JPH08139637A

JPH08139637A - スペクトル拡散復調装置

Info

Publication number: JPH08139637A
Application number: JP6274459A
Authority: JP
Inventors: Yukinobu Ishigaki; 行信石垣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1993-11-29
Filing date: 1994-10-13
Publication date: 1996-05-31

Abstract

(57)【要約】【目的】ＡＧＣ回路を不要にし、しかも同期検出可能
な受信信号のダイナミックレンジを拡げて、受信電波の
レベルが大幅に変動しても確実に復調できるＳＳ復調装
置を提供する。【構成】逆拡散用拡散符号を生成するＰＮＧ3 と、受
信ＳＳ変調波に拡散符号を乗算して逆拡散復調する逆拡
散復調手段2 と、逆拡散復調出力に含まれる搬送波成分
を抽出して搬送波を再生する搬送波再生回路15と、再生
された搬送波と逆拡散復調出力とを乗算することにより
復調して元の情報信号を得る１次復調手段14と、搬送波
再生回路15に含まれる位相同期ループ11にて得られる誤
差信号中のノイズレベルを識別して同期検出用信号を出
力するレベル識別回路5 等を備えて構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散通信方式
の受信部等に用いられるスペクトル拡散｛以下“ＳＳ”
と略記する｝復調装置の改善に係り、特に、従来必須の
構成要素であった比較的高価な自動利得制御（ＡＧＣ）
回路を不要とし、且つ、ＳＳ復調出力信号に特定の信号
処理を施すことにより１次復調用の搬送波を再生する手
段や、弱入力受信時や符号分割多重時のＳＳ同期検出を
良好にする手段を備えた、スペクトル拡散復調装置に関
する。

【０００２】

【技術的背景】伝送用信号としてＳＳ変調波を用いるＳ
Ｓ通信において、昨今の技術進歩と民生分野への展開に
は目覚しいものがある。特に、ＳＳ通信の利用が特殊業
務用分野から民生分野へ移行するに従って、回路の簡素
化，低価格化，応用範囲の拡大化など、種々の技術の追
求に一層の拍車がかけられている。そうした中で、従来
の常識を打破する技術改善も要求されており、本発明装
置もそのような改良発明の１つである。

【０００３】

【従来の技術】従来のＳＳ復調装置の概略構成及び動作
について、図１，図２を併せ参照して簡単に説明する。
図１は従来のＳＳ復調装置９の主要部を示す概略ブロッ
ク図、図２は同期確立前の時間帯における動作説明用の
信号波形図である。ＳＳ復調装置９はＡＧＣ回路１，乗
算器（逆拡散復調手段）２，ＰＮＧ（拡散符号発生回
路）３，ＢＰＦ（帯域濾波器）４，レベル識別回路５，
制御信号発生回路６，１次復調回路（１次復調手段）
７，局部発振器８，切換えスイッチSw等を備え、これら
を図示の如く結線して構成される。

【０００４】なお、かかるＳＳ復調装置９に信号（ＳＳ
変調波）を生成して送信し得るＳＳ変調装置としては、
例えば当社先願である特願平４−３６０９８０号「スペ
クトル拡散変調及び／又は復調装置」等に記載された構
成のものを用いれば良いので、本明細書ではその具体的
な説明は省略する。

【０００５】アンテナAnにて受信されたＳＳ変調波(A)
は、図示しないＢＰＦや中間周波変換手段等を介してＡ
ＧＣ回路１に供給され、ここで適当なレベルに増幅乃至
減衰された後、逆拡散復調用の乗算器２に供給される。
一方、局部発振器８より切換えスイッチSw（及び場合に
よっては分周器等）を介してクロック信号(C) をＰＮＧ
３に供給し、ここで拡散符号を生成して乗算器２に供給
している。これにより、乗算器２ではＳＳ変調波(A) と
の乗算による逆拡散が行われる。

【０００６】ＢＰＦ４を介しての乗算器２の逆拡散復調
出力は、同期確立前の刻帯においては図２に示すような
信号波形となっており、このうち(b),(d) が相関点、
(a),(c),(e）が非相関期間である。かかる逆拡散復調出
力をＢＰＦ４を介してレベル識別回路５に供給してレベ
ルの大小を識別し、相関点(b) 又は(d)(のピーク値）を
検出する。そしてこれを制御信号発生回路６にて制御信
号化し、同期捕捉用信号として切換えスイッチSwに供給
する。

【０００７】同期捕捉用信号の入来により、切換えスイ
ッチSwの接点は入力端子In1 側に切換わり、ＰＮＧ３へ
は、ＳＳ変調装置側におけるクロック信号と同期の取れ
たクロック信号(C) がクロック信号生成手段（図示せ
ず）より供給されるようになり（即ち同期確立）、従っ
てＰＮＧ３で生成される拡散符号はＳＳ変調装置側にお
ける拡散符号と等価なものになって、ＳＳ復調（即ち２
次復調）動作が成立する。この状態での逆拡散復調出力
レベルは、図２における相関点(b) 又は(d) のピーク値
と略同レベルとなる。かかるＳＳ復調出力は、１次復調
回路７においてＰＳＫ復調等の１次復調を施されて、元
の情報信号が出力端子Out1より得られる。

【０００８】かかるＳＳ復調動作における同期捕捉のた
めのレベル識別において、最重要な働きを有する回路の
１つがＡＧＣ回路１である。その理由として、ＳＳ変調
波の受信入力レベルは、周知の如く受信電界強度の変動
によって常にレベル変動しているので、レベル識別回路
５においてレベルの大小やピーク値を正しく検出するた
めに、ＳＳ変調波(A) のレベルを常にほぼ一定に保つ働
きを有するＡＧＣ回路１は必須の構成要素となってい
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このように、ＳＳ復調
装置９においては、ＡＧＣ回路１の存在及び働きは非常
に重要で、ＳＳ通信における正常な同期検出はＡＧＣ回
路１が理想的に働いている場合に達成できるが、一般に
理想的なＡＧＣ回路を実現するには回路構成が一層複雑
になるので経済的にも非常に困難であり、現実的には、
受信レベルの大幅な変動によりＳＳ同期検出ポイント
（相関点）にずれが生じたり、検出不能に陥る等の問題
があった。また、これまでの説明は、受信入力レベルが
微弱であっても入力レベルが受信復調可能レベルにおけ
るもので、相関点と非相関点におけるレベル差が極度に
少ない受信Ｃ／Ｎ（電力対雑音比）の悪化しているよう
な場合は、ＳＳ同期検出は不能に陥ることは言うまでも
ない。

