JP3074103B2 - Ｏｆｄｍ同期復調回路 - Google Patents

Ｏｆｄｍ同期復調回路

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JP3074103B2
JP3074103B2 JP05287056A JP28705693A JP3074103B2 JP 3074103 B2 JP3074103 B2 JP 3074103B2 JP 05287056 A JP05287056 A JP 05287056A JP 28705693 A JP28705693 A JP 28705693A JP 3074103 B2 JP3074103 B2 JP 3074103B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】［発明の目的］
【産業上の利用分野】本発明は、ＯＦＤＭ同期復調回路
に関し、特に、シンボル同期及びキャリア同期を情報信
号から得るようにしたＯＦＤＭ同期復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、放送又は移動体通信におけるディ
ジタル化に伴って、ディジタル変調方式の開発が行われ
ている。特に、移動体通信においては、マルチパス干渉
に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（orthogon
al frequency division multiplex という）変調の採用
が検討されている。ＯＦＤＭは、伝送ディジタルデータ
を互いに直交する多数の搬送波（以下、サブキャリアと
いう）に分散し、それぞれ変調する方式である。ＯＦＤ
Ｍはマルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴の外
に、周波数利用効率が高く、また、他に妨害を与えにく
いという利点も有する。
【０００３】図１２はＯＦＤＭ変復調器を示すブロック
図である。
【０００４】入力端子１を介して入力される送信データ
は例えばＱＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調された信号であ
る。この送信データはＯＦＤＭ変調器２の直列並列変換
回路３に与えられて低速な複数のシンボルから成るパラ
レルデータに変換される。１パラレルデータのシンボル
数はサブキャリアの数に一致させる。逆高速離散フーリ
エ変換（以下、ＩＦＦＴ）回路４は、相互に直交する数
百乃至数千のサブキャリアをパラレルデータによって変
調する。サブキャリアの数は使用するＩＦＦＴ回路４の
ポイント数によって設定される。ＩＦＦＴ回路４によっ
てＯＦＤＭ変調された伝送データは並列直列変換回路５
に与えられてシリアルデータに変換され、ガード期間付
加回路６に与えられる。ガード期間付加回路６はマルチ
パス妨害を防止するために、ガード期間を付加して図示
しない伝送路に出力する。
【０００５】図１３はガード期間が付加された送信デー
タを示す波形図である。
【０００６】ＯＦＤＭにおいては、伝送データを数百乃
至数千のサブキャリアに分散して変調することから、各
サブキャリアの変調シンボルレートは極めて低くなり、
１シンボルの期間は極めて長くなる。このため、反射波
による遅延時間の影響を受けにくくなる。更に、有効シ
ンボル期間の前にガード期間を設定することにより、マ
ルチパス干渉の影響を効果的に除去することができる。
ガード期間付加回路６は、図１３に示すように、有効シ
ンボル期間の後半の部分を巡回的に複写したガード期間
を設ける。マルチパス干渉の遅延時間がガード期間以内
である場合には、復調時において有効シンボル期間の信
号のみを復調することで、遅延した隣接シンボルによる
符号間干渉を防止することができる。
【０００７】一方、ＯＦＤＭ復調回路７においては、図
示しない伝送路からの受信データをガード期間除去回路
８に与える。ガード期間除去回路８は受信データから有
効シンボル期間の信号を抽出して直列並列変換回路９に
与える。直列並列変換回路９はシリアルデータを各サブ
キャリア毎のパラレルデータに変換して、高速離散フー
リエ変換（以下、ＦＦＴという）回路10に出力する。Ｆ
ＦＴ回路10はＦＦＴ演算によって各サブキャリアを復調
する。ＦＦＴ回路10からの復調出力は並列直列変換回路
11によってシリアルデータに変換されて受信データとし
て出力される。
【０００８】ところで、ＦＦＴ回路10が正確な復調を行
うためには、有効シンボル期間のタイミング同期（以
下、シンボル同期という）をとる必要がある。また、送
信データは例えば直交変調された後伝送されるので、受
信側において正しく直交復調するためのキャリア同期も
必要である。図１３に示すように、ＯＦＤＭ変調波はラ
ンダム雑音に類似した波形であることから、ＯＦＤＭ変
調波に基づいてシンボル同期及びキャリア同期をとるこ
とは困難である。
【０００９】そこで、従来のＯＦＤＭ同期復調回路にお
いては、CCIR Rec.774に示すように、シンボル同期をと
るための基準信号を別途付加するようになっている。図
１４はこの種のシンボル同期方法を説明するための説明
図である。
【００１０】上述したように、送信データにはガード期
間が付加されている。即ち、図１４に示すように、１シ
