JP5089682B2 - シングルキャリア周波数分割多重アクセスシステムにおける周波数領域チャネル推定 - Google Patents

Description

本発明は通信システムにおけるチャネル推定／等化に関する。本発明は、受信ノードへ信号を送信する複数のユーザ端末（各端末にはそれぞれの一組の送信サブキャリアが割り当てられる）を含むシステムにおける「アップリンク」送信での使用可能性に特に留意して開発された。

ＦＤＭＡ（周波数分割多重アクセス）と組み合わせたシングルキャリア（ＳＣ）送信（すなわちＳＣ−ＦＤＭＡ）は、将来の無線通信システムの重要な多重アクセス方式として出現しつつある。例えば、ＳＣ−ＦＤＭＡ技術は現在のところＵＭＴＳ（汎用移動体電話システム）の拡張用と考えられており、通常、拡張ＵＴＲＡ（Ｅ−ＵＴＲＡ）またはスーパー３Ｇ（Ｓ３Ｇ）システムと呼ばれる。

シングルキャリア無線アクセス技術はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が小さいという利点を有する。この特性は、携帯用ハンドセットの電力消費を最低限にするためにおよびアップリンクカバレッジ（移動端末から基地局まで）を最大限にするために重要であり、主として携帯用ハンドセット送信電力により制限される。ＳＣ−ＦＤＭＡ技術により、セル内のユーザはそのデータレートにかかわらず同時に送信することができる。

実際は、「シングルキャリア」技術と呼ばれるものの、この送信構成は、異なる周波数サブバンド（サブキャリア）に割り振られることにより「直交化」された様々なユーザを設ける。この特徴は時分散性チャネルにおいても維持される。受信機における等化技術により、一杯となったセルにおいてもそして時分散性チャネル上においても照合フィルタ限界に近い検知性能レベルに達することが可能となる。

将来の無線通信システムに有望と考えられる別の信号処理方式は、周波数領域のチャネル応答等化であり、文献では周波数領域等化（ＦＤＥ）と呼ばれる。ＳＣ−ＦＤＭＡと周波数領域等化とを組み合わせることにより、より低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）および実質的に同じ全体の複雑度でＯＦＤＭ（直交周波数多重方式）と同等の性能レベルがもたらされる。言い換えると、低ＰＡＰＲは、ＳＣ送信機の電力増幅器が所与の平均電力をサポートするためにより少ない線形領域を必要とすること、すなわちより少ないピーク電力バックオフを必要とすることを意味する。そのため、この手法により、同等のＯＦＤＭ方式に対しより安価な電力増幅器を使用することができる。これは、電力増幅器はユーザ装置（ＵＥ）送受信機の最も高価な部品の１つであるので、極めて重要な利点である。

将来の広帯域無線システムにおける応用のために、現在、２つのタイプのＳＣ−ＦＤＭＡ送信方式、すなわち「局所ＳＣ−ＦＤＭＡ（ＬＦＤＭＡ）」と「分散ＳＣ−ＦＤＭＡ（ＤＦＤＭＡ）」が考えられている。

ＬＦＤＭＡでは、システム帯域幅のある部分における一組の連続する周波数が各ユーザに割り当てられ、異なるユーザはノンオーバーラップ周波数帯域上で送信する。このような方式は、周波数計画送信（所与のユーザの伝送フォーマットはチャネル特性に基づいて選択される）に好適であり、そして発振器公差、位相ノイズ、またはドップラー効果による周波数オフセットに対し頑強である。一方、局所方法は広帯域の無線チャネルにおいて利用可能な周波数ダイバーシチを活用しない。

逆に、ＤＦＤＭＡでは、多重アクセスは、全体システム帯域上に分散された直交サブキャリアを異なるユーザに割り当てることにより実現される。ユーザ信号は異なる無相関サブキャリア上で送信されるので、ＤＦＤＭＡは周波数ダイバーシチを実現する。但し、起こり得る周波数オフセットによりユーザ直交性が失われるという事態を回避するためにある方策を採用しなければならない。

局所シングルキャリア信号と分散シングルキャリア信号の両方は時間領域または周波数領域のいずれにおいても生成され得る。シングルキャリア信号の時間領域生成は文献ではインタリーブＦＤＭＡ（ＩＦＤＭＡ）と呼ばれる。ＩＦＤＭＡ送信技術の詳細な説明は、Ｕ．Ｓｏｒｇｅｒ、Ｉ．Ｄｅ Ｂｒｏｅｋ、Ｍ．Ｓｃｈｎｅｌｌ、「Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ＦＤＭＡ−Ａ ｎｅｗ Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｃｈｅｍｅ」、ＩＣＣ １９９８−ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第１号、１９９８年６月）、１０１３−１０１７頁の論文に記載されている。

シングルキャリア信号もまた周波数領域において生成することができる。シングルキャリア信号の周波数領域での生成は文献ではＤＦＴ Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ）またはＤＦＴ Ｐｒｅｃｏｄｅｄ ＯＦＤＭと呼ばれる。ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ技術の詳細な説明は、Ｒ．Ｄｉｎｉｓ、Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ、「Ａ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｕｐｌｉｎｋ ｏｆ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ，Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ２００４年、３８０８−３８１２頁の論文に記載されている。

シングルキャリア信号の時間領域生成と周波数領域生成により類似のタイプの信号がもたらされ、したがって信号復調には類似の受像機アーキテクチャを使用することができる。その低複雑性により特に魅力的な受像機アーキテクチャは周波数領域等化を備えたＳＣ受像機（ＳＣ−ＦＤＥ）である。

ＳＣ方式における周波数領域等化は、単純に、従来の線形時間領域等化器により行われるものの周波数領域における等価物である。厳しい遅延分散を有するチャネルに関し、等化は一度に一ブロックのデータに対し行なわれそしてこのブロックにおける演算は実質的に効率的なＦＦＴ演算とチャネル反転演算とを含むので、周波数領域等化は対応する時間領域等化より計算上簡単である。

周波数領域等化は、時間領域信号生成（例えばＩＦＤＭＡ送信）と周波数領域信号生成（例えばＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ送信）との両方の場合に使用することができる。周波数領域等化の原理は、Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ、「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ、２００２年４月に記載されている。

