JP2000174663A - 符号分割多重通信方式 - Google Patents

符号分割多重通信方式

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JP2000174663A JP35050298A JP35050298A JP2000174663A JP 2000174663 A JP2000174663 A JP 2000174663A JP 35050298 A JP35050298 A JP 35050298A JP 35050298 A JP35050298 A JP 35050298A JP 2000174663 A JP2000174663 A JP 2000174663A
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智彦 柴田
Kazuo Tsubouchi
和夫 坪内
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一哉 益
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 通信路の状況が悪い場合にも、同期符号列に
よる表面弾性波マッチトフィルタからの相関ピークによ
ってチップ同期の取れた直交符号を発生させることによ
り、パケット全体が欠落しないようにするとともに受信
信号からキャリアを再生する必要をなくした符号分割多
重通信方式を提供する。 【解決手段】 スペクトラム拡散信号のプリアンブル部
中に、それぞれが１１チップのバーカー符号よりなる同
期パケット部分とダミー部分とで構成された複数の同期
バーストを設けるとともに、１つの同期バーストの時間
Ｔburst を、６４チップの直交ｍ系列符号で変調したデ
ータ部の１つのシンボル時間Ｔsymbolと一致させる。複
数の同期符号列の何れか１つでも相関ピークが検出され
れば、データ部の最初のシンボルの開始タイミングに合
った直交符号を発生でき、チップ同期を正確に且つ高速
で取ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信方式に関するものであり、特に高速同期が可能な符号
分割多重通信方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】高度情報化社会の進展には、通信技術の
発展が必須であるが、特に無線通信技術は重要となって
いる。このような無線通信の一つとして、半径数百メー
トルのセル（構内セルと称する）内に基地局（ここでは
送信局という）を設け、構内セル内を移動する複数の移
動局（受信局という）との間で同時に無線通信を行なう
ような無線通信が開発されている。このような無線通信
では、互いに干渉しない複数のチャネルを設定する必要
がある。このための多元接続方式としては、周波数分割
多元接続FDMA(Frequency Division Multiple Access)、
時間分割多元接続TDMA(Time Division Multiple Acces
s) 、符号分割多元接続CDMA(Code DivisionMultiple Ac
cess) などが提案されている。本発明は、これらの多元
接続方式の内の符号分割多元接続CDMAに属するものであ
る。
【０００３】このCDMAにおいては、ベースバンドデータ
を高速ディジタルコードによって変調することによって
周波数スペクトラムが拡げられるため、スペクトラム拡
散通信方式SSC(Spread Spectrum Communication)とも呼
ばれている。このSS-CDMAは、耐フェージング特性、耐
マルチパス特性、耐妨害特性に優れているとともに対等
分散交換機能や位置決め機能なども有しており、優れた
特性を持っている。本発明において、ダウンリンクとは
セルのほぼ中央部に存在する基地局から、セル内の複数
の移動局への送受信のことを言う。以下、送信局とは基
地局のことであり、受信局とは移動局のことである。こ
のようなSS-CDMA でのダウンリンク（送信局から受信局
への通信）においては、送信側ではベースバンドデータ
を所定の中心周波数を有するキャリアと乗算して１次変
調信号を作成し、さらにこれを拡散符号（疑似雑音(PN)
符号ともいう）と乗算して周波数スペクトラムが拡がっ
た２次変調信号を送出する。受信側では、上述した拡散
符号と同じ拡散符号および上述したキャリアと同じキャ
リアを発生させ、これらと受信信号を乗算すると元のベ
ースバンドデータに復調することができる。
【０００４】このようなSS-CDMA 通信方式における拡散
符号としては、多数のチャネルを識別できるように、直
交符号が使用されており、例えば直交ｍ系列符号、直交
ウオルシュ（Walsh）符号、直交ゴールド符号などを採
用することができる。このような直交符号を使用する場
合に、受信側において所定の直交符号を発生させるタイ
ミング、すなわち符号の同期を取る必要がある。この符
号同期はチップ同期と称されている。従来、このチップ
同期を取るためには、ディジタルスライディング相関器
やディジタルマッチトフィルタなどを用いることが提案
されている。
【０００５】ディジタルスライディング相関器は、直交
符号を受信信号よりも早く巡回させ、DLL(Delay Lock L
oop)を有する判定回路によってチップ同期を取るもので
あるが、相関器のバランスによる動作不安定性があると
ともに最大で符号１周期の巡回が必要であるので同期捕
捉に時間がかかる欠点がある。また、ディジタルマッチ
トフィルタは、シフトレジスタを用いて既知の直交符号
と受信信号との相関積分を行なうことにより相関ピーク
を検出することによって同期捕捉を行なうものであり、
上述したディジタルスライディング相関器に比較して高
速同期が可能であるが、相関ピークの存在タイミングに
曖昧さが残る恐れがある。また、直交符号の１周期のチ
ップ数が多くなるとシフトレジスタのビット数も多くな
り、経済的な問題も生じる欠点がある。
【０００６】シリコン集積回路技術によるデジタルマッ
チトフィルタは、一般にベースバンド周波数で動作する
ため、キャリア周波数を含んだままでは動作することが
できず、同期検波などを行った後、受信信号をデジタル
マッチトフィルタに入力する必要がある。一般にPN符合
などによって２次変調された信号はスペクトルが拡がっ
ており、C/N比が小さいため同期検波を行うことが非常
に困難である。現在開発中の0.2〜0.13μｍの微細化技
術によるシリコン集積回路を利用すると100MHz程度で動
作するデジタルマッチトフィルタは原理的に可能となる
が、回路規模が膨大となり消費電力も少なくとも１ワッ
トを越え、低消費電力が必須である移動機の受信部に利
用することは現実的には困難である。さらに、これらの
ディジタルスライディング相関器やディジタルマッチト