ンボルの送信データは有効シンボル期間Ｓとガード期間
Ｇとを有する。更に、数十シンボル期間毎にシンボル同
期用の無信号期間（以下、ヌルシンボル期間という）が
付加される。送信データ中に含まれるヌルシンボル期間
を検出することにより、復調側においてシンボル同期を
とることが可能である。即ち、変調波のエンベロープか
らヌルシンボル期間とガード期間との境界のタイミング
を検出し、この検出タイミングを基準として有効シンボ
ル期間のタイミングを求めるのである。
【００１１】また、図１５は従来のＯＦＤＭ同期復調回
路のキャリア同期方法を説明するためのグラフであり、
“Summary of OFDM Experiments done by the ATRC”に
おいて記載されたものである。図１５は横軸に周波数を
とり縦軸にスペクトル振幅をとったもので、図１５の中
央の周波数帯域は伝送データで変調されたサブキャリア
を示している。この周波数帯域の両端のサブキャリアは
無変調とすることにより、このサブキャリアをパイロッ
トキャリア15，16として用いる。復調側では、このパイ
ロットキャリアを検出することによりキャリア同期を得
ている。
【００１２】しかしながら、周期的に送信されるヌルシ
ンボルを基準としてシンボル同期を行う方法では、ヌル
シンボルが妨害を受けて誤検出されてしまうことがあ
る。そうすると、次にヌルシンボルが検出されるまで長
時間に亘って正常な復調動作が行われないという問題が
あった。この問題を解決するために頻繁にヌルシンボル
を送信すると、伝送効率が低下してしまう。また、パイ
ロットキャリアを用いてキャリア同期を行う方法では、
パイロットキャリアが妨害を受けた場合にはキャリア同
期ができなくなる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来のＯＦＤＭ同期復調回路においては、送信データに
付加されるヌルシンボルが妨害を受けるとシンボル同期
がとれなくなって正常な復調動作が行われないという問
題点があった。また、パイロットキャリアが妨害を受け
るとキャリア同期がとれなくなるという問題点もあっ
た。
【００１４】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、伝送された情報信号のみからシンボル同期
及びキャリア同期を行うことができるＯＦＤＭ同期復調
回路を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明に係るＯＦＤＭ同
期復調回路は、有効シンボル期間とこの有効シンボル期
間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交周
波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、直交検
波によって前記直交変調波から直交復調出力を得る直交
復調手段と、前記直交復調出力を前記有効シンボル期間
だけ遅延させる遅延手段と、前記直交復調手段からの直
交復調出力と前記遅延手段の出力との相関係数を求める
相関演算手段と、前記相関係数に基づいて前記直交復調
出力の前記ガード期間のタイミングを求めてタイミング
信号を出力するガードタイミング検出手段と、前記タイ
ミング信号を用いて前記直交復調出力から前記有効シン
ボル期間の信号のみを抽出して前記直交周波数分割多重
変調信号を復調する復調部とを具備したものである。
【００１６】
【作用】本発明において、直交周波数分割多重変調信号
のガード期間は有効シンボル期間の一部の信号と同一で
あるので、第１及び第２の遅延手段の遅延量を有効シン
ボル期間に基づいて設定することにより、検波周波数が
適正である場合には、直交復調手段からの同相検波軸信
号及び直交検波軸信号は夫々第１及び第２の遅延手段の
出力と相関を有する。また、検波周波数がずれた場合で
も、同相検波軸信号及び直交検波軸信号は夫々第２及び
第１の遅延手段の出力と相関を有する。請求項１におい
ては、ガードタイミング検出手段が相関結果に基づいて
ガード期間のタイミングを検出し、復調部はタイミング
信号に基づいてシンボル期間の信号を抽出して復調を行
う。請求項４においては、誤差検出手段が相関結果に基
づいて直交復調手段の検波周波数誤差を検出する。この
検波周波数誤差を用いて検波周波数を制御することによ
りキャリア同期を得る。
【００１７】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ同期復調回路
の一実施例を示すブロック図である。
【００１８】入力端子31には図示しないチューナによっ
て受信されて中間周波数帯の信号（以下、ＩＦ信号とい
う）に変換されたＯＦＤＭ変調信号が入力される。入力
端子31に与えられるＯＦＤＭ変調信号は、送信側におい
て、例えばＱＡＭ信号がＯＦＤＭ変調された後、所定の
キャリアによって直交変調されて伝送されたものであ
る。なお、ＱＡＭ信号は複素表現の実部に対応するＩデ
ータと虚部に対応するＱデータとによってシンボルを表
わすことができる。伝送されたＯＦＤＭ変調信号は、図
１４のヌルシンボル期間を有しておらず、また、図１５
のパイロットキャリアも有していない。ＩＦ信号は帯域
通過フィルタ（以下、ＢＰＦという）32に与えられ、Ｂ
ＰＦ32は通過帯域外の雑音を除去して乗算器33，34に出