具体的に特許文献を参照すると、米国特許第３８６４６３２号明細書には高速同期式データ伝送方式に好適な周波数領域等化システムが開示されている。インパルス応答のサンプルは離散フーリエ変換（ＦＦＴ）装置により周波数領域のサンプルに変換される。これらの周波数領域サンプルの逆値は可逆回路から導出され、次に離散逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）装置により時間領域サンプルに変換される。この時間領域サンプルは、シンボル間干渉と雑音を起因とする受信信号におけるエラーを最少化するためにトランスバーサル時間領域等化器に適用される所望のタップ利得である。

逆に、米国特許出願公開第２００４／０１２５２３５号明細書は、ディジタルテレビ受信機のチャネル等化器を例示する。このチャネル等化器はチャネル推定器、チャネル歪み補償器とノイズキャンセラーを含む。チャネル推定器はトレーニング信号を使用することにより時間領域の伝送チャネルインパルス応答
を推定する。チャネル歪み補償器は２つのＦＦＴユニット、ＲＯＭ、周波数領域等化器を含む。第１のＦＦＴユニットは受信信号を時間領域から周波数領域に変換する。第２のＦＦＴユニットは、チャネル推定器により推定された伝送チャネルインパルス応答
を時間領域から周波数領域に変換し、こうしてチャネル周波数応答
を得る。ＲＯＭメモリは、入力において第２のＦＦＴから伝送チャネルの推定周波数応答
を受信し、チャネル周波数応答の逆数
を出力する。周波数領域等化器は、初期の等化係数として、ＲＯＭメモリから出力される逆チャネル周波数応答
を使用し、そして受信データシンボルによりトレーニングされたＬＭＳ（最小２乗平均）アルゴリズムを使用することによりチャネルを適応的に等化する。
米国特許第３８６４６３２号明細書 米国特許出願公開第２００４／０１２５２３５号明細書 Ｕ．Ｓｏｒｇｅｒ、Ｉ．Ｄｅ Ｂｒｏｅｋ、Ｍ．Ｓｃｈｎｅｌｌ、「Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ＦＤＭＡ−Ａ ｎｅｗ Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｃｈｅｍｅ」、ＩＣＣ １９９８−ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第１号、１９９８年６月）、１０１３−１０１７頁 Ｒ．Ｄｉｎｉｓ、Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ、「Ａ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｕｐｌｉｎｋ ｏｆ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ，Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ２００４年、３８０８−３８１２頁 Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ、「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ、２００２年４月

それ自体効果的ではあるが、上述の従来技術の手法は、同時にアクティブとなる複数のユーザにチャネル推定／等化が関与するシナリオへの適用を考える場合はいつも必然的にかなり複雑な構成をもたらす。

したがって、チャネル推定／等化処理を簡単にすることにより、実施するのに非常に複雑で厄介な構成をもたらすことなくマルチユーザ状況においてこれらの演算が行なわれることを可能にする構成に対するニーズが感じられる。これらのすべては、精度と信頼性の点でその結果を損なわずに得られるものである。

したがって、本発明の目的は、このニーズに十分に応えることである。

本発明によると、その目的は、特許請求範囲に記載の特徴を有する方法により実現される。本発明は、また、対応する装置（すなわちチャネル推定器／等化器）と、関連するシステムおよびコンピュータプログラム製品（少なくとも１つのコンピュータのメモリ内にロード可能であり製品がコンピュータ上で実行されると本発明の方法の工程を実行するソフトウェアコード部分を含む）に関する。本明細書で使用されるように、このようなコンピュータプログラム製品への言及は、本発明の方法の性能を調整するようにコンピュータシステムを制御する命令を含むコンピュータ可読媒体に言及することと等価となるように意図される。「少なくとも１つのコンピュータ」への言及は、明らかに本発明が分散的／モジュール的な方法で実施される可能性を強調するように意図されている。

特許請求の範囲は、本明細書で提供される本発明の開示の不可欠な部分である。

本明細書に記載の構成の好ましい実施形態は、すべてのユーザに対しチャネル推定とチャネル等化を統合的に実行する受像機アーキテクチャである。このようなアーキテクチャは、広帯域シングルキャリア無線システムの基地局受信機における応用に特に好適であり、実際、統合チャネル推定・等化（ｊｏｉｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）は、これらの演算がユーザ毎に別々に実行される分散アーキテクチャに対しシステム複雑度をより低下させることになる。

特に好ましい実施形態では、統合チャネル推定・等化は、チャネルを推定するために異なるユーザにより送信されるパイロット系列の離散スペクトルの逆数（ｉｎｖｅｒｓｅ）（より正確には逆数（ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ））を受像機（すなわち基地局ＢＳ）に格納することにより実行される。パイロットスペクトルの逆数は予め計算され好適なメモリに格納される。これらの値は、その後例えばＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）技術を使用することにより、各ユーザのチャネル伝達関数
の推定とチャネル等化とのために使用される。

より一般的には、本明細書に記載の構成は、信号を受信ノードへ送信する複数のユーザ端末を含む伝送システムにおけるチャネル推定を提供する。各ユーザ端末には、チャネル上の送信のための一組の送信サブキャリアとテスト信号系列がそれぞれ割り当てられる。ユーザ端末に割り当てられたそれぞれの一組の送信サブキャリアと、前記ユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに関する情報が受信ノードに格納される。こうして、これらテスト信号系列は、チャネル上で送信する複数のユーザ端末により送信される信号内に含むことができ、これにより合成テスト信号が受信ノードにおいて生成される。合成テスト信号の離散スペクトルは受信ノードにおいて生成され、チャネル推定は合成テスト信号の離散スペクトルとユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとの関数として得られる。

好ましくは、チャネル推定は、それぞれが合成テスト信号の離散スペクトルのそれぞれの一部とユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルの１つとの関数である、個々の寄与のセットとして得られる。通常、チャネル推定は、受信された合成テスト信号の離散スペクトルをユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルで割る演算を含む。前述の除算は、合成テスト信号の離散スペクトルと、受信機に格納されユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルの逆数とを乗算することにより実行されてもよい。

同一周波数離散化工程が、それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルと合成テスト信号の離散スペクトルのために使用されてもよい。このような場合、チャネル推定は、合成テスト信号の離散スペクトルと、ユーザ端末に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに対し実行されるポイントツーポイント演算を含む。異なる周波数離散化工程が、それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルと合成テスト信号の離散スペクトルに対し用いられる場合（例えば互いの倍数である周波数離散化工程）、それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルと合成テスト信号の離散スペクトルのいずれかに同一周波数離散化工程を得るための補間処理を施すことができる。

