JP5649877B2 - 相関器及びそれを含む復調装置 - Google Patents

Description

本発明は、有効シンボル期間と該有効シンボル信号の一部が複写されたガード期間とを有するＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を遅延した遅延信号との相関を求める相関器及びそれを含む復調装置に関し、特に、受信信号帯域内に不要電力が混入していても、その不要電力の影響を排除して自己相関を求めることができる相関器及びそれを含む復調装置に関する。

近年、地上デジタル放送等での変調方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式が用いられている。

ＯＦＤＭ方式では、中心周波数の異なる複数のサブキャリア（搬送波）を利用して、シンボルを送信する。ここで、シンボルとは、１回の変調で送信される一まとまりのデータをいう。

１シンボル周期は、有効シンボル期間にガード期間（ＧＩ）が付加されて構成される。ＯＦＤＭ方式では、図９に示すように、実際の復調の対象となる有効シンボル信号の一部を複写し、繰り返し波形として有効シンボル信号間に挿入することでマルチパス干渉の影響を抑制している。この複写波形の期間がガード期間である。

このＯＦＤＭ信号を復調する場合には、受信したＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄコンバータによりデジタル変換し、ガード期間を除去して有効シンボル信号を取り出し、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）で復調する。具体的には、図１０に示すように、受信したＯＦＤＭ信号と、該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長分遅延した信号との相関値を求める。そして、この相関値を積分した値の最大値を抽出し、該最大値となるタイミングを基準に、ガード期間を除去して有効シンボル期間を抽出し、ＦＦＴで復調する（例えば、特許文献１，２参照）。

しかしながら、図１１に示すように、受信信号帯域内に、特定周波数を有し、大きな電力を有する不要な波形信号（以下、不要電力又は不要波と呼称）が混入する場合がある。かかる不要電力は、ＯＦＤＭ信号のような同一信号成分のコピーによる周期性がないため、該不要電力の割合が高くなるほど、その影響により上記相関関係が不本意に低下してしまう。相関値が小さくなってしまうと、該相関値に基づく時間同期を達成することができず、その結果、受信品質に悪影響を及ぼし、場合によっては受信できなくなる。

かかる状況を鑑み、混入した不要電力を除去すべく、フィルタを介在させる技術が開示されている（例えば、特許文献３参照）。

特開平１１−１６３８２４号公報 特開２０００−０５９３３２号公報 特開平９−３２１７３３号公報

しかしながら、特許文献３においては、相関を得るための２つの入力信号のうち、１ＯＦＤＭシンボル遅延した信号のみをフィルタに通過させている。ここで、１ＯＦＤＭシンボル遅延させないそのまま相関器に入る信号に固有の雑音が多く含まれるのであるから、特許文献３では、固有の周波数成分を強く持った雑音に対する耐性を確保するというという観点からは不十分である。

本発明は、受信信号帯域内に電力的に大きい不要電力が混入した場合でも、かかる雑音の影響を受けずに、自己相関を評価することができる相関器及びそれを含む復調装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る演算器は、互いに重ならない異なる通過帯域特性を有する複数のフィルタ手段であって、１シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間とからなるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を各々が入力する複数のフィルタ手段と、前記複数のフィルタ手段の各々を通過した信号から、複数の時間位置での自己相関を表す物理量を演算する演算手段と、前記演算手段により演算された前記物理量の前記ガード期間の時間平均を自己相関信号として生成する複数の自己相関生成手段と、前記複数のフィルタ手段の各出力信号を、所定周期毎に切り替えて入力し、前記演算手段に対して出力する第１切替手段と、前記演算手段の出力信号を入力して、前記所定周期毎に切り替えて前記自己相関生成手段に出力する第２切替手段と、を含んで構成される。
このような構成によれば、受信信号帯域内に電力的に大きい不要波が混入した場合でも、かかる雑音の影響を受けずに、自己相関を評価することができる。また、このような構成によれば、回路規模を大幅に削減することができる。

ここで、本発明の演算器は、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号を入力し、各自己相関信号に基づいて、時間同期を得るのに適した自己相関を１つ選択又は生成して出力する自己相関出力手段を更に含むのが好適である。

不要波が含まれる周波数帯域について得られた自己相関信号はその最大値が相対的に小さいので、かかる自己相関信号を採用しないことにより、以上の構成により、不要波電力の影響による受信品質劣化を軽減させることが可能である。

例えば、前記自己相関出力手段は、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のうち、最も大きい最大値を有する自己相関信号を選択出力する。

あるいは、前記自己相関出力手段は、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のうち、最も大きい最大値を有する自己相関信号を抽出し、該最大値に１未満の所定の係数を掛けて閾値を設定し、残りの自己相関信号のうち、前記閾値よりも大きい最大値を有する自己相関を抽出し、最大値が最も大きい自己相関信号と、抽出された、前記閾値よりも大きい最大値を有する自己相関信号を加算合成して出力する。

このような構成によれば、最も大きい最大値に有意に近い最大値を有する自己相関信号をすべて採用する。

あるいは、前記自己相関出力手段は、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のうち、所定の閾値よりも大きい最大値を有する自己相関信号を抽出し、抽出された自己相関信号を加算合成して出力する。

このような構成によれば、採用できる自己相関信号を選択するのに、その最大値の大きさを判定する閾値を設け、閾値よりも大きい最大値を有する自己相関信号をすべて採用する。

また、前記演算手段は、対応する前記フィルタ手段から出力された信号を、前記有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段と、前記遅延手段からの遅延信号に対して複素共役をとる複素共役手段と、前記フィルタ手段から出力されたＯＦＤＭ信号と、前記複素共役手段から出力された遅延後の、かつ複素共役処理後の信号とを入力し、それらを複素掛算する複素演算手段と、を含んで構成できる。