力する。
【００１９】局部発振器35は後述するＤ／Ａ変換器105
からの制御信号によって発振出力周波数が制御されて、
局部発振出力（再生キャリア）を乗算器33に出力すると
共に、移相器36を介して乗算器34に出力する。移相器36
は局部発振出力（Ｉ軸局部発振出力）を９０度移相させ
てＱ軸局部発振出力を得る。乗算器33，34は夫々Ｉ軸又
はＱ軸局部発振出力とＩＦ信号との乗算によって直交検
波を行う。乗算器33からの同相検波軸出力（Ｉ信号）は
ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）37を介してＡ
／Ｄ変換器38に与えられる。また、乗算器34からの直交
検波軸出力（Ｑ信号）はＬＰＦ39を介してＡ／Ｄ変換器
40に与えられる。ＬＰＦ37，39は夫々Ｉ信号又はＱ信号
の高調波成分を除去する。Ａ／Ｄ変換器38，40は、後述
する局部発振器109 から動作クロックが与えられて、入
力された信号をディジタル信号に変換してＯＦＤＭ復調
部45を構成するガード期間除去回路41に出力するように
なっている。
【００２０】ＯＦＤＭ復調部45は、図１２のＯＦＤＭ復
調器７と同様の構成であり、ガード期間除去回路41、直
列並列変換回路42、ＦＦＴ回路43及び並列直列変換回路
44によって構成されている。ガード期間除去回路41は、
後述するガードタイミング検出回路55からガードタイミ
ング信号が与えられて、ＯＦＤＭ変調信号（Ｉ，Ｑ信
号）のガード期間を除去し有効シンボル期間の信号を抽
出して直列並列変換回路42に出力する。直列並列変換回
路42は入力されたシリアルデータをパラレルデータに変
換してＦＦＴ回路43に出力する。
【００２１】ＦＦＴ回路43は入力されたＩ信号及びＱ信
号を夫々複素数の実部，虚部とみなしてＦＦＴ処理を行
う。このＦＦＴ処理によって、各サブキャリアに対して
同期復調が行われる。即ち、ＦＦＴ回路43によってＦＦ
Ｔ処理された複素出力の実部及び虚部は、夫々各サブキ
ャリアの復調シンボルであるＩデータ又はＱデータとな
る。これらのＩデータ及びＱデータは並列直列変換回路
44に与えられ、並列直列変換回路44はこれらのデータを
シリアルデータに変換して出力するようになっている。
【００２２】本実施例においては、Ａ／Ｄ変換器38，40
の出力はシンボル同期検出部50にも与えられる。図２は
図１中のシンボル同期検出部50を説明するためのタイミ
ングチャートである。図２（ａ）はＡ／Ｄ変換器38の出
力を示し、図２（ｂ）は遅延回路51の出力を示し、図２
（ｃ）は相関器53の出力を示し、図２（ｄ）はガードタ
イミングを示し、図２（ｅ）はガード除去用ゲートパル
スを示している。
【００２３】シンボル同期検出部50は遅延回路51，52、
相関器53，54及びガードタイミング検出回路55によって
構成されている。遅延回路51，52は夫々Ｉ信号及びＱ信
号を有効シンボル期間ｔs だけ遅延させて相関器53，54
に出力する。相関器53，54にはＡ／Ｄ変換器38からＩ信
号も入力されている。相関器53はガード期間のゲート幅
でＩ信号と遅延したＩ信号との相関係数を求め、相関器
54はＩ信号と遅延したＱ信号との相関係数を求める。
【００２４】上述したように、ＯＦＤＭ変調信号は各有
効シンボル期間Ｓ1 ，Ｓ2 ，…の先頭に夫々ガード期間
Ｇ1 ，Ｇ2 ，…が付加されている（図２（ａ）参照）。
ガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 ，…は有効シンボル期間Ｓ1 ，Ｓ
2 ，…の終端期間Ｇ1 ′，Ｇ2 ′，…を複写したもので
ある。従って、Ａ／Ｄ変換器38からのＩ信号を有効シン
ボル期間遅延させると、図２（ａ），（ｂ）に示すよう
に、遅延信号のガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 ，…のタイミング
と終端期間Ｇ1 ′，Ｇ2 ′，…のタイミングとが一致す
る。ガード期間の信号が終端期間の信号を複写したもの
であるので、この期間においては、Ｉ信号とその遅延信
号との相関は高い。他の期間においては、Ｉ信号が図１
３に示すようにノイズ性の信号であるので、Ｉ信号とそ
の遅延信号との相関は小さい。このため、図２（ｃ）に
示すように、相関器53からの相関係数は終端期間Ｇ1 ，
Ｇ2 ，…の開始タイミングから漸次高くなり、終端期間
の終了タイミングでピークとなる。
【００２５】相関器53からの相関係数はガードタイミン
グ検出回路55に与えられる。ガードタイミング検出回路
55は、図２（ｃ）のピークタイミングを検出し、このタ
イミングをガードタイミング（図２（ｄ））としてガー
ド期間除去回路41に出力する。ガード期間除去回路41
は、ガードタイミング信号を基準としてガード除去用の
ゲートパルス（図２（ｅ））を発生し、このゲートパル
スに基づいてガード期間を除去する。
【００２６】ところで、図２（ｃ）に示す相関係数は、
キャリア同期がとれている理想的な復調時のものであ
る。これに対し、キャリア同期がとれていない場合に
は、直交復調における復調出力位相は回転し、終端期間
においても相関係数が高くならないことがある。図３乃
至図６は横軸に時間を示し、縦軸に正規化した相関係数
をとって、相関器53，54からの相関係数をシミュレーシ
ョンによって求めたグラフである。図３乃至図５（ａ）