フィルタは、一般に待機時における電力消費が大きいと
いう欠点もある。
【０００７】このような問題を解決するために、本願の
発明者等は、送信側では、ベースバンドデータに直交符
号を乗算して得られるデータ部と、前記直交符号の同期
を受信側で確保するためのプリアンブル部とで構成され
た符号分割多重信号を送信し、受信側では弾性表面波マ
ッチトフィルタによってプリアンブル部中の同期符号列
から相関ピークを検出し、この検出タイミングに基づい
て直交符号を発生させ、この直交符号で受信したデータ
部のベースバンドデータを復調する符号分割多重通信方
式を既に提案している。このような符号分割多重通信方
式は、例えば特開平０９―２６１１２１号公報に記載さ
れている。以下、弾性表面波マッチトフィルタもしくは
表面弾性波マッチトフィルタを「SAW MF」と称する。SA
W MFは、Surface Acoustic Wave Matched Filterを略し
たものである。
【０００８】このような符号分割多重通信方式によれ
ば、直交符号の同期を高速で取ることができる。また、
弾性表面波マッチトフィルタは受動素子であり、本質的
に電力消費がなく、したがって待機電力の少ない受信機
を提供できる特徴がある。さらに、弾性表面波マッチト
フィルタは、キャリアを含んだ状態で相関を取ることが
できるので、適当な材料を利用した弾性表面波マッチト
フィルタではGHz帯、すなわちRF帯域において相関操作
を行うことができる。このため、RF帯の受信信号を直接
入力し相関を取ることができるので、ダウンコンバート
などの前処理が必要でなくなるという利点もある。後述
するが、GHz帯で動作可能なSAW MFとしては、窒化アル
ミニウム薄膜を構成要素とした「窒化アルミニウム／サ
ファイア構造」のSAW MFが好適である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述した特開平０９―
２６１１２１号公報に記載されている従来の符号分割多
重通信方式においては、プリアンブル部を、同期符号列
として１１チップのバーカー符号より成る同期パケット
部分と、それに続く５チップのダミー部分とで構成し、
データ部を直交ＰＮ符号で変調した１０２４チップのシ
ンボルをｎ個連続させて構成している。このように従来
の符号分割多重通信方式においては、受信側において直
交符号を受信した符号分割多重信号のデータ部のチップ
と同期して発生させるために、プリアンブル部を設けて
いるが、１つのパケットの先頭に同期符号列が１つしか
存在していないため、この同期符号列の検出ができない
とパケット全体の受信ができないという欠点がある。無
線通信においては、種々のノイズやマルチパスや隣接す
るセルからの混信などの影響が大きいので、プリアンブ
ル部に１つの同期符号列しか設けないと、その相関ピー
クを良好に検出できないという問題がある。
【００１０】さらに、上述した従来の符号分割多重通信
方式においては、受信側において弾性表面波マッチトフ
ィルタの出力信号、すなわち相関ピークからから送信さ
れてくる符号分割多重信号のキャリアに同期したキャリ
アを発生させ、このキャリアと上述したようにして発生
させた直交符号とを混合し、この混合した信号を受信信
号と乗算してベースバンドデータを復調するようにして
いる。弾性表面波マッチトフィルタの相関ピークの出現
している時間内に受信したキャリアと周波数と位相の同
期の取れたキャリアを再生することは可能であるが、相
関ピークが出力されている短い時間幅から再生するには
回路的工夫を必要とする。そのためより簡便な方法によ
る回路構成が望まれている。
【００１１】したがって、本発明の第１の目的は、通信
環境が劣悪な場合でも、同期符号列のチップ同期を、確
実に且つ高速に取ることができ、したがってパケット全
体の受信ができないような不具合をなくした符号分割多
重通信方式を提供しようとするものである。
【００１２】本発明の第２の目的は、上述した第１の目
的を達成するとともに、表面弾性波マッチトフィルタか
らの相関ピークから、受信信号に同期したキャリアを使
用することなくベースバンドデータを正確に復調するこ
とができる符号分割多重通信方式を提供しようとするも
のである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信側では、
ベースバンドデータに直交符号を乗算して得られるデー
タ部と、前記直交符号のチップ同期を受信側で確保する
ための同期符号列を含むプリアンブル部とで構成された
符号分割多重信号を、所定の中心周波数を有するキャリ
アで変調して送信し、受信側では弾性表面波マッチトフ
ィルタによってプリアンブル部中の同期符号列から相関
ピークを検出し、この検出タイミングに基づいて発生さ
せた直交符号によってデータ部のベースバンドデータを
復調する符号分割多重通信方式において、前記プリアン
ブル部に複数の同期符号列を設け、前記弾性表面波マッ
チトフィルタがこれら複数の同期符号列の内の少なくと
も１つから相関ピークを検出するタイミングに基づいて
前記直交符号を発生させることを特徴とするものであ
る。
【００１４】このような本発明による符号分割多重通信
方式によれば、送信信号中のプリアンブル部に、複数の
同期符号列を設け、その内の少なくとも１つを弾性表面
波マッチトフィルタによって検出することができれば、
チップ同期の取れた直交符号を発生させることができる
ので、パケット全体が欠落してしまうような事態の発生
を大幅に抑止することができる。
【００１５】上述したように、プリアンブル部に複数の
同期符号列を設ける場合でも、常に全ての同期符号列の
相関ピークを検出することができる訳ではないので、全
て同じ同期符号列を使用する場合には、検出された相関
ピークから直交符号の発生タイミングを確実に予測する
ことができない。すなわち、プリアンブル部に、例えば
１０個の同期符号列を設けたとすると、理想状態ではこ
れら１０個の同期符号列を検出する度に弾性表面波マッ
チトフィルタから相関ピークが得られるが、通信路の悪
化により、９個の同期符号列しか検出されない場合に
は、これらの９個の相関ピークからデータ部の最初のシ
ンボルの開示時刻を予測することは一般にはできない。
このような不具合を解決するためには、例えば複数の同
期符号列の構成を変えて、どの位置の同期符号列からの
相関ピークであるのかを知るようにすれば良いが、その
場合には、送信局や受信局の構成が複雑になってしま
う。
【００１６】本発明はこのような問題をも解決するため
に、送信側では、ベースバンドデータに直交符号を乗算
して得られるデータ部と、前記直交符号のチップ同期を
受信側で確保するための同期符号列を含むプリアンブル
部とで構成された符号分割多重信号を、所定の中心周波
数を有するキャリアで変調して送信し、受信側では弾性