【００１０】また、情報信号速度の高速化が進につれ
て、相関点(b)、(d) と非相関点(a)、(c)、(e) におけるレ
ベル差が少なくなり、高速化設計の場合では１次変調波
の影響による振幅変動分が粗くなり、相関点レベルの検
出は困難となる。従って、従来システムでは、ＳＳ方式
における処理利得（Ｇｐ：プロセスゲインの事で、情報
信号速度で拡散符号速度を割った値のデシベル表示値）
がある程度大きな値（２０ｄＢ以上）で、ＳＳ方式の特
長の一つである耐妨害性能をあまり下げないようにして
使用しているため、相関点のレベル検出は程々の検出を
可能としている。

【００１１】また、これまでの説明は、ＳＳ方式におけ
る処理利得が比較的大きく取れてＳＳ方式の特長の一つ
である耐妨害性能が大きく取れるように設計したＳＳ方
式の場合の説明である。ところが、情報信号速度の高速
化への動向に対応して、ＳＳ方式の基本性能を引き出す
処理利得の値が高く得られないＳＳ方式においては、相
関点における同期検出ポイントが１次変調波の情報速度
の高さの影響から一種の振幅変調される現象（逆拡散復
調出力段に使用するＢＰＦの帯域制限の影響等もある）
が生じるため、同期検出ポイントがずれる問題や、同期
検出が不能に陥る問題があった。そこで、このような問
題が原理的に生じない画期的なＳＳ同期検出方法や、そ
の方法を実現し得るＳＳ復調装置の出現が望まれてい
た。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明のＳＳ復調装置
は、逆拡散用の拡散符号を生成する拡散符号発生回路
(3）と、受信したスペクトル拡散変調波に拡散符号を乗
算して逆拡散復調する逆拡散復調手段(2) と、逆拡散復
調出力に含まれる搬送波成分を抽出して搬送波を再生す
る搬送波再生回路(15)と、再生された搬送波と上記逆拡
散復調手段からの出力信号とを乗算することにより復調
して元の情報信号を得る１次復調手段(14)と、上記搬送
波再生回路に含まれる位相同期ループ(11)にて得られる
誤差信号中のノイズレベルを識別して同期検出用信号を
出力するレベル識別回路(5) 等を備えて構成することに
より、上記課題を解決したものである。

【００１３】

【実施例】本発明のＳＳ復調装置の第１実施例につい
て、図３を参照し乍ら説明する。図３は本発明第１実施
例のＳＳ復調装置１０の主要構成を示すブロック図であ
り、この図において図１に示した従来装置９と同一構成
部分には同一符号を付して、その詳細な説明を省略す
る。

【００１４】図中、１４，１６，１９は乗算器、１７は
ＢＰＦ、１８は振幅制限増幅器（リミッタアンプ）、２
１はＶＣＯ（電圧制御発振器）、２２は移相回路、２３
は分周器、２４はループフィルタ（ＬＦ）、２５はＬＰ
Ｆ（低域濾波器）であり、これらを図示の如く結線して
いる。この内、乗算器１９，ＬＦ２４，ＶＣＯ２１によ
って位相同期ループ（ＰＬＬ）１１が形成され、更にこ
れを含んで一点鎖線で囲んだ構成にて、１次復調用のキ
ャリヤ（搬送波）を再生しているので、これを便宜上、
搬送波再生回路１５と呼ぶことにする。

【００１５】即ち、乗算器１４はＢＰＦ４を介して供給
される逆拡散復調出力に搬送波を乗ずることにより１次
復調しており、この搬送波も逆拡散復調出力に特定の信
号処理を施すことにより再生しているので、同期検波方
式の１次復調手段である。なお、ＰＬＬ１１内のＬＦ２
４は、乗算器１９にて得られる２種類の乗算信号のうち
差信号成分のみを抽出する１種のＬＰＦである。

【００１６】次に、本発明装置１０の機能，動作につい
て、図４の信号波形図を併せ参照して説明する。図４
[A] は同期確立前における乗算器１９からの逆拡散復調
出力信号の波形、図４[B] はＬＦ２４の出力であるノイ
ズ（誤差出力）信号波形（Ｅe）であり、両図は時間軸
を揃えて示している。ここで「ノイズ」と呼んでいるの
は伝送中に混入するノイズのことではなく、拡散変調用
信号として擬似雑音符号を用いており、同期が取れない
間は通常のノイズと同様の波形となることによる。な
お、図４[A] は前記図２と同様の波形の如く示されてい
るが、本発明装置１０はＡＧＣ回路を備えていないの
で、この波形の大きさ自体も、受信電界強度の変動に伴
って時間的に変動することになる。

【００１７】アンテナAnにて受信されたＳＳ変調波(A)
は、図示しないＢＰＦ等を介して逆拡散復調用の乗算器
２に供給される。このＳＳ変調波(A) は、振幅をＡ，拡
散符号をＰ(t),情報信号をｄ(t),搬送波を cosωｔとす
ると、ＡＰ(t）ｄ(t)cosωｔと表される。なお、Ｐ(t)
とｄ(t) は＋１と−１の値のみからなる２値信号であ
る。一方、乗算器２には、局部発振器８からのクロック
信号(C) を基にＰＮＧ（拡散符号発生回路）３にて生成
された拡散符号Ｐ(t−τ) が供給されている。なお、τ
は正規の拡散符号に対する位相（時間）差成分である。

【００１８】これにより、乗算器２からはＡＰ(t）Ｐ(t
−τ）ｄ(t)cosωｔなる逆拡散復調出力が得られるが、
図４に示す相関点(b),(d) では周知の如く位相差成分τ
＝０となるから、逆拡散復調出力はＡＰ²(t）ｄ(t)cos
ωｔとなる。更に、Ｐ²(t）は１であるので、乗算器２
からの出力信号は結局Ａｄ(t)cosωｔで表わせる。

