JP3449281B2 - マルチキャリア受信装置用同期回路及びマルチキャリア受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア受
信装置の同期回路に関する。本発明は特にディジタルデ
ータを直交周波数分割多重変調して伝送するディジタル
伝送システムの受信装置における同期回路として特に有
効である。

【０００２】

【従来の技術】近年、多数の搬送波（キャリア）を使用
した、多重通信方式が盛んに開発されている。中でも、
直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式は、高速且つ高密度信号のディジタ
ル伝送方式として注目されている。このＯＦＤＭ方式
は、高品質且つ干渉に強い点で特に自動車等に於ける移
動受信に適したオーディオ信号、映像信号の伝送手段と
して有望視されている。

【０００３】ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する数百或い
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。更に、実質的な信号（有効シンボ
ル）と、受信サイドで除去される前提で送信される信号
（ガードインターバル、ＧＩ）を反復的に送信すること
で、マルチパスによる干渉をより低減することが行われ
ている。

【０００４】ガードインターバル（ＧＩ）を含んだ信号
を送信する方式では、受信装置において、復調時にこの
ガードインターバル（ＧＩ）を判別除去することが必要
である。その同期をとる（ガードインターバルのタイミ
ングを正確に測る）手段として、例えば図６に示す特開
平７−９９４８６号公報記載のＯＦＤＭ受信同期回路９
００が知られている。受信信号は直交復調されることに
より、位相が互いにπ／２異なる同相成分（Inphase、
Ｉ成分）と直交成分（Quadrature、Ｑ成分）の２系列に
それぞれ復調される。ＯＦＤＭ受信同期回路９００は、
それら同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）のいず
れか一方について、遅延回路９１により遅延された遅延
信号と、遅延されていないもとの信号とを乗算回路９２
にて相関値をとることで、同期信号を得るものである。

【０００５】ＯＦＤＭ受信同期回路９００の作用は以下
の通りである。図２に、受信信号を直交復調した信号の
概念図を示す。尚、受信信号を直交復調した信号はアナ
ログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）を経てＯＦＤＭ受
信同期回路９００に入力されるものであるが、簡単の
為、図２にはアナログ状態の信号を示す。ＯＦＤＭ受信
同期回路９００に入力される信号はあくまでディジタル
信号である。

【０００６】図２は１有効シンボルと、それに対応する
ガードインターバル（ＧＩ）を示したものである。ガー
ドインターバル（ＧＩ）は、対応する（後続の）有効シ
ンボルの末尾の一定期間を複写することで形成されてい
る。図６に示すＯＦＤＭ受信同期回路９００に受信信号
を直交復調した信号Ｓａが入力されると、その信号は遅
延回路９１と乗算回路９２に入力される。遅延回路９１
からは、有効シンボル期間だけ遅延された信号Ｓｂが乗
算回路９２に出力される。

【０００７】乗算回路９２は、遅延回路９１からの遅延
信号Ｓｂと、遅延されていない元の信号Ｓａとの相関を
とり、相関値Ｒを出力する。この際、Ｓａに示す遅延さ
れていない信号の「…、有効シンボルｋ−１の末尾の一
定期間、有効シンボルｋの末尾の一定期間、有効シンボ
ルｋ＋１の末尾の一定期間、…」と、Ｓｂに示す遅延さ
れた信号の「…、ＧＩ_k-1、ＧＩ_k、ＧＩ_k+1、…」とは
同一であるので、相関値ＲはＳａに示す遅延されていな
い信号の各有効シンボルの末尾（Ｓｂに示す遅延された
信号の各ＧＩの末尾）にてピークを示す。このようにし
てガードインターバル（ＧＩ）除去のための同期信号、
即ち、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する期間を決定する
ための同期信号を得るとするものである。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところがＯＦＤＭ受信
同期回路９００の相関値は、図７のＲに示すような、ピ
ークが一定の波形には一般にならない。一般に、遅延さ
れていない信号の有効シンボルｋの末尾の一定期間と、
遅延された信号のＧＩ_k以外の相関値は、確率的には平
均値として０をとると期待できる。しかし、相関値は、
カードインターバルに於ける波形に依存し、この区間の
波形は有効シンボルに応じて変化する。従って相関値
は、伝送された有効シンボルに応じて変化し、有効シン
ボルは時間によって大きく変化する結果、相関値は時間
の経過に伴って大きく変化することになる。よって、元
の信号の有効シンボルの末尾毎に、所定（しきい値以
上）の大きさのピーク信号が常時得られるとは限らな
い。即ち、シンボル毎に確実に同期信号が得られないと
いう問題があった。