表面波マッチトフィルタによってプリアンブル部中の同
期符号列から相関ピークを検出し、この検出タイミング
に基づいて発生させた直交符号により受信したデータ部
のベースバンドデータを復調する符号分割多重通信方式
において、前記プリアンブル部の、少なくとも１つの同
期符号列よりなる同期パケット部分と、それに続くダミ
ー部分とで構成される同期バーストの時間Ｔburst を、
前記データ部の１つのシンボルの時間Ｔsymbolの整数倍
とする。特に、同期バーストの時間Ｔburst を、前記デ
ータ部のシンボルの時間Ｔsymbolと等しくするのが好適
である。
【００１７】このような本発明による符号分割多重通信
方式によれば、同一の構成よりなる例えば１０個の同期
符号列をプリアンブル部に設ける場合、その中の１つで
も相関ピークを検出することができれば、データ部の最
初のシンボルの開始タイミングに正確に合った直交符号
を発生させることができる。また、この場合には、プリ
アンブル部内の同期符号列から相関ピークが最初に検出
されるタイミングに基づいて直交符号を発生させたり、
後述する実施例のように相関ピークが検出される度毎に
直交符号発生回路の動作をリセットさせたりすることが
できるが、後者の方が、データ部の開始タイミングに一
層近いタイミングに基づいて直交符号を発生させること
ができるので、より正確なチップ同期が取れる可能性が
ある。
【００１８】さらに上述した第２の目的を達成する本発
明は、送信側では、ベースバンドデータに直交符号を乗
算して得られるデータ部と、前記直交符号のチップ同期
を受信側で確保するための同期符号列を含むプリアンブ
ル部とで構成された符号分割多重信号を、所定の中心周
波数を有するキャリアで変調して送信し、受信側では弾
性表面波マッチトフィルタによってプリアンブル部中の
同期符号列から相関ピークを検出し、この検出タイミン
グに基づいて発生させた直交符号によって受信したデー
タ部のベースバンドデータを復調する符号分割多重通信
方式において、受信側において前記弾性表面波マッチト
フィルタで検出される相関ピークのタイミングに基づい
て発生される直交符号と、受信した符号分割多重信号と
を乗算して狭帯域変調信号を取り出し、この狹帯域変調
信号を、受信側に設けた局部発振器から発生されるキャ
リアを用いて復調して元のベースバンドデータを再生す
ることを特徴とするものである。
【００１９】このような本発明による符号分割多重通信
方式の好適な実施例では、前記受信側に設けた局部発振
器から、前記送信側において発生されるキャリアの中心
周波数に等しい周波数を有するキャリアを発生させ、こ
のキャリアと前記狹帯域変調信号とを乗算して前記ベー
スバンドデータを復調するようにする。或いは、前記受
信側に設けた局部発振器から、前記送信側において発生
されるキャリアの中心周波数とは異なる周波数のキャリ
アを発生させ、このキャリアと前記狹帯域変調信号とを
乗算して得られる差周波数の狹帯域変調信号を取り出
し、この差周波数の狹帯域変調信号を復調して前記ベー
スバンドデータを復調するヘテロダイン方式を採用する
こともできる。いずれの場合でも、狹帯域変調信号を復
調してベースバンドデータを再生するのは通常の復調方
式を使用することができる。
【００２０】さらに、本発明においては、前記プリアン
ブル部を構成する複数のバーストの繰り返し回数Ｎburs
t を、５〜１５、特に６〜１２とすることによって、種
々の通信環境において、チップ同期が取れないことによ
ってパケット全体が欠落してしまう確率は、上述した従
来の符号分割多重通信方式よりも遙に低いことを確かめ
た。
【００２１】また、本発明においては、前記プリアンブ
ル部の同期符号列のチップレートを、前記データ部のチ
ップレートよりも高く、特に２倍以上の整数倍とするの
が好適である。すなわち、この場合には、表面弾性波マ
ッチトフィルタから出力される相関ピークが時間的に鋭
くなるので、直交符号の発生タイミングをより一層正確
に規定できる。
【００２２】上述したようにプリアンブル部に設ける同
期符号列としては、１１チップのバーカー符号や１５チ
ップのＭ系列符号などを用いることができ、データ部の
直交符号としては、６４チップの直交ｍ系列符号、６４
チップの直交ウォルシュ符号や６４チップの直交ゴール
ド符号などを用いることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】本発明を図面を参照して説明する
前に、用語の定義をする。 符号分割多重信号パケット 先頭に設けられた１つのプリアンブル部と、それに続く
複数のシンボルより成るデータ部とで構成されるパケッ
ト パケット時間Ｔpacket プリアンブル部およびデータ部よりなるパケットの時間 データレートＤ〔bps(bit per second)] ２値信号「１，０」より成るベースバンドデータの１秒
当たりのビット数 シンボル時間Ｔsymbol データ部に含まれるシンボルの時間 同期バースト 少なくとも１つの同期符号列よりなる同期パケット部分
と、それに続くダミー部分とで構成された信号部分 同期バースト時間Ｔburst 同期バーストの時間 チップ長Ｎ〔チップ〕 ＳＳ方式あるいはＣＤＭＡ 方式では、ＰＮコードを乗
算し２次変調する。ＰＮ符号は、「１」と「０」の符号
の適当な繰り返しで構成される。この符号、すなわち
「１」と「０」の数を「チップ長」という。一般に、Ｎ
チップの直交符号を利用すると、符号同期すなわちチッ
プ同期の取れているとき、Ｎチャネルの通信が可能とな
る。 チップレートＲchip[cps(chip per second)] 同期符号列および直交符号を構成するチップの伝送レー
トで、プリアンブル部中の同期符号列のチップレートを
Ｒpre と称し、データ部中の直交符号のチップレートを
Ｒdataと称する。データ部に関しては、Ｒdata／Ｎ＝Ｄ
が成立する。
【００２４】図１は、本発明による符号分割多重通信方
式を使用するセル化ネットワークの構成を線図的に示す
ものである。半径１５０メートル程度のセル、例えば構
内セル１ａ，１ｂにはそれぞれ基地局２ａ，２ｂを設
け、これらの基地局の間は、例えば光ケーブルを介して
制御局３に接続されている。複数の移動局４ａ，４ｂ…
は構内セル１ａ，１ｂ内を自由に移動でき、基地局は自
分の所属する構内セル内にどの移動局が移動しているの
かを絶えず検知している。各移動局４ａ，４ｂ…は基地
局２ａ、２ｂとの間で通信を行なう。移動局から基地局
への通信をアップリンクと称し、基地局から移動局への
通信をダウンリンクと称している。ダウンリンクでは、
基地局から同じタイミングで同一セル内の移動局に送信
し、移動局では、基地局から送信されて来る信号の中か
ら自局宛ての信号のみを選択的に復調する。上述したよ
うに、本発明はこのダウンリンクの技術に関するもので
