JP4093246B2 - 直交周波数分割多重伝送装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｉｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ：ＯＦＤＭ）伝送装置に関し、より詳しくはＯＦＤＭ通信でのシンボルタイミング検出に関する。

ＯＦＤＭ通信方式は、高い耐マルチパスフェージング特性を比較的簡易な装置で得られる方式であり、近年、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や、地上波デジタルテレビ放送等で採用されている。ＯＦＤＭ通信方式では、送信側において、送信する情報を複数に分割して、各サブキャリアに対応させ、これを離散フーリエ逆変換処理により時間領域の信号に変換することで、一括してマルチキャリア信号を生成している。離散フーリエ逆変換処理には、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）に代表される高速アルゴリズムが通常使用される。すなわち、ＯＦＤＭ通信方式では、送信データを、複数の低速データに分割して、各低速データを対応するサブキャリアにより送信している。同様に、受信側においては、受信信号のサンプリング後、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）といった高速アルゴリズムを用いた離散フーリエ変換処理により、受信信号を一括して周波数領域の信号に変換して各サブキャリアの複号を行う。

ＯＦＤＭ信号の復調のためには、受信側においてシンボルタイミングを検出し、シンボルタイミング同期を確立する必要がある。このため、送信側は、同期シンボル又は同期プリアンブルと呼ばれるシンボルタイミング検出用の同期信号を周期的に送信し、受信側では、同期信号からシンボルタイミングを検出している（例えば、非特許文献１参照。）。

図８は、非特許文献１に記載の従来技術による同期信号生成のブロック図である。図８において、パターンテーブル３１は、同期信号を周波数領域で表したものであり、その例を図１０に示す。図１０において、相対周波数は、使用帯域の中心周波数からのサブキャリア数を示し、周波数が低くなる側を負の値で、周波数が高くなる側を正の値で表し、信号列は、対応サブキャリアに割り当てられた値を示している。

逆フーリエ変換器３４は、パターンテーブル３１の各周波数領域の値に対して、離散逆フーリエ変換処理を行い、時間領域の信号列である同期信号に変換する。本処理は、逆フーリエ変換器３４に入力されるパターンテーブル３１の値が、マルチキャリアを構成する各サブキャリアに乗算されるので、サブキャリアを個別に変調することと等価である。

マルチプレクサ３５は、入力される同期信号と、データとを交互に選択し、送信信号として出力とする。

図９は、従来技術によるシンボルタイミング検出のための同期回路のブロック図である。広帯域マッチドフィルタ４１は、そのインパルス応答が同期信号の複素共役となるように構成される。従って、受信信号の同期信号に同期したタイミングでピークを持つマッチドパルスが広帯域マッチドフィルタ４１から出力される。このマッチドパルスのピーク位置をピーク検出器４２で検出して、シンボルタイミングの基準としている。

平、石津、三宅、"周波数選択性フェージング環境におけるＯＦＤＭ通信システムのタイミング同期方式"、電子情報通信学会論文誌Ｂ Ｖｏｌ．Ｊ８４−Ｂ Ｎｏ．７、ｐｐ．１２５５−１２６４、２００１年７月

従来技術による同期信号生成では、伝送するサブキャリアの数を変更、例えば、任意のサブキャリアを使用するといった変更を行うことは出来ない。仮に、従来の方法により生成された同期信号を帯域制限等して、使用するサブキャリアを選択したとしても、受信側の広帯域マッチドフィルタ４１のインパルス応答は、帯域制限されない広帯域な周波数特性を有しているため、広帯域マッチドフィルタ４１のインパルス応答と、帯域制限された狭帯域な同期信号との相関値が小さくなり、従って、マッチドパルスの振幅が小さくなってしまう。これは、帯域制限された狭帯域な同期信号では、広帯域なインパルス応答の急峻な波形変動を表現できないためである。マッチドパルスの振幅が小さくなってしまう結果、同期信号に対するマッチドパルスと、雑音又はデータ部分に対するマッチドパルスとを峻別することが困難となり、検出精度が劣化する問題がある。

従って、本発明は、同期信号として使用するサブキャリアを容易に選択又は変更可能であり、良好なシンボルタイミングの検出精度を達成できる直交周波数分割多重伝送装置及び方法を提供することを目的とする。