【０００９】本発明は上記の課題を解決するためになさ
れたものであり、その目的は、簡易な回路でガードイン
ターバル（ＧＩ）除去のための、鮮明且つ確実な同期信
号を得るマルチキャリア受信装置用同期回路を提供する
ことである。また他の目的は、その同期回路を有したマ
ルチキャリア受信装置を提供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、請求項１に記載の手段によれば、有効シンボルとそ
の一部を複写したガードインターバルとからなる信号か
ら有効シンボルを取り出すための同期信号を発生させる
マルチキャリア受信装置用同期回路において、受信信号
から直交復調された同相成分及び直交成分の少なくとも
一方の信号について、信号を有効シンボル期間だけ遅延
させる遅延手段と、遅延手段により遅延された信号と遅
延されていない信号との差を求める信号差演算手段と、
前記信号差演算手段の出力する瞬時の差の絶対値を求
め、それを所定時間積分又は所定時間加算する絶対差演
算手段とから構成され、前記絶対差演算手段の出力が０
或いは極小となるところを同期信号として検出すること
を特徴とする。

【００１１】また、請求項２に記載の手段によれば、有
効シンボルとその一部を複写したガードインターバルと
からなる信号から有効シンボルを取り出すための同期信
号を発生させるマルチキャリア受信装置用同期回路にお
いて、受信信号から直交復調された同相成分及び直交成
分の両方の信号について、同相成分及び直交成分の信号
を有効シンボル期間だけそれぞれ遅延させる２つの遅延
手段と、２つの遅延手段により遅延された信号と遅延さ
れていない信号との差をそれぞれ求める２つの信号差演
算手段と、前記２つの信号差演算手段の出力する瞬時の
差の絶対値を各々求め、それを所定時間積分又は所定時
間加算する絶対差演算手段と、２つの絶対差演算手段の
出力を加算する加算手段とから構成され、前記加算手段
の出力が０或いは極小となるところを同期信号として検
出することを特徴とする。

【００１２】

【００１３】

【００１４】また、請求項３に記載の手段によれば、請
求項１又は２に記載のマルチキャリア受信装置用同期回
路において、所定時間が、ガードインターバルの長さに
略等しい長さ以下であることを特徴とする。

【００１５】また、請求項４に記載の手段によれば、請
求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のマルチキャ
リア受信装置用同期回路を備えたマルチキャリア受信装
置とすることを特徴とする。

【００１６】

【作用及び発明の効果】搬送波から復調された同相成分
（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）は、マルチキャリア送
信方式では全く独立の信号である。マルチキャリア受信
装置用同期回路において、直交復調された同相成分（Ｉ
成分）又は直交成分（Ｑ成分）のいずれも、有効シンボ
ル期間だけ遅延された信号との差は、遅延された信号の
ガードインターバルに当たる期間（遅延されていない信
号の、有効シンボル末尾のガードインターバルに複写さ
れている部分にあたる期間）は０のままである。そこ
で、直交復調された同相成分（Ｉ成分）又は直交成分
（Ｑ成分）のいずれか一方を有効シンボル期間だけ遅延
された信号との差をとり、その差の絶対値、或いはその
差の絶対値に関連した別の量を算出し、０或いは極小と
なるところを検出することでガードインターバルを除去
するための同期信号を生成する事が可能となる。