あるいは、前記演算手段は、対応する前記フィルタ手段から出力された信号を、位相情報に変換して出力する位相変換手段と、前記位相変換手段から出力された位相情報を、前記有効シンボル期間だけ回転させる遅延手段と、前記位相変換手段からの位相情報と、前記遅延手段により回転された位相情報とを比較し、その差分を求め、位相回転量として出力する引算手段と、前記引算手段から出力された位相の回転量から単位ベクトルを生成するベクトル変換手段と、を含んで構成できる。

このような構成によれば、受信信号を一旦位相情報に変換し、後に単位ベクトルに変換するため、自己相関の大きさは受信信号の大きさには影響されなくなる。

また、前記自己相関出力手段は、時間同期を得るのに適した自己相関を１つ選択又は生成する際に、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のすべてに基づかない場合でも、すべてに基づく場合と出力が同じとなるように、採用した信号の少なくとも１つに重み付けをする。

このような構成によれば、より安定した時間同期が得られる。

また、前記自己相関出力手段は、前記自己相関信号の各々の選択頻度に応じて前記重み付けをする。
また、前記複数の各手段は、特に２個とする。

また、このとき、前記遅延手段に格納されるデータの数Ｄｄと、各所定周期で各フィルタ手段に流れるデータの数Ｄｆとの関係は、Ｄｆ＝Ｄｄ／Ｍ（Ｍは整数）とすることができる。

また、上記目的を達成するため、本発明に係る復調装置は、１シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間とからなるアナログ信号のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタル信号のＯＦＤＭ信号を入力する請求項１〜１１のいずれか１項に記載の相関器と、前記相関器から受け取った相関信号に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号から有効シンボル信号を抽出するためのタイミング信号を出力するタイミング検出手段と、前記タイミング検出手段から出力されたタイミング信号に基づいて、前記アナログ／デジタル変換手段でデジタル変換されたＯＦＤＭ信号から、有効シンボル信号を抽出し、フーリエ変換を施す高速フーリエ変換手段と、前記高速フーリエ変換手段によるフーリエ変換処理後の信号に復調処理を施し、復調信号を得る復調手段と、を含んで構成される。

すなわち、上記構成によれば、上記の相関器を含む復調装置を採用することにより、自己相関のピークをもとに時間同期を求める同期機能を有する受信機において、安定した時間同期を得ることができ、受信特性を良化することが可能となる。

以上説明したように本発明によれば、受信信号帯域内に電力的に大きい不要波が混入した場合でも、かかる雑音の影響を受けずに、自己相関を評価することができる、という効果を奏する。

本発明の第１〜６の実施の形態に係るＯＦＤＭ信号復調装置の概略構成図である。 第１の実施の形態の相関器の構成図である。 第１の実施の形態の相関器の動作を説明するための図である。 第２の実施の形態の相関器の構成図である。 第３の実施の形態の相関器の構成図である。 第４の実施の形態の相関器の構成図である。 第５の実施の形態の相関器の構成図である。 第６の実施の形態の相関器の構成図である。 ＯＦＤＭ信号のフォーマットを説明する図である。 受信したＯＦＤＭ信号と、該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長遅延した信号との相関値を求めるときの従来の求め方を説明する説明図である。 混入する不要電力を説明するための図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号復調装置１０の概略構成図である。このＯＦＤＭ信号復調装置１０は、ＯＦＤＭ信号を受信して、これを復調する装置である。ＯＦＤＭ信号は、図９に示すように、１シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間からなる信号である。このＯＦＤＭ信号から、ガード期間を除く有効シンボル期間の信号が抽出され、この有効シンボル期間の信号（有効シンボル信号）にフーリエ変換が施されて復調される。

図１に示すように、このＯＦＤＭ信号復調装置１０は、Ａ／Ｄ変換器１２、相関器１４、タイミング検出器１６、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）１８、及び復調器２０を備えている。

Ａ／Ｄ変換器１２は、受信したアナログのＯＦＤＭ信号をサンプリングクロック信号に同期して所定周期でサンプリングしてデジタル信号に変換し、相関器１４及びＦＦＴ１８に出力する。

相関器１４は、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号と、該ＯＦＤＭ信号を１有効シンボル期間遅延した遅延信号との相関を求め、該相関を示す相関信号をタイミング検出器１６に出力する。

タイミング検出器１６は、相関器１４から受け取った相関信号に基づいて、ＯＦＤＭ信号から有効シンボル信号を抽出するためのタイミング信号を出力する。具体的には、相関信号がピークとなるタイミングを検出し、このタイミングを基準としてタイミング信号を出力する。

ＦＦＴ１８は、タイミング検出器１６から出力されたタイミング信号に基づいて、Ａ／Ｄ変換器１２でデジタル変換されたＯＦＤＭ信号から、有効シンボル信号を抽出し、フーリエ変換を施す。

復調器２０は、フーリエ変換処理後の信号に復調処理を施し、復調信号を得る。

図２は、第１の実施の形態の相関器１４の構成図である。

本実施の形態の相関器１４は、２つのフィルタ回路（第１フィルタ回路３４ａ、第２フィルタ回路３４ｂ）と、２つの遅延回路（第１遅延回路２２ａ、第２遅延回路２２ｂ）と、２つの複素共役回路（第１複素共役回路２４ａ、第２複素共役回路２４ｂ）と、２つの複素演算回路（第１複素演算回路２６ａ、第２複素演算回路２６ｂ）と、２つの移動平均処理回路（第１移動平均処理回路２８ａ、第２移動平均処理回路２８ｂ）と、選択合成回路３０と、割合判定回路３２と備えている。

なお、各フィルタ回路を区別せずに説明する場合には、単にフィルタ回路３４と呼称して末尾の符号を省略する。同様に、各遅延回路を区別せずに説明する場合には、単に遅延回路２２と呼称して末尾の符号を省略する。また、２つの複素共役回路は同一構成であり、以下、各複素共役回路を区別せずに説明する場合には、単に複素共役回路２４と呼称して末尾の符号を省略する。同様に、２つの複素演算回路は同一構成であり、以下、各複素演算回路を区別せずに説明する場合には、単に複素演算回路２６と呼称して末尾の符号を省略する。同様に、２つの移動平均処理回路は同一構成であり、以下、各移動平均処理回路を区別せずに説明する場合には、単に移動平均処理回路２８と呼称して末尾の符号を省略する。