はＩ信号とその遅延信号との間の相関係数ＳI を示し、
図３乃至図５（ｂ）はＩ信号とＱ信号の遅延信号との間
の相関係数ＳQ を示している。
【００２７】図３はキャリア同期がとれている場合、即
ち、局部発振器35からの局部発振出力周波数（再生キャ
リア周波数）とキャリア周波数との周波数誤差Δｆが０
である場合の例を示している。この場合には、図３
（ａ）に示すように、相関係数ＳI は終端期間Ｇ1 ′，
Ｇ2 ′，…の終了タイミングでピークとなる。Ｉ信号と
Ｑ信号とは複素平面上で位相が９０度ずれた信号であっ
て、相互に相関を有していないので、図３（ｂ）に示す
ように、Ｉ信号とＱ信号の遅延信号との間の相関係数Ｓ
Q は０近傍の値となる。
【００２８】図４はキャリア周波数誤差Δｆがｆs ／８
（ｆs は隣接するサブキャリア間の周波数差）である場
合の例を示している。この場合には、時間ｔs で４５度
位相が回転するので信号Ｇ′は信号Ｇより４５度位相が
進んだものとなる。従って、図４（ａ）に示すように、
相関係数ＳI のピーク値はキャリア同期がとれている場
合よりも小さな値となる。また、Ｉ信号とＱ信号の遅延
信号との間に相関が発生し、図４（ｂ）に示すように、
相関係数ＳQ は、終端期間からレベルが低下し、終端期
間の終了タイミングで負のピークとなる。
【００２９】図５はキャリア周波数誤差Δｆがｆs ／４
である場合の例を示している。この場合には、時間ｔs
で９０度位相が回転するので、信号Ｇ′は信号Ｇよりも
９０度位相が進んだものになる。従って、相関係数ＳI
は図５（ａ）に示すように０近傍の値となり、相関係数
ＳQ は図５（ｂ）に示すように終端期間の終了タイミン
グで負のピークとなる。
【００３０】図３乃至図５から明らかなように、キャリ
ア同期がとれていない場合であっても、相関係数ＳI ，
ＳQ から終端期間の終了タイミングが分かる。この理由
から、相関器54はＩ信号とＱ信号の遅延信号との相関係
数ＳQ を求めてガードタイミング検出回路55に出力す
る。図７は図１中のガードタイミング検出回路55の具体
的な構成を示すブロック図である。
【００３１】相関係数ＳI ，ＳQ は夫々２乗回路81，82
に与えられる。２乗回路81，82は夫々相関係数ＳI ，Ｓ
Q を２乗して加算器83に出力する。加算器83は２乗回路
81，82の出力を加算してＬＰＦ84に与える。図６はこの
演算結果を示すグラフであり、キャリア同期がとれてい
ない場合の例を示している。図６に示すように、相関係
数ＳI ，ＳQ を夫々２乗した後加算すると、周波数誤差
Δｆによらず加算結果は終端期間の終了タイミングにお
いてピーク値となる。ＬＰＦ84はこの加算器83の出力を
平滑してピーク抽出回路85に与える。ピーク抽出回路85
は所定の振幅以上の信号を抽出して判定回路86に出力す
る。判定回路86はピーク抽出回路85の抽出結果からピー
ク位置を検出して、ピーク位置においてタイミング信号
を出力する。このタイミング信号はフライホイール回路
87に与えられる。フライホイール回路87は判定回路86か
らのタイミング信号によってリセットされ、タイミング
信号周期に基づく一定の周期のガードタイミング信号を
出力する。
【００３２】図８はガードタイミング検出回路の他の例
を示すブロック図である。図８において図７と同一の構
成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００３３】図８においては、２乗回路81，82に代えて
絶対値回路89，90が採用されている。相関係数ＳI ，Ｓ
Q の絶対値を加算した結果からピーク位置を検出するこ
とができることは明らかであり、図８のガードタイミン
グ検出回路88を用いてもガードタイミング信号を得るこ
とができる。
【００３４】また、本実施例においては、相関器53，54
からの相関係数ＳI ，ＳQ はキャリア同期検出部60にも
与えられている。キャリア同期検出部60はキャリア周波
数誤差検出回路61及びキャリア周波数制御回路62によっ
て構成されている。図９は図１中のキャリア周波数誤差
検出回路の具体的な構成を示すブロック図である。ま
た、図１０は図９のキャリア周波数誤差検出回路を説明
するためのグラフである。図１０（ａ）乃至（ｃ）は横
軸にキャリア周波数誤差Δｆをとり、縦軸に夫々正規化
した相関係数ＳI 、正規化した相関係数ＳQ 又はアーク
タンジェントＳQ／ＳI をとって、ガードタイミング時
の相関係数ＳI ，ＳQ の関係を示している。
【００３５】図９においてキャリア周波数誤差検出回路
61のゲート91，92には夫々相関係数ＳI ，ＳQ が入力さ
れており、ゲート91，92はガードタイミング信号のタイ
ミングで相関係数ＳI ，ＳQ を演算器93に出力する。演
算器93は相関係数ＳQ ／ＳIのアークタンジェントを求
めて誤差信号発生回路94に出力する。上述したように、
相関係数ＳI ，ＳQ はキャリア周波数誤差Δｆに応じて
変化する。しかし、ガードタイミングにおける相関係数
ＳI ，ＳQ の変化は、図１０（ａ），（ｂ）に示すよう
に規則性を有し、キャリア周波数誤差Δｆの関数となっ
ている。そして、演算器93が相関係数ＳQ ／ＳI のアー
クタンジェントを求めると、図１０（ｃ）に示すよう
に、キャリア周波数誤差Δｆ＝０，±ｆs ，±２ｆs ，