【００１９】逆拡散復調出力をＢＰＦ４を通して得た出
力は図４に示す[A] であり、相関点(b),(d) では拡散さ
れているＳＳ変調波が元の１次変調波に戻されているポ
イントであり、ＢＰＦ４の通過帯域に一致して狭帯域化
されている変調波であり、搬送波電力はＢＰＦ４でロス
なく伝送されて得られる。また、図４に示す非相関点
(a),(c),(e)では逆拡散復調出力は広帯域に拡散されて
いる信号であるため、狭帯域のＢＰＦ４を伝送すること
によりかなりの電力ロスが生じて、相関点と非相関点に
おけるレベル差が生じる。従来方式ではこのレベル差を
検出して同期ポイントを見つけＳＳ同期を行っていたこ
とは説明した通りである。

【００２０】かかるＢＰＦ４を通した逆拡散復調出力
は、搬送波再生回路１５に含まれる乗算器１６の両入力
端子に供給される。従って乗算器１６では２乗動作とな
り、これにより周波数も２倍(2ω）となるので、乗算器
１６では搬送波周波数を２逓倍したことになる。一方、
復調情報信号ｄ(t) はｄ²(t)(＝１）となって直流化す
るので、後段のＢＰＦ１７の伝送特性を周波数２ωの信
号が通過するよう設計すれば、ＢＰＦ１７の出力は (1/
2)Ａ²cos2ωｔとなり、搬送波の２倍の周波数成分（搬
送波生成用信号）のみが伝送される。

【００２１】かかるＢＰＦ１７からの出力信号は、振幅
制限増幅器１８にて充分増幅されると共に所定のレベル
以上はカットされて、ＰＬＬ１１に含まれる乗算器１９
に供給される。乗算器１９にはＶＣＯ２１の出力も供給
されているので、ここで両信号の位相比較が行なわれ
（従って乗算器１９は位相比較器とも呼ばれる）、更に
ループフィルタ２４により図４[B] に示されるような波
形の信号となって、ＶＣＯ２１及びレベル識別回路５に
出力される。なお、ＶＣＯ２１はその発振角周波数を周
知の如く入力信号の角周波数に近付けて合致すべく機能
する。

【００２２】この図４[B] から明らかなように、誤差信
号のレベル（ノイズレベル）は相関点(b),(d) において
極小となるので、これを検出することによりレベル識別
回路５での相関点の検出が可能となる。ここで、位相同
期ループはＦＭ復調として使用できることは周知の通り
であるが、別の角度から波形観察を試みる。図４[A] の
波形は相関点(b) や(d) はノイズ（拡散成分）が少なく
て搬送波レベルが大きい、即ちＣ／Ｎ (電力対雑音比)
の大きい無変調搬送波状態を示し、非相関点 (a),(c),
(e)では、拡散成分が大きいにもかかわらず搬送波レベ
ルは小さい、即ちＣ／Ｎの小さい無変調搬送波状態を示
している。この様な信号波形をＦＭ検波した場合は、搬
送波時のＣ／ＮとＦＭ復調後の復調出力時のＳ／Ｎとで
は基本的に異なる点がある。

【００２３】例えば、森北出版 (株) 発行の「ノイズ入
門」F.R.コナー原著の８８〜９７頁に示されているよう
に、エンベロープ検波 (ＡＭ復調) 時のノイズとＦＭ復
調時のノイズとでは条件にもよるが一般に、搬送波時の
Ｃ／ＮよりＦＭ復調後のＳ／Ｎの方が遥かに大きく取れ
ることが示されている。即ち、従来方式は図４[A] をエ
ンベロープ検波してレベル識別するのに対し、本発明の
方式はＣ／Ｎの変化する搬送波をＦＭ復調して復調ノイ
ズ（図４[B] ）の大小を識別しているから、従来方式に
比べて同期検出能力は遥かに高いことを意味する。

【００２４】レベル識別回路５からの相関点の検出出力
は、次段の制御信号発生回路６に供給して制御信号化
し、更にこの制御信号を同期捕捉用信号として切換えス
イッチ（スイッチング回路）Swに供給する。これによ
り、切換えスイッチSwは接続を局部発振器８から入力端
子In1 側に切換えるが、相関点(b) や(d) においては、
入力端子In1 へはＳＳ変調装置（送信側）でのクロック
信号と等価なクロック信号(C) が従来例同様供給される
ので、同期が確立してＳＳ復調（即ち２次復調）動作が
成立するわけである。

【００２５】ところで前記の如くＢＰＦ４の出力は、受
信電界強度レベルに従って変動するが、ＰＬＬ１１の前
段で振幅制限増幅器１８を使用しているので、ＰＬＬ１
１に供給されるレベルは通常の受信可能な電界強度では
ほぼ一定（前記所定のレベル）となり、ループフィルタ
２４より得られる誤差信号中のノイズレベルは、受信電
界強度変動下でも変動することがなくなり、これにより
確実な相関点（同期点）の検出が可能となる。

【００２６】なお、ＳＳ同期の確立後においては、ＶＣ
Ｏ２１からの出力信号は、搬送波再生回路１５における
入力信号（ＢＰＦ４出力中の搬送波成分）の位相に対し
てπ／2 だけシフトしているので、移相回路２２でその
シフト量を補正する。更に、乗算器１６での２乗動作に
より２倍の周波数となっているので、次段の分周器２３
にて周波数を 1／2 にして復調用搬送波 cosωｔを得
る。この搬送波を１次復調用の乗算器１４に供給してＢ
ＰＦ４からのＳＳ復調出力（即ち１次変調波）と乗算
（同期検波）することにより、ＰＳＫ復調等の１次復調
が達成できる。更にＬＰＦ２５にて不要な成分を除去し
て出力端子Out2より復調情報信号ｄ(t) を得るわけであ
る。このＬＰＦ２５は原理的には無くても構わないが、
これを設ければ、Ｓ／Ｎの良い復調情報信号ｄ(t) が得
られる。