本発明について、例示として添付図面を参照し以下に説明する。

本明細書で提供される例示的な説明は、図１に例示された移動通信システムのアップリンクにおいて発生するように多くのユーザ端末ＴＵ１，ＴＵ２，．．．，ＴＵＮｕがそれぞれの信号ｘ（１），ｘ（２），．．．，ｘ（Ｎｕ）を同時に基地局ＢＳへ送信するシナリオに注目する。

図１において、信号ｘ（１），ｘ（２），．．．，ｘ（Ｎｕ）を生成するデータ（基地局ＢＳにおいて受信され再生されるものと期待されるデータ）をｄ（１），ｄ（２），．．．，ｄ（Ｎｕ）で表す。

各信号ｘ（１），ｘ（２），．．．，ｘ（Ｎｕ）はｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ）で表されるそれぞれのチャネル部上で送信され、そして結果として生じた信号（同時的な送信により）は基地局ＢＳである受信ノードに送られる前に（ノードＲＮにおいて）加算される。ここで導入されたすべてのエンティティは一般的には実数および虚数部分を含む複素数エンティティであると想定される。太字はベクターエンティティを表わす。

伝送チャネルの雑音特性はノードＲＮと基地局ＢＳの間に挟まれたノードＳＮにおけるガウス雑音（ＡＷＧＮ）の加算により単純にモデル化される。

各ユーザは、一組の櫛状サブキャリアを使用する「シングルキャリア」送信技術であるＩＦＤＭＡまたはＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ技術を使用することにより一意的なキャリア信号を送信する。本明細書で提案された受信機アーキテクチャは、考慮する送信方式によっては一部のみのわずかな修正を必要とするこれら両方の送信技術に適用可能である。

従来技術の解決法に対し複雑性が低減されたという利点を有するＳＣ−ＦＤＥ受信機のアーキテクチャについて以下に説明する。指摘したように、提案された受信機アーキテクチャはすべてのユーザに対しチャネル推定と等化を統合的に実行するので広帯域のシングルキャリア無線システムの基地局受信機におけるアプリケーションに特に好適である。ユーザ信号の統合チャネル推定・等化は、これらの演算がユーザ毎に別々に実行される分散アーキテクチャに対し、システム複雑度が低いという点で明らかな利点を示す。

本明細書で説明されるように、統合チャネル推定・等化は、チャネルを推定するために、異なるユーザにより送信されたパイロット系列の離散スペクトルの逆数（ｉｎｖｅｒｓｅ）（より正確には逆数（ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ））を受像機（すなわち基地局ＢＳ）に格納することにより実行される。パイロットスペクトルの逆数は予め計算され好適なメモリに格納される。これらの値は、その後、例えばＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）技術を使用することにより各ユーザのチャネル伝達関数
の推定とチャネル等化を行うために使用される。

集中型受信機のアーキテクチャにつき、最初にＩＦＤＭＡ送信の場合を説明する。以下に実証されるように、同じ受信機アーキテクチャはＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ送信の場合にも最少の修正で使用することができる。

ＩＦＤＭＡ信号は、圧縮と、ＰＳＫまたはＱＡＭ変調信号のブロック繰り返しと、後続の周波数領域の所望位置への周波数シフトとにより時間領域で生成される。

ｉ番目のユーザ（図１のｉ番目のユーザ端末Ｔｕ_ｉ（ｉ＝１，．．．Ｎ_ｕ）は、Ｑ個の複素数シンボルｄ_ｑ ^（ｉ）（ｑ＝０，．．．，Ｑ−１）のブロックｄ^（ｉ）＝［ｄ_０ ^（ｉ），ｄ_１ ^（ｉ），．．．，ｄ_Ｑ−１ ^（ｉ）］を送信する（各シンボルｄ_ｑ ^（ｉ）は継続時間Ｔ_Ｓを有する）。ＩＦＤＭＡユーザにより送信される情報の最小ブロックを表わすＩＦＤＭＡシンボルを構築するためにこれらのＱ個のシンボルは処理される。

ＩＦＤＭＡシンボルの生成は、各シンボルｄ_ｑ ^（ｉ）の継続時間を圧縮し、次にブロック繰り返しを実行することにより得られる。したがって各シンボルｄ_ｑ ^（ｉ）の継続時間はＴ_Ｓからより小さい値Ｔ_Ｃまで低減される。
ここで、要素ＬはＩＦＤＭＡシンボルの有用部と関係しＬ_ＣＰはサイクリックプレフィックス部と関係する。時間圧縮後、Ｑ個の短縮されたシンボルのブロックはＬ＋Ｌ_ＣＰ回繰り返される。あるいは、ＩＦＤＭＡシンボルの構築は次のように説明することができる。Ｑ個のシンボルｄ_ｑ ^（ｉ）のそれぞれは、それぞれが継続時間Ｔ_Ｃを有するＬ＋Ｌ_ＣＰ個のチップに分割される。次に、得られたチップは、Ｑ×（Ｌ＋Ｌ_ＣＰ）次元のマトリックス内の行により書き込まれる。マトリクスは、その後、ｉ番目のユーザのＩＦＤＭＡシンボルを与える列により読み出される。したがって、ＩＦＤＭＡシンボルはＱ×（Ｌ＋Ｌ_ＣＰ）個のチップからなる。ＩＦＤＭＡシンボルの有用部分におけるチップの数は、
Ｎ＝Ｑ・Ｌ
に等しく、そしてサイクリックプレフィックスを含むＩＦＤＭＡデータシンボルの合計時間継続時間は
Ｔ＝Ｑ・Ｔ_Ｓ＝Ｑ・（Ｌ＋Ｌ_ＣＰ）・Ｔ_Ｃ
に等しい。

圧縮とブロックの繰り返しが周波数領域の櫛状スペクトルに対応する時間領域の周期的信号を生成することは実証可能である。特に、ＩＦＤＭＡスペクトルは、
離れたＱ個のスペクトル線からなり、一方ＩＦＤＭＡ信号の全帯域幅は、
に等しい。

圧縮とブロック繰り返しにより生成されたＩＦＤＭＡシンボルは、次に、周波数領域の所望位置において櫛状スペクトルを変換するために周波数シフトされる。

ＩＦＤＭＡシンボル生成の詳細な説明は本明細書の冒頭部分において既に引用されたＵ．Ｓｏｒｇｅｒらによる論文に記載されている。

以下では、各ユーザはＫ個のＩＦＤＭＡシンボル（最初のＩＦＤＭＡシンボルがパイロットであり、残りのＫ−１個のシンボルがユーザデータを搬送する）からなるフレームを送信するものとする。パイロットは、受信者には知られており、したがってチャネル推定・等化のために活用できる基準シンボルを搬送する。