【００１７】また、同相成分（Ｉ成分）及び直交成分
（Ｑ成分）のそれぞれについて差の絶対値に関連した量
を算出した後それらの和をとることで、更に精度を上げ
ることができる。

【００１８】差の絶対値に関連した量としては、直交復
調された同相成分（Ｉ成分）及び直交成分（Ｑ成分）が
アナログ信号の場合は所定時間の積分値を、ディジタル
信号の時は所定時間の和をとることが効果的であり、い
ずれも同期信号たるべきタイミングでは０又は極小とな
りピークとして検出でき、それ以外のタイミングではよ
り大きな正の値をとる。この際、所定時間としてはガー
ドインターバルの長さに略等しい長さ以下とすること
で、同期信号たるべきタイミングでの検出値を確実に０
とすることができる。尚、所定時間としてはガードイン
ターバルの長さが最も好ましく、この時同期信号たるべ
きタイミングで検出値が０となるピークが検出できる。
しかしこれよりも長ければ検出値が０よりも大きいピー
クとなり、短ければ検出値が０となる時間が長くなって
ピークが潰れた形となるが、０となる時刻又はピークの
時刻を用いることで、ガードインターバルを除去するた
めの同期信号を生成することはどちらの場合も可能であ
る。

【００１９】このような同期回路を備えたマルチキャリ
ア受信装置は従来のマルチキャリア受信装置に比し、ガ
ードインターバルを除去し有効シンボルを取り出すタイ
ミングの精度が向上し、復号誤差を減少させることがで
きる。これら同期回路及び受信装置は、ＯＦＤＭ方式に
限定されないが、ＯＦＤＭ方式において特に有効であ
る。

【００２０】

【発明の実施の形態】本発明の具体的な実施例につい
て、図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に
限定されるものではない。

【００２１】〔同期回路の実施例〕図１は、本発明の具
体的な一実施例に係るＯＦＤＭ受信装置用同期回路１０
０の構成を示したブロック図である。ＯＦＤＭ受信装置
用同期回路１００は、２組の差分演算回路と加算回路１
３から成る。２組の差分演算回路は、それぞれ、遅延回
路（１１１又は１１２）、差分回路（１２１又は１２
２）から成る。

【００２２】図示しない回路により、受信信号は直交復
調されて同相成分（以下単に信号Ｉ）と直交成分（以下
単に信号Ｑ）の２系列としてＯＦＤＭ受信装置用同期回
路１００に送られる。信号Ｉは遅延回路１１１と差分回
路１１２に、信号Ｑは遅延回路１１２と差分回路１２２
に入力される。

【００２３】遅延回路１１１は有効シンボル期間だけ遅
延された信号Ｉ’を差分回路１２１に出力する。また、
遅延回路１１２は有効シンボル期間だけ遅延された信号
Ｑ’を差分回路１２２に出力する。このように、信号
Ｉ’と信号Ｑ’は、信号Ｉと信号Ｑから等しい遅延量
（有効シンボル期間）遅延されている。

【００２４】差分回路１２１は、遅延されていない信号
Ｉと有効シンボル期間だけ遅延された信号Ｉ’との「差
分」をとる。ここで「差分」とは差の絶対値の積分演算
の出力を言うものとする。積分時間はガードインターバ
ルの長さ（Ｔｇ）である。これにより差分信号ＤＩが加
算回路１３に出力される。

【００２５】全く同様に差分回路１２２は、遅延されて
いない信号Ｑと有効シンボル期間だけ遅延された信号
Ｑ’との差分をとり、差分信号ＤＱを加算回路１３に出
力する。加算回路１３は差分信号ＤＩ及びＤＱの和をと
り、出力する。

【００２６】このようなＯＦＤＭ受信装置用同期回路１
００の作用を図３に示す。図中、小文字のｉ及びｑは、
受信信号が直交復調された同相成分と直交成分のそれぞ
れの系列であることを示す。