【００２７】以上の説明においては、ＳＳ復調における
相関点の検出を行なうために、ＰＬＬ１１に含まれるＬ
Ｆ２４より得られる誤差信号出力レベル（ノイズレベ
ル）を用いるものとしたが、これに限らず、例えば図５
に第１実施例装置１０の変形例としてその主要部を示す
ように、ノイズ検出回路２７を備え、これにＬＦ２４の
前段である乗算器１９の出力を供給し、ノイズレベルを
ここで識別することにより相関点を検出するよう構成し
ても良い。なお、ノイズ検出回路２７は１次変調用のキ
ャリア周波数帯域以上を除去した信号成分のレベルを検
出しており、ＬＰＦを含んで構成されている。従ってそ
の出力波形は図４[B] に類似したものとなる。

【００２８】かかる構成によれば、ノイズレベル識別用
の信号をＬＦ２４の前段から得ている。従って、ＰＬＬ
１１のループ帯域外のノイズレベルも図４[B] のように
ある程度の値となる（ＬＦ２４の出力はループ帯域外で
は殆ど０となる）ので、何らかの原因により同期が外れ
た場合でも、ノイズレベルの判別により相関点を検出で
きるという特長もある。なお、この図５において図３に
示した第１実施例装置１０と同一構成部分には同一符号
を付して、その詳細な説明を省略する。

【００２９】次に、本発明のＳＳ復調装置の第２実施例
について、図６を参照し乍ら説明する。図６は本発明第
２実施例のＳＳ復調装置３０の主要部を示すブロック構
成図であり、前記図３及び図５のいずれにもない構成要
素として増幅器２６を設けている。これは復調情報信号
の波形整形用であり、受信電界強度の変動により１次復
調出力レベルが変動して、乗算器２８における情報信号
成分の打消し動作が損なわれるのを防ぐために使用され
る。この増幅器２６以外は図３の第１実施例装置１０や
図５の変形例装置２０とほぼ同一の構成なので、同一符
号を付してその詳細な説明を省略する。

【００３０】第２実施例装置３０における第１実施例装
置１０との主な相違点は、乗算器２８の２つの入力端子
のうちの一方を出力端子Out2に接続することにより、Ｌ
ＰＦ２５の出力を増幅器２６を介して供給している。従
って、乗算器２８は後述する動作原理により、逆拡散復
調出力中の変調情報成分を復調情報信号により打消す逆
変調手段として機能する。また、第１実施例装置１０に
おける分周器(23)は不要になる。なお、ＰＬＬ１１より
制御信号発生回路６に至る回路構成は、図５に示した変
形例装置２０と同様のものを用いているが、その部分を
図３の第１実施例装置１０と同様に構成することも可能
である。

【００３１】次に、本発明第２実施例装置３０の機能，
動作について、前記図４の信号波形図を併せ参照して説
明する。アンテナAnにて受信されたＳＳ変調波(A) は、
図示しないＢＰＦ等を介して逆拡散復調用の乗算器２に
供給される。このＳＳ変調波(A) は、振幅をＡ₁とする
と、第１実施例と同様にしてＡ₁Ｐ(t）ｄ(t)cosωｔと
表わされる。一方、乗算器２には局部発振器８からのク
ロック信号(C) を基にＰＮＧ（拡散符号発生回路）３に
て発生された拡散符号Ｐ(t−τ）が供給されている。

【００３２】これにより、乗算器２からはＡ₁Ｐ(t）Ｐ
(t−τ）ｄ(t)cosωｔなる逆拡散復調出力が得られる
が、図４に示す相関点(b),(d）では周知の如く位相成分
τ＝０となるから、逆拡散復調出力はＡ₁Ｐ²(t）ｄ
(t)cosωｔとなる。なお、Ｐ²(t) は１であるので、Ｂ
ＰＦ４により狭帯域化された逆拡散復調出力は、結局Ａ
₁ｄ(t)cosωｔとなり、相関点(b),(d) の瞬時において
ＰＳＫ変調波として得られることになる。一方、非相関
点(a),(c),(e）では、ＢＰＦ４の出力はＡ₁Ｐ(t）Ｐ(t
−τ）ｄ(t） cosωｔとなる｛図４[A] 参照｝。但し、
厳密にはＢＰＦ４によりフィルタリングされるので、通
常はこの数式の上に（バー）を付して表記してい
る。

【００３３】かかるＢＰＦ４の出力は乗算器２８に供給
される。相関点(b),(d) では、乗算器２８には波形整形
用の増幅器２６を介して復調情報信号ｄ(t) が供給され
る（ＬＰＦ２５等による遅延は考えないとする）ので、
その乗算出力はＡ₁ｄ²(t)cosωｔとなる。ここで、ｄ
(t) ＝１又は−１なので、当然ｄ²(t) ＝１となり、従
って逆拡散復調手段（乗算器２）からの出力信号中の変
調情報成分は復調情報信号との乗算により打消されたこ
とになり、ＢＰＦ１７からは抽出された搬送波Ａ₁ cos
ωｔが出力される。抽出された搬送波は振幅制限増幅器
１８を介してＰＬＬ１１内の乗算器１９に供給される。
ＰＬＬ１１は狭帯域なトラッキングフィルタとして動作
し、そのＶＣＯ２１の出力には、ジッタの殆ど無い良好
な再生搬送波が得られる。

【００３４】一方、非相関点では、ＰＬＬ１１に入来す
る信号はＢＰＦ１７で帯域制限された拡散されたままの
複雑な信号となるが、信号中に含まれる搬送波 cosωｔ
にＰＬＬ１１は同期することになり、拡散成分がノイズ
となってジッタの多い搬送波がＶＣＯ２１より出力され
る。そこで、位相比較出力である誤差信号はノイズ検出
回路２７に供給され、図４[A] の如き波形のノイズとし
て検出される。

【００３５】この様に、相関点と非相関点ではノイズ量
が大幅に異なるため、そのノイズレベルをレベル識別回
路５で識別し、この識別結果を基に制御信号発生回路６
において制御信号を発生させてスイッチSwを切り換える
わけである。入力端子In1 にはＳＳ変調装置（図示せ
ず）側での拡散符号発生用のクロック信号と等価なクロ
ック信号(C) が与えられているとすると、そのクロック
信号(C) がＰＮＧ３に供給されるので、相関点(b）又は
(d）においてτ＝０の拡散符号Ｐ(t) が発生開始とな
る。従って、同期保持機構（図示せず）により拡散符号
Ｐ(t) は持続して発生することになり、乗算器２からは
Ａ₁Ｐ²(t）ｄ(t)cosωｔなる逆拡散復調出力が持続し
て得られる｛Ｐ²(t)=１｝。