以下の数学的な説明では、本発明者らは、同じ長さＮを有するパイロットシンボルとデータシンボルの一般的な場合を考える。これは送信されたパイロットシンボルとデータシンボルが両方とも周波数領域のＱ個のスペクトル線からなると言うのと等価である。しかしながら、提案されたチャネル推定方法および関連する受信機アーキテクチャはパイロットシンボルとデータシンボルが異なる長さを有する場合にも適用可能である。このような特定の場合、パイロットシンボルの継続時間はオーバーヘッドを最少にするためにデータシンボルの継続時間に対し低減される。短縮されたパイロットシンボルはＱ_ｐ＜Ｑ個のシンボルを送信することにより得られる。その結果ＩＦＤＭＡパイロットシンボルの有用部分におけるチップの数は
Ｎ_ｐ＝Ｑ_ｐ・Ｌ
に等しく、サイクリックプレフィックスを含むＩＦＤＭＡパイロットシンボルの全継続時間は
Ｔ_ｐ＝Ｑ_ｐ・Ｔ_Ｓ＝Ｑ_ｐ・（Ｌ＋Ｌ_ＣＰ）・Ｔ_Ｃ
に等しい。

ＩＦＤＭＡパイロットシンボルのスペクトルは、
離れたＱ_ｐ＜Ｑ個のスペクトル線からなり、一方、ＩＦＤＭＡパイロットシンボルの全帯域幅は常に
に等しい。

このような場合、パイロットシンボル上で推定されたチャネル周波数応答は、ある周波数補間方法を使用することにより異なるデータシンボル次元に適合させることができる。

様々なユーザの信号は、それぞれがｈ^（ｉ）により表わされるインパルス応答を有する、異なるマルチパスチャネルを経験する。こうして、受信機端における信号は、図１のノードＳＮにおいて加算されるシンボル間干渉と付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）としてモデル化された熱雑音とにより破損された（ｃｏｒｒｕｐｔｅｄ）Ｎ_ｕ個のユーザ信号の合計である（図１のノードＲＮ）。

図２には、集中型ＳＣ−ＦＤＥ受信機のアーキテクチャを例示する。受信信号はＲＦフロントエンド１００において無線周波数からベースバンドに変換され、次にパルス整形受信フィルタ１０２によりろ過される。その後、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）は、マルチパス伝播による連続ＩＦＤＭＡシンボルからの干渉により影響を受けているのでブロック１０４において廃棄される。

ブロック１０４におけるサイクリックプレフィックス除去後、信号ｒは、すべてのユーザに対して統合チャネル推定・等化を実行するブロック１０６において処理される。

本明細書で説明される構成の焦点はチャネル推定・等化ブロック１０６の構造と演算にある。

分散型受信機アーキテクチャとは違って、本明細書に記載の受信機は、異なるユーザから受信された信号の合計である信号ｒを直接等化することを目的とする。等化は、ＩＦＤＭＡまたはＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ技術の直交特性を活用することにより周波数領域において実行される。その後、等化された信号はユーザ固有の復調ユニット１０８（１）〜１０８（Ｎ_ｕ）に送られ、ここで（ベースバンド）復調、統合およびデータ決定が行なわれる。

様々なユーザ信号の分離は、周波数領域のＩＦＤＭＡ技術の直交特性を活用することによりユーザ固有の復調ユニット内で得られる。

以下では、本発明者らは、一般的なユーザＴＵ^（ｉ）により送信された信号のスペクトルをＸ^（ｉ）で表わす。
Ｘ^（ｉ）＝ＦＦＴ（ｘ^（ｉ）） （１）
ここで、ＦＦＴ（・）は複素数列の高速フーリエ変換である。

前に説明したように、ｉ番目のユーザのスペクトルＸ^（ｉ）はｆ_ｑ ^（ｉ）で表わされる周波数におけるＱ個のスペクトル線により構成される。Ｑ個のスペクトル線またはサブキャリアは、データシンボルの送信のためそしてまたパイロットシンボルの送信のために使用される。

インパルス応答ｈ^（ｉ）＝［ｈ_０ ^（ｉ），ｈ_１ ^（ｉ），．．．，ｈ_Ｍ ^（ｉ）］^Ｔを有する周波数選択性チャネル上の送信の場合、周波数ｆ_ｑ ^（ｉ）におけるｉ番目のユーザのスペクトル線は、チャネル周波数応答Ｈ^（ｉ）＝ＦＦＴ（ｈ^（ｉ））の値により変調される。ｉ番目のユーザのチャネル周波数応答Ｈ^（ｉ）＝［Ｈ _１ ^（ｉ），Ｈ _２ ^（ｉ），．．．，Ｈ _Ｎ ^（ｉ）］^Ｔは大きさＮ＝ＬＱを有するベクトルである。ここでｊ番目の要素Ｈ_ｊ ^（ｉ）はｊ番目のサブキャリア周波数におけるチャネル応答を表わす。

周波数領域のｉ番目のユーザの受信信号は、Ｘ^（ｉ）とＨ^（ｉ）の要素毎積として表現することができる。
Ｒ^（ｉ）＝Ｘ^（ｉ）・Ｈ^（ｉ）＋Φ （２）
ここでΦは、周波数領域の熱雑音サンプルを含むＮ次元のベクトルである。

チャネル周波数応答が各ユーザ毎の受信機において知られている場合、例えば最少平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）手法により得られる適切な等化係数に対して、受信信号のスペクトルを単純に乗算することによりチャネルの影響を補正することが可能である。ｉ番目のユーザに対する等化ベクトルをＷ^（ｉ）＝［W _１ ^（ｉ），W _２ ^（ｉ），．．．，W _Ｎ ^（ｉ）］^Ｔで表わすことにより、次のように書くことができる。
ここで、

はｉ番目のユーザによる送信に使用されるｊ番目のサブキャリア周波数におけるチャネル周波数応答の推測値である。なお、ｉ番目のユーザの等化ベクトルＷ^（ｉ）は、ｆ_ｑ ^（ｉ）で表わされる周波数に対応する０とは異なるＱ個の値のみを有する。最後に、ηは、熱雑音電力スペクトル密度σ_ｎ ^２と送信信号σ_ｘ ^２の電力スペクトル密度との比である。したがって、ユーザｉに対し等化された信号は、受信信号スペクトルＲ^（ｉ）と等化ベクトルＷ^（ｉ）との要素毎乗算として表現することができる。
Ｙ^（ｉ）＝Ｗ^（ｉ）・Ｒ^（ｉ） （４）