【００２７】図３の（ａ）は遅延回路１１１及び差分回
路１２１により、差分信号ＤＩが生成される様子を示し
た概念図である。受信信号を直交復調した信号Ｉは図２
の概念図に示したものと同様である。尚、前述の通り図
２はアナログ信号のように記載しているが、本来は、図
２の波形は、１有効シンボル期間当りで数百乃至数千の
搬送波（キャリア）の数だけサンプリングしたデータか
ら成るディジタル信号である。

【００２８】図１に示すＯＦＤＭ受信装置用同期回路１
００に（ａ）に示す信号Ｉが入力されると、その信号は
遅延回路１１１と差分回路１２１に入力される。遅延回
路１１１からは、有効シンボル期間だけ遅延された信号
Ｉ’が差分回路１２１に出力される。差分回路１２１
は、遅延回路１１１からの信号Ｉ’と、遅延されていな
い元の信号Ｉとの差分（積分期間Ｔｇ）をとり、差分信
号ＤＩを出力する。

【００２９】この際、信号Ｉの「…、有効シンボルｋ−
１の末尾の一定期間、有効シンボルｋの末尾の一定期
間、有効シンボルｋ＋１の末尾の一定期間、…」と、遅
延された信号Ｉ’の「…、ＧＩ_k-1、ＧＩ_k、ＧＩ_k+1、
…」とは同一であるので、この期間は瞬時の差の絶対値
は０である。よってＴｇだけ積分すれば、差分ＤＩは信
号Ｉの「…、有効シンボルｋ−１の末尾、有効シンボル
ｋの末尾、有効シンボルｋ＋１の末尾、…」（信号Ｉ’
の「…、ＧＩ_k-1の末尾、ＧＩ_kの末尾、ＧＩ_k+1の末
尾、…」）においてのみ確実に０である。

【００３０】その他のタイミングでは、信号Ｉの「…、
有効シンボルｋ−１の末尾の一定期間、有効シンボルｋ
の末尾の一定期間、有効シンボルｋ＋１の末尾の一定期
間、…」を部分的に積分期間に含む場合は、差の絶対値
が確実に０となる部分と、０でない可能性の有る部分を
含むことになるので、差分信号は「…、有効シンボルｋ
−１の末尾、有効シンボルｋの末尾、有効シンボルｋ＋
１の末尾、…」（信号Ｉ’の「…、ＧＩ_k-1の末尾、Ｇ
Ｉ_kの末尾、ＧＩ_k+1の末尾、…」）を中心とするピーク
を示すこととなる。信号Ｉの「…、有効シンボルｋ−１
の末尾の一定期間、有効シンボルｋの末尾の一定期間、
有効シンボルｋ＋１の末尾の一定期間、…」を全く積分
期間に含まない場合は、差の絶対値が確実に０となる部
分は無く、０でない可能性の有る部分ばかりを含むこと
になるので、差分信号は大きな正の値をとる。

【００３１】全く同様に、図３の（ｂ）に示すように、
差分ＤＱは信号Ｑの「…、有効シンボルｋ−１の末尾、
有効シンボルｋの末尾、有効シンボルｋ＋１の末尾、
…」（信号Ｑ’の「…、ＧＩ_k-1の末尾、ＧＩ_kの末尾、
ＧＩ_k+1の末尾、…」）にてピークを示す。図３の
（ａ）に示すＤＩのピークと、図３の（ｂ）に示すＤＱ
のピークは当然同一時刻である。

【００３２】図３の（ａ）に示すＤＩと、図３の（ｂ）
に示すＤＱを加算した信号は図３の（ｃ）に示すものと
なることが理解できる。図３の（ａ）に示すＤＩ、又は
図３の（ｂ）に示すＤＱの同期信号たるべきピークの一
部に弱いものがあったとしても、図３の（ｃ）のＤＩ＋
ＤＱにおいては十分大きなピークが形成されることが期
待できる。よって、あるしきい値を設定して、そのしき
い値より差分が大きくなった時刻を同期時刻とすること
ができる。このように、時間的にシンボルが変化しても
確実に同期信号を出力できる。