…において０クロスする信号が得られる。誤差信号発生
回路94は、キャリア周波数を制御するために、図１０
（ｃ）に示す信号をキャリア周波数誤差信号として用い
る。これにより、キャリア周波数をキャリア周波数誤差
Δｆがｆs の整数倍となる周波数まで引込むことができ
る。キャリア周波数誤差検出回路61からのキャリア周波
数誤差信号はキャリア周波数制御回路62に与えられる。
【００３６】図１１はキャリア周波数誤差検出回路の他
の例を示すブロック図である。
【００３７】キャリア周波数誤差検出回路97のゲート98
には相関係数ＳQ が与えられる。ゲート98はガードタイ
ミング信号のタイミングで相関係数ＳQ を誤差信号発生
回路99に出力する。図１０（ｂ）に示すように、ガード
タイミングにおける相関係数ＳQ はキャリア周波数誤差
Δｆがｆs の整数倍であるときに０となる。従って、誤
差信号発生回路99が図１０（ｂ）に示す信号をキャリア
周波数誤差信号とすることで図９と同様の効果を得るこ
とができる。
【００３８】このように、キャリア周波数誤差Δｆをｆ
s の整数倍にするための信号はキャリア周波数誤差検出
回路61から得られるが、ｆs 単位の周波数ずれを制御す
るための信号は並列直列変換回路44の出力から得てい
る。並列直列変換回路44の出力は、キャリア周波数誤差
検出回路101 及びキャリア位相誤差検出回路102 に与え
られる。キャリア周波数誤差検出回路101 は、各サブキ
ャリアのパワーを周波数分折することによって再生キャ
リアの周波数ずれを検出する。一般に、ＯＦＤＭ変調信
号のサブキャリアのうち最高及び最低周波数のサブキャ
リアはガードバンドとするために使用されていない（ゼ
ロキャリア）。キャリア周波数誤差検出回路101 は、各
サブキャリアのパワーの分折結果からゼロキャリアの位
置を求めて再生キャリアのずれを検出する。例えば、再
生キャリア（局部発振出力）周波数がｆs だけずれた場
合（キャリア周波数誤差Δｆ＝ｆs ）には、最低周波数
のサブキャリアのパワーは極めて小さくなる。従って、
両端のサブキャリアのパワーを調べて、ｆs 単位の周波
数ずれを検出することで再生キャリア周波数をｆs 単位
でキャリア周波数に一致させることができる。
【００３９】キャリア周波数誤差検出回路101 の出力は
キャリア周波数制御回路62に与えられる。キャリア周波
数制御回路62は、この出力とキャリア周波数誤差検出回
路61からのキャリア周波数誤差信号とから局部発振器35
の発振周波数を制御するための制御信号を作成して加算
器104 に出力する。
【００４０】キャリア位相誤差検出回路102 は各サブキ
ャリアの位相ずれから再生キャリアの位相誤差を検出し
て誤差信号をキャリア位相制御回路103 に出力する。キ
ャリア位相制御回路103 はこの誤差信号を用いて局部発
振器35の発振位相を制御するための制御信号を作成して
加算器104 に出力する。加算器104 はキャリア周波数制
御回路62の出力とキャリア位相制御回路103 の出力とを
加算してＤ／Ａ変換器105 に与える。Ｄ／Ａ変換器105
は加算器104 の出力をアナログ信号に変換して局部発振
器35の制御信号として出力する。局部発振器35はＤ／Ａ
変換器105 の出力に基づいて発振周波数が制御されて、
キャリア同期が達成されるようになっている。
【００４１】また、並列直列変換回路44の出力は、クロ
ック同期を得るためにクロック誤差検出回路106 にも与
えられるようになっている。クロック誤差検出回路106
は、各サブキャリアの位相ずれの差からクロック誤差を
検出してクロック誤差信号をクロック制御回路107 に出
力する。クロック制御回路107 は、この誤差信号に基づ
いてクロック制御信号を生成してＤ／Ａ変換器108 に与
える。Ｄ／Ａ変換器108 は、クロック制御信号をアナロ
グ信号に変換して局部発振器109 に与える。局部発振器
109 はＤ／Ａ変換器108 の出力によって発振周波数が制
御される。これにより、クロック同期が達成されるよう
になっている。なお、局部発振器109 の発振クロックは
タイミング回路110 に与えられ、タイミング回路110 は
各種タイミング信号を発生するようになっている。
【００４２】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。
【００４３】図示しない伝送路を介して伝送されたＯＦ
ＤＭ変調信号は図示しないチューナによって受信され、
ＩＦ信号に変換された後入力端子31を介してＢＰＦ32に
供給される。ＢＰＦ32はＩＦ信号の雑音を除去して乗算
器33，34に出力する。乗算器33，34は、夫々Ｉ軸の再生
キャリア又はＱ軸の再生キャリアが与えられて直交復調
を行う。乗算器33からのＩ信号はＬＰＦ37を介してＡ／
Ｄ変換器38に与えられ、乗算器34からのＱ信号はＬＰＦ
39を介してＡ／Ｄ変換器40に与えられる。Ａ／Ｄ変換器
38，40は局部発振器109 からのクロックを用いてＩ，Ｑ
信号をディジタル信号に変換して、ＯＦＤＭ復調部45の
ガード期間除去回路41に出力する。
【００４４】本実施例においては、ガード期間を除去す
るためのシンボル同期をＯＦＤＭ変調信号から得てい
る。即ち、Ａ／Ｄ変換器38，40からのＩ，Ｑ信号は夫々
遅延回路51，52に与えられて有効シンボル期間だけ遅延
される。そうすると、図２（ａ），（ｂ）に示すよう