【００３６】これにより、乗算器２８にはＢＰＦ４から
の変調波Ａ₁ｄ(t)cosωｔと共に、波形整形用の振幅制
限増幅器２６を介して復調情報信号（ＰＳＫ復調出力）
ｄ(t) が持続して供給されるので、その乗算出力はＡ₁
ｄ²(t)cosωｔとなり｛ｄ²(t)=１｝、ＢＰＦ１７の出
力にはＡ₁cos ωｔなる搬送波のみが抽出されて得られ
る。抽出された搬送波は振幅制限増幅器１８を介してＰ
ＬＬ１１内の乗算器１９に供給される。この振幅制限増
幅器１８は、受信電界強度による受信搬送波のレベル変
動に対して一定振幅を保つために使用されており、従来
装置９に用いられるＡＧＣ回路１の機能も代用してお
り、更にＡＧＣ回路使用時の受信信号のダイナミックレ
ンジを遥かに凌ぎ、ＡＧＣ回路では対応できない１３０
ｄＢ程度のダイナミックレンジを得ることができる。

【００３７】また、トラッキングフィルタとして用いら
れるＰＬＬ１１は、その機能として、抽出された搬送波
に含まれるノイズや不要な周波数成分を抑圧し、ＰＳＫ
変調波を同期復調するための高品位な搬送波を再生する
ためと、乗算器１９の出力に現れるＳＳ同期時とＳＳ非
同期時のノイズレベルの変化を検出して、ＳＳ同期捕捉
動作を行うためのノイズ検出用ＰＬＬを兼ねていること
は既述の通りである。

【００３８】なお、乗算器１９により位相比較を行う
と、入力搬送波に対してＶＣＯ２１より出力される再生
搬送波の位相は９０度シフトするため、移相回路２２に
て９０度の移相を行い、入力搬送波と再生搬送波の位相
を合わせている。これにより、移相回路２２の出力は振
幅をＡ₂とする再生搬送波Ａ₂ cosωｔとなって乗算器
１４に供給され、ここでＢＰＦ４からの出力Ａ₁ｄ(t)c
osωｔとの乗算による同期復調が行われる。従って、乗
算出力は (Ａ₁Ａ₂／２) ｄ(t)(１＋cos2ωｔ)とな
り、ＬＰＦ２５にてcos2ωｔに関連した成分が除去され
て振幅がＡ₁Ａ_{2 ／２}なる復調情報信号ｄ(t) が得られ
る。

【００３９】ところで、入力ＳＳ変調波の電界強度レベ
ルに対して振幅Ａ₁は変動するが、前記の如く波形整形
用の増幅器２６（電圧コンパレータとして動作する）を
用いているので、復調情報信号ｄ(t) の振幅はほぼ一定
となって出力端子Out2より出力される。

【００４０】本発明のＳＳ復調装置の第３実施例につい
て、図７、図８、図９、図１０を参照しながら説明す
る。図７は本発明の第３実施例のＳＳ復調装置４０の主
要部を示すブロック構成図である。なお、前記した図６
の構成とほぼ同一の構成には、同一符号を付してその詳
細な説明は省略する。

【００４１】第３実施例装置４０における第２実施例装
置３０との主な相違点は、再生搬送波生成回路１５に遅
延時間がＬＰＦ２５等による遅延時間Ｔと等しい遅延回
路３１を設け、乗算器２８に供給されるＢＰＦ４の出力
と乗算器（電圧コンパレータ）２６からフィードバック
される復調情報信号ｄ(t-T) との時間 (位相) ずれを合
致させるようにした点と、ノイズ検出回路２７の次段
に、非線形検波回路３２を設けて、より良好に相関点と
非相関点との識別を可能にした点である。

【００４２】図８は本発明のＳＳ復調装置におけるＳＳ
同期検出部の波形説明図であり、図８中、各波形はＳＳ
同期の捕捉時におけるスライディング相関用発振器８を
拡散符号発生器３に供給し続けた場合の各部の波形を示
したものである。同図[A] はＢＰＦ４の相関出力信号波
形を示し、従来方式では、既に説明した通りこの相関出
力信号を用いてＳＳ同期捕捉を行っている。同図[B] は
同図[A] の波形が得られる時のノイズ検出回路２７の出
力信号波形で、相関ピーク点(b),(d) においてノイズレ
ベルは最小となっている事を示している。同図[C] はＳ
Ｓ同期捕捉が極めて困難な、受信電界強度が受信復調限
界以下の場合や符号分割多重時の多重数が受信復調限界
を超えた場合のＢＰＦ４の出力信号波形を示している。
この波形は説明の容易さから波形レベルを同図[A] の波
形とほぼ等しく示しているが、受信電界強度の変動等で
実際には異なることは言うまでもない。同図[D] は同図
[C] の波形が得られる時のノイズ検出回路２７の出力信
号波形である。同図[E] は同図[A] 及び[C] の波形が得
られる時の非線形検波回路３２の出力信号波形を示して
いる。

【００４３】次に、本発明第３実施例装置４０の機能，
動作について、前記図８の信号波形図を併せ参照して説
明する。第２実施例と同様、アンテナAnにて受信された
ＳＳ変調波(A) をＡ₁Ｐ(t) ｄ(t)cosωｔ、ＰＮＧ３に
て発生された拡散符号をＰ(t−τ) とすると、乗算器２
からはＡ₁Ｐ(t）Ｐ(t−τ) ｄ(t)cosωｔなる逆拡散復
調出力が得られ、ＢＰＦ４を介して乗算器１４及び搬送
波再生回路１５に供給される。相関点｛図８に示した
(b),(d) ｝では、乗算器２８には増幅器２６を介してＬ
ＰＦ２５等の遅延Ｔの影響を受けた復調情報信号ｄ(t-
T) が供給されると共に、遅延回路３１を介して遅延Ｔ
の影響を受けた１次変調波Ａ₁ｄ(t-T) cos(ωｔ−ωT
) との乗算による逆変調が行われる。従って、乗算器
２８の出力はＡ₁ｄ²(t-T) cos(ωｔ−ωT ) となり、
ｄ²(t-T) は１であるから、結局Ａ₁cos(ωｔ−ωT )
となって基本的に搬送波が抽出される。