ある。セル化ネットワークの有用性を向上するには、１
つのセル内でできるだけ多くのチャネルを設定すること
が重要である。本発明では、この目的のためにベースバ
ンドデータをチップ長Ｎの直交符号で変調している。
【００２５】一般にダウンリンクにおいては、基地局か
ら移動局に一斉に送信することは、簡単であるので、本
発明に述べるパケット構成をダウンリンクに簡単に採用
することができる。移動局から基地局へのアップリンク
においては、たとえ移動局が一斉のタイミングで送信し
たとしても、移動局と基地局間の距離が一定でないため
に各移動局から基地局に到達する信号のタイミングは一
致しない。しかし、何らかの方法で、各移動局からの信
号が同一タイミングで基地局に到達するようにできるな
らば、本発明に示すパケット構成をアップリンクに利用
することもできる。
【００２６】図２は、本発明による符号分割多重通信方
式における符号分割多重信号パケットの一例の構成を示
す線図である。符号分割多重信号パケットは、チップ同
期を確立するための複数の同期符号列を含むプリアンブ
ル部と、ベースバンドデータを直交符号で変調したデー
タ部とで構成されている。プリアンブル部は、各々が、
同期符号列より成る同期パケット部分とそれに続くダミ
ー部分とで構成されている同期バーストが複数回繰り返
して構成されている。
【００２７】図２の同期バースト部分中の同期パケット
部分は、後述の例では１１チップのバーカ符号が送信さ
れる。「ダミー部分」については、信号を全く送信しな
い方法がある。このようにするとこのダミー区間では電
力が送信されないので、パケット全体の積分した電力を
抑えることができる利点がある。以下の実施例では、パ
ケット全体の積分した電力を抑える目的とパケット構成
を簡便にする目的で、ダミー区間には何の信号も送信し
ていない。ダミー区間で何も送信しないとき、SAW MFは
相関ピークを出力しないので、後述の動作に影響を与え
ない。ダミー区間に、符号「１」または符号「０」に相
当する信号を連続して送信してもよい。または、ダミー
区間に、受信SAW MFで相関ピークを出力させないような
符号であるならば送信しても良い。
【００２８】プリアンブル部中に複数回繰り返されてい
る同期符号列は、擬似ランダム雑音符号（Pseudo Rando
m Noise Code)であり、例えば、m 系列符号、バーカー
符号、ゴールド符号などを用いることができる。本例で
は１１チップのバーカー符号を用いており、その符号構
成は「１１１０００１００１０」となっている。また、
データ部は、ベースバンドデータを直交符号で変調した
ものであるが、この直交符号としては、直交ｍ系列符
号、直交ゴールド符号、直交ウォルシュ符号などを用い
ることができる。この直交符号のチップ長Ｎによってチ
ャネル数が決まるが、本例では６４チップの直交ｍ系列
符号を用いている。６４チップの直交ｍ系列符号を用い
る場合には、実際には６３チャネルとなるが、説明の便
宜上６４チャネルが構成されるものとする。
【００２９】上述したように、プリアンブル部中の同期
符号列は１１チップのバーカー符号で構成しているが、
その繰り返し回数は５〜１５、特に６〜１２とすること
によってチップ同期を正確に取ることができるが、本例
では１０回とする。同期符号列の繰り返しをこの程度の
回数とすると、通信路が相当劣悪な状態でもチップ同期
を取ることができることを確かめた。
【００３０】また、データ部に含まれるシンボルの個数
はプロトコル的な制約を考えないと任意に決めることが
できるが、実際には、水晶振動子の安定性や、移動局の
歩行によるドップラーシフトを考慮して５００〜１００
０シンボルとしている。これは、例えば直交符号の発生
タイミングを正確に検出し直交符号を発生させたとして
も、受信機内で発生させる直交符号のチップレートは受
信機内部で独自に発生させるために、受信した信号のチ
ップレートと異なるためである。移動局が静止していた
としても、受信機内部で発生させる直交符号のチップレ
ートは、受信信号のチップレートとは数〜１０ppmは異
なる。このため、むやみに長いデータを送信するとデー
タ部の最初と後ろの部分でチップ同期がはずれてしまう
ことになることによる。また、仮に受信機内部で正確な
チップレートを再現したとしても、移動局が移動してい
るとドップラーシフトによるずれが生じることによる。
実施例では、受信信号中のチップレートと受信機内部で
発生させるチップレートの差が５〜１０ppm程度であれ
ば、５００〜１０００シンボルのパケットを送信しても
チップ同期ずれによるデータエラーは実質的に問題のな
いレベルであった。
【００３１】後述するように、図２に示した構成の符号
分割多重信号パケットを実際に伝送する場合には、中心
周波数がｆ０ のキャリアと乗算している。このキャリ
ア周波数ｆ０ は電波法の規定を考慮して2.484GHzとし
ており、バンド幅は26MHz 内に収まるようにしている。
ここで想定した規定は、RCR STD-33である。このような
点を考慮して、符号分割多重信号パケットのチップレー
トＲchipを決める必要がある。本例では、プリアンブル
部中の同期符号列のチップレートＲpre を22Mcpsとし、
データ部中の直交符号のチップレートＲdataをその１／
２の11Mcpsとしている。上述したように、チップ長Ｎを
64チップとしているので、Ｒdata／Ｎ＝Ｄよりデータ部
分のデータレートＤは、約171kbps となる。この関係か
ら、チップ長Ｎを大きくすると、チップレートＲdataは
小さくなり、チップ長Ｎを小さくすると、チップレート
Ｒdataは大きくなることが分かる。
【００３２】また、プリアンブル部中の同期符号列のチ
ップレートＲpre はデータ部中の直交符号のチップレー
トＲdataよりも高くする方が、より一層正確なチップ同
期を取ることができるので望ましい。これは以下の理由
による。SAW MFから出力される相関ピークはその包絡線
の時間波形はほぼ三角波の形状をしている。三角波の時
間幅は、およそチップレートの逆数である。22Mcpsのチ
ップレートを利用するとき、約４５nsecである。三角波
形を利用して、直交符号の発生タイミングを検出するの
で、この有限の時間幅４５nsecが直交符号発生タイミン
グの誤差を生じさせる。直交符号１チップ時間が長いほ
ど、この有限時間幅４５nsecの影響が少なくなる。従っ
て、上述のように、プリンンブル中の同期符号列のチッ
プレートＲpreを、データ部の直交符号のチップレート
Ｒdateより高くする方が、より正確なチップ同期を得る
ことができる。このとき、ＲpreとＲdataの比について
は、原理的には任意に選択できるが、回路製作のことを
相違すると整数比になっている方が、簡便に回路を設計
製作できる利点がある。
【００３３】本例では、プリアンブル部の同期符号列を
上述したように１１チップのバーカー符号としているの