に、Ｉ，Ｑ信号の遅延信号のガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 ，…
は、Ｉ信号の終端期間Ｇ1 ′，Ｇ2 ′，…のタイミング
に一致し、キャリア同期がとれている場合には、この期
間にはＩ信号とその遅延信号との間で相関を有する。相
関器53はＩ信号とその遅延信号との相関係数ＳI を求め
てガードタイミング検出回路55に出力する。
【００４５】また、キャリア同期がとれていない場合で
あっても、図３乃至図５に示すように、終端期間におい
ては、Ｉ信号とその遅延信号との間の相関又はＩ信号と
Ｑ信号の遅延信号との間の相関のいずれかの相関があ
る。相関器54はＩ信号とＱ信号の遅延信号との間の相関
係数ＳQ を求めてガードタイミング検出回路55に出力す
る。ガードタイミング検出回路55は相関係数ＳI ，ＳQ
の２乗を加算し、加算結果のピーク位置においてガード
タイミング信号を発生して出力する。図６に示すよう
に、このピーク位置は各終端期間の終了タイミングにお
いて発生する。ガード期間除去回路41はこのガードタイ
ミング信号を用いてガード期間を除去する。これによ
り、シンボル同期が得られる。
【００４６】ガード期間が除去されて有効シンボル期間
のみ抽出されたＯＦＤＭ変調信号は直列並列変換回路42
に与えられてパラレルデータに変換される。ＦＦＴ回路
43はこのパラレルに変換されたＩ，Ｑ信号を夫々複素数
の実部又は虚部とみなしてＦＦＴ処理を行う。これによ
り、ＦＦＴ回路43からは各サブキャリアの復調シンボル
であるＩデータ及びＱデータが出力される。これらの復
調シンボルデータは並列直列変換回路44においてシリア
ルデータに変換されて出力される。
【００４７】相関器53，54からの相関係数ＳI ，ＳQ は
キャリア周波数誤差検出回路61に供給される。キャリア
周波数誤差検出回路61はガードタイミングにおける相関
係数ＳI ，ＳQ を取込み、ＳQ ／ＳI のアークタンジェ
ントを求める。図１０に示すように、ガードタイミング
における相関係数ＳI ，ＳQ はキャリア周波数誤差Δｆ
の関数になっており、ＳQ ／ＳI のアークタンジェント
はｆs の整数倍の位置で０クロスする信号となる。この
信号を用いることで、再生キャリア周波数をキャリア周
波数誤差Δｆがｆs の整数倍となるように制御すること
ができる。キャリア周波数誤差検出回路61はこの信号を
キャリア周波数誤差信号としてキャリア周波数制御回路
62に出力する。
【００４８】キャリア周波数制御回路62はキャリア周波
数誤差検出回路101 の出力及びキャリア周波数誤差信号
に基づいて局部発振器35の発振周波数を制御するための
制御信号を生成して加算器104 に出力する。また、キャ
リア位相誤差検出回路102 は並列直列変換回路44の出力
から、各サブキャリアの位相ずれに基づく再生キャリア
の位相誤差を検出し、キャリア位相制御回路103 はこの
位相誤差に基づいて局部発振器35を制御するための制御
信号を生成して加算器104 に与える。加算器104 によっ
てキャリア周波数制御回路62及びキャリア位相制御回路
103 の出力は加算され、Ｄ／Ａ変換器105 によってアナ
ログ信号に変換されて局部発振器35に与えられる。こう
して、局部発振器35の発振が制御されてキャリア同期が
得られる。
【００４９】また、並列直列変換回路44の出力はキャリ
ア周波数誤差検出回路101 及びキャリア位相誤差検出回
路102 にも与えられる。キャリア周波数誤差検出回路10
1 によって、各サブキャリアのパワーが周波数分折さ
れ、ｆs 単位で再生キャリア周波数を制御するための信
号がキャリア周波数制御回路62に供給される。
【００５０】並列直列変換回路44からの出力を用いてク
ロック同期及びキャリア同期を得る。即ち、並列直列変
換回路44の出力はクロック誤差検出回路106 に供給され
て、各サブキャリアの位相ずれの差に基づくクロック誤
差信号が得られる。クロック制御回路107 はクロック誤
差信号に基づいてクロック制御信号を作成し、虚部発振
器109 に発振を制御する。これにより、クロック同期が
得られる。
【００５１】このように、本実施例においては、ガード
期間の信号が有効シンボル期間の終端期間の信号を複写
したものであることを利用して、直交復調出力とその遅
延信号との相関結果から、ガードタイミングを得てシン
ボル同期とっている。また、直交復調出力とその遅延信
号との相関結果とキャリア周波数誤差の関係がキャリア
間隔ｆs の周期で変化することから、この相関結果に基
づいて再生キャリア周波数を制御し、更にＦＦＴ復調出
力の各サブキャリアのパワーに基づいてｆs 単位のずれ
を制御することにより、再生キャリア周波数を正確にキ
ャリア周波数に一致させてキャリア同期を得ている。こ
のように、情報信号のみに基づいてシンボル同期及びキ
ャリア同期を得ており、特別な基準信号又はパイロット
キャリアを用いることなく確実なシンボル同期及びキャ
リア同期を得ることができ、妨害に強いＯＦＤＭ復調が
可能である。
【００５２】なお、上記実施例においては、相関係数Ｓ
I ，ＳQ は、夫々Ｉ信号とその遅延信号との相関及びＩ
信号とＱ信号の遅延信号との相関であるが、相関係数Ｓ
I として、Ｑ信号とその遅延信号との相関を用いてもよ