【００４４】一方、非相関点｛図８に示した(a),(c),
(e) ｝では、上述したようにジッタの多い搬送波がＶＣ
Ｏ２１より出力される。位相比較器１９（図６の乗算器
１９と同様の機能をもつ）の出力である誤差信号はノイ
ズ検出回路２７に供給され、図８[B] の如き波形のノイ
ズとして検出され、非線形検波回路３２で図８[E] の如
くノイズレベル差が拡大され、レベル識別回路５でノイ
ズレベルが識別される。この識別結果を基に制御信号発
生回路６において制御信号を発生させてスイッチSwが切
換えられ、クロック信号(C) がＰＮＧ３に供給され同期
が確立する。

【００４５】移相回路２２では同期復調用乗算器１４に
供給されている逆拡散復調出力中の搬送波Ａ₁ cosωｔ
の位相とＶＣＯ２１の再生搬送波Ａ₂cos(ωｔ−ωT −
θ)の位相とを一致させるために使用しており、移相回
路２２からは振幅Ａ₂の再生搬送波Ａ₂ cosωｔが出力
される。尚、位相差θは、ＰＬＬ１１の基本動作時にお
ける位相比較器１９に与えている搬送波位相である。

【００４６】従って、同期復調出力は既に説明したよう
に (Ａ₁Ａ₂／２) ｄ(t)(１＋cos2ωｔ) なる式で表さ
れるが、搬送波成分はＬＰＦ２５により除去され、次段
の乗算器２６で波形整形されて遅延Ｔの影響を受けた復
調情報信号ｄ(t-T) として出力端子Out4に出力される。

【００４７】次に、非線形検波回路について説明する。
図９は非線形検波回路の一回路例であり、図１０はその
動作波形説明図である。ここで、非線形検波回路５０の
Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 、Ｒ5 、Ｒ6 は抵抗、Ｄ1 、Ｄ
2 はダイオード、Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 はトランジスタで、
端子４１にはＶcc／２の電圧が供給されており、増幅器
４２の直流電圧レベルはＶcc／２、レベル識別回路５の
入力増幅器４３の入力抵抗は小さいものとする。また、
Ｒ1 ＝Ｒ2 、Ｄ1 ＝Ｄ2 、Ｒ3 ＝Ｒ4 、Ｑ1 とＱ2 は相
補対称特性であり、Ｒ5 ＝Ｒ4//Ｒ6 （並列接続）とす
る。

【００４８】Ｑ1 はそのベース電圧が、端子４１の電圧
Ｖcc／２よりＱ1 のベース−エミッタ間電圧とＤ2 の順
電圧との和の値（スレシュホールドレベル、図１０の＋
ＳＨＬ）以上上がった時にオンとなり、Ｑ2 はそのベー
ス電圧が、端子４１の電圧Ｖcc／２よりＱ2 のベース−
エミッタ間電圧とＤ2 の順電圧との和の値（スレシュホ
ールドレベル、図１０の−ＳＨＬ）以上下がった時にオ
ンとなるスイッチとして働き、更にＱ1 とＱ3 は位相反
転させるもので、Ｑ1 がオンとなるとＱ1 のコレクタ出
力はＶccからＶcc／２に下がり、Ｑ3 からコレクタ出力
（Ｖcc／２）が得られ、Ｑ2 がオンになるとＱ2 のコレ
クタ出力はＶcc／２となる。

【００４９】例えば、図１０に示した増幅器４２の出力
[A] (説明の簡便さからサイン波を使用) に対して、図
９の回路に示したＸ点には図１０[B] のような出力が得
られる。即ち、図１０[A] の＋ＳＨＬと−ＳＨＬの間は
非導通となり、結果的に図１０[B] のように＋半サイク
ルに対して−半サイクルが折り返された波形で、レベル
の揃った両波検波された波形が得られる。

【００５０】実際には図８[E] の如く、出力レベルの相
関点と非相関点との区別が良好につけられる出力信号波
形が得られる。そして、この出力は次段のレベル識別回
路５に供給されて良好に２値化され、同期捕捉用制御信
号発生回路６へ供給されて図１０の[A] の相関点のピー
ク時にSwがIn1 に切り換えられてIn1 より供給されてい
る正規のクロック信号(C) が拡散符号発生器３に供給さ
れてＳＳ同期捕捉動作が終了する。

【００５１】次に、本発明のＳＳ復調装置の第４実施例
について、図１１を参照し乍ら説明する。図１１は本発
明第４実施例のＳＳ復調装置５０の主要部を示すブロッ
ク構成図であり、前記第１〜３実施例と主に異なる点
は、フィルター回路５１を設けている点である。これは
相関点と非相関点とで検出されたノイズ成分の中に生じ
る情報成分の微分された不要成分を除去するものであ
る。なお、第１〜第３実施例とほぼ同一の構成部分に
は、同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

【００５２】次に、本発明第４実施例装置５０の機能、
動作について説明する。本実施例は、情報信号が比較的
高速の場合のＳＳ変調波のＳＳ変調波を適用した受信復
調装置例で、アンテナAnにて受信されたＳＳ変調波(A)
をＡ₁Ｐ(t) ｄ(t) cos(ωt- θ₀) 、ＰＮＧ３にて発
生された拡散符号をＰ(t−τ) とすると、乗算器２から
はＡ₁Ｐ(t) Ｐ(t−τ) ｄ(t) cos(ωt-θ₀) なる逆拡
散復調出力が得られ、ＢＰＦ４を介して乗算器１４及び
搬送波再生回路１５に供給される。なお、θ₀は搬送波
の初期位相を示す。相関点では、乗算器２８には増幅器
２６を介して（ＬＰＦ２５等の遅延時間をＴ₁とする）
遅延Ｔ₁の影響を受けた復調情報信号が供給される（こ
こでは−ｄ(t-T₁) としている）と共に、遅延回路３１
（遅延時間をＴ₂とする）を介して遅延Ｔ₂の影響を受
けた１次変調波Ａ₁ｄ(t-T₂) cos(ωt −ω T₂−
θ₀) との乗算による逆変調が行われる。ここで、Ｔ₁
＝Ｔ₂とすれば、乗算器２８の出力は−Ａ₁ｄ²(t-
T₁) cos(ωt −ω T₁−θ₀) となり、ｄ²(t-T₁)
は１であるから、結局−Ａ₁cos(ωt −ω T₁−θ₀)
となって基本的に搬送波が抽出される。