そこで、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたＯＦＤＭ信号は、まず、第１フィルタ回路３４ａ及び第２フィルタ回路３４ｂに並列に入力される。

第１フィルタ回路３４ａ通過後のＯＦＤＭ信号は、第１複素演算回路２６ａの一方の入力端に入力されると共に第１遅延回路２２ａに入力される。第１遅延回路２２ａの出力端は、第１複素共役回路２４ａに接続されている。第１複素共役回路２４ａの出力端は、第１複素演算回路２６ａの他方の入力端に接続されている。第１複素演算回路２６ａの出力端は、第１移動平均処理回路２８ａに接続されている。

同様に、第２フィルタ回路３４ｂ通過後のＯＦＤＭ信号は、第２複素演算回路２６ｂの一方の入力端に入力されると共に第２遅延回路２２ｂに入力される。第２遅延回路２２ｂの出力端は、第２複素共役回路２４ｂに接続されている。第２複素共役回路２４ｂの出力端は、第２複素演算回路２６ｂの他方の入力端に接続されている。第２複素演算回路２６ｂの出力端は、第２移動平均処理回路２８ｂに接続されている。

第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂからの出力結果は、共に選択合成回路３０に入力されると共に、共に割合判定回路３２に入力される。該割合判定回路３２からの判定結果は、選択合成回路３０に入力される。該選択合成回路３０による処理結果は、自己相関出力として出力される。

そこで、第１フィルタ回路３４ａ及び第２フィルタ回路３４ｂは、互いに論理的に概ね重ならない異なる通過周波数特性を有する。具体的には、図３に示すように、例えば、第１フィルタ回路３４ａは、ＯＦＤＭ信号の想定される周波数帯域に対して、その低周波側の半分をカバーする通過周波数特性を有し、第２フィルタ回路３４ｂは、その高周波側の半分をカバーする通過周波数特性を有する。

第１遅延回路２２ａ及び第２遅延回路２２ｂは、それぞれ、第１フィルタ回路３４ａ及び第２フィルタ回路３４ｂから出力された信号を、１有効ＯＦＤＭシンボル期間（ＧＩを含まないＯＦＤＭ変調波の長さ）だけ遅延させる。

また、第１複素共役回路２４ａ及び第２複素共役回路２４ｂは、それぞれ、第１遅延回路２２ａ及び第２遅延回路２２ｂからの遅延信号に対して複素共役をとる。なお、この第１複素共役回路２４ａ及び第２複素共役回路２４ｂは、１有効シンボル期間遅延させる前の信号側に接続して、それらに対して複素共役をとる形態であってもよい。つまり、第１複素共役回路２４ａは、第１フィルタ回路３４ａからの遅延前のＯＦＤＭ信号に対して複素共役をとり、第２複素共役回路２４ｂは、第２フィルタ回路３４ｂからの信号に対して複素共役をとるようにしてもよい。

次に、第１複素演算回路２６ａは、第１フィルタ回路３４ａを通過しただけのＯＦＤＭ信号と、第１複素共役回路２４ａからの遅延後の、かつ複素共役処理後の信号とを複素掛算する。同様に、第２複素演算回路２６ａは、第２フィルタ回路３４ｂを通過しただけのＯＦＤＭ信号と、第２複素共役回路２４ｂからの遅延後の、かつ複素共役処理後の信号とを複素掛算する。

次に、第１移動平均処理回路２８ａは、第１複素演算回路２６ａからの出力に対して、ＧＩ（ガード期間）長分の移動平均をとる。つまり、図９で説明したように、ＧＩの部分は、ＯＦＤＭ信号の一部と同一であり、その部分が一致した場合に最大の自己相関結果が得られるはずであるが、最大の自己相関が得られる時間位置が予め分からないので、この第１移動平均処理回路２８ａは、そのＧＩ長について、その時間位置を探索する。

同様に、第２移動平均処理回路２８ｂは、第２複素演算回路２６ｂからの出力に対して、ＧＩ長分の移動平均をとる。

割合判定回路３２は、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂから出力された各自己相関信号の最大値を比較し、それらの大小関係を判定する。

選択合成回路３０は、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂから出力された各自己相関信号を入力すると共に、割合判定回路３２からの判定結果を入力する。そして、選択合成回路３０は、割合判定回路３２からの判定結果に基づいて、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂから出力された各自己相関信号のうち、最大値が大きい方を選択して自己相関出力として出力する。

以上の構成により、不要波電力の影響による受信品質劣化を軽減させることが可能であるが、以下これについて分かりやすく説明する。

図３を参照して、例えば、想定されるＯＦＤＭ信号に対して、同図に示す周波数を有する不要波が含まれているとする。この不要波の周波数は、第１フィルタ回路３４ａでは遮断されるが、第２フィルタ回路３４ｂでは通過するような周波数である。

従って、第１フィルタ回路３４ａを含む経路では、不要波が除去されることとなり、１有効シンボル期間遅延させられた信号との相関、すなわち第１移動平均処理回路２８ａの出力は比較的大きなものとなる。なお、ＯＦＤＭ信号は、受信帯域内に配列されたサブキャリアすべてにおいて、変調信号のコピーをガード期間（ＧＩ）として用いるため、図３のようにフィルタ通過後のＯＦＤＭ信号の帯域が半分になっても自己相関を得ることができる。

一方、第２フィルタ回路３４ｂを含む経路では、不要波は第２フィルタ回路３４ｂをそのまま通過して含まれたままとなり、１有効シンボル期間遅延させられた信号との相関、すなわち第２移動平均処理回路２８ｂの出力は、第１移動平均処理回路２８ａの出力と比較するとそれよりも小さいものとなる。従って、この２つの相関値のうち、大きい方の相関値をその相関器の出力として出力するようにすれば、元のＯＦＤＭ信号に不要波が含まれていたとしても、結果として、不要波を含まないＯＦＤＭ信号に基づいて相関を求めたことと等価となる。