本発明における直交周波数分割多重伝送装置によれば、
送信側に、所定の最大値以下である第１の帯域幅の情報を有し、各サブキャリアに割り当てられた所定値を入力して、第１の帯域幅に含まれるサブキャリアについては、割り当てられた所定値を出力し、含まれないサブキャリアについては、０を出力する可変重み付け手段と、可変重み付け手段の出力に対して離散逆フーリエ変換を行い、同期信号を出力する逆フーリエ変換手段とを有し、受信側に、送信側で、第１の帯域幅に代えて、所定の最大値未満で第１の帯域幅と重複部分を有する第２の帯域幅を使用した場合に出力される同期信号に対応するマッチドフィルタ手段と、マッチドフィルタ手段の出力信号のピークを検出してシンボルタイミング基準信号を出力するピーク検出手段とを有することを特徴とする。

本発明の直交周波数分割多重伝送装置における他の実施形態によれば、
所定の時系列値と、所定の時系列値を離散フーリエ変換して出力するフーリエ変換手段とを有し、前記各サブキャリアに割り当てられた所定値は、フーリエ変換手段の出力であることも好ましい。

また、本発明の直交周波数分割多重伝送装置における他の実施形態によれば、
前記所定の時系列値の変化周期は、前記所定の最大値の逆数より長く、マッチドフィルタ手段のインパルス応答は、前記所定の時系列値の複素共役に等しいことも好ましい。

更に、本発明の直交周波数分割多重伝送装置における他の実施形態によれば、
可変重み付け手段の出力を記憶保持するメモリ手段を備え、逆フーリエ変換手段は、メモリ手段に記憶保持された値に対して離散逆フーリエ変換を行うことも好ましい。

更に、本発明の直交周波数分割多重伝送装置における他の実施形態によれば、
逆フーリエ変換手段の出力を記憶保持するメモリ手段を備え、メモリ手段の読み出し出力を同期信号とすることも好ましい。

本発明における直交周波数分割多重伝送による送受信方法によれば、
送信側においては、各サブキャリアに割り当てられた所定値のうち、所定の最大値以下である第１の帯域幅に含まれないサブキャリアについては、値を０と変更して離散逆フーリエ変換を行うことにより同期信号を生成し、生成した同期信号を含む送信信号を送信し、受信側においては、送信側での第１の帯域幅に代えて、所定の最大値未満で、第１の帯域幅と重複部分を有する第２の帯域幅を使用した場合に生成される同期信号に対応するマッチドフィルタに、受信信号に含まれる同期信号を入力し、マッチドフィルタの出力信号のピークを検出してシンボルタイミング基準信号を得ることを特徴とする。

本発明の直交周波数分割多重伝送による送受信方法における他の実施形態によれば、
前記各サブキャリアに割り当てられた所定値は、所定の時系列値を離散フーリエ変換して得ることも好ましい。

また、本発明の直交周波数分割多重伝送による送受信方法における他の実施形態によれば、
前記所定の時系列値の変化周期は、前記所定の最大値の逆数より長く、マッチドフィルタのインパルス応答は、前記所定の時系列値の複素共役に等しいことも好ましい。

更に、本発明の直交周波数分割多重伝送による送受信方法における他の実施形態によれば、
前記各サブキャリアに割り当てられた所定値から、前記第１の帯域幅に含まれないサブキャリアについての値を０と変更したものを記憶保持し、前記記憶保持した値に対して離散逆フーリエ変換を行うことも好ましい。

更に、本発明の直交周波数分割多重伝送による送受信方法における他の実施形態によれば、
前記離散逆フーリエ変換により生成した同期信号を記憶保持し、送信信号に含まれる同期信号は、前記記憶保持した値を用いることも好ましい。

可変重み付け手段により、使用するサブキャリアを変更可能とし、所定の最大帯域幅未満の同期信号に対応したインパルス応答を持つマッチドフィルタを使用することで、サブキャリア数を減少させた場合にもマッチドパルスの振幅が小さくなることを防ぎ、検出精度の劣化を抑えている。

所定の時系列値を離散フーリエ変換して出力するフーリエ変換手段により、同期信号は、所定の時系列値を帯域制限した波形となる。所定の時系列値として、平均電力とピーク電力の比が小さく、マッチドパルスのメインローブ幅が狭隘で、マッチドパルスのサイドローブの小さいＭ系列等を用いることによりピーク電力を高めることなく検出精度を高めることができる。

