ｔ−ｔ₀）Ｐ（ｔ−ｔ₀）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_Cｔ₀）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀ −ｚ）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_C（ｔ₀−ｚ））…（５）Ｂ₂＝ｄ（ｔ−ｔ₀−ｚ）Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）ｃｏｓ（ω_C（ｔ−ｔ₀−ｚ） −ω₂ｔ）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−２ｚ）ｃｏｓ（ω_C（ｔ−ｔ₀−２ｚ）−ω₂ｔ）＝ｄ（ｔ−ｔ₀−ｚ）Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_C（ｔ₀−ｚ））＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−２ｚ）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_C（ｔ₀−２ｚ））…（６）上述の２つの信号において、ω_Cｚ＝２πｎ（ｎ：整
数）とすると、ω_C・２ｚ＝２πｎとなりｚによる位相
ずれはω_Cｚ，ω_C２ｚともに０となり、次の第（７）
式および第（８）式に変形できる。

【００３１】Ｂ′₁＝ｄ（ｔ−ｔ₀）・Ｐ（ｔ−ｔ₀）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_Cｔ₀）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_Cｔ₀）…（７）Ｂ′₂＝ｄ（ｔ−ｔ₀−ｚ）・Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_Cｔ₀ ）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−２ｚ）ｃｏｓ（Δωｔ−ω_Cｔ₀）…（８）図２（ａ）は図１（ｂ）に示したコリレータ３４の出力
波形すなわち上述のＢ′₁による波形図であり、図２
（ｂ）はコリレータ３５の出力波形図，すなわち上述の
Ｂ′₂による波形図を示し、図２（ｃ）は乗算器３６の
出力波形である。図２（ａ）の波形と図２（ｂ）の波形
を乗算することにより、図２（ｃ）に示す波形が出力さ
れ、データが復調されていることが分かる。

【００３２】次に、この発明の第１実施例によって安定
したデータが得られる効果について説明する。この発明
の実施例のように、疑似ベースバンド信号に信号を変換
してもｃｏｓ（Δωｔ−ω_Cｔ₀）という項がどうして
も残るため、（Δｔ＜（データスピード））という条件
でデータの出力の振幅項として現れる。図３にその様子
を示す。これはデータがすべて１の場合、つまりＰＮ符
号のみ１波コリレータに入力したときの波形である。図
３に示すように、ｃｏｓの影響により、すべて１のデー
タがｃｏｓの位相により正負の値を取り、間違った値と
なる。このため、従来はどうしてもキャリアにループを
掛けて完全に同期を取り、ベースバンドに落とす必要が
あった。この発明の一実施例において、データ成分とな
るのはＰ（ｔ−ｔ₀−ｚ）・ｃｏｓ（Δωｔ−ω
_Cｔ₀）とｄ（ｔ−ｔ₀−ｚ）・Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）ｃ
ｏｓ（Δωｔ−ω_Cｔ₀）のコリレータ出力の積であ
る。この式を見ても明らかなように、この２つは常にｃ
ｏｓが同相を示すため、ｃｏｓ項がマイナスになって
も、そのデータ出力はマイナス項同士の積となり正しく
データが出力される。

【００３３】上述のごとく、この発明の一実施例を用い
れば、従来データ復調に必要であったキャリア同期ルー
プが不要となり、キャリア同期なしにデータ復調が可能
となる。したがって、従来、マルチパス変動などによっ
て回線断，復線時にキャリア再生するまでデータ復調が
できずにいたものが、この発明の一実施例を用いること
により、そのロス時間が０となり、断線の激しい回線に
おいても、データのとぎれを断線時間のみにとどめるこ
とができるようになる。なお、ここでは計算の簡単のた
めに、ω_Cｚ＝２πｎの条件で計算したが、ω_Cｚ＝２
πｎでなくても２つのコリレータ３４，３５の出力振幅
が異なり、コリレータの出力値が多少変化するだけであ
るのでω_Cｚ＝２πｎでなくても本願発明の一般性を失
うことはない。

【００３４】図４はこの発明の第２実施例を示すブロッ
ク図であり、図４（ａ）は送信機を示し、図４（ｂ）は
受信機を示す。

【００３５】図４（ａ）において、送信側は、ＰＮ符号
発生器１８の出力を遅延素子２１で遅延した後、乗算器
１７の出力信号４６と遅延素子２１の出力信号４７を合
波器２４で合波し、変調器１９でキャリア２７によって
変調するようにしたものである。受信側においては、図
４（ｂ）に示すように、アンテナ２８で受信した信号を
周波数変換部２９で周波数変換した後、その信号５０を
周波数変換部３２でキャリア３８によって周波数変換
し、その信号５１を分波器３０で２径路に分波するよう
にしたものであり、それ以外の構成は図１と同じであ
る。