故に、相関値の大小を評価する割合判定回路３２と、その割合判定回路３２の判定結果に基づいて相関値を選択出力する選択合成回路３０を設けてやれば上記機能が実現できる。

なお、図２に示す実施の形態では、ＧＩ長分の移動平均処理を行う移動平均処理回路２８を含んでいる。一般に、移動平均処理回路２８は、移動平均長分のデータバッファを有し、回路規模が大きくなる場合がある。本実施の形態では、互いに異なる通過周波数特性を有する複数のフィルタ回路３４と、そのフィルタ回路ごとに自己相関を判定する回路構成とを備え、得られた複数の自己相関から適切な自己相関を選択出力することを特徴としている。従って、本実施の形態では、フィルタ回路以降の自己相関を求める構成を、遅延回路２２、複素共役回路２４、複素演算回路２６、移動平均処理回路２８で実現しているものの、これらに限られることはない。例えば、遅延回路２２をメモリに置き換え、移動平均処理に必要な区間だけデータを保存しておくのではなく、移動平均処理にて新たに追加するデータと、最も古く排除していくデータを、それぞれメモリから読出し、別途設けた積分器に加える（新しいデータを足し、古く排除するデータを引く）ようにする。かかる構成により、中間段階のデータをメモリ以外で保存しておく必要がなくなり、回路規模を小さくすることができる。

以上説明したように、本発明の第１の実施の形態によれば、受信信号帯域内に不要電力又は不要波が混入した場合でも、かかる雑音の影響を受けずに、自己相関を求めることができ、それにより良好な時間同期を得ることでき、結果として受信品質の劣化を軽減することが可能となる。

［第２の実施の形態］
図４は、第２の実施の形態における相関器３６の構成を示す図である。この相関器３６は、第１の実施の形態における相関器１４の割合判定回路３２及び選択合成回路３０とは機能の異なる割合判定回路３２Ａ及び選択合成回路３０Ａを備えている。なお、他の構成については、第１の実施の形態における相関器１４と同様であるので、同一符号を付して説明は省略する。また、復調装置全体も、相関器以外は同様であるので説明を省略する。

本実施の形態における割合判定回路３２Ａは、予め設定された閾値を有しており、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂの各々からのＯＦＤＭシンボル長区間における自己相関の最大値とその閾値とを比較するように構成されている。

比較の結果、２つの自己相関の最大値が共に閾値よりも大きければ、割合判定回路３２Ａは、その旨を選択合成回路３０Ａに知らせる。その知らせを受けた選択合成回路３０Ａは、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂの各々から入力した２つの自己相関を加算合成し、自己相関出力として出力する。

また、２つの自己相関の最大値のうちの一方のみが閾値よりも大きければ、割合判定回路３２Ａは、その旨を選択合成回路３０Ａに知らせる。その知らせを受けた選択合成回路３０Ａは、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂの各々から入力した２つの自己相関のうち、閾値より大きい最大値に係る自己相関を、自己相関出力として出力する。

また、２つの自己相関の最大値が共に閾値よりも小さければ、割合判定回路３２Ａは、その旨を選択合成回路３０Ａに知らせる。その知らせを受けた選択合成回路３０Ａは、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂの各々から入力した２つの自己相関のうち、最大値が大きい方に係る自己相関を、自己相関出力として出力するか、又は、２つの自己相関を加算合成し、自己相関出力として出力する。

第１の実施の形態では、２つの自己相関が良好に得られている場合でも、大きい方の一方を一律に自己相関として出力してしまうのに対して、この第２の実施の形態では、２つの自己相関が良好に得られている場合には、両自己相関を足し合わせて出力するようにしているので、受信信号の周波数帯域を広く使った自己相関が生成でき、より時間同期が安定し、受信品質の良化に貢献する。また、閾値として、予め期待する自己相関の信頼性が得られるような値を選定できるので、受信品質の劣化を軽減できる。

［第３の実施の形態］
図５は、第３の実施の形態における相関器３８の構成を示す図である。この相関器３８は、第１の実施の形態における相関器１４の割合判定回路３２及び選択合成回路３０とは機能の異なる割合判定回路３２Ｂ及び選択合成回路３０Ｂを備えている。なお、他の構成については、第１の実施の形態における相関器１４と同様であるので、同一符号を付して説明は省略する。また、復調装置全体も、相関器以外は同様であるので説明を省略する。

本実施の形態における割合判定回路３２Ｂは、まず、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂの各々からのＯＦＤＭシンボル長区間における自己相関の最大値を互いに比較する。比較後、割合判定回路３２Ｂは、大きい方の最大値に、予め設定した係数α（０＜α＜１）を掛け、得られた値を閾値として設定する。そして、割合判定回路３２Ｂは、得られた閾値と小さい方の最大値を比較する。

比較の結果、小さい方の最大値が閾値よりも大きければ、割合判定回路３２Ｂは、その旨を選択合成回路３０Ｂに知らせる。その知らせを受けた選択合成回路３０Ｂは、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂの各々から入力した２つの自己相関を加算合成し、自己相関出力として出力する。

一方、小さい方の最大値が閾値よりも小さければ、割合判定回路３２Ｂは、その旨を選択合成回路３０Ｂに知らせる。その知らせを受けた選択合成回路３０Ｂは、第１移動平均処理回路２８ａ及び第２移動平均処理回路２８ｂの各々から入力した２つの自己相関のうち、大きい最大値に係る自己相関を、自己相関出力として出力する。

以上の処理は、要するに、２つの自己相関に有意な差があれば、大きい方の自己相関を採用し、２つの自己相関に有意な差がなければ、双方を採用するという処理である。かかる処理により、第２の実施の形態と同様、受信品質の良化に貢献する。また更に、伝搬路状況によっては受信電力が高くとも自己相関の最大値が小さくなる（マルチパス受信時等）ため、他方の自己相関と相対比較することで、どのような伝搬路状態においても使用する自己相関を選択することができる。