また、所定の時系列値の変化周期を、最大帯域幅の逆数より大きくすることで、所定の時系列値の周波数成分を狭い帯域に集中させ、帯域制限をした場合にも波形歪みが小さく、元の時系列値の特性をもつマッチドフィルタを有効に利用できる。また、マッチドフィルタは、インパルス応答が所定の時系列値そのものの複素共役となるので、Ｍ系列のような＋１と、−１のみで数値表記可能な時系列値を用いることにより、簡易なハードウェア構成で実現できる。

可変重み付け手段の出力を記憶保持するメモリ手段又は逆フーリエ変換手段の出力を記憶保持するメモリ手段を設けることにより、可変重み付け手段及び／又は逆フーリエ変換手段での処理を同期信号の送出ごとに行う必要がなくなり、信号処理量を抑えることができる。

本発明を実施するための最良の実施形態について、以下では図面を用いて詳細に説明する。

図１は、本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第１実施形態での同期信号生成のブロック図である。図１によると、同期信号は、パターンテーブル１１と、乗算器１２と、重み係数テーブル１３と、逆フーリエ変換器１４と、マルチプレクサ１５とにより生成される。

パターンテーブル１１は、同期信号を周波数領域で表したものであり、その例を図１０に示す。図１０において、相対周波数は、使用帯域の中心周波数からのサブキャリア数を示し、周波数が低くなる側を負の値で、周波数が高くなる側を正の値で表し、信号列は、対応サブキャリアに割り当てられた値を示している。

重み係数テーブル１３は、使用する帯域幅の情報、つまり、各サブキャリアの使用又は不使用を示すテーブルであり、図１１にその例を示す。図１１のＡ列及びＢ列、それぞれが、１の同期信号を生成するために用いられ、値“１”は対応するサブキャリアを使用することを意味し、値“０”は不使用を示している。

乗算器１２は、パターンテーブル１１の各サブキャリアの値を、重み係数テーブル１３の対応するサブキャリアの値と乗算して出力する。重み係数テーブル１３と乗算器１２により可変重み付け手段を構成する。

逆フーリエ変換器１４は、乗算器１２の出力に対して、離散逆フーリエ変換処理を行い、時間領域の信号列である同期信号に変換してマルチプレクサ１５に出力する。

マルチプレクサ１５は、入力される同期信号と、データとを交互に選択して送信信号を出力する。

図３は同期信号を周波数領域で表した図であり、（ａ）は図１１のＡ列の値を使用したときの、（ｂ）は、図１１のＢ列の値を使用したときの状態を示している。（ａ）では、中心周波数の正側及び負側からそれぞれ２６サブキャリアを選択して使用し、（ｂ）では、中心周波数の正側及び負側からそれぞれ１０サブキャリアのみ使用している。以下、図１１のＡ列が、使用する最大帯域幅Ｗ２であり、Ｂ列が使用する最小帯域幅Ｗ１であり、最大帯域幅Ｗ２は、最小帯域幅Ｗ１を含むものとして説明を行う。

図２は、本発明による直交周波数分割多重伝送装置の、シンボルタイミング検出用同期回路のブロック図である。図２によると、シンボルタイミング検出用同期回路は、マッチドフィルタ２１と、ピーク検出器２２とを有する。

マッチドフィルタ２１は、最小帯域幅Ｗ１に対応する、すなわち、図１１のＢ列を使用した場合の同期信号の複素共役となるように構成する。最大帯域幅Ｗ２は、最小帯域幅Ｗ１を含むため、最大帯域幅Ｗ２以下で、最小帯域幅Ｗ１を含む帯域を有するいずれの同期信号を使用しても振幅の大きなマッチドパルスを得ることができる。最小帯域幅に含まれないサブキャリアの信号成分は干渉信号として作用するが、これらは、マッチドフィルタ２１の帯域外成分であり影響は小さい。

ピーク検出器２２は、マッチドパルス２１の出力からピーク位置を検出して、シンボルタイミングの基準信号を出力する。

重み係数テーブル１３を、最大帯域幅Ｗ２以下で、最小帯域幅Ｗ１を含む帯域となる範囲で変更することにより使用するサブキャリアを変更可能であり、使用する最小帯域幅Ｗ１での同期信号に対応したインパルス応答を持つマッチドフィルタを使用することで、マッチドパルスの振幅が小さくなることを防ぎ、検出精度の劣化を抑えている。

図４は、本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第２実施形態での同期信号生成のブロック図である。本実施形態では、図１のパターンテーブル１１に代えて、パターンテーブル１６と、フーリエ変換器１７とを有する。