【００５３】一方、非相関点では、上述したようにジッ
タの多い搬送波がＶＣＯ２１より出力される。位相比較
器１９の出力である誤差信号はノイズ検出回路２７でノ
イズとして検出されて、櫛歯フィルタ５１へ供給され
る。ところで、情報信号速度が高速化すると１ビットに
対するＴ₁とＴ₂との僅かな遅延時間が無視できなくな
り、この差がノイズ検出時に影響してくるので、フィル
ター回路５１でその影響を除去している。

【００５４】これについての動作を図１２に従って説明
する。図１２は情報信号の遅延成分を説明する図であ
る。逆変調用乗算器２８には遅延回路３１からの出力中
の図１２[A] に示す情報信号ｄ（ t-T₂) と、増幅器２
６からの出力である図１２[B] に示す情報信号−ｄ（ t
-T₁) とが供給される。乗算器２８の出力は図１２[C]
に示す波形−ｄ(t-T₂) ×ｄ(t-T₁) となり、一種の微
分された出力が得られる。実際には、ＢＰＦ４の帯域制
限やノイズ検出回路２７の帯域制限等の影響を受けて、
実際に得られるノイズ検出回路２７における波形出力は
図１２[D] に示すものとなる。図１２[D] の波形は微分
状のノイズであり、微分成分が連続していれば近似的に
は図１２[a] に示すように（−π/2) ＜ωt ＜（π/2)
において(cosωt)²であり、 (π/2) ＜ωt ＜ ( 3π/
2) では零の波形で、展開式で示すと出力ｅ(t)は、 e(t)=(1/4)+(4/π){(1/3)cosωt+(1/15)cos3ωt-(1/105)cos5 ωt+…} (1) となる。

【００５５】図１３はＳＳ同期検出部の波形説明図で、
図１３[A] はＢＰＦ４の相関出力信号波形を示し、この
時のノイズ検出回路２７の出力は図１３[B] に示される
ように、相関点(b) で、図１２[D] に示すノイズが生じ
るため、何等かのノイズ除去手段が必要となる。図１４
は、そのノイズ除去用のフィルター回路５１の一例の櫛
歯フィルタの具体的回路例で、図１５はその周波数特性
を示す図である。

【００５６】これらの図において、櫛歯フィルタの簡単
な動作説明を行う。入力信号はｆ(t) 、遅延時間Ｔの遅
延器５２を経た信号はｆ(t-T) であり、加算器５３によ
り加算された加算出力ｇ(t) はｆ(t) ＋ｆ(t-T) とな
る。ここで、フーリエ変換対としてｆ(t) ←→Ｆ (ω)、
ｇ(t) ←→Ｇ (ω) 、伝達関数Ｈ (ω) ＝Ｇ (ω) ／Ｆ
(ω) とすれば、Ｇ (ω) ＝Ｆ (ω) (１＋ｅ^-jωT) (2) Ｈ (ω) ＝１＋ｅ^-jωT＝２ｅ^-j(ωT/2) cos (ωT/2) (3) より、絶対値｜Ｈ (ω) ｜は、｜Ｈ (ω) ｜＝２｜cos(ωT/2)｜ (4) となり、図１５[a] に示す特性となる。また同図[b] は
横軸を周波数とした図である。

【００５７】同図[c] は(1) 式に示した出力の周波数特
性の概略を示す図であり、ｆは基本波の周波数である。
従って、(1) 式に示した出力の基本波ｆと、櫛歯フィル
タの周波数特性で出力が零となる角周波数π／Ｔの周波
数が等しくなるように遅延器５２の遅延時間Ｔを設定す
れば、同図[c] に示した(1) 式の基本波ｆ、３ｆ成分、
５ｆ成分等は櫛歯フィルタのディップで除去、又は低減
可能となる。以上により、櫛歯フィルタを用いたフィル
ター回路５１のノイズ出力は図１３[C] に示すように相
関点と非相関点との識別が明確となる波形となり、次段
のレベル識別回路５によりレベル識別される。なお。フ
ィルター回路５１としては、他にノッチフィルタ等を用
いることができる。

【００５８】逆変調用乗算器２８の出力、−Ａ₁cos(ω
t −ω T₁−θ₀) は、振幅制限増幅器１８を介して位
相比較器１９に供給される。位相比較器１９に供給され
る信号は振幅制限された−Ａ₁´cos(ωt −ω T₁−θ
₀) と、ＶＣＯ２１の出力（入力搬送波に対して位相は
９０度シフトされる）Ａ₂sin(ωt −ω T₁−θ₁) と
が位相比較され、ループフィルタ２４の誤差電圧はＥsi
n(θ₀−θ₁) となる。ＰＬＬ１１がロックしている時
のθ₀−θ₁は小さな値であるから、誤差電圧は近似的
にＥ (θ₀−θ₁) がＶＣＯ２１に供給される。尚、位
相差θ₁は、ＰＬＬ１１の基本動作時における位相比較
器１９に与えている搬送波位相である。

【００５９】移相回路２２はＶＣＯ２１の出力位相をＢ
ＰＦ４の逆拡散復調出力の搬送波位相と一致させるため
の回路で、移相回路２２の出力はＡ₂cos(ωt −ω T₁
−θ₀) となり、同期検波用乗算器１４に供給されて１
次変調波の同期検波が行われる。従って、乗算器１４の
出力は− (Ａ₁´Ａ₂/ ２) ｄ(t){１＋cos2( ωt −ω
T₁−θ₁) } となり、ＬＰＦ２５を介して搬送波成分
は除去され−( Ａ1 ´Ａ₂/ ２) ｄ(t-T₁) となり、増
幅器（比較器）２６を介して出力端子Out5に復調情報信
号ｄ(t-T₁) が出力される。