［第４の実施の形態］
本実施の形態では、第１〜３の実施の形態を多系列に一般化した例について説明する。図６は、第４の実施の形態における相関器４０の構成を示す図である。なお、復調装置全体については、相関器以外は、第１〜３の実施の形態と同様であるので説明を省略する。

第１〜３の実施の形態においては、フィルタ回路３４、遅延回路２２、複素共役回路２４、複素演算回路２６、及び移動平均処理回路２８をそれぞれ２つとし、すなわち２系列構成として、２つの自己相関を求めていたが、本実施の形態では、それぞれｎ個設けて、ｎ系列構成とし、ｎ個の自己相関を求めている。

すなわち、相関器４０は、第１〜第ｎフィルタ回路３４と、第１〜第ｎ遅延回路２２と、第１〜第ｎ複素共役回路２４と、第１〜第ｎ複素演算回路２６と、第１〜第ｎ移動平均処理回路２８と、選択合成回路３０Ｃと、割合判定回路３２Ｃとを備えている。

第１〜３の実施の形態では、想定される周波数帯域を論理的に低い方と高い方の２つに分割し、第１フィルタ回路３４ａ及び第２フィルタ回路３４ｂの通過周波数を、その各々に対応させるようにしたが、本実施の形態では、想定される周波数帯域を論理的にｎ個に分割し、第１〜第ｎフィルタ回路３４の通過周波数をその各々に対応させるようにしている。第１〜第ｎ遅延回路２２、第１〜第ｎ複素共役回路２４、第１〜第ｎ複素演算回路２６、及び第１〜第ｎ移動平均処理回路２８の各回路の処理は、基本的に第１〜３の実施の形態と同様である。

一方、割合判定回路３２Ｃ及び選択合成回路３０Ｃでの各処理は、第１〜３の実施の形態でのいずれかの処理と同等の処理を行うようにする。

つまり、第１の実施の形態と同等とするならば、割合判定回路３２Ｃは、求められたｎ個の自己相関のうち、最も大きい最大値に係る自己相関を判定し、その旨を選択合成回路３０Ｃに知らせる。選択合成回路３０Ｃは、それに応じて、その自己相関をそのまま出力する。

また、第２の実施の形態と同等とするならば、割合判定回路３２Ｃは、ｎ個の自己相関のうち、最大値が閾値よりも大きいものを抽出し、選択合成回路３０Ｃは、最大値が閾値よりも大きい自己相関をすべて加算合成し、自己相関出力として出力する。あるいは、割合判定回路３２Ｃが、最大値が閾値よりも大きい自己相関が存在しないと判定した場合には、選択合成回路３０Ｃは、最大値が最も大きい自己相関を出力するか、又は、すべての自己相関を加算合成し、出力する。

また、第３の実施の形態と同等とするならば、割合判定回路３２Ｃは、まず、ｎ個の自己相関のうち、最大値が最も大きい自己相関を抽出する。そして、割合判定回路３２Ｃは、その最大値に、予め設定した係数α（０＜α＜１）を掛け、得られた値を閾値として設定する。そして、割合判定回路３２Ｃは、得られた閾値と、残りの自己相関（ｎ−１個）に係る最大値とを比較し、閾値よりも大きい最大値を有する自己相関を抽出する。選択合成回路３０Ｃは、最大値が最も大きい自己相関と、抽出された、閾値よりも大きい最大値を有する自己相関をすべて加算合成し、出力する。あるいは、閾値よりも大きい最大値を有する自己相関が１つも存在しなければ、選択合成回路３０Ｃは、最大値が最も大きい自己相関を、自己相関出力として出力する。

第１〜３の実施の形態においては、想定する周波数帯域を分担してカバーする２つのフィルタ回路３４を採用しているので、不要波が有する周波数が特定の狭い範囲であっても、つまり、その不要波が固有の周波数を有する場合であって、その不要波を除去しようとすると、概ね半分の帯域に含まれる信号が使用できなくなってしまう。

それに対して、本実施の形態では、ｎ個のフィルタ回路３４を採用し、想定される周波数帯域をｎ個に分割しているので、固有の周波数を有する不要波を除去するのに捨てられる信号帯域は、不要波の固有周波数の幅やｎの値によるが、不要波が、周波数特性に関し十分に尖鋭であれば、基本的に１つのフィルタ回路３４の通過周波数幅分である。言い換えれば、他のｎ−１個のフィルタ回路３４の各通過周波数を加えた周波数の帯域に含まれる信号は、自己相関の演算にすべて利用でき、すなわち、時間同期の実現にすべて利用できる。故に、安定した時間同期の実現が容易になり、その結果、受信品質の劣化を抑えることができる。

また、上述のような不要波が、１つではなく、複数発生する場合もある。この場合、第１〜３の実施の形態においては、２つのフィルタ回路３４の通過周波数に渡って発生していれば、全体として何ら信頼できる自己相関が得られず、時間同期が十分に達成できない。しかしながら、本実施の形態のように、想定される周波数帯域をｎ個に分割してｎ個のフィルタ回路３４に対応させれば、不要波の周波数が複数のフィルタ回路３４に跨らない限り、考慮すべきでないフィルタ回路３４の個数は、最少、すなわち多くても不要波の個数だけとなり、残りのフィルタ回路３４の各通過周波数を加えた周波数の帯域に含まれる信号は、自己相関の演算にすべて利用でき、すなわち、時間同期の実現にすべて利用できる。

なお、想定される周波数帯域をいくつに分割するか、すなわちｎの値をいくつにするかは、想定される不要波の周波数幅と、ｎを増加させたときの回路の実現性やその費用とのトレードオフである。

［第５の実施の形態］
図７は、第５の実施の形態における相関器４２の構成を示す図である。本実施の形態は、第４の実施の形態と同様、ｎ系列構成であるが、各自己相関を求める回路構成が、第１〜４の実施の形態とは異なる。なお、第４の実施の形態と同様、復調装置全体については、相関器以外は、第１〜３の実施の形態と同様であるので説明を省略する。