い。また、相関係数ＳQ として、Ｑ信号とＩ信号の遅延
信号との相関を用いてもよい。また、相関係数ＳI と相
関係数ＳQ の組合わせも自由である。
【００５３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、伝
送された情報信号のみからシンボル同期及びキャリア同
期を行うことができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ同期復調回路の一実施例
を示すブロック図。
【図２】図１中のシンボル同期検出部を説明するための
タイミングチャート。
【図３】図１中のシンボル同期検出部を説明するための
グラフ。
【図４】図１中のシンボル同期検出部を説明するための
グラフ。
【図５】図１中のシンボル同期検出部を説明するための
グラフ。
【図６】図１中のシンボル同期検出部を説明するための
グラフ。
【図７】図１中のガードタイミング検出回路の具体的な
構成を示すブロック図。
【図８】ガードタイミング検出回路の他の例を示すブロ
ック図。
【図９】図１中のキャリア周波数誤差検出回路の具体的
な構成を示すブロック図。
【図１０】図１中のキャリア同期検出部を説明するため
のグラフ。
【図１１】キャリア周波数誤差検出回路の他の例を示す
ブロック図。
【図１２】ＯＦＤＭ変復調装置を示すブロック図。
【図１３】ＯＦＤＭ変調信号を示す波形図。
【図１４】従来例におけるシンボル同期を説明するため
の説明図。
【図１５】従来例におけるキャリア同期を説明するため
のグラフ。
【符号の説明】
33，34…乗算器、35…局部発振器、36…移相器、41…ガ
ード期間除去回路、45…ＯＦＤＭ復調部、50…シンボル
同期検出部、51，52…遅延回路、53，54…相関器、55…
ガードタイミング検出回路、60…キャリア同期検出部、
61…キャリア周波数誤差検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石川 達也 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株式会社東芝 マルチメディア技術研究 所内 (56)参考文献 特開 平６−244818（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−91071（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−143095（ＪＰ，Ａ) “ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用 した新しい周波数同期方式の検討”，映 像メディア学会技術報告，1995年８月24 日，Ｖｏｌ．19，Ｎｏ．38，ｐ13−ｐ. 18 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (7)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 有効シンボル期間とこの有効シンボル期
    間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交周
    波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、直交検
    波によって前記直交変調波から直交復調出力を得る直交
    復調手段と、 前記直交復調出力を前記有効シンボル期間だけ遅延させ
    る遅延手段と、 前記直交復調手段からの直交復調出力と前記遅延手段の
    出力との相関係数を求める相関演算手段と、 前記相関係数に基づいて前記直交復調出力の前記ガード
    期間のタイミングを求めてタイミング信号を出力するガ
    ードタイミング検出手段と、 前記タイミング信号を用いて前記直交復調出力から前記
    有効シンボル期間の信号のみを抽出して前記直交周波数
    分割多重変調信号を復調する復調部とを具備したことを
    特徴とするＯＦＤＭ同期復調回路。
  2. 【請求項２】 有効シンボル期間とこの有効シンボル期
    間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交周
    波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、直交検
    波によって前記直交変調波から同相検波軸信号と直交検
    波軸信号とを得る直交復調手段と、 前記同相検波軸信号を前記有効シンボル期間だけ遅延さ
    せる第１の遅延手段と、 前記直交検波軸信号を前記有効シンボル期間だけ遅延さ
    せる第２の遅延手段と、前記直交復調手段からの同相検波軸信号と前記第１の遅
    延手段の出力との相関係数及び前記直交復調手段からの
    同相検波軸信号と前記第２の遅延手段の出力との相関係
    数を求める第１の相関係数算出機能と、前記直交復調手
    段からの同相検波軸信号と前記第１の遅延手段の出力と
    の相関係数及び前記直交復調手段からの直交検波軸信号
    と前記第１の遅延手段の出力との相関係数を求める第２
    の相関係数算出機能と、前記直交復調手段からの直交検
    波軸信号と前記第２の遅延手段の出力との相関係数及び