【００６０】

【発明の効果】本発明のＳＳ復調装置は以上のように構
成したので、次のような種々の優れた特徴を有する。従来装置において必須の構成要件であったＡＧＣ回路
を省略でき、しかも、ＡＧＣ回路でＳＳ変調波振幅を一
定にする場合よりも、同期検出におけるダイナミックレ
ンジが拡大される。ＡＧＣ回路では実現不可能な１３０ｄＢ程度までの受
信電界強度のレベル変化に対応させることができる。本発明装置を第２，３又は４実施例装置のように構成
すると、第１実施例装置におけ、る分周器も不要とな
る。非線形検波回路を相関検出に用いたことにより、相関
点と非相関点とのレベル差が顕著に現れるため、より良
好にＳＳ同期検出が可能になる。フィルター回路をＳＳ同期検出に用いたことにより、
同期検出用ノイズ信号中の情報信号成分の微分された成
分が良好に除去できるため、情報信号の高速化において
も良好なＳＳ同期検出が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＳＳ復調装置の主要部を示す概略ブロッ
ク図である。

【図２】従来装置における同期捕捉動作説明用の信号波
形図である。

【図３】本発明のＳＳ復調装置の第１実施例のブロック
構成図である。

【図４】第１実施例の同期捕捉動作説明用の信号波形図
である。

【図５】第１実施例の変形例の主要部を示すブロック構
成図である。

【図６】本発明のＳＳ復調装置の第２実施例のブロック
構成図である。

【図７】本発明のＳＳ復調装置の第３実施例のブロック
構成図である。

【図８】第３実施例の同期捕捉動作説明用の信号波形図
である。

【図９】図７の非線形検波回路の主要部を示す回路図で
ある。

【図１０】図９の非線形検波回路の動作説明用の信号波
形図である。

【図１１】本発明のＳＳ復調装置の第４実施例のブロッ
ク構成図である。

【図１２】第４実施例における情報信号の遅延成分を説
明する図である。

【図１３】第４実施例のＳＳ同期検出部の波形説明図で
ある。

【図１４】図１１のフィルター回路の一例の主要ブロッ
ク構成図である。

【図１５】図１１のフィルター回路の一例の周波数特性
を説明する図である。

【符号の説明】

２乗算器 (逆拡散復調手段）３ＰＮＧ (拡散符号発生回路）４ＢＰＦ (帯域濾波器）５レベル識別回路６制御信号発生回路８局部発振器１０，２０，３０，４０，５０ＳＳ復調装置 (主要
部）１１位相同期ループ（ＰＬＬ）１４乗算器 (１次復調手段）１５搬送波再生回路１６乗算器 (逓倍手段）１７ＢＰＦ（搬送波抽出手段）１８，２６振幅制限増幅器１９乗算器（位相比較器）２１ＶＣＯ（電圧制御発振器）２２移相回路２３分周器２４ループフィルタ（ＬＦ）２５ＬＰＦ２７ノイズ検出回路２８乗算器（逆変調手段）３１遅延回路３２非線形検波回路５１フィルター回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】情報信号を所定の搬送波で１次変調すると
共に任意の拡散符号で更に拡散変調して得られたスペク
トル拡散変調波を、受信して復調するスペクトル拡散復
調装置であって、逆拡散用の拡散符号を生成する拡散符号発生回路と、受信したスペクトル拡散変調波に該拡散符号を乗算して
逆拡散復調する逆拡散復調手段と、該逆拡散復調手段の出力信号に含まれる搬送波成分を抽
出してこれに振幅制限増幅等所定の信号処理を施すこと
により搬送波を再生する搬送波再生回路と、再生された搬送波と前記逆拡散復調手段からの出力信号
とを乗算することにより元の情報信号を得る１次復調手
段と、前記搬送波再生回路に含まれる位相同期ループにて得ら
れる誤差信号中のノイズレベルを識別して同期検出用信
号を出力する同期検出手段とを、少なくとも備えたスペ
クトル拡散復調装置。
【請求項２】前記搬送波再生回路は、逆拡散復調手段か
らの出力信号の周波数を２逓倍する逓倍手段と、該逓倍手段の出力信号を増幅及び振幅制限する振幅制限
増幅器と、該振幅制限増幅器の出力信号を基に少なくとも搬送波生
成用信号を生成する位相同期ループと、該搬送波生成用信号の位相を所定量シフトする移相回路
と、該移相回路の出力信号周波数を分周して１次復調用の搬
送波を生成する分周器とで構成されたものである、請求
項１記載のスペクトル拡散復調装置。
【請求項３】前記搬送波再生回路は、逆拡散復調手段か
らの出力信号中の変調情報成分を、前記１次復調手段か
らの元の情報信号との乗算により打消す逆変調手段と、該逆変調手段の出力信号より搬送波成分を抽出する搬送
波抽出手段と、該抽出された搬送波成分を振幅制限増幅する振幅制限増
幅器と、該振幅制限増幅器の出力信号を基に少なくとも再生搬送
波を出力する位相同期ループと、得られた再生搬送波の
位相を所定量シフトする移相回路とで構成されたもので
ある、請求項１記載のスペクトル拡散復調装置。
【請求項４】前記同期検出手段は、同期点と非同期点と
のノイズレベル差を拡大させる非線形検波回路と、該非線形検波回路の出力信号からノイズレベルを識別す
るレベル識別回路とを、少なくとも備えたものである請
求項１〜３の内いずれか１項に記載のスペクトル拡散復
調装置。
【請求項５】前記非線形検波回路は、誤差信号中のノイ
ズレベルが所定のスレシュホールドレベルを超えると、
一定の出力レベルで出力するものである、請求項４記載
のスペクトル拡散復調装置。
【請求項６】前記同期検出手段は、同期点と非同期点と
のノイズを検出するノイズ検出回路と、ノイズ成分の中に生じる情報信号の微分成分を除去する
フィルター回路と、該フィルター回路の出力信号からノイズレベルを識別す
るレベル識別回路とを、少なくとも備えたものである請
求項１〜３の内いずれか１項に記載のスペクトル拡散復
調装置。
【請求項７】前記フィルター回路は、情報信号の伝送速
度に対応する周波数及びその高調波成分を除去又は低減
するものであって、ノッチフィルター又は櫛歯フィルタ
ーを用いた請求項６記載のスペクトル拡散復調装置。