つまり、本実施の形態の相関器４２は、第１〜第ｎフィルタ回路３４と、第１〜第ｎ位相変換回路４４と、第１〜第ｎ遅延回路２２と、第１〜第ｎ引算回路４６と、第１〜第ｎベクトル変換回路４８と、第１〜第ｎ移動平均処理回路２８と、選択合成回路３０Ｃと、割合判定回路３２Ｃとを備えている。

そこで、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたＯＦＤＭ信号は、まず、第１〜第ｎフィルタ回路３４のそれぞれに並列に入力される。第１〜第ｎフィルタ回路３４通過後のＯＦＤＭ信号は、第１〜第ｎ位相変換回路４４にそれぞれ入力される。

第１〜第ｎ位相変換回路４４からの出力信号は、それぞれ、第１〜第ｎ引算回路４６の一方の入力端に入力されると共に第１〜第ｎ遅延回路２２に入力される。また、第１〜第ｎ遅延回路２２の出力端は、それぞれ、第１〜第ｎ引算回路４６の他方の入力端に接続されている。

第１〜第ｎ引算回路４６の出力信号は、それぞれ、第１〜第ｎベクトル変換回路４８に入力される。第１〜第ｎベクトル変換回路４８の出力信号は、それぞれ、第１〜第ｎ移動平均処理回路２８に入力される。

第１〜第ｎ移動平均処理回路２８からの出力結果は、それぞれ選択合成回路３０に入力されると共に、それぞれ割合判定回路３２に入力される。該割合判定回路３２Ｃらの判定結果は、選択合成回路３０Ｃに入力される。該選択合成回路３０Ｃによる処理結果は、自己相関出力として出力される。

そこで、第１〜第ｎフィルタ回路３４の構成、機能、動作は、第４の実施の形態のそれらと同じである。第１〜第ｎ位相変換回路４４は、対応する第１〜第ｎフィルタ回路３４からの出力信号をそれぞれ入力して、位相情報に変換して出力する。

第１〜第ｎ遅延回路２２は、それぞれ、第１〜第ｎ位相変換回路４４から出力された位相情報を、１有効ＯＦＤＭシンボル期間（ＧＩを含まないＯＦＤＭ変調波の長さ）に相当する分だけ回転させる。

第１〜第ｎ引算回路４６は、それぞれ、第１〜第ｎ位相変換回路４４からの直接の位相情報と、第１〜第ｎ遅延回路２２により回転された位相情報とを比較し、その差分を求め、位相回転量として出力する。

第１〜第ｎベクトル変換回路４８は、それぞれ、第１〜第ｎ引算回路４６から出力された位相の回転量から単位ベクトルを生成する。次に、第１〜第ｎ移動平均処理回路２８は、それぞれ、第１〜第ｎベクトル変換回路４８からの単位ベクトルに対して、ＧＩ（ガード期間）長分の移動平均をとり、自己相関として出力する。

割合判定回路３２Ｃ及び選択合成回路３０Ｃの構成及び動作は、第４の実施の形態におけるそれらと同様である。

第１〜４の実施の形態にように、受信信号を用いて自己相関を生成する場合、自己相関の最大値は、受信信号の大きさにより影響されてしまう。これに対して、この第５の実施の形態においては、受信信号を一旦位相情報に変換し、後に単位ベクトルに変換するため、自己相関の大きさは受信信号の大きさには影響されなくなる。これにより、自己相関の大きさの変化は、伝搬路状態、雑音状態、及び／又は不要波電力割合によるものとなる。従って、本実施の形態では、各フィルタ回路を通過した自己相関の出力は、雑音や不要波電力がなく、伝送路状態が良好であれば、同等のレベルとなる。

また、この出力レベルについては、以下の議論に発展する。つまり、上述のように、割合判定回路３２Ｃ及び選択合成回路３０Ｃでの各処理は、第４の実施の形態の場合と同様である。すなわち、第１〜３の実施の形態でのいずれかの処理と同等の処理を行うようにする。このとき、ｎ個の自己相関をすべて採用する場合もある（例えば、第２の実施の形態の処理方法を適用し、すべての自己相関に係る最大値が閾値より大きい場合）が、ｎ個のうちのいくつかしか採用しない場合もある。例えば、第１の実施の形態の処理方法（最大値に係るものを採用）を適用した場合や、第２の実施の形態の処理方法を適用して、すべての最大値が閾値により大きいわけではない場合である。

このとき、採用されない自己相関の数をｍとすると、採用されたｎ−ｍ個をそのまま合成した場合には、ｎ個すべてが採用されて合成された場合と比較して、出力は（ｎ−ｍ）／ｎとなる。特異な例としては、最大に係る１つしか採用されなければ１／ｎとなる。

しかしながら、採用されない自己相関があっても、以下のように、採用された自己相関に重み付けして合成することにより、出力を常に、ｎ個すべてを採用した場合と同じとすることができる。

すなわち、例えば、採用されたｎ−ｍ個のうち、最も大きな最大値に係る自己相関以外の自己相関についてはそのまま合成するものの、最も大きな最大値に係る自己相関については、ｍ＋１倍にして合成する。すると、（ｎ−ｍ−１）／ｎ＋１×（ｍ＋１）／ｎ＝ｎ／ｎ＝１となり、出力は、ｎ個すべてを採用した場合と同じとなる。

特に、最大に係る１つしか採用されない場合は、ｍはｎ−１であり、従って、ｍ＋１倍は、ｎ倍となり、（１／ｎ）×ｎで、やはり１となる。

しかしながら、最も大きな最大値に係る自己相関をｍ＋１倍し、それ以外の自己相関についてはそのまま合成する処理方法では、ｍの値が比較的大きくなったときでも、最も大きな最大値に係る自己相関が強調された自己相関に結果としてなってしまう。そこで、最も大きな最大値に係る自己相関についてのみ増大させるのではなく、２番目に大きな最大値に係る自己相関についてもある割合で増大させて全体としてｎ個全てを採用した場合と同じとすれば、より安定した時間同期が得られる。