パターンテーブル１６は、同期信号の時系列値、すなわち、各サンプリング時間と、その時間での値を表したものであり、その例を図１２に示す。図１２は、系列長１５のＭ系列（系列：１，１，１，１，−１，−１，−１，１，−１，−１，１，１，−１，１，−１）の各値を４つのサンプル値（合計６０サンプル）で表し、末尾に０を４つ加えたパターンである。尚、サンプリング時間は、図１０での総帯域幅、つまり、相対周波数−３２〜＋３１の帯域幅の逆数に相当する。

フーリエ変換器１７は、パターンテーブル１６の時系列値に対して、離散フーリエ変換処理を行い、周波数領域の信号列に変換する。その後は、図１と同じ処理が行われる。図５は、図１２のパターンテーブルを入力としたときのフーリエ変換器１７の出力を示す図である。

Ｍ系列を４倍サンプリングした値を入力とすることにより、信号電力の大部分が集中するメインローブは、１６サブキャリア分となる。従って、乗算器１２において図１１のＢ列に示す重み係数を乗算して帯域制限をしてもメインローブが失われず、帯域制限による波形歪みは最小限に抑えられる。

図４の構成で生成した同期信号に対する、シンボルタイミング検出用同期回路は図２にと同じであるが、マッチチドフィルタ２１は、そのインパルス応答がパターンテーブル１６の複素共役となるように設定される。図１２のパターンテーブルを用いた場合は、図１２の各値は実数であるため、図１２の値そのものとなる。

以上の構成により、同期信号は、所定の時系列値を帯域制限した波形となる。従って、平均電力とピーク電力の比が小さく、マッチドパルスのメインローブ幅が狭隘で、マッチドパルスのサイドローブの小さいＭ系列等を、所定の時系列値として用いることによりピーク電力を高めることなく検出精度を高めることができる。また、所定の時系列値の変化周期を、最大帯域幅Ｗ２の逆数より長くすることで、所定の時系列値の周波数成分を狭い帯域に集中させ、帯域制限をした場合にも波形歪みが小さく、元の時系列値の特性をもつマッチドフィルタを有効に利用できる。また、マッチドフィルタは、時系列値そのものの複素共役となるので、Ｍ系列のような＋１と、−１のみで数値表記可能な時系列値を用いることにより、簡易なハードウェア構成で実現できる。

図６は、本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第３実施形態での同期信号生成のブロック図である。本実施形態では、第２実施形態の乗算器１２と逆フーリエ変換器１４の間にメモリ１８が挿入される。メモリ１８は、乗算器１２から入力される周波数領域の信号列を記憶保持する。メモリ１８の内容は、初期化時及び重み係数テーブル１３の変更時に更新される。

以上の構成により、フーリエ変換器１７及び乗算器１２での処理を同期信号の送出ごとに行う必要がなくなり、信号処理量を抑えることができる。

図７は、本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第４実施形態での同期信号生成のブロック図である。本実施形態では、第２実施形態の逆フーリエ変換器１４とマルチプレクサ１５の間にメモリ１８が挿入される。メモリ１８は、逆フーリエ変換器１４から入力される時間領域の信号列を記憶保持する。メモリ１８の内容は、初期化時及び重み係数テーブル１３の変更時に更新される。

以上の構成により、フーリエ変換器１７、乗算器１２及び逆フーリエ変換器１４での処理を同期信号の送出ごとに行う必要がなくなり、信号処理量を抑えることができる。

以上の実施形態において、同期信号とデータは、逆フーリエ変換器１４の後段のマルチプレクサ１５で切替えを行っていたが、逆フーリエ変換器１４の前段で切り替える構成とすることも可能であり、また、乗算器１２での乗算処理に代えて、スイッチを用いて０とする構成も可能である。また、マッチドフィルタのインパルス応答を最小帯域幅の同期信号に対応させる場合で説明したが、使用する同期信号と重複部分がある限りにおいて、最小帯域幅より大きく、最大帯域幅より狭い任意の同期信号に対応させてもよい。この場合は、マッチドフィルタの帯域が広くなるに従い、入力される同期信号の帯域幅との重複部分に応じて、徐々に検出精度が劣化することになるが、最大帯域幅の同期信号に対応するマッチドフィルタを使用する従来の方法よりは、特性の良いシンボルタイミング検出を行うことができる。