【００３６】次に、図４に示した第２実施例の動作につ
いて説明する。乗算器１７の出力信号４６は次の第
（９）式で表わされる。

【００３７】Ｓ₁＝ｄ（ｔ）Ｐ（ｔ）…（９）遅延素子２１の出力信号４７は次の第（１０）式で表わ
される。

【００３８】Ｓ₂＝Ｐ（ｔ−ｚ）…（１０）合波器２４の出力信号４８は第（１１）式で表わされ
る。

【００３９】Ｓ＝ｄ（ｔ）Ｐ（ｔ）＋Ｐ（ｔ−ｚ）…（１１）変調器１９の出力信号４９は第（１２）式で表わされ
る。

【００４０】Ｓ′＝（ｄ（ｔ）Ｐ（ｔ）＋Ｐ（ｔ−ｚ））ｃｏｓω_Cｔ…（１２）一方、受信機においては、まず周波数変換部２９によっ
て周波数変換され、その出力信号５０は第（１３）式で
表わされる。

【００４１】Ｒ＝（ｄ（ｔ−ｔ₀）Ｐ（ｔ−ｔ₀）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ））ｃｏｓω_C（ｔ −ｔ₀）…（１３）周波数変換部３２でさらに疑似ベースバンドに落とす
と、第（１４）式および第（１５）式となる。

【００４２】Ｒ′＝（ｄ（ｔ−ｔ₀）Ｐ（ｔ−ｔ₀）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ））ｃｏｓω_C（ｔ−ｔ₀）×ｃｏｓω₂ｔ…（１４）＝（ｄ（ｔ−ｔ₀）Ｐ（ｔ−ｔ₀）＋ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ））ｃｏｓ（Δωｔ− ω_Cｔ₀）…（１５）これにより、コリレータ３４，３５の出力Ｂ₁，Ｂ₂は
第（１６）式および第（１７）式で表わされる。

【００４３】Ｂ₁＝（ｄ（ｔ−ｔ₀）Ｐ（ｔ−ｔ₀）＋Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ））ｃｏｓ（Δω ｔ−ω_Cｔ₀）…（１６）Ｂ₂＝（ｄ（ｔ−ｔ₀−ｚ）Ｐ（ｔ−ｔ₀−ｚ）＋ｐ（ｔ−ｔ₀−２ｚ））ｃｏｓ（Δωｔ−ｚ）−ω_Cｔ₀）…（１７）上述の第（１６）式および第（１７）式を前述の第
（７）式および第（８）式と比較すると、振幅項がＢ₂
のみΔωｚだけずれているだけで、他は等しいことが分
かる。

【００４４】ここで、ｚは１チップ以上の時間遅延であ
るが、データ１ビットの時間よりはるかに小さく、Δω
が非常に小さいことを考慮すると、（Δωｚ＜ｚ）であ
り、ｃｏｓΔωｔとｃｏｓΔω（ｔ−ｚ）はほぼ同相と
見なすことができる。逆相になる時間率は２πｚ／Δω
％である。

【００４５】したがって、この第２の実施例において
も、第１の実施例と同一の結果が得られることが分か
る。このように、遅延素子２１や搬送波による変調の処
理するプロセスは、その自由度が高く、それぞれの回路
や方式に合せることができる。また、第１および第２の
実施例の送受信機は、上述の各式を見て分かるとおり、
ｚの位相に注意すれば、互換性のあることが分かり、互
いにいろいろな組合せを用いることができる。

【００４６】前述の第１実施例においては、キャリア同
期回路がなくても、データの反転がなく、データ復調で
きることを説明したが、振幅の絶対項が残るため、出力
レベルが｜ｃｏｓθ｜に従って変動する。ゆえに、Ｃ／
Ｎの低い回線においては、｜ｃｏｓθ｜が小さくなる領
域において誤り率が劣化する可能性がある。そこで、そ
のような誤り率が劣化するのを防止し得る第３の実施例
について説明する。