更にこれを発展させ、３番目に大きな最大値に係る自己相関以降の自己相関についても適切な比率で増大させて全体としてｎ個全てを採用した場合と同じとすることにより、より安定した時間同期が得られる自己相関出力を生成することが可能となる。

なお、上述の第５の実施の形態においては、一般化したｎ系列構成のもので説明したが、第１〜３の実施の形態と同様、２系列や、ある特定の系列数であってもよい。

［第６の実施の形態］
図８は、第６の実施の形態における相関器５０の構成を示す図である。本実施の形態は、第５の実施の形態と比較して、位相変換回路４４からベクトル変換回路４８までのｎ系列構成を共通の１系列構成とする代わりに、位相変換回路４４の前段とベクトル変換回路４８の後段にそれぞれ切替回路を設けた構成としている。

つまり、本実施の形態における相関器５０は、第１〜第ｎフィルタ回路３４と、第１切替回路５２と、位相変換回路４４と、遅延回路２２と、引算回路４６と、ベクトル変換回路４８と、第２切替回路５４と、第１〜第ｎ移動平均処理回路２８と、選択合成回路３０Ｃと、割合判定回路３２Ｃとを備えている。

そこで、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたＯＦＤＭ信号は、まず、第１〜第ｎフィルタ回路３４のそれぞれに並列に入力される。第１〜第ｎフィルタ回路３４通過後のＯＦＤＭ信号は、第１切替回路５２にすべて入力される。第１切替回路５２からの出力信号は、位相変換回路４４に入力される。

位相変換回路４４からの出力信号は、引算回路４６の一方の入力端に入力されると共に遅延回路２２に入力される。また、遅延回路２２の出力端は、引算回路４６の他方の入力端に接続されている。

引算回路４６の出力信号は、ベクトル変換回路４８に入力される。ベクトル変換回路４８の出力信号は、第２切替回路５４に入力される。第２切替回路５４からのｎ個の出力信号は、それぞれ、第１〜第ｎ移動平均処理回路２８に入力される。

第１〜第ｎ移動平均処理回路２８からの出力結果は、それぞれ選択合成回路３０に入力されると共に、それぞれ割合判定回路３２に入力される。該割合判定回路３２Ｃらの判定結果は、選択合成回路３０Ｃに入力される。該選択合成回路３０Ｃによる処理結果は、自己相関出力として出力される。

そこで、第１〜第ｎフィルタ回路３４の構成及び動作は、第５の実施の形態のそれらと同じである。同様に、位相変換回路４４、遅延回路２２、引算回路４６、及びベクトル変換回路４８の構成及び動作は、第５の実施の形態のそれらと同じである。同様に、第１〜第ｎ移動平均処理回路２８の構成及び動作は、第５の実施の形態のそれらと同じである。

そこで、第１切替回路５２は、第１〜第ｎフィルタ回路３４の各出力信号を、１サイクル（切替周期）毎に切り替えて入力し、位相変換回路４４に出力する。また、第２切替回路５４は、ベクトル変換回路４８の出力信号を入力して、１サイクル（切替周期）毎に切り替えて第１〜第ｎ移動平均処理回路２８のそれぞれに出力する。また、その各サイクルにおいて、選択されたかった各移動平均処理回路２８には、“０”を出力する。

ここで、遅延回路２２に格納されるデータの数（ＯＦＤＭシンボル長相当）Ｄｄと、各サイクルで各フィルタ回路３４に流れるデータの数Ｄｆとの関係は、Ｄｆ＝Ｄｄ／Ｍ（Ｍは整数）となる。かかる関係を維持することで、引算回路４６に入力される２つの信号、すなわち位相変換回路４４からの直接の信号と、遅延回路２２からの信号とが、常に同一のフィルタ回路３４からのものとなる。

以下、具体的に説明する。

例えば、Ｄｄ＝１０２４で、フィルタ回路３４を８個設ける（すなわち、ｎ＝８）とする。この場合、Ｄｆ＝１２８とし、８つのフィルタ回路３４を１サイクル毎に順に切り替えればよい（Ｍ＝８）。

次に、Ｄｄ＝１０２４で、フィルタ回路３４を５個設ける（すなわち、ｎ＝５）とする。この場合、５つのフィルタ回路３４を順に切り替えたのではうまくいかない。そこで、５つのフィルタ回路３４のうち、いくつかのフィルタ回路については、２回以上選択して全体として８サイクルとし、それを繰り返すようにする。そうすると、Ｄｆ＝１２８で、Ｍ＝８とすることができる（ｎ≠Ｍのケース）。具体的には、例えば、第１〜第４サイクルまでを、第１〜第４フィルタ回路３４に対応させ、そして、第５サイクルを第３フィルタ回路３４に、第６サイクルを第５フィルタ回路３４に、第７サイクルを第３フィルタ回路３４に、第８サイクルを第４フィルタ回路３４に、それぞれ対応させる。

なお、このときの複数回選択するフィルタ回路３４の選択基準や順序の基準としては、例えば、各フィルタ回路３４の通過特性がある。例えば、通過帯域の広いフィルタ回路の選択回数を増やしたり、逆に、通過帯域が狭いフィルタ回路の選択回数を増やしたりする。また、地上デジタル放送の場合、アナログ放送波が同一チャネルに存在した場合を想定し、アナログ放送の周波数スペクトラムにおいて、電力密度が高い周波数帯を通過させるフィルタ回路の選択回数を減らすというような基準も考えられる。しかしながら、一般には、個々の応用システムの固有特性に依存する。

上述の選択の頻度の違いの観点から、割合判定回路３２Ｃ及び選択合成回路３０Ｃでの各処理においては、第１〜第ｎ各移動平均処理回路２８の各出力に対し、対応するフィルタ回路３４の選択頻度に応じた重み付けを行った後に、第５の実施の形態までと同様の処理を行う。