本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第１実施形態での同期信号生成のブロック図である。 本発明による直交周波数分割多重伝送装置の、シンボルタイミング検出用同期回路のブロック図である。 同期信号を周波数領域で表した図である。 本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第２実施形態での同期信号生成のブロック図である。 フーリエ変換器の出力を示す図である。 本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第３実施形態での同期信号生成のブロック図である。 本発明による直交周波数分割多重伝送装置の第４実施形態での同期信号生成のブロック図である。 従来技術による同期信号生成のブロック図である。 従来技術によるシンボルタイミング検出のための同期回路のブロック図である。 周波数領域のパターンテーブルを示す図である。 重み係数テーブルを示す図である。 時間領域のパターンテーブルを示す図である。

符号の説明

１１、１６、３１ パターンテーブル
１２ 乗算器
１３ 重み係数テーブル
１４、３４ 逆フーリエ変換器
１５、３５ マルチプレクサ
１７ フーリエ変換器
１８ メモリ
２１ マッチドフィルタ
４１ 広帯域マッチドフィルタ
２２、４２ ピーク検出器

Claims (10)

1. 送信側に、
   所定の最大値以下である第１の帯域幅の情報を有し、各サブキャリアに割り当てられた所定値を入力して、第１の帯域幅に含まれるサブキャリアについては、割り当てられた所定値を出力し、含まれないサブキャリアについては、０を出力する可変重み付け手段と、
   可変重み付け手段の出力に対して離散逆フーリエ変換を行い、同期信号を出力する逆フーリエ変換手段と、
   を有し、
   受信側に、
   送信側で、第１の帯域幅に代えて、所定の最大値未満で第１の帯域幅と重複部分を有する第２の帯域幅を使用した場合に出力される同期信号に対応するマッチドフィルタ手段と、
   マッチドフィルタ手段の出力信号のピークを検出してシンボルタイミング基準信号を出力するピーク検出手段と、
   を有することを特徴とする直交周波数分割多重伝送装置。
2. 所定の時系列値と、
   所定の時系列値を離散フーリエ変換して出力するフーリエ変換手段と、
   を有し、
   前記各サブキャリアに割り当てられた所定値は、フーリエ変換手段の出力であることを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重伝送装置。
3. 前記所定の時系列値の変化周期は、前記所定の最大値の逆数より長く、
   マッチドフィルタ手段のインパルス応答は、前記所定の時系列値の複素共役に等しいことを特徴とする請求項２に記載の直交周波数分割多重伝送装置。
4. 可変重み付け手段の出力を記憶保持するメモリ手段を備え、
   逆フーリエ変換手段は、メモリ手段に記憶保持された値に対して離散逆フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重伝送装置。
5. 逆フーリエ変換手段の出力を記憶保持するメモリ手段を備え、メモリ手段の読み出し出力を同期信号とすることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重伝送装置。
6. 直交周波数分割多重伝送装置での送受信方法であって、
   送信側においては、
   各サブキャリアに割り当てられた所定値のうち、所定の最大値以下である第１の帯域幅に含まれないサブキャリアについては、値を０と変更して離散逆フーリエ変換を行うことにより同期信号を生成し、
   生成した同期信号を含む送信信号を送信し、
   受信側においては、
   送信側での第１の帯域幅に代えて、所定の最大値未満で、第１の帯域幅と重複部分を有する第２の帯域幅を使用した場合に生成される同期信号に対応するマッチドフィルタに、受信信号に含まれる同期信号を入力し、
   マッチドフィルタの出力信号のピークを検出してシンボルタイミング基準信号を得ることを特徴とする方法。
7. 前記各サブキャリアに割り当てられた所定値は、所定の時系列値を離散フーリエ変換して得ることを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前記所定の時系列値の変化周期は、前記所定の最大値の逆数より長く、
   マッチドフィルタのインパルス応答は、前記所定の時系列値の複素共役に等しいことを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記各サブキャリアに割り当てられた所定値から、前記第１の帯域幅に含まれないサブキャリアについての値を０と変更したものを記憶保持し、
   前記記憶保持した値に対して離散逆フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項６から８のいずれか１項に記載の方法。
10. 前記離散逆フーリエ変換により生成した同期信号を記憶保持し、
    送信信号に含まれる同期信号は、前記記憶保持した値を用いることを特徴とする請求項６から８のいずれか１項に記載の方法。

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