【００３３】以上について、シミュレーションにより得
られた結果を図４に示す。有効シンボル長２５６に対し
てガードインターバルを３２とし、キャリア数を２５
６、キャリアの変調方式を差動４相位相変調（ＤＱＰＳ
Ｋ）とし、Ｓ／Ｎ比は無限大とした。

【００３４】図４の（ａ）及び（ｂ）は、本発明の具体
的な一実施例に係るＯＦＤＭ受信装置用同期回路１００
の、差分回路１２１及び加算回路１３の、２つの出力信
号を示したものである。差分回路１２１の出力信号ＤＩ
から、同期信号が鮮明に読み取れることが判る。また、
加算回路１４の出力信号ＤＩ＋ＤＱからは、同期信号が
より鮮明に読み取れることが判り、同期回路として確実
性が増したと理解できる。

【００３５】一方、図４の（ｃ）は、同一の受信信号に
よるシミュレーション結果であり、従来の同期回路であ
る、図６のＯＦＤＭ受信同期回路９００の出力信号（遅
延回路による相関値）Ｒを示したものである。相関値Ｒ
は、同期タイミング以外のところでもピークが現れ、同
期が混乱することが予想される。即ち、図４のシミュレ
ーションにおいて、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置用同
期回路１００は、従来の同期回路よりもより鮮明且つ確
実な同期信号が得られることが理解される。

【００３６】以上の通り、本発明の具体的な一実施例に
係るＯＦＤＭ受信装置用同期回路１００は、従来の同期
回路の出力において同期タイミング以外のタイミングで
同程度の振幅のピークが現れて同期が混乱する場合で
も、鮮明且つ確実な同期信号を得ることができる。

【００３７】この実施例において、ＯＦＤＭ受信装置用
同期回路１００の遅延回路１１１及び１１２が２つの遅
延遮断を構成し、差分回路１２１及び１２２が２つの信
号差演算手段及び２つの絶対差演算手段を構成し、加算
回路１３が加算手段を構成する。

【００３８】尚、上述の遅延回路１１１及び１１２、差
分回路１２１及び１２２、加算回路１３はすべてディジ
タル演算回路であり、ＯＦＤＭ受信装置用同期回路１０
０を単一のＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）、
又はＣＰＵで構成しても良い。

【００３９】〔受信装置の実施例〕図５に、本発明の具
体的な一実施例である、ＯＦＤＭ受信装置２００の構成
を示す。ＯＦＤＭ受信装置２００は、その内部構造に、
上述のＯＦＤＭ受信装置用同期回路１００を組み込んだ
他は既知の回路構成となっている。

【００４０】入力端子２０１から入力された変調信号は
帯域濾波回路（ＢＰＦ）２０２により所定帯域の信号が
抽出される。発振回路２０３により受信した搬送波と位
相同期した発振信号が生成され、直交検波回路２０５に
は直接、直交検波回路２０６にはπ／２移相回路２０４
を通して移相された後入力され、帯域濾波回路（ＢＰ
Ｆ）２０２を通過した受信信号と混合検波される。直交
検波回路２０５及び２０６の出力（復調信号）は低域濾
波回路（ＬＰＦ）２０７、２０８にてそれぞれ濾波さ
れ、アナログ／ディジタル変換回路２１０、２１１にて
発振回路２０９によるクロック周波数でディジタル信号
に変換される。アナログ／ディジタル変換回路２１０及
び２１１の出力信号をそれぞれ信号Ｑ、信号Ｉとする。

【００４１】信号Ｉ及び信号ＱはＯＦＤＭ受信装置用同
期回路１００に送られる。ＯＦＤＭ受信装置用同期回路
１００の作用は上述の通りである。出力信号（同期信
号）はタイミング回路２１７及びクロック制御回路２１
８に出力される。