【００４７】図５は第３実施例受信機のブロック図であ
る。この実施例においては、従来の例と同様にして、キ
ャリア同期ループを併用することに特徴がある。

【００４８】すなわち、分波器３０で分波された遅延素
子３１の挿入されていない一方の径路に周波数変換部５
３とコリレータ５４とループ回路５５とが接続され、局
部発信部５６からＩ相のキャリアを周波数変換部３２に
与え、Ｑ相のキャリアを周波数変換部５３に与え、ルー
プ回路５５の出力により局部発信部５６を制御する。こ
のように、Ｉ相，Ｑ相を用意し、従来のようにコスタス
ループと同等のループをかけることにより、ループ回路
５５で局部発信部５６を制御する。キャリア同期しなく
てもデータ復調することは、第１の実施例で説明した
が、その後ループが働き、キャリアが同期すると、振幅
値が一定となり、さらに誤り率を向上できる。したがっ
て、この実施例を用いることにより、回線断線，復線
後、すぐにデータ復調しかつ続いてキャリアが同期する
と誤り率が向上する特徴を持つことになる。

【００４９】なお、ループ回路５５を用いて局部発信部
５６を制御するのは、前述の図４に示した第２の実施例
にも適用できることは明らかである。

【００５０】図６はこの発明の第４実施例のブロック図
である。前述の図５に示した第３の実施例では、従来と
同じようにコスタスループを用いるようにしたが、図６
に示した実施例では、一方の信号のみでループをかける
ようにしたものである。すなわち、コリレータ３４の出
力とループ回路５７を接続し、このループ回路５７によ
り局部発信部５６を制御する。一般の通信では、データ
で変調されているため、そのデータ分をなくするため
に、コスタスループや２乗ループなどが必要となるが、
この実施例においては、前述の第（７）式および第
（８）式から明らかなように、無変調波を送っているの
で、コリレータ３４，３５の相関出力のうち、無変調側
の出力のみを取出して、これを用いてループをかけるこ
とが可能となる。この実施例においては、図５に示した
実施例に比べて、Ｑチャネルを設ける必要がなくなると
いう特徴がある。

【００５１】図７はこの発明の第５実施例を示すブロッ
ク図であり、特に、図７（ａ）は送信機を示し、図７
（ｂ）は受信機を示す。この図７に示した実施例は、受
信機側のコリレータ３４の出力をデータ復調回路３７に
与えるようにした以外は前述の図１に示した実施例と同
じである。マルチパスの少ない場合、コリレータ３４，
３５の出力は図９に示すようになるが、マルチパスが多
い場合、図１０に示したように相関出力が一様でなくな
り、どこの領域を積分するか、判別点をどのタイミング
に持っていくかが不明であり、一般的な逐次復調法で
は、固定的なパラメータで積分値や時間量を決めてい
る。しかし、その方法では最適なデータが得られにく
い。

【００５２】一方、図７に示した実施例においては、デ
ータ復調すると時間前に出力される相関波形はｚが十分
短いので、データと同じ相関波形と考えることができ、
これをモニタし、それに応じて積分値をその都度変更し
たり、ＰＤＩとよばれる数個の相関出力を有効に加えた
りする手法が適時行なえるようになり、最適なデータを
得ることができる。なお、この実施例は第２〜第４の実
施例にも適用できる。

【００５３】なお、一般にＤＳを用いたスペクトル拡散
のマルチアクセス法は、拡散コードによって区別が行な
われる。しかし、たとえば１２７チップのｍ系列の場
合、符号は１８種しかなく、それ以上のユーザを用意で
きなくなる。そこで、まず、検出した信号を見て、その
後ｚのところに信号があれば正しい信号であり、ｚ以外
のところにあれば復調しないようにコントロールする機
能を図７に示した実施例に追加するようにすればよい。

【００５４】このように、同一の符号を用いてもｚを変
えることによって、ユーザを区別することができ、した
がって、符号と遅延量を組合せることにより、より多く
のユーザを用意できるようになる。これによって、従来
１８ユーザしか用意できなかったものを、飛躍的に増や
すことができる。このことは、上述のすべての実施例に
おいても有効である。

【００５５】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、拡散
コードとデータで搬送波を変調した信号と、拡散コード
のみで変調した２波を作り、一方を拡散コードの１チッ
プ以上遅延させて合波して送信するようにしたので、キ
ャリアを再生しなくても、データの位相を誤ることなく
復調できる。これにより、従来必要とされたキャリア再
生プロセスを不要にでき、その結果回線断線，復線後の
キャリア再生に要していた時間を０にすることができ
る。それによって、断線ごとにデータ復調再開まで時間
の掛かっていたものが短くなり、回線の時間率を飛躍的
に向上できる。さらに、２波を伝送することにより、最
適なデータ復調が可能になり、ユーザ数を多くできるな
どの利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】この発明の第１実施例におけるコリレータおよ
び乗算器の出力波形図である。

【図３】コリレータの出力波形を示し、信号が完全にベ
ースバンドに落ちていないために起こるうねりを示す図
である。

【図４】この発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

【図５】この発明の第３の実施例を示すブロック図であ
り、受信系のみを示す。

【図６】この発明の第４の実施例を示すブロック図であ
り、受信系のみを示す。

【図７】この発明の第５の実施例を示すブロック図であ
る。

【図８】従来の受動型ＳＳ復調器の回路を示すブロック
図である。

【図９】図８に示したコリレータの出力波形図である。

【図１０】図８のコリレータの出力波形図であり、マル
チパスなどにより多重受信したときの波形を示す。

【符号の説明】

１６データ発生部１７，３６乗算器１８ＰＮ符号発生器１９，２０変調器２１，３１遅延素子２４合波器２５，２９，３２，３３周波数変換部２８アンテナ３０分波器３４，３５コリレータ３７データ復調回路５５ループ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直接拡散を用いたスペクトル拡散通信方
式であって、送信側において、拡散コードおよびデータで搬送波を変
調した信号と、該変調した信号と同じ拡散コードのみで
搬送波を変調した信号のいずれか一方の信号を少なくと
も拡散コードの１チップ以上の任意の時間だけ遅延さ
せ、該遅延した信号と他方の信号との２波を合波して送
信し、受信側において、受信信号を２径路に分配し、一方の径
路の信号を前記送信側と同じ遅延量で遅延させ、遅延し
た信号と他方の径路の信号とを前記送信側とほぼ同じ搬
送波周波数信号を乗じてベースバンド付近で周波数変換
し、それぞれを前記拡散コードと相関のある２つの相関
器に入力し、前記２つの相関器出力を乗じることにより
データ復調することを特徴とする、スペクトル拡散通信
方式。
【請求項２】前記受信側において、前記データ復調出
力によって前記搬送周波数信号にループをかけることを
特徴とする、請求項１のスペクトル拡散方式。
【請求項３】前記ループは、搬送周波数をＩ成分とＱ
成分とに分配し、コスタスループをかけることを特徴と
する、請求項２のスペクトル拡散通信方式。
【請求項４】前記受信側において、前記データ復調は
積分器とフィルタとを用いて行ない、前記他方の径路の
相関器出力をパイロット信号として、前記データ復調時
の前記積分器およびフィルタ時間窓を制御することを特
徴とする、請求項１のスペクトル拡散方式。
【請求項５】さらに、他ユーザの区別は前記拡散コー
ドと前記遅延量の双方を組合せることを特徴とする、請
求項１のスペクトル拡散通信方式。
【請求項６】直接拡散を用いたスペクトル拡散通信方
式であって、送信側において、拡散コードおよびデータを乗算した信
号と前記拡散コードを任意の時間だけ遅延した信号とを
合成した信号で搬送波を変調して送信し、受信側において、受信信号を前記送信側とほぼ同じ搬送
波周波数信号を乗じてベースバンド付近に周波数変換し
た後、２径路に分配し、一方の径路の信号を前記送信側
と同じ遅延量で遅延させ、遅延した信号と分配された他
方の信号とをそれぞれ前記拡散コードと相関のある２つ
の相関器に入力し、前記２つの相関器出力を乗じること
によりデータ復調することを特徴とする、スペクトル拡
散通信方式。
【請求項７】前記受信側において、前記データ復調出
力によって前記搬送周波数信号にループをかけることを
特徴とする、請求項６のスペクトル拡散通信方式。
【請求項８】前記ループは、搬送周波数をＩ成分とＱ
成分とに分配し、コスタスループをかけることを特徴と
する、請求項６のスペクトル拡散通信方式。
【請求項９】前記受信側において、前記データ復調は
積分器とフィルタとを用いて行ない、前記他方の径路の
相関器出力をパイロット信号として前記データ復調時の
前記積分器およびフィルタ時間窓を制御することを特徴
とする、請求項６のスペクトル拡散通信方式。
【請求項１０】さらに、他ユーザの区別を前記拡散コ
ードと前記遅延量の双方を組合せることを特徴とする、
請求項６のスペクトル拡散通信方式。