異なるユーザはノンオーバーラップサブキャリアのそれぞれの組を活用するので、等価な等化ベクトルＷに対して、全受信信号を乗算することによりすべてのユーザを一緒に等化することができる。
Ｗ＝［Ｗ_１，Ｗ_２，．．．，Ｗ_Ｎ］^Ｔ （５）
ここで、ベクトルＷは、異なるユーザの等化ベクトルの合計として得ることができる。

図３のブロック図には、図２の統合チャネル推定・等化ブロック１０６の演算を例示する。

サイクリックプレフィックス除去（図２のブロック１０４）後の受信複素数ベースバンド信号ｒは、データシンボルｒ_ｄからパイロットシンボルｒ_ｐを分離するためにブロック２００において逆多重化される。パイロットシンボルｒ_ｐは、セル内でアクティブなＮ_ｕ人のユーザのチャネル周波数応答を推定するブロックに送られる。異なるマルチパスチャネルのチャネル周波数応答に関する情報は、等価な等化ベクトルＷを計算する等化ブロック２０４において活用される。同様に、受信データシンボルｒ_ｄは、直並列変換（Ｓ／Ｐ）ブロック２０６において並列化され、そして高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用することによりブロック２０８において周波数領域に変換される。
Ｒ_ｄ＝ＦＦＴ（ｒ_ｄ） （７）
時間領域の受信データベクトルをｒ_ｄ＝［ｒ_ｄ１，ｒ_ｄ２，．．．，ｒ_ｄＮ］^Ｔで、周波数領域の対応する信号をＲ_ｄ＝［Ｒ_ｄ１，Ｒ_ｄ２，．．．．，Ｒ_ｄＮ］^Ｔで表す。ベクトルＲ_ｄの各周波数成分は対応する等化重みにより重み付けられる、すなわちベクトルＲ_ｄは、等価な等化ベクトルＷに対し、要素毎に乗算される（概して２０９で示す乗算器段を参照）。
Ｙ＝Ｗ・Ｒ_ｄ （８）
ここで、Ｙ＝［Ｙ_１，Ｙ_２，．．．，Ｙ_Ｎ］^Ｔは、等化された受信信号のサンプルを含むＮ次元ベクトルである。次に、Ｙの要素はＮ＝ＬＱポイントにわたって計算されるＩＦＦＴを使用することによりブロック２１０において時間領域に変換される。
ｙ＝ＩＦＦＴ（Ｙ） （９）
ここで、ｙ＝［ｙ_１，ｙ_２，．．．，ｙ_Ｎ］^Ｔは、その要素がすべてのユーザからの受信信号を等化したサンプルであるベクトルである。最後に、信号ベクトルｙは、図２に示されるように、並列直列変換（Ｐ／Ｓ）ブロック２１２において直列化されユーザ固有の復調ユニット１０８（１）〜１０８（Ｎｕ）へ送られる。

上に説明したように、等化器２０４は、セル内で送信するユーザのチャネル周波数応答
の推定値を必要とする。チャネル推定は、フレーム内に挿入され受信機において認識されるＩＦＤＭＡパイロットシンボルｘ_ｐを活用することにより実現される。

このようなパイロットシンボルｘ_ｐは、様々なユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられたそれぞれのテスト信号系列を表わす。

以下では、これらのテスト系列ｘ_ｐは関与する様々なユーザ端末により同時に送信されるものと概して想定される。これは好ましい実施形態を表わすが、当業者はテスト系列の同時送信が本発明のための必須要件ではないということを十分に理解する。実際は、受信機（基地局ＢＳ）は、後に続く結合処理を考慮し異なる時間に受信されたテスト系列をバッファするように構成されてもよい。

図４には、図３のチャネル推定ユニット２０２のブロック図を示す。

以下では、ｉ番目のユーザにより送信されるＩＦＤＭＡパイロットシンボルをｘ_ｐ ^（ｉ）で、セル内のすべてのユーザにより送信されるパイロットシンボルの合計をｘ_ｐで示す。

異なるユーザは異なるサブキャリア上に割り振られるので、異なるユーザにより送信されたパイロット系列は周波数領域において直交する。

また、得られたＮ次元ベクトルをＰ＝［Ｐ_１，Ｐ_２，．．．，Ｐ_Ｎ］で
Ｐ＝ＦＦＴ（ｘ_ｐ） （１１）
のように表す。

ベクトルＰはｘｐのスペクトルを表わし、ＩＦＤＭＡデータシンボルに関するＮ個のスペクトル線により構成される。ユーザｉに関連したスペクトル線は周波数ｆ_ｑ ^（ｉ）を占有する。

前述したように、基地局受信機はセル内のアクティブな異なるユーザにより使用されるパイロット系列ｘ_ｐ ^（ｉ）に関する知識を有する。さらに、受信機もまたデータとパイロット系列の送信に対して各ユーザに割り振られたサブキャリアを認識している。

図３に示す受信機アーキテクチャでは、チャネル推定は、セル内のすべてのアクティブユーザに対し一緒に周波数領域において実行される。

図３のブロック図にはオプションの補間ブロック２１４が示されている。このブロックは、長さＮ_ｐ＜Ｎを有する短いパイロットシンボルの特定の場合においてのみ必要である。前述したように、このブロックは、Ｎ個の周波数セットを使用することにより逆に送信されるデータシンボルの長さへの、Ｎ_ｐ個の周波数のグリッド上で推定されたチャネル周波数応答の適応化を可能にする。

図４において説明されたチャネル推定ユニットは、所与のセルに割り当てられたすべてのパイロット（テスト）系列のスペクトルの逆数をその中に格納したメモリブロックを含む。メモリの大きさを低減するために、スペクトル値の逆数は好適なビット数にわたって量子化される。

メモリ４００へのアクセスは、所定の時刻にセル内で入力情報として使用される一組のパイロット系列を受信するメモリコントローラ４０２により管理される。このような情報により、メモリコントローラ４０２はメモリをアドレス指定し、使用されるパイロット系列に対応するスペクトルの逆数をフェッチする。メモリ４００から読み出された値はスペクトルマッピング機能４０４に供給される。マッピング機能（またはブロック）は、また、第２の入力としてセル内のアクティブユーザ間のサブキャリアの割り振り表を受信し、この情報を使用することによりいわゆるチャネル推定ベクトルＶを構築する。ベクトルＶは、式（１１）により与えられるベクトルＰの要素ごとの逆数である。