で、同期パケット部分の時間は、「（1/22Mcps）×11チ
ップ」より、500 nsec となる。一方、データ部では64
チップの直交ｍ系列符号を使用しているので、１つのシ
ンボルの時間Ｔsymbolは、「（1/11Mcps）×64チップ」
より、約5.8μsec となる。本発明の一つの特徴とし
て、プリアンブル部の同期バーストの時間Ｔburst をデ
ータ部のシンボル時間の整数倍とする点があるが、本例
ではこれらの時間を等しくしており、同期パケット中の
ダミー部分の時間はこのような条件を満たすように決め
られている。上述のようにＴsymbolをＴburstと等しく
とっているので、Ｔburstは約5.8μsecである。同期パ
ケット時間部分の時間は500nsec（=0.5μsec）であるの
で、同期パケット中のダミー時間は、「約5.8μsec ―
0.5μsec ＝ 約5.3μsec」となる。
【００３４】図３は、基地局（送信局）２ａ，２ｂの構
成を示すブロック図であるが、基本的な構成は従来のも
のと同様である。すなわち、ベースバンドデータ発生回
路１１から出力される伝送すべきベースバンドデータを
第１の乗算器１２へ供給し、この第１の乗算器へは拡散
信号発生回路１３から所定のタイミングで出力される１
１チップのバーカー符号列および６４チップの直交ｍ系
列符号を供給し、図２に示したような構成を有する符号
分割多重信号パケットを生成する。このようにして生成
された符号分割多重信号パケットを第２の乗算器１４へ
供給し、ここで、キャリア発生器１５から出力されるキ
ャリアと乗算し、その出力をアンテナ１６を経て送信す
る。このキャリアの中心周波数ｆ０ は、上述したよう
に2.484GHzとなっている。なお、図２の例では、ベース
バンドデータに拡散符号を乗算し、ついでキャリアを乗
算しているが、この乗算の順番を変えてもよい。すなわ
ち、ベースバンドデータにキャリアを乗算し、ついで拡
散符号を乗算しても良い。数学的にはどちらを先に乗算
しても同じである。しかし、先にキャリアを乗算する
と、送信機内部において2.4GHz帯の信号を処理する回路
が多くなるので、高周波信号のシールド対策が面倒にな
る欠点がある。
【００３５】図４は、上述した基地局２ａもしくは２ｂ
から送信される符号分割多重通信信号を線図的に示すも
のである。プリアンブル部は上述したように同期パケッ
ト部分およびデータ部分より成る同期バーストを１０回
繰り返して構成されている。データ部では、ベースバン
ドデータが６４チップの直交ｍ系列で拡散スペクトラム
変調されているので、１つのデータパケットにはチャネ
ル１〜チャネル６３の６３チャネル分の符号分割多重信
号が５００シンボル分だけ含まれている。図４では、プ
リアンブル部がこれらの６３チャネルに対して共通に伝
送されていることを線図的に表している。上述したよう
に、プリアンブル部の１つの同期バーストの時間Ｔburs
t はデータ部の１つのシンボルの時間Ｔsymbolと等しく
とっている。
【００３６】図５は移動局（受信局）４ａ，４ｂ…の一
例の構成を示すものである。上述した特開平０９―２６
１１２１号公報に記載されている従来の符号分割多重通
信方式における移動局では、表面弾性波マッチトフィル
タ（SAW MF）から出力される相関ピークに含まれるキャ
リアを検出して受信信号のキャリアと同期したキャリア
を生成し、このキャリアと同期符号列とを混合した信号
と、受信信号とを乗算して元のベースバンドデータを再
生するようにしていた。弾性表面波マッチトフィルタ
（SAW MF）から出力される相関ピークの期間は、上述の
ように500nsecと短いので、この短い時間内にキャリア
を正確に再生することは実際問題として非常に困難であ
る。そこで本例においては、受信信号からキャリアを再
生する必要性を無くしたものである。
【００３７】移動局ではアンテナ２１で受信した符号分
割多重信号を分波器２２で分波し、その１つをゲインが
可変のアンプ２３に供給する。上述した分波器２２で分
波された信号を受けて受信信号のレベルを判定する受信
レベル判定回路２４と、この受信レベル判定回路の出力
信号を受けて受信制御信号を発生する受信制御信号発生
回路２５とを設け、この受信制御信号発生回路から出力
される制御信号を上述したアンプ２３へ利得制御信号と
して供給する。これらの回路は自動利得制御回路を構成
するものであり、アンプ２３からは、常に所定のレベル
の信号が出力されるようになる。図５の例では、受信レ
ベル判定回路の入力は、アンテナ２１の受信信号をその
まま利用しているが、SAW MFの後段、すなわちSAW MF２
６と包絡線検波器２７の間からの信号を受信レベル判定
回路の入力に利用しても良い。なお、用途によっては、
包絡線検波回路２７以降の信号処理が面倒になる欠点は
あるものの、受信レベル判定回路２４、受信制御信号発
生回路２５、可変ゲインアンプ２３を設けなくても良
い。
【００３８】上述したアンプ２３の出力信号を表面弾性
波マッチトフィルタ（SAW MF) ２６へ供給し、上述した
プリアンブル部中の同期符号列を検出する。このような
表面弾性波マッチトフィルタ２６そのものは周知である
ので、ここでは説明を省略する。SAW MFについては、特
開平０９―２６１１２１号公報に説明されている。ま
た、H. Nakase, T. Kasai, Y. Nakamura, K. Masu and
K. Tsubouchi, “One ChipDemodulator Using RF Front
-End SAW Correlator for 2.4GHz Asynchronous Spread
Spectrum Modem", The 5th International Symposium
on Personal Indoor and Mobile Radio Communications
(PIMRC'94), The Hague, 374-378 (1994)に本願で利用
した窒化アルミニウム／サファイア構造のSAW MFについ
て記載されている。窒化アルミニウム／サファイア構造
SAW MFは、高音速であり、かつ零温度係数伝搬遅延時間
特性をもつ。動作中心周波数2.4GHzのSAW MFを構成する
ときのIDT（InterDigital Transducer）電極のライン＆
スペースは0.6μmであり、現在の微細加工技術をもって
容易に製作できる特徴がある。他の材料で中心周波数2.
4GHz程度のマッチトフィルタを構成しようとするとIDT
電極のライン＆スペースは、0.2〜0.3μmであり、微細
加工技術としての困難さが伴う。2.4GHz帯のスペクトラ
ム拡散信号を直接入力し、相関出力を得る弾性表面波マ
ッチトフィルタとしては、窒化アルミニウム／サファイ
ア構造を基本とするSAW MFが好適であるが、他の材料か