【００４２】タイミング回路２１７からは、ＯＦＤＭ受
信装置用同期回路１００の同期信号と同期した２値信号
がガードインターバル（ＧＩ）除去回路２１２に出力さ
れる。この２値信号は、ガードインターバル（ＧＩ）
と、有効シンボルに対応したもので、例えばガードイン
ターバル（ＧＩ）の期間は０、有効シンボルの期間は１
を出力するようになっている。ガードインターバル（Ｇ
Ｉ）除去回路２１２はこの２値信号に対応して信号Ｉ及
び信号Ｑから各々ガードインターバルを除去し、有効シ
ンボルを取り出す。

【００４３】ガードインターバル（ＧＩ）除去回路２１
２の出力は直並列変換回路（Serial/Parallel変換回
路）２１３に出力され、高速フーリエ変換回路（Fast F
ourierTransform回路）２１４に出力される。高速フー
リエ変換回路（ＦＦＴ）２１４は発振回路２０９による
クロック周波数で高速フーリエ変換を行い、その出力を
並直列変換回路（Parallel/Serial変換回路）２１５に
て周波数軸上のサンプリングデータ列（復調信号列）と
し、シンボル識別回路２１６で伝送された情報が再生さ
れる。

【００４４】尚、タイミング回路２１７とＯＦＤＭ受信
装置用同期回路１００の出力から、クロック制御回路２
１８を通して発振回路２０９によるクロックを制御す
る。その際、クロック制御回路２１８の出力は低域濾波
回路（ＬＰＦ）２１９、ディジタル／アナログ変換回路
２２０を通して発振回路２０９に入力される。

【００４５】以上の構成のＯＦＤＭ受信装置２００は、
上述のＯＦＤＭ受信装置用同期回路１００の作用に関す
るシミュレーションから理解される通り、従来のＯＦＤ
Ｍ受信装置に比し、ガードインターバル除去のための同
期信号がより鮮明且つ確実なものであるので、有効シン
ボルを取り出す精度が向上したＯＦＤＭ受信装置であ
る。

【００４６】以上の実施例では確実性を高めるため、Ｏ
ＦＤＭ受信装置用同期回路１００として直交復調された
同相成分（Ｉ成分）及び直交成分（Ｑ成分）のそれぞれ
の差分信号の和をとる構成としたが、同相成分（Ｉ成
分）及び直交成分（Ｑ成分）のいずれか一方の差分信号
のみから同期信号を得る同期回路の構成としても良い。
即ち、図１で、遅延回路１１２、差分回路１２２、及び
加算回路１３を省略した遅延回路１１１及び差分回路１
２１から成る構成とし、同相成分（Ｉ成分）の差分のみ
を検出する構成としても同期回路として作用することは
図４の（ａ）のシミュレーション結果から明らかであ
る。当然、図１で、遅延回路１１１、差分回路１２１、
及び加算回路１３を省略した遅延回路１１２及び差分回
路１２２から成る構成とし、直交成分（Ｑ成分）の差分
のみを検出する構成としても同期回路として作用する。

【００４７】尚、差分を取る期間（積和期間）は、ガー
ドインターバルの長さ（Ｔｇ）に設定したが、略Ｔｇ以
下の長さであれば任意で良い。

【００４８】上記の実施例では、同期信号を得る絶対差
演算手段として、直交復調された信号とその遅延信号と
の差分（差の絶対値の積分）をとったが、積分は差の絶
対値に限定されない。直交復調された信号とその遅延信
号との差の平方、その他差の絶対値に関連する量であれ
ば良い。

【００４９】また、ＯＦＤＭ方式に於ける実施例を挙げ
たか、符号を多数の搬送波で変調するマルチキャリア方
式に適用できる。更に、上記実施例では回路構成は全て
ディジタル回路で構成したが、アナログ回路で構成して
も、またアナログ回路及びディジタル回路の混在する構
成としても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の具体的な一実施例に係るＯＦＤＭ受
信装置用同期回路１００の構成を示したブロック図。