図５には、チャネル推定ベクトルＶの構成を示す例を与える。簡単にするために、Ｎ＝８のサブキャリアのみを有するシステムを考える。セル内で利用可能なパイロット系列の組は、Ｑ＝１、２、４、８に等しい異なる長さを有する４つの系列により構成される。図５に示すように、これらの４つのパイロット系列のスペクトルの逆数はメモリ４００内に格納される。メモリコントローラ４０２は、入力としてセル内のアクティブユーザに現在割り振られている一組の系列を受信し、そして必要なスペクトル値をフェッチするためにメモリ４００をアドレス指定する。具体的には、２と３に番号付けられた系列が所与の時刻に使用されるものとする。スペクトルマッピング機能４０４は、入力として、メモリ４００内に格納されたデータと、そして異なるユーザのサブキャリア割り振りとを受信する。提案された例では、ユーザＴＵ_１はパイロット系列２に割り振られ、そして局所周波数マッピングを使用することによりサブキャリア｛２，３，４，５｝に割り振られる。ユーザＴＵ２はパイロット系列３に割り当てられ、そして分散型周波数マッピングを使用することによりサブキャリア｛６，８｝上に割り振られている。

この情報を活用することにより、マッピングブロック４０４は、異なるユーザに割り当てられた周波数ビン内にパイロットスペクトルの逆数を配置することにより、チャネル推定ベクトルＶを構築する。次に、マッピング機能により与えられるベクトルＶは以下に説明されるチャネル推定を実行するために使用される。

新しい接続がユーザにより設定されるか、あるいは通信が終了すると、使用された一組のパイロット系列とサブキャリア割り振りは変更され、ベクトルＶはそれに応じて更新される。

図４を参照すると、受信されたパイロットシンボルｒ_ｐは並列化され（２０６で）、次にＮ＝ＬＱポイントにわたって計算されるＦＦＴにより周波数領域に変換される（２０８で）ことに気づくであろう。
Ｒ_ｐ＝ＦＦＴ（ｒ_ｐ） （１２）
ここで、Ｒ_ｐ＝［Ｒ_ｐ１，Ｒ_ｐ２，．．．，Ｒ_ｐＮ］^Ｔは、受信パイロットシンボルの周波数サンプルを含む長さＮのベクトルである。

この変換は、周波数領域等化（ＦＤＥ）のためのデータシンボルのＦＦＴを計算する同じ回路を活用することにより実現され得ることは十分に理解されるであろう。ベクトルＲ_ｐは、送信されたパイロットスペクトルＰと等価なチャネル周波数応答ベクトルＨとの要素毎積（ｅｌｅｍｅｎｔ−ｗｉｓｅ ｐｒｏｄｕｃｔ）として表現することができる。
Ｒ_ｐ＝Ｐ・Ｈ＋Φ （１３）
ここで、Ｈ＝［Ｈ_１，Ｈ_２，．．．，Ｈ_Ｎ］は、異なるユーザのチャネル周波数応答Ｈ^（ｉ）を組み合わせることにより得られる。具体的には、ｊ番目のサブキャリアがｉ番目のユーザにより送信に使用される場合、ベクトルＨのｊ番目の要素はＨ_ｊ ^（ｉ）に等しい。式（１３）におけるベクトルΦは、周波数領域の熱雑音サンプルを含むＮ次元ベクトルである。

したがって、受信パイロットシンボルを使用することにより、異なるユーザにより経験されたチャネル周波数応答の値を推定することは可能である。チャネル周波数応答
の推定は、チャネル推定ベクトルＶに対し、受信パイロットベクトルＲ_ｐを要素毎に乗算することにより得られる。
ここで、
したがって、
の要素は次のように得られる。ｊ＝１，２，．．．，Ｎの場合、

言い換えると、チャネル推定は、生成器２０８により生成された合成テスト信号の離散スペクトルと、様々なユーザ端末ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．．，ＴＵ_Νｕに対するそれぞれのテスト信号系列ｘｐの離散的（パイロット）スペクトルとの関数として得られる。より具体的には、チャネル推定は一組の個々の要素毎寄与（ｅｌｅｍｅｎｔ−ｗｉｓｅ ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎｓ）として得られ、各要素は、生成器２０８により生成された合成テスト信号の離散スペクトルのそれぞれの一部と、ユーザ端末ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Νｕの１つに割り当てられたテスト信号系列ｘｐのパイロットスペクトルとの関数として得られる。

図示のように、チャネル推定は、合成テスト信号の離散スペクトルを、ユーザ端末に割り当てられたテスト信号系列の離散パイロットスペクトルで割る演算を含む。

数学的な観点からは、各パイロットスペクトルによる除算を名目的に含む演算は、パイロットスペクトルの逆数（ｉｎｖｅｒｓｅ）（より正確には逆数（ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ））に対する乗算として実行されることが好ましい。言い換えると、これは次に示すように自乗モジュラスによる除算がその後に続くパイロットスペクトルの共役による乗算と等価である。

式（１５）から、パイロット系列は、その周波数スペクトルＰが名目的に一定の大きさを有するパイロットシンボルを得るために選択され得るということになる。実際、絶対値｜Ｐ_ｊ｜がいくつかの周波数に対し低い値を取る場合、対応するチャネル周波数応答
の推定は雑音増加効果により信頼できない。一方、低ＰＡＰＲが実現されるように、パイロット系列は恐らく一定振幅を有さなければならない。

低ＰＡＰＲを有する実数の対蹠パイロット系列ｐ＝［ｐ_１，ｐ_２，．．．，ｐ_Ｑ］
を考慮すると、一組のパイロット系列は、２^Ｑ個の可能な対蹠系列にわたる全数探索により決定することができる。好適な系列はメトリックβの最小値（パイロットパワースペクトルＰの最大平坦性を保証する）を発見することにより選択される。

チャネル推定とチャネル等化の両方に対し同じＦＦＴユニットを活用することができるので、提案された集中化アーキテクチャはハードウェア受信機の複雑度を低減させることができる。また、ベクトルＰの要素の逆数がメモリ内に格納されるのでスカラー間の乗算のみが必要である。したがって、計算の複雑度は主としてＮポイントにわたるＦＦＴとＩＦＦＴによる。システムのパラメーターは、積Ｎ＝ＬＱが２の累乗となるように選択されるべきである。
Ｌ・Ｑ＝２^ｂ （１７）