らなるSAW MFを利用しても良い。また、受信機の電力の
ことを重要視しなければ、Si ULSI技術に基づくマッチ
トフィルタを利用してもよい。SiULSI技術に基づくマッ
チトフィルタを利用するときは、キャリアを含んだ信号
を処理できるものであれば利用できる。
【００３９】弾性表面波マッチトフィルタ２６は同期符
号列を検知すると相関ピークを出力し、この相関ピーク
を包絡線検波器２７に供給し、その出力を直交符号同期
回路２８へ供給し、その出力を直交符号発生回路２９へ
供給して同期符号列と同期した、すなわちチップ同期の
取れた直交符号を発生させる。
【００４０】図５の実施例では、相関ピークを検出する
に包絡線検波を利用しているが、相関ピークの発生タイ
ミングを知ることができるならば包絡線検波以外の方法
を利用することができる。要は相関ピークの発生タイミ
ングを検出できれば良い。同期符号列の構成が複雑にな
り、かつ受信部構成も若干複雑になるが、遅延検波回路
を利用しても良い。
【００４１】本例においては、このようにして直交符号
発生回路２９から発生させた直交符号を第１の乗算器３
０へ供給し、分波器２２で分波したスペクトラム拡散信
号と乗算する。この乗算の結果、ベースバンドデータを
キャリアで変調した挟帯域変調信号が得られる。
【００４２】図６Ａは、第１の乗算器３０へ供給される
スペクトラム拡散信号の周波数スペクトルを模式的に示
すものであり、図６Ｂは第１の乗算器から出力される上
述した狭帯域変調信号を模式的に示すものである。今、
ベースバンドデータをD(t)、キャリアをcos ωt 、直交
符号をC(t)、スペクトラム拡散信号をD(t)・C(t)cosωt
で表すとする。一般に、ベースバンドデータをBPSK変
調（Bi-Phase Shift Keying：二相位相変調）するとき
は、ベースバンドデータ「１」に対して、D(t)=1、ベー
スバンドデータ「０」に対して、D(t)=-1となる。ま
た、直交符号を乗算する二次変調をPSK変調する場合
は、直交符号の「１」に対して、C(t)=1、直交符号の
「０」に対して、C(t)=-1となる。例えば１１チップの
符号列は、「１１１０００１００１０」であるが、C(t)
としては「＋１、＋１、＋１、―１、―１、―１、＋
１、―１、―１、＋１、―１」となる。キャリア周波数
をｆ０とすると、ω＝２πｆ０である。D(t)・C(t)cos
ωtのスペクトラムはキャリア中心周波数ｆ０ を中心と
してチップレートの２倍（２Ｒchip）の帯域を有する中
心成分とその両側の側帯波がある。RCR-STD 33の規定に
従って送信する場合は、側帯波の部分がその規定に合致
するように電力スペクトラムが抑制される。このような
スペクトラム拡散信号とチップ同期の取れた直交符号と
を乗算すると、D(t)cos ωt で表される信号が得られ
る。この信号は、キャリア中心周波数ｆ０ を中心と
し、スペクトルの拡がりが 約500kHzと小さい狭帯域変
調信号である。
【００４３】本例では、このようにして得られる狭帯域
変調信号を第２の乗算器３１へ供給して、キャリア発生
器32から発生される2.484GHzのキャリアと乗算して復調
し、その出力を低域通過フィルタ３３に通してベースバ
ンドデータを再生することができる。上述した狭帯域変
調信号を復調する技術は既知であり、何らかの方法で受
信信号のキャリアと位相の揃ったキャリアをキャリア発
生器３２で発生させることによりベースバンドデータの
復調が可能である。
【００４４】ここで、本発明の一例について、ダウンリ
ンクのデータレートの具体的な数値例を示しておく。プ
リアンブル部中の同期バーストの数を１０、ひとつの同
期バースト内の同期パケット部分（同期符号列）のチッ
プレートＲpreを２２Mcpsの１１チップバーカー符号、
データ部分の直交符号に６４チップの直交ｍ系列、デー
タ部分の直交符号のチップレートＲdataとして１1Mcps
とする。データ部分のＴsymbolは、（1/11Mcps）×64＝
5.8μsecとなる。データ部分のシンボル数を５００とす
る。プリアンブル部とデータ部分の総和、すなわちパケ
ット長は、５１０×Ｔsymbol＝2.96msecとなる。１パケ
ットで、５００シンボルのデータを送信しているので、
１パケット当たりの実質データレートは、（５００／2.
96msec）＝１６８kbpsとなる。これは、パケットを垂れ
流し状態で送信した場合のデータレートである。アップ
リンクとダウンリンクにおいてTDD（Time Division Dup
lex）を利用して送受信すると、アップリンクおよびダ
ウンリンクで利用する時間を２等分すると、ダウンリン
クにの実質的データレートは１６８kbpsの半分、すなわ
ち８４kbpsとなる。ここで、特筆すべきことは、チャネ
ル数を６４確保し、かつ各チャネルのデータレートが６
４kbpsであることである。
【００４５】図７は本発明の符号分割多重通信方式に使
用する移動局の他の例を示すブロック図であり、図５に
示した部分と同じ部分には同じ符号を付けて示した。上
述した実施例では、キャリア発生器３２からは、受信信
号中のキャリアと同じ周波数のキャリア、すなわち2.48
4GHzを中心周波数とするキャリアを発生させたが、本例
では、受信信号のキャリア周波数とは異なる周波数のキ
ャリアを発生するキャリア発生器４１を設け、このキャ
リアと上述した狭帯域変調信号とを第２の乗算器３１で
乗算することによって中心周波数を両キャリア周波数の
差の周波数に変化させて狭帯域変調信号とし、これを検
波回路４２によって検波してベースバンドデータを復調
するものである。このような変調方式はヘテロダイン方
式と呼ばれており既知のものであるので、これ以上詳細
な説明は省略する。
【００４６】図８は本発明による符号分割多重通信方式
に用いる移動局のさらに他の構成を示すブロック図であ
る。本例においても、上述した実施例と同じ部分には同
じ符号を付けて示した。本例では、上述した従来技術
（特開平０９―２６１１２１号公報）と同様に、表面弾
性波マッチトフィルタ２６から得られる相関ピークに含
まれるキャリアを検出して再生し、このキャリアと直交
符号とを混合した信号と、受信したスペクトラム拡散信
号とを乗算して元のベースバンドデータを復調するもの
である。
【００４７】すなわち、弾性表面波マッチトフィルタ２
６から出力される相関ピークをキャリア発生器５１に供
給する。この相関ピークは図９Ａに示すように、相関ピ
ークが検出されたときにはきわめて大きな振幅を有する
ものであるが、それ以外のときの振幅は非常に小さくな
っている。そこで、例えばキャリア発生器５１において
は、リミッタアンプを用いて、図９Ｂに示すように相関
ピーク期間ならびに相関ピーク以外の期間の信号を大き
く増幅し、この信号を利得を調整した後、2.484GHzを通
過帯域とする帯域通過フィルタに通して中心周波数が2.