【図２】 本発明の具体的な一実施例に係るＯＦＤＭ受
信装置が受信するＯＦＤＭ信号の、有効シンボルとガー
ドインターバル（ＧＩ）を示した概念図。

【図３】 本発明の具体的な一実施例に係るＯＦＤＭ受
信装置用同期回路１００の作用を示す、（ａ）は同相成
分（Ｉ成分）の信号、その遅延信号、及びそれらの差分
を示した概念図、（ｂ）は直交成分（Ｑ成分）の信号、
その遅延信号、及びそれらの差分を示した概念図、
（ｃ）は（ａ）及び（ｂ）の２つの差分の和を示した概
念図。

【図４】 本発明の具体的な一実施例に係るＯＦＤＭ受
信装置用同期回路１００の作用をシミュレーションし
た、（ａ）は同相成分（Ｉ成分）の差分、（ｂ）は同相
成分（Ｉ成分）の差分と直交成分（Ｑ成分）の差分の
和、をそれぞれ示したグラフ図、（ｃ）は従来のＯＦＤ
Ｍ受信同期回路９００の出力である相関値を示したグラ
フ図。

【図５】 本発明の具体的な一実施例に係るＯＦＤＭ受
信装置２００の構成を示したブロック図。

【図６】 従来のＯＦＤＭ受信同期回路９００を示した
ブロック図。

【図７】 従来のＯＦＤＭ受信同期回路９００の作用を
示す、同相成分（Ｉ成分）の信号、その遅延信号、及び
それらの相関値を示した概念図。

【符号の説明】

１１１、１１２、９１…遅延回路 １２１、１２２…差分回路 １３…加算回路 ９２…乗算回路 ２０１〜２２０…その他の回路

フロントページの続き (72)発明者 大塚 一雄 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41 番地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 藤元 美俊 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41 番地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 鈴木 徳祥 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41 番地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (56)参考文献 特開 平10−190610（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−283807（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−200176（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−244818（ＪＰ，Ａ) 特表2001−518742（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 有効シンボルと、有効シンボルの一部を
   複写したガードインターバルとからなる信号から、有効
   シンボルを取り出すための同期信号を発生させるマルチ
   キャリア受信装置用同期回路において、 受信信号から直交復調された同相成分及び直交成分の少
   なくとも一方の信号について、 前記信号を有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段
   と、 前記遅延手段により遅延された信号と、遅延されていな
   い前記信号との差を求める信号差演算手段と、前記信号差演算手段の出力する瞬時の差の絶対値を求
   め、それを所定時間積分又は所定時間加算する 絶対差演
   算手段と、 から構成され、前記絶対差演算手段の出力が０或いは極
   小となるところを同期信号として検出することを特徴と
   するマルチキャリア受信装置用同期回路。
2. 【請求項２】 有効シンボルと、有効シンボルの一部を
   複写したガードインターバルとからなる信号から、有効
   シンボルを取り出すための同期信号を発生させるマルチ
   キャリア受信装置用同期回路において、 受信信号から直交復調された同相成分及び直交成分の両
   方の信号について、 前記同相成分及び直交成分の信号を有効シンボル期間だ
   けそれぞれ遅延させる２つの遅延手段と、 前記２つの遅延手段により遅延された信号と、遅延され
   ていない前記信号との差をそれぞれ求める２つの信号差
   演算手段と、前記２つの信号差演算手段の出力する瞬時の差の絶対値
   を各々求め、それを所定時間積分又は所定時間加算する
   ２つの絶対差演算手段と、前記２つの絶対差演算手段の出力 を加算する加算手段
   と、 から構成され、前記加算手段の出力が０或いは極小とな
   るところを同期信号として検出することを特徴とするマ
   ルチキャリア受信装置用同期回路。
3. 【請求項３】 前記所定時間が、前記ガードインターバ
   ルの長さに略等しい長さ以下であることを特徴とする請
   求項１又は２に記載のマルチキャリア受信装置用同期回
   路。
4. 【請求項４】 請求項１乃至請求項３のいずれか１項に
   記載のマルチキャリア受信装置用同期回路を備えたこと
   を特徴とするマルチキャリア受信装置。