条件（１７）が満たされた場合、より低い計算負荷をもたらす基数２のＦＦＴとＩＦＦＴを実施することが可能である。

図６と図７のブロック図は、本発明の受信機アーキテクチャがまたＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ送信の場合にどのように適用できるかを示す。

ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ送信機は次のように動作する。大きさＱのＦＦＴが、まずＱ個の変調シンボルのブロックに適用される。これは変調シンボルを周波数領域に変換する。次に、ＦＦＴの出力は、目標周波数に対応して、大きさＮ＞Ｑを有する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の入力にマッピングされる。局所ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ方式の場合、ＦＦＴ出力はＩＦＦＴブロックの連続する入力（すなわち周波数）上にマッピングされる。逆に、分散型方式では、ＦＦＴ出力はＩＦＦＴブロックの非隣接入力にわたって分散される。次に、ＩＦＦＴの出力は直列化され、高い周波数に変換されそしてチャネル上で送信される。

局所化送信と分散化送信の両方については、信号が逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間領域へ変換される前に周波数領域スペクトル波形整形を適用してもよい。時間領域パルス整形と同様に、スペクトル波形整形はＰＡＰＲとスペクトル効率との兼ね合いで使用され得る。

また、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭの場合、パイロット系列は受信機側におけるチャネル推定を可能にするために送信される。またこの場合、各ユーザがＫ個のＤＦＴ−ＳＯＦＤＭシンボルからなるＴＤＭＡフレームを送信すると仮定する。ここでは最初のシンボルがパイロットであり、残りのＫ−１個のシンボルがユーザデータを搬送する。パイロットは、受信者には知られておりしたがってチャネル推定・等化のために活用することができる基準シンボルを搬送する。パイロット系列は時間領域または周波数領域において生成することができる。時間領域生成により、低ＰＡＰＲを有するパイロット系列を容易に発見できるようになるが、スペクトル平坦性を得るのがより困難になる。逆に、パイロット系列の周波数領域生成は、より高いＰＡＰＲを犠牲にして、容易にスペクトル平坦性を実現できるようにする。一般的には、使用される一組のパイロット系列はスペクトル平坦性と低ＰＡＰＲの間の良好な妥協点を得るように最適化されるべきである。

以下の説明では、周波数領域において同じ継続時間としたがって同じ大きさＮを有するパイロットシンボルとデータシンボルの一般的な場合を考える。しかしながら、パイロットシンボルの継続時間を低減ししたがって対応するオーバーヘッドを最少化するために、より短いＩＦＦＴサイズＮ_ｐ＜Ｎをパイロットシンボルに使用することができる。このような場合、パイロットシンボルのスペクトルは、データシンボルを構成するＮ個のサブキャリアの間隔に対してより大きな周波数間隔を有するＮ_ｐ＜Ｎ個のサブキャリアからなる。

ＩＦＦＴサイズを低減することにより、パイロットシンボルの継続時間を低減することが可能である。
Ｔ_{ｐｉｌｏｔ}＝Ｎ_ｐ・ｔ_ｓ＋Ｔ_ｇ
ここで、ｔ_ｓは送信機のＩＦＦＴ出力における値のサンプリング時間であり、Ｔ_ｇはサイクリックプレフィックス継続時間である。このようにしてパイロットオーバーヘッドは低減される。しかしながら、チャネル周波数応答はより少ない数のポイントにわたって推定され、したがってチャネル推定器出力に関するある補間方法の適用を必要とする。

図６には、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ技術のための例示的な受信機アーキテクチャを示す。この図は図２と実質的に同じように見える。実際、同一または等価な要素または部品を示すために両方の図面では同じ参照符号を使用した。図２（ＩＦＤＭＡ送信）に対する基本的相違は、図６（ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ送信）の構成では、図６のチャネル推定・等化ブロック１０６’が、Ｎ_ｕ個の別々の信号を与える（各ユーザに対して１個）点にある。

図７に、統合チャネル推定・等化ブロック１０６’のブロック図を示す。チャネル推定・等化演算はＩＦＤＭＡ送信の場合の説明と同じであり、したがって先の説明はまたこの場合にも適用可能である。同一または等価な要素または部品を示すために両方の図面では同じ参照符号を使用した。図７のブロック図は、長さＮ_ｐ＜Ｎを有するより短いパイロットシンボルの特定の場合のみに必要なオプションの補間ブロック２１４を含む。補間ブロック２１４は、Ｎ個の周波数（例えばサブキャリア）セットを使用することにより逆に送信されるデータシンボルの長さへの、Ｎ_ｐ個の周波数のグリッド上で推定されたチャネル周波数応答の適応化を可能にする。

図３のブロック１０６のアーキテクチャとの基本的相違は、図７のブロック１０６’は、式（８）により与えられる等化信号Ｙ＝［Ｙ_１，Ｙ_２，．．．，Ｙ_Ｎ］^Ｔに対し作用するユーザ逆マッピング関数３１０を含んでいる点にある。逆マッピング関数は、ｉ番目のユーザに割り当てられたＱ^（ｉ）個のサブキャリア上の周波数領域において受信されたＱ^（ｉ）個のデータシンボルを収集し、そしてそれらのシンボルを、大きさＱ^（ｉ）の複数のＩＦＦＴモジュール３１２（１）〜３１２（Ｎｕ）のそれぞれの１つに与える。シンボルはＩＦＦＴ演算により時間領域に変換され、次にユーザ固有の復調ユニット３１４（１）〜３１４（Ｎｕ）に与えられる。

本発明のチャネル推定・等化方法および受信機アーキテクチャは現時点で好ましい実施形態に関して例示され説明された。しかしながら、その詳細および実施形態は、本発明の根本原理を損なうことなく、あくまで一例として説明されたものを参照し、添付の特許請求範囲により定義される本発明の範囲から逸脱することなく、認識できるほどに変形し得るということが理解される。

本明細書に記載の構成を使用する状況を全体的に示すブロック図である。 本明細書に記載の構成に取り込むように構成された特定の処理機能の詳細である。 本明細書に記載の構成に取り込むように構成された統合チャネル推定・等化方式のブロック図である。 図３の方式のチャネル推定機能の詳細である。 図４のチャネル推定機能の演算の詳細である。 本明細書に記載の構成に導入されるように構成された特定の処理機能の詳細である（基本的には図２と類似）。 本明細書に記載の構成に取り込むように構成された別の統合チャネル推定・等化方式のブロック図である。