484GHzのキャリアを発生させるように構成している。キ
ャリア発生器５１の構成としては、受信信号のキャリア
を再生できる方法であれば、他の方法を用いることもで
きる。しかし、相関ピークの時間幅は、上述の実施例で
は４５nsec程度と非常に短いため、図５ならびに図７の
ように一旦狭帯域変調波にした後、通常の狭帯域復調を
おこなった方が回路規模も小さく、かつ動作の安定性が
高い。
【００４８】このようにして発生させたキャリアと、直
交符号発生器２９から発生されるチップ同期の取れた直
交符号とを第１の乗算器５２において混合し、この混合
した信号を第２の乗算器５３において受信した符号分割
多重信号と乗算し、その出力信号を積分器５４に供給し
て元のベースバンドデータを復調する。
【００４９】本発明は上述した実施例にのみ限定される
ものではなく、幾多の変更や変形が可能である。例え
ば、上述した実施例に示した数値は例として示したもの
であり、本発明がこれらの数値にのみ限定されるもので
ないことは明らかである。
【００５０】例えば、図５ならびに図７で開示した受信
機の構成では、アンテナから入力された信号、すなわち
中心周波数約2.4GHzの信号を分波器、アンプを通してSA
W MFに入力している。このような構成はダウンコンバー
トを必要としないので回路全体を簡便に構築できる利点
があった。これは、窒化アルミニウムを構成要素とした
SAW MFでは2.4GHz帯のスペクトル拡散された信号から直
接相関ピークを検出できるから可能となる構成である。
ダウンコンバート用回路を設けなければならないという
欠点が生じるが、アンテナから入力した信号に、適当な
周波数をもつ正弦波信号を乗算して、その中心周波数を
ダウンコンバートした後、図５あるいは図７に記載の回
路構成で受信機を構成しても、上記実施例と同じ効果を
期待することができる。なお、ダウンコンバートした信
号を利用するときは、SAW MFの中心周波数はダウンコン
バートしたキャリア周波数に一致させる必要がある。
【００５１】さらに、上述した実施例に示したデータパ
ケット構成では、プリアンブル部の同期符号列を１１チ
ップのバーカー符号とし、データ部の直交符号を６４チ
ップの直交ｍ系列符号としたが、プリアンブル部の同期
符号列を１５チップのｍ系列符号とし、データ部を６４
チップの直交ｍ系列符号としたり、プリアンブル部の同
期符号列を１１チップのバーカー符号とし、データ部の
直交符号を６４チップの直交ウォルシュ符号としたり、
プリアンブル部を１５チップのｍ系列符号とし、データ
部の直交符号を６４チップの直交ウォルシュ符号とする
こともできる。さらに、データ部の直交符号としては、
直交ゴールド符号を使用することもできる。
【００５２】また、上述した実施例では、プリアンブル
部に複数の同期符号列を設けたが、プリアンブル部の同
期バーストの時間をデータ部の１つのシンボルの時間に
等しくすれば、プリアンブル部に１つの同期バーストの
みを設けることもできる。又、上述した実施例では、プ
リアンブル部に設けた複数の同期バースト中の同期符号
列は同じ構成のものとしたが、これらの構成を異ならせ
ることもできる。この場合には、構成が異なる同期符号
列を識別できるように構成が異なる複数の弾性表面波マ
ッチトフィルタを使用することにより、いずれか１つの
同期符号列による相関ピークを検出することにより、デ
ータ部の開始タイミングに合わせて直交符号を発生させ
ることができる。このように構成の異なる同期符号列を
用いることによって種々の環境下でもチップ同期を正確
に且つ高速で取ることができるようになる。
【００５３】また、上述した実施例では、プリアンブル
部中に複数の同期バーストを設ける場合、各同期バース
トには１つの同期符号列のみを設けたが、複数の同期符
号列を設けることもできる。この場合、これら複数の同
期符号列は同一の構成とするか異なる構成のものとする
ことができる。
【００５４】
【発明の効果】上述したように、プリアンブル部に複数
の同期符号列を設けた本発明による符号分割多重通信方
式によれば、これら複数の同期符号列の何れか１つの相
関ピークを検出することによってチップ同期を取ること
ができるので、劣悪な環境下においてもチップ同期を正
確且つ高速で取ることができ、パケット全体が欠落する
ような事態が発生する可能性を著しく低減することがで
きる。
【００５５】また、プリアンブル部の同期符号列を含む
同期バーストの時間をデータ部のシンボル時間の整数
倍、特にこれらを等しくした本発明による符号分割多重
通信方式によれば、プリアンブル部に含まれる何れか１
つの同期符号列の相関ピークを検出することによってデ
ータ部のシンボルの開始タイミングに合った直交符号を
発生させることができるので、正確なチップ同期を取る
ことができる。
【００５６】さらに、移動局内で独自に発生させたキャ
リアに基づいてベースバンドデータを復調するようにし
た本発明による符号分割多重通信方式によれば、アンテ
ナに受信された受信信号からキャリアを発生させる必要
がないので、正確な復調が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明による符号分割多重通信方式の
全体の構成を示す線図である。
【図２】図２は、本発明による符号分割多重通信方式に
おける符号分割多重信号パケットの構成の一例を示す線
図である。
【図３】図３は、本発明による符号分割多重通信方式に
おける基地局の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、基地局から送信される送信信号を示す
線図である。
【図５】図５は、本発明による符号分割多重通信方式に
おける移動局の一例の構成を示すブロック図である。
【図６】図６Ａおよび６Ｂは、スペクトラム拡散信号お
よび狭帯域変調信号を示す線図である。
【図７】図７は、本発明による符号分割多重通信方式に
おける移動局の他の例の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は、本発明による符号分割多重通信方式に
おける移動局のさらに他の例の構成を示すブロック図で
ある。
【図９】図９Ａおよび９Ｂは、表面弾性波マッチトフィ
ルタの出力からキャリアを抽出する動作を示す線図であ
る。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ 構内セル、 ２ａ，２ｂ 基地局、 ３
制御局、 ４ａ〜４ｄ移動局、 １１ ベースバンドデ
ータ発生回路、 １２ 第１の乗算器、 １３拡散符号
発生器、 １４ 第２の乗算器、 １５ キャリア発生
器、 １６送信アンテナ、 ２１ 受信アンテナ、 ２
２ 分波器、 ２３ 利得可変アンプ、 ２４ 受信レ
ベル判定回路、 ２５ 受信制御信号発生器、 ２６
表面弾性波マッチトフィルタ、 ２７ 包絡線検波器、
２８ 直交符号同期回路、２９ 直交符号発生器、
３０ 第１の乗算器、 ３１ 第２の乗算器、 ３２
キャリア発生器、 ３３ 低域通過フィルタ、 ４１
キャリア発生器、４２ 検波回路、 ５１ キャリア発
生器、 ５２ 第１の乗算器、 ５３ 第２の乗算器、
５４ 積分器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE13 EE22 EE33 EE36 5K047 AA02 AA11 GG34 GG37 HH01 HH15 HH53 MM12

Claims (26)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信側では、ベースバンドデータに直交
    符号を乗算して得られるデータ部と、前記直交符号のチ
    ップ同期を受信側で確保するための同期符号列を含むプ
    リアンブル部とで構成された符号分割多重信号を、所定
    の中心周波数を有するキャリアで変調して送信し、受信
    側では弾性表面波マッチトフィルタによってプリアンブ
    ル部中の同期符号列から相関ピークを検出し、この検出
    タイミングに基づいて発生させた直交符号によってデー
    タ部のベースバンドデータを復調する符号分割多重通信
    方式において、 前記プリアンブル部に複数の同期符号列を設け、前記弾
    性表面波マッチトフィルタがこれら複数の同期符号列の
    内の少なくとも１つから相関ピークを検出するタイミン