例えば、上述の例のｎ≠Ｍのケースの場合、良好な受信状態であり、かつ妨害波が存在せず、各フィルタ回路３４により得られる自己相関の最大振幅が同等であった場合、３回選択される第３フィルタ回路３４とそれに対応する第３移動平均処理回路２８により生成される自己相関の最大振幅は、１回のみ選択されるそれらにより生成される自己相関の最大振幅の概ね３倍になり、第３フィルタ回路３４は容易に選ばれ易くなってしまう。そこで、上述の如く重み付けを行い、偏ったフィルタ回路の選択を防ぐようにする。

以上説明した第６の実施の形態によれば、フィルタ回路の数に対応した数だけ必要であった位相変換回路４４からベクトル変換回路４８までを、それぞれ１つとすることができ、それにより第５の実施の形態と同様の動作を実現し、同様の効果を奏しつつ、回路規模を大幅に削減することができる。

なお、第６の実施の形態においては、受信信号を位相情報に一旦変換する第５の実施の形態の相関器を共通１系列構成に改変する場合を説明したが、第４の実施の形態に係る相関器を共通１系列構成に改変することも同様に可能である。

１０ ＯＦＤＭ信号復調装置
１４、３６、３８、４０、４２、５０ 相関器
２２ 遅延回路
２４ 複素共役回路
２６ 複素演算回路
２８ 移動平均処理回路
３０ 選択合成回路
３２ 割合判定回路
３４ フィルタ回路
４４ 位相変換回路
４６ 引算回路
４８ ベクトル変換回路
５２ 第１切替回路
５４ 第２切替回路

Claims (12)

1. 互いに重ならない異なる通過帯域特性を有する複数のフィルタ手段であって、１シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間とからなるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を各々が入力する複数のフィルタ手段と、
   前記複数のフィルタ手段の各々を通過した信号から、複数の時間位置での自己相関を表す物理量を演算する演算手段と、
   前記演算手段により演算された前記物理量の前記ガード期間の時間平均を自己相関信号として生成する複数の自己相関生成手段と、
   前記複数のフィルタ手段の各出力信号を、所定周期毎に切り替えて入力し、前記演算手段に対して出力する第１切替手段と、
   前記演算手段の出力信号を入力して、前記所定周期毎に切り替えて前記自己相関生成手段に出力する第２切替手段と、
   を含む相関器。
2. 前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号を入力し、各自己相関信号に基づいて、時間同期を得るのに適した自己相関を１つ選択又は生成して出力する自己相関出力手段を更に含む請求項１記載の相関器。
3. 前記自己相関出力手段は、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のうち、最も大きい最大値を有する自己相関信号を選択出力する請求項２記載の相関器。
4. 前記自己相関出力手段は、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のうち、最も大きい最大値を有する自己相関信号を抽出し、該最大値に１未満の所定の係数を掛けて閾値を設定し、残りの自己相関信号のうち、前記閾値よりも大きい最大値を有する自己相関を抽出し、最大値が最も大きい自己相関信号と、抽出された、前記閾値よりも大きい最大値を有する自己相関信号を加算合成して出力する請求項２記載の相関器。
5. 前記自己相関出力手段は、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のうち、所定の閾値よりも大きい最大値を有する自己相関信号を抽出し、抽出された自己相関信号を加算合成して出力する請求項２記載の相関器。
6. 前記演算手段は、
   対応する前記フィルタ手段から出力された信号を、前記有効シンボル期間だけ遅延させる遅延手段と、
   前記遅延手段からの遅延信号に対して複素共役をとる複素共役手段と、
   前記フィルタ手段から出力されたＯＦＤＭ信号と、前記複素共役手段から出力された遅延後の、かつ複素共役処理後の信号とを入力し、それらを複素掛算する複素演算手段と、
   を含んで構成された請求項１〜５のいずれか１項に記載の相関器。
7. 前記演算手段は、
   対応する前記フィルタ手段から出力された信号を、位相情報に変換して出力する位相変換手段と、
   前記位相変換手段から出力された位相情報を、前記有効シンボル期間だけ回転させる遅延手段と、
   前記位相変換手段からの位相情報と、前記遅延手段により回転された位相情報とを比較し、その差分を求め、位相回転量として出力する引算手段と、
   前記引算手段から出力された位相の回転量から単位ベクトルを生成するベクトル変換手段と、
   を含んで構成された請求項１〜５のいずれか１項に記載の相関器。
8. 前記自己相関出力手段は、時間同期を得るのに適した自己相関を１つ選択又は生成する際に、前記複数の自己相関生成手段により生成された各々の自己相関信号のすべてに基づかない場合でも、すべてに基づく場合と出力が同じとなるように、採用した信号の少なくとも１つに重み付けをする請求項２記載の相関器。
9. 前記自己相関出力手段は、前記自己相関信号の各々の選択頻度に応じて前記重み付けをする請求項８記載の相関器。
10. 前記複数の各手段は、２個である請求項１〜９のいずれか１項に記載の相関器。
11. 前記遅延手段に格納されるデータの数Ｄｄと、各所定周期で各フィルタ手段に流れるデータの数Ｄｆとの関係は、Ｄｆ＝Ｄｄ／Ｍ（Ｍは整数）となる請求項６又は請求項７記載の相関器。
12. １シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間とからなるアナログ信号のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
    前記デジタル信号のＯＦＤＭ信号を入力する請求項１〜１１のいずれか１項に記載の相関器と、
    前記相関器から受け取った相関信号に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号から有効シンボル信号を抽出するためのタイミング信号を出力するタイミング検出手段と、
    前記タイミング検出手段から出力されたタイミング信号に基づいて、前記アナログ／デジタル変換手段でデジタル変換されたＯＦＤＭ信号から、有効シンボル信号を抽出し、フーリエ変換を施す高速フーリエ変換手段と、
    前記高速フーリエ変換手段によるフーリエ変換処理後の信号に復調処理を施し、復調信号を得る復調手段と、
    を含む復調装置。
    

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