    前記直交復調手段からの同相検波軸信号と前記第２の遅
    延手段の出力との相関係数を求める第３の相関係数算出
    機能と、前記直交復調手段からの直交検波軸信号と前記
    第２の遅延手段の出力との相関係数及び前記直交復 調手
    段からの直交検波軸信号と前記第１の遅延手段の出力と
    の相関係数を求める第４の相関係数算出機能とのいずれ
    か１つの相関係数算出機能を有する 相関演算手段と、 前記相関係数に基づいて前記直交復調手段出力の前記ガ
    ード期間のタイミングを求めてタイミング信号を出力す
    るガードタイミング検出手段と、 前記タイミング信号を用いて前記直交復調手段の復調出
    力から前記有効シンボル期間の信号のみを抽出して前記
    直交周波数分割多重変調信号を復調する復調部とを具備
    したことを特徴とするＯＦＤＭ同期復調回路。
  3. 【請求項３】 前記ガードタイミング検出手段は、前記
    第１乃至第４の相関係数算出機能のいずれか１つの相関
    係数算出機能によって得られた２つの相関係数を２乗し
    た値同士を加算して前記タイミング信号を求めることを
    特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ同期復調回路。
  4. 【請求項４】 前記ガードタイミング検出手段は、前記
    第１乃至第４の相関係数算出機能のいずれか１つの相関
    係数算出機能によって得られた２つの相関係数の絶対値
    同士を加算して前記タイミング信号を求めることを特徴
    とする請求項２に記載のＯＦＤＭ同期復調回路。
  5. 【請求項５】 有効シンボル期間とこの有効シンボル期
    間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交周
    波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、直交検
    波によって前記直交変調波から直交復調出力を得る直交
    復調手段と、 前記直交復調出力を前記有効シンボル期間だけ遅延させ
    る遅延手段と、 前記直交復調手段からの直交復調出力と前記遅延手段の
    出力との相関係数を求める相関演算手段と、 前記直交復調手段の直交復調出力から前記有効シンボル
    期間の信号のみを抽出して前記直交周波数分割多重変調
    信号を復調する復調部と、 前記相関演算手段からの相関係数に基づいて前記直交復
    調手段の検波周波数誤差を検出する誤差検出手段と、 前記検波周波数誤差に基づいて前記直交復調手段の検波
    周波数を制御する検波周波数制御手段とを具備したこと
    を特徴とするＯＦＤＭ同期復調回路。
  6. 【請求項６】 有効シンボル期間とこの有効シンボル期
    間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交周
    波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、直交検
    波によって前記直交変調波から同相検波軸信号と直交検
    波軸信号とを得る直交復調手段と、 前記同相検波軸信号を前記有効シンボル期間だけ遅延さ
    せる第１の遅延手段と、 前記直交検波軸信号を前記有効シンボル期間だけ遅延さ
    せる第２の遅延手段と、前記直交復調手段からの同相検波軸信号と前記第１の遅
    延手段の出力との相関係数及び前記直交復調手段からの
    同相検波軸信号と前記第２の遅延手段の出力との相関係
    数を求める第１の相関係数算出機能と、前記直交復調手
    段からの同相検波軸信号と前記第１の遅延手段の出力と
    の相関係数及び前記直交復調手段からの直交検波軸信号
    と前記第１の遅延手段の出力との相関係数を求める第２
    の相関係数算出機能と、前記直交復調手段からの直交検
    波軸信号と前記第２の遅延手段の出力との相関係数及び
    前記直交復調手段からの同相検波軸信号と前記第２の遅
    延手段の出力との相関係数を求める第３の相関係数算出
    機能と、前記直交復調手段からの直交検波軸信号と前記
    第２の遅延手段の出力との相関係数及び前記直交復調手
    段からの直交検波軸信号と前記第１の遅延手段の出力と
    の相関係数を求める第４の相関係数算出機能とのいずれ
    か１つの相関係数算出機能を有する 相関演算手段と、 前記直交復調手段の復調出力から前記有効シンボル期間
    の信号のみを抽出して前記直交周波数分割多重変調信号
    を復調する復調部と、 前記相関演算手段からの相関係数に基づいて前記直交復
    調手段の検波周波数誤差を検出する誤差検出手段と、 前記検波周波数誤差に基づいて前記直交復調手段の検波
    周波数を制御する検波周波数制御手段とを具備したこと
    を特徴とするＯＦＤＭ同期復調回路。
  7. 【請求項７】 前記直交周波数分割多重変調信号の直交
    変調波を受信して前記直交復調手段に供給するチューナ
    を更に具備したことを特徴とする請求項１に記載のＯＦ
    ＤＭ同期復調回路。
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