Claims (14)

1. 信号（ｘ（１），ｘ（２），．．．，ｘ（Ｎｕ））を受信ノード（ＢＳ）へ送信する複数のユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）を含むシングルキャリア周波数分割多重アクセス伝送システムにおけるチャネル（ｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ））の推定方法であって、前記各ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）には、前記チャネル上の送信のためのそれぞれの送信サブキャリアセットが割り当てられ、前記方法は、
   −前記チャネル（ｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ））上の送信のためのそれぞれのテスト信号系列を前記ユーザ端末に割り当てる工程と、
   −前記チャネル上の送信のために前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられたそれぞれの送信サブキャリアセットと、前記ユーザ端末に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに関する情報を前記受信ノード（ＢＳ）に格納する工程（４００）と
   を含み、前記方法は、更に、
   −自身に割り当てられた前記それぞれの送信サブキャリアセットを使用することにより前記複数のユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）によって前記チャネル（ｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ））上に送信される前記信号（ｘ（１），ｘ（２），．．．，ｘ（Ｎｕ））に、前記それぞれのテスト信号系列を含める工程であって、これにより前記受信ノードにおいて合成テスト信号（ｒ_ｐ）が生じる、工程と、
   −前記受信ノード（ＢＳ）において前記合成テスト信号（ｒ _ｐ ）の離散スペクトルを生成する工程（２０８）と、
   −個々の寄与のセットとしての前記チャネルの推定を得る工程であって、前記各寄与は、前記合成テスト信号（ｒ _ｐ ）の前記離散スペクトルのそれぞれの部分と、前記ユーザ端末（ＴＵ _１ ，ＴＵ _２ ，．．．，ＴＵ _Ｎｕ ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルのうちの１つとの関数として得られる工程と
   を含むことを特徴とする、方法。
2. 前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルを、前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルで割る演算により前記チャネルの推定を得る工程を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記割る演算は、前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルと、前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルの逆数とを乗算することにより実行されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルと前記合成テスト信号の前記離散スペクトルとに対し、同一周波数離散化工程を使用する工程であって、これにより、前記チャネルの推定を得る工程は、前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルと、同一周波数離散化工程により前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルとに対し実行されるポイントツーポイント演算を含む工程を含むことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
5. −前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルと前記合成テスト信号の前記離散スペクトルとに対し、互いの倍数である周波数離散化工程を使用する工程と、
   −補間を介し同一周波数離散化工程を得るために、前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルと前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルとのいずれかを補完する工程（２１４）であって、これにより、前記チャネルの推定を得る工程は、前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルと、補間（２１４）を介し同一にされた前記周波数離散化工程により前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルとに対し実行されるポイントツーポイント演算を含む工程と
   を含むことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
6. 複数のユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）から信号（ｘ（１），ｘ（２），．．．，Ｘ（Ｎｕ））を受信するシングルキャリア周波数分割多重アクセス受信ノード（ＢＳ）におけるチャネル（ｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ））の推定のためのチャネル推定器（２０２）であって、前記各ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）には、前記チャネル（ｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ））上での送信のためのそれぞれの送信サブキャリアセットとそれぞれのテスト信号系列が割り当てられ、前記チャネル推定器（２０２）は、
   −前記チャネル上の送信のために前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられたそれぞれの送信サブキャリアセットと、前記ユーザ端末に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の離散スペクトルとに関する情報をその中に格納した少なくとも１つのメモリ（４００）
   を備え、前記チャネル推定器は、更に、
   −自身に割り当てられた前記それぞれの送信サブキャリアセットを使用することにより前記チャネル（ｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ））上で送信される前記それぞれのテスト信号系列を含む信号（ｘ（１），ｘ（２），．．．，ｘ（Ｎｕ））を複数の前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）から受信することの結果として前記受信ノードにおいて生じる合成テスト信号（ｒ_ｐ）の離散スペクトルを生成する（２０８）ためのスペクトル生成器（２０８）と、
   −個々の寄与のセットとしての前記チャネルの推定を得るための処理要素（２０９）であって、前記各寄与は、前記合成テスト信号（ｒ _ｐ ）の前記離散スペクトルのそれぞれの部分と、前記ユーザ端末（ＴＵ _１ ，ＴＵ _２ ，．．．，ＴＵ _Ｎｕ ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルのうちの１つとの関数として得られる、処理要素（２０９）と
   を含むことを特徴とする、チャネル推定器。
7. 前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルを、前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルで割る演算により前記チャネル推定を得るように構成された前記処理要素（２０９）を含むことを特徴とする請求項６に記載のチャネル推定器。
8. 前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルと、前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルの逆数とを乗算することによる前記割る演算を実行するように構成された前記処理要素（２０９）を含むことを特徴とする請求項７に記載のチャネル推定器。
9. 前記離散スペクトルの逆数の形式で前記ユーザ端末に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルをその中に格納した前記少なくとも１つのメモリ（４００）を含むことを特徴とする請求項８に記載のチャネル推定器。
10. −前記合成テスト信号（ｒ_ｐ）の前記離散スペクトルと、前記ユーザ端末（ＴＵ_１，ＴＵ_２，．．．，ＴＵ_Ｎｕ）に割り当てられた前記それぞれのテスト信号系列の前記離散スペクトルの逆数とを乗算することにより前記割る演算を実行するために、そして
    −前記合成テスト信号（ｒ _ｐ ）の前記離散スペクトルに一組の等化係数を乗算することにより前記チャネル（ｈ（１），ｈ（２），．．．，ｈ（Ｎｕ））を等化する（２０４）ために
    共通の一組の乗算器（２０９）を含むことを特徴とする請求項８に記載のチャネル推定器。
11. 請求項６〜１０のいずれか一項に記載のチャネル推定器を含む伝送システム。
12. 前記伝送システムはＩＦＤＭＡ伝送システムであることを特徴とする請求項１１に記載の伝送システム。
13. 前記伝送システムはＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ伝送システムであることを特徴とする請求項１１に記載の伝送システム。
14. 少なくとも１つのコンピュータのメモリ内にロード可能であり、かつ請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法を実行するためのソフトウェアコード部分を含むコンピュータプログラム。