    グに基づいて前記直交符号を発生させることを特徴とす
    る符号分割多重通信方式。
  2. 【請求項２】 前記プリアンブル部を、少なくとも１つ
    の同期符号列よりなる同期パケット部分と、それに続く
    ダミー部分とで構成される同期バーストを複数回Ｎburs
    t だけ繰り返して構成し、１つの同期バーストの時間Ｔ
    burst を、前記データ部の１つのシンボルの時間Ｔsymb
    olの整数倍としたことを特徴とする請求項１に記載の符
    号分割多重通信方式。
  3. 【請求項３】 前記プリアンブル部を構成するバースト
    の時間Ｔburst を、前記データ部のシンボルの時間Ｔsy
    mbolと等しくしたことを特徴とする請求項２に記載の符
    号分割多重通信方式。
  4. 【請求項４】 前記プリアンブル部を構成する複数のバ
    ーストの繰り返し回数Ｎburst を、５〜１５としたこと
    を特徴とする請求項２または３に記載の符号分割多重通
    信方式。
  5. 【請求項５】 前記プリアンブル部を構成する複数のバ
    ーストの繰り返し回数Ｎburst を、６〜１２としたこと
    を特徴とする請求項４に記載の符号分割多重通信方式。
  6. 【請求項６】 前記プリアンブル部の同期符号列のチッ
    プレートを、前記データ部のチップレートよりも高くし
    たことを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の符号
    分割多重通信方式。
  7. 【請求項７】 前記プリアンブル部の同期符号列のチッ
    プレートを、前記データ部のチップレートの２倍以上の
    整数倍としたことを特徴とする請求項６に記載の符号分
    割多重通信方式。
  8. 【請求項８】 前記データ部の直交符号のチップ長を６
    ４チップとしたことを特徴とする請求項１〜７の何れか
    に記載の符号分割多重通信方式。
  9. 【請求項９】 送信側では、ベースバンドデータに直交
    符号を乗算して得られるデータ部と、前記直交符号のチ
    ップ同期を受信側で確保するための同期符号列を含むプ
    リアンブル部とで構成された符号分割多重信号を、所定
    の中心周波数を有するキャリアで変調して送信し、受信
    側では弾性表面波マッチトフィルタによってプリアンブ
    ル部中の同期符号列から相関ピークを検出し、この検出
    タイミングに基づいて発生させた直交符号により受信し
    たデータ部のベースバンドデータを復調する符号分割多
    重通信方式において、 前記プリアンブル部の、少なくとも１つの同期符号列よ
    りなる同期パケット部分と、それに続くダミー部分とで
    構成される同期バーストの時間Ｔburst と、前記データ
    部の１つのシンボルの時間Ｔsymbolとを一致させたこと
    を特徴とする符号分割多重通信方式。
  10. 【請求項１０】 前記プリアンブル部を、複数の同期バ
    ースで構成したことを特徴とする請求項９に記載の符号
    分割多重通信方式。
  11. 【請求項１１】 前記プリアンブル部中の複数の同期バ
    ーストの繰り返し回数を、５〜１５としたことを特徴と
    する請求項１０に記載の符号分割多重通信方式。
  12. 【請求項１２】 前記プリアンブル部中の複数の同期バ
    ーストの繰り返し回数を、６〜１２としたことを特徴と
    する請求項１１に記載の符号分割多重通信方式。
  13. 【請求項１３】 前記プリアンブル部の同期符号列のチ
    ップレートを、前記データ部のチップレートよりも高く
    したことを特徴とする請求項９〜１２の何れかに記載の
    符号分割多重通信方式。
  14. 【請求項１４】 前記プリアンブル部の同期符号列のチ
    ップレートを、前記データ部のチップレートの２倍以上
    の整数倍としたことを特徴とする請求項１３に記載の符
    号分割多重通信方式。
  15. 【請求項１５】 前記データ部の直交符号のチップ長を
    ６４チップとしたことを特徴とする請求項９〜１４の何
    れかに記載の符号分割多重通信方式。
  16. 【請求項１６】 送信側では、ベースバンドデータに直
    交符号を乗算して得られるデータ部と、前記直交符号の
    チップ同期を受信側で確保するための同期符号列を含む
    プリアンブル部とで構成された符号分割多重信号を、所
    定の中心周波数を有するキャリアで変調して送信し、受
    信側では弾性表面波マッチトフィルタによってプリアン
    ブル部中の同期符号列から相関ピークを検出し、この検
    出タイミングに基づいて発生させた直交符号によって受
    信したデータ部のベースバンドデータを復調する符号分
    割多重通信方式において、 受信側において前記弾性表面波マッチトフィルタで検出
    される相関ピークのタイミングに基づいて発生される直
    交符号と、受信した符号分割多重信号とを乗算して狭帯
    域変調信号を取り出し、この狹帯域変調信号を、受信側
    に設けた局部発振器から発生されるキャリアを用いて復
    調して元のベースバンドデータを再生することを特徴と
    する符号分割多重通信方式。
  17. 【請求項１７】 前記受信側に設けた局部発振器から、
    前記送信側において発生されるキャリアの中心周波数に
    等しい周波数を有するキャリアを発生させ、このキャリ
    アと前記狹帯域変調信号とを乗算して前記ベースバンド
    データを復調することを特徴とする請求項１６に記載の
    符号分割多重通信方式。
  18. 【請求項１８】 前記受信側に設けた局部発振器から、
    前記送信側において発生されるキャリアの中心周波数と
    は異なる周波数のキャリアを発生させ、このキャリアと
    前記狹帯域変調信号とを乗算して得られる差周波数の狹
    帯域変調信号を取り出し、この差周波数の狹帯域変調信
    号を復調して前記ベースバンドデータを復調することを
    特徴とする請求項１６に記載の符号分割多重通信方式。
  19. 【請求項１９】 前記プリアンブル部を、少なくとも１
    つの同期符号列よりなる同期パケット部分と、それに続
    くダミー部分とで構成される同期バーストを複数回繰り
    返して構成し、この同期バーストの時間Ｔburst を前記
    データ部の１つのシンボルの時間Ｔsymbolの整数倍とし
    たことを特徴とする請求項１６〜１８の何れかに記載の
    符号分割多重通信方式。
  20. 【請求項２０】 前記プリアンブル部の同期バーストの
    時間Ｔburst を前記データ部の１つのシンボルの時間Ｔ
    symbolと一致させたことを特徴とする請求項１９に記載
    の符号分割多重通信方式。
  21. 【請求項２１】 前記プリアンブル部中の複数の同期バ
    ーストの繰り返し回数を、５〜１５としたことを特徴と
    する請求項２０に記載の符号分割多重通信方式。
  22. 【請求項２２】 前記プリアンブル部中の複数の同期バ
    ーストの繰り返し回数を、６〜１２としたことを特徴と
    する請求項２１に記載の符号分割多重通信方式。
  23. 【請求項２３】 前記プリアンブル部の同期符号列のチ
    ップレートを、前記データ部のチップレートよりも高く
    したことを特徴とする請求項１６〜２２の何れかに記載
    の符号分割多重通信方式。
  24. 【請求項２４】 前記プリアンブル部の同期符号列のチ
    ップレートを、前記データ部のチップレートの２倍以上
    の整数倍としたことを特徴とする請求項２３に記載の符
    号分割多重通信方式。
  25. 【請求項２５】 前記データ部の直交符号のチップ長を
    ６４チップとしたことを特徴とする請求項１６〜２４の
    何れかに記載の符号分割多重通信方式。
  26. 【請求項２６】 前記弾性表面波マッチトフィルタを、
    窒化アルミニウム薄膜を構成要素の一部とする弾性表面
    波マッチトフィルタで構成したことを特徴とする請求項
    １〜２５の何れかに記載の符号分割多重